JP6058473B2 - 照明用電源制御回路、半導体集積回路、照明用電源および照明器具 - Google Patents

Description

本発明は、照明用電源制御回路、半導体集積回路、照明用電源および照明器具に関する。より詳しくは、本発明は、電流注入型の発光素子を有する発光モジュールに電流を供給する照明用電源を制御するための照明用電源制御回路、該照明用電源制御回路を半導体基板上に形成した半導体集積回路、該照明用電源制御回路を備えた照明用電源、および該照明用電源を備えた照明器具に関する。

照明器具に対しては、高調波電流を抑制するためにＩＥＣやＪＩＳ等の規格により各種の規制（定格出力２５Ｗ以上ではクラスＣ）が課せられている。このため、照明器具に適用される電源装置には、通常、昇圧チョッパ回路等の力率改善回路が設けられている。

ところで、発光ダイオード（ＬＥＤ）等の電流注入型の発光素子を用いた発光モジュールを有する照明器具の場合、調光制御により、従来の放電灯等に比べてずっと小さい照度（調光度）まで調光することが可能である。照度が低い場合（深調光の場合）、照明器具の電源装置（照明用電源）は、従来の放電灯等に比べてずっと小さい電流を発光モジュールに供給する必要がある。

なお、特許文献１には、通常動作時に比べて消費電力が小さくなる動作モードにおいてチョッパ回路の出力電圧の異常昇圧を抑制する電源装置が記載されている。また、特許文献２には、軽負荷の状態においてスイッチング損失を低減させる電源装置が記載されている。

特開２００４−２０８３５７号公報 特開２０１１−２２９２５５号公報

上記のように、深調光の場合、即ち、照明用電源の負荷が軽い場合は、照明用電源は、従来の放電灯等に比べてずっと小さい電流を発光モジュールに供給する必要がある。

しかしながら、深調光時においては、力率改善回路のスイッチ素子のオン幅が最小となり、調光度がさらに低くなった場合にオン幅をそれ以上狭めることができなくなる。このような場合、力率改善回路のチョークコイルに流れる電流をそれ以上低下させることができない。その結果、力率改善回路の出力電圧が上昇し、過電圧保護機能が作動することにより、力率が低下するという課題があった。

ここで、図８を参照して、上記課題について詳しく説明する。図８の上段には、商用電源等の交流電源の入力交流電圧波形（一周期分）を示している。図８の中段には、力率改善回路が定格電圧を出力している時のＰＦＣ動作波形（ＩＬ，Ｉｉｎ）を示している。図８の下段には、深調光時のＰＦＣ動作波形（ＩＬ，Ｉｉｎ）を示している。なお、図８の中段および下段における、ＩＬは力率改善回路のチョークコイルに流れるインダクタ電流を示し、Ｉｉｎは入力交流電圧を整流する整流回路に設けられた平滑コンデンサに流れ込む入力電流である。

図８中段に示すように、定格出力時においては、力率改善回路は電流臨界制御される。即ち、インダクタ電流ＩＬがゼロに低下すると、インダクタ電流を制御するスイッチ素子が導通状態になり、インダクタ電流ＩＬは再び上昇する。電流臨界制御の下では、入力電流Ｉｉｎは入力交流電圧の波形とほぼ相似になり、力率が改善される。

一方、図８下段に示すように、深調光時においては、インダクタ電流ＩＬは、電流臨界制御の途中でしばらくゼロになる期間がある。これは、前述のように、力率改善回路の出力電圧が定格電圧よりも高くなることに起因する。

即ち、力率改善回路の出力電圧が定格出力電圧よりも高い異常閾値電圧に達すると、過電圧保護機能が作動し、スイッチ素子のスイッチング動作は強制的に停止する。ここで、過電圧保護機能は、力率改善回路の出力電圧が平滑コンデンサの耐圧を超える等により、照明用電源が破壊されることを防止するために設けられているものである。

過電圧保護機能の作動後、スイッチング動作の停止により力率改善回路の出力電圧が低下すると、過電圧保護機能によるスイッチング動作の禁止が解除され、スイッチ素子はスイッチング動作を再開する。

しかしながら、図８の下段に示すように、スイッチング動作の停止および再開によって入力電流Ｉｉｎの高調波成分が増大し、力率が低下してしまう。

本発明は、上記の技術的認識に基づいてなされたものであり、深調光時における力率の低下を防止することが可能な照明用電源制御回路、半導体集積回路、照明用電源および照明器具を提供することを目的とする。

本発明の一態様に係る照明用電源制御回路は、
交流電源が出力する入力交流電圧を整流平滑して入力整流電圧を出力する整流回路と、インダクタおよび前記インダクタに流れるインダクタ電流を制御するスイッチ素子を有し、前記スイッチ素子のスイッチング動作により前記入力整流電圧を直流電圧に変換する力率改善回路と、電流注入型の発光素子を有する発光モジュールに前記直流電圧に基づく直流電流を出力するＤＣ−ＤＣコンバータと、を備える照明用電源に適用される照明用電源制御回路であって、
調光器により設定される前記発光モジュールの調光度が所定の切り替え閾値以上の場合には、前記インダクタ電流がゼロになったときに前記スイッチ素子を導通状態に制御する電流臨界制御を行い、
前記調光度が前記切り替え閾値未満の場合には、前記入力交流電圧の一周期あたりの前記スイッチ素子のターンオン回数が電流臨界モードにおけるターンオン回数よりも少なくなるように、前記スイッチ素子を所定のターンオン周期で強制的に導通状態に制御する固定周波数制御を行う、
ことを特徴とする。

また、前記照明用電源制御回路において、
前記調光度が前記切り替え閾値未満であり、かつ前記直流電圧が過電圧保護機能の作動する電圧未満である場合には、前記固定周波数制御に代えて前記電流臨界制御を行ってもよい。

また、前記照明用電源制御回路において、
前記ターンオン周期は、前記固定周波数制御における前記スイッチ素子のスイッチング周波数が可聴領域の上限周波数よりも高くなるように設定されているようにしてもよい。

また、前記照明用電源制御回路において、
前記ターンオン周期は、前記調光度が低くなるにつれて連続的に長くなるようにしてもよい。

また、前記照明用電源制御回路において、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータが前記発光モジュールの調光度に応じた直流電流を前記発光モジュールに出力するように、前記ＤＣ−ＤＣコンバータを制御するようにしてもよい。

また、前記照明用電源制御回路において、
前記発光素子は、発光ダイオード、レーザダイオード、有機ＥＬ素子、その他半導体発光素子であるようにしてもよい。

また、前記照明用電源制御回路において、
前記調光器の前記調光度に基づく調光電圧が前記切り替え閾値に対応する調光基準電圧未満の場合に、深調光信号を出力する深調光信号出力部と、
前記深調光信号を受信している場合には前記固定周波数制御を行い、前記深調光信号を受信していない場合には前記電流臨界制御を行うＰＦＣ制御部と、
を備えるようにしてもよい。

また、前記照明用電源制御回路において、
前記ＰＦＣ制御部は、
前記深調光信号を受信している間、前記ターンオン周期ごとに第１のオントリガ信号を出力するタイマー部と、
前記インダクタ電流がゼロになったことを検出すると、第２のオントリガ信号を出力するゼロクロス検出部と、
前記深調光信号を受信していない場合は前記第２のオントリガ信号を通過させ、前記深調光信号を受信している場合は前記第２のオントリガ信号を通過させない信号ゲート部と、
前記スイッチ素子を流れる電流に基づく電圧が前記入力整流電圧と前記直流電圧との積に基づくターンオフ閾値電圧を超えた場合に、第１のオフトリガ信号を出力するスイッチ電流判定部と、
前記直流電圧が前記力率改善回路の定格出力電圧よりも高い異常閾値電圧を超えた場合に、第２のオフトリガ信号を出力する過電圧検出部と、
前記タイマー部から前記第１のオントリガ信号を受信した場合または前記信号ゲート部から前記第２のオントリガ信号を受信した場合には、前記スイッチ素子を導通状態にするオン信号を出力し、前記スイッチ電流判定部から前記第１のオフトリガ信号を受信した場合または前記過電圧検出部から前記第２のオフトリガ信号を受信した場合には、前記スイッチ素子を遮断状態にするオフ信号を出力するゲート信号出力部と、
を有するようにしてもよい。

また、前記照明用電源制御回路において、
前記タイマー部は、
定電流源と、
第１の入力端子と、所定の基準電圧に接続された第２の入力端子と、前記第１の入力端子の電圧が前記第２の入力端子の電圧よりも大きい場合に前記第１のオントリガ信号を出力する出力端子とを有する比較器と、
一端が前記定電流源の出力端子に接続され、他端が前記比較器の前記第１の入力端子に接続され、ゲート端子が前記深調光信号出力部の出力端子に接続され、前記ゲート端子が前記深調光信号を受信すると導通状態になる電流供給用スイッチ素子と、
一端が前記電流供給用スイッチ素子の他端に接続され、他端が接地されたコンデンサと、
一端が前記コンデンサの一端に接続され、他端が接地され、前記ゲート信号出力部が前記オン信号を出力すると導通状態になる放電用スイッチ素子と、
を有するようにしてもよい。

また、前記照明用電源制御回路において、
前記タイマー部は、
定電流源と、
第１の入力端子と、所定の基準電圧に接続された第２の入力端子と、前記第１の入力端子の電圧が前記第２の入力端子の電圧よりも大きい場合に前記第１のオントリガ信号を出力する出力端子とを有する比較器と、
一端が前記定電流源の出力端子および前記比較器の前記第１の入力端子に接続され、他端が接地されたコンデンサと、
一端が前記コンデンサの一端に接続され、他端が接地され、前記ゲート信号出力部が前記オン信号を出力すると導通状態になる放電用スイッチ素子と、
を有するようにしてもよい。

また、前記照明用電源制御回路において、
前記調光器の前記調光度に基づく調光電圧が前記切り替え閾値に対応する調光基準電圧未満の場合に、深調光信号を出力する深調光信号出力部と、
前記深調光信号を受信し、かつ前記直流電圧が前記力率改善回路の定格出力電圧と過電圧保護機能が作動する異常閾値電圧との間の警戒閾値電圧よりも高い場合には、前記固定周波数制御を行い、それ以外の場合には前記電流臨界制御を行うＰＦＣ制御部と、
を備えるようにしてもよい。
また、前記照明用電源制御回路において、
前記ＰＦＣ制御部は、
前記直流電圧が前記警戒閾値電圧よりも高い場合に、出力電圧上昇信号を出力する出力電圧監視部と、
前記出力電圧上昇信号を受信している場合は前記深調光信号を通過させ、前記出力電圧上昇信号を受信していない場合は前記深調光信号を通過させない第１の信号ゲート部と、
前記第１の信号ゲート部から前記深調光信号を受信している間、前記ターンオン周期ごとに第１のオントリガ信号を出力するタイマー部と、
前記インダクタ電流がゼロになったことを検出すると、第２のオントリガ信号を出力するゼロクロス検出部と、
前記第１の信号ゲート部から前記深調光信号を受信していない場合は前記第２のオントリガ信号を通過させ、前記第１の信号ゲート部から前記深調光信号を受信している場合は前記第２のオントリガ信号を通過させない第２の信号ゲート部と、
前記スイッチ素子を流れる電流に基づく電圧が前記入力整流電圧と前記直流電圧との積に基づくターンオフ閾値電圧を超えた場合に、第１のオフトリガ信号を出力するスイッチ電流判定部と、
前記直流電圧が前記異常閾値電圧を超えた場合に、第２のオフトリガ信号を出力する過電圧検出部と、
前記タイマー部から前記第１のオントリガ信号を受信した場合または前記第２の信号ゲート部から前記第２のオントリガ信号を受信した場合には、前記スイッチ素子を導通状態にするオン信号を出力し、前記スイッチ電流判定部から前記第１のオフトリガ信号を受信した場合または前記過電圧検出部から前記第２のオフトリガ信号を受信した場合には、前記スイッチ素子を遮断状態にするオフ信号を出力するゲート信号出力部と、
を有するようにしてもよい。

本発明の一態様に係る半導体集積回路は、本発明の照明用電源制御回路を所定の半導体基板上に形成したことを特徴とする。

本発明の一態様に係る照明用電源は、
交流電源が出力する入力交流電圧を整流平滑して入力整流電圧を出力する整流回路と、
インダクタおよび前記インダクタに流れるインダクタ電流を制御するスイッチ素子を有し、前記スイッチ素子のスイッチング動作により前記入力整流電圧を直流電圧に変換する力率改善回路と、
電流注入型の発光素子を有する発光モジュールに前記直流電圧に基づく直流電流を出力するＤＣ−ＤＣコンバータと、
調光器により設定される前記発光モジュールの調光度が所定の切り替え閾値以上の場合には、前記インダクタ電流がゼロになったときに前記スイッチ素子を導通状態に制御する電流臨界制御を行い、前記調光度が前記切り替え閾値未満の場合には、前記入力交流電圧の一周期あたりの前記スイッチ素子のターンオン回数が電流臨界モードにおけるターンオン回数よりも少なくなるように、前記スイッチ素子を所定のターンオン周期で強制的に導通状態に制御する固定周波数制御を行う照明用電源制御回路と、
を備えることを特徴とする。

本発明の一態様に係る照明器具は、
電流注入型の発光素子を有する発光モジュールと、
交流電源が出力する入力交流電圧を整流平滑して入力整流電圧を出力する整流回路と、
インダクタおよび前記インダクタに流れるインダクタ電流を制御するスイッチ素子を有し、前記スイッチ素子のスイッチング動作により前記入力整流電圧を直流電圧に変換する力率改善回路と、
前記発光モジュールに前記直流電圧に基づく直流電流を出力するＤＣ−ＤＣコンバータと、
調光器により設定される前記発光モジュールの調光度が所定の切り替え閾値以上の場合には、前記インダクタ電流がゼロになったときに前記スイッチ素子を導通状態に制御する電流臨界制御を行い、前記調光度が前記切り替え閾値未満の場合には、前記入力交流電圧の一周期あたりの前記スイッチ素子のターンオン回数が電流臨界モードにおけるターンオン回数よりも少なくなるように、前記スイッチ素子を所定のターンオン周期で強制的に導通状態に制御する固定周波数制御を行う照明用電源制御回路と、
を備えることを特徴とする。

本発明では、調光度が所定の切り替え閾値未満の場合には、入力交流電圧の一周期あたりのスイッチ素子のターンオン回数が電流臨界モードにおけるターンオン回数よりも少なくなるように、スイッチ素子を所定のターンオン周期で強制的に導通状態に制御する固定周波数制御を行う。

これにより、インダクタ電流のオフ期間が生じ、力率改善回路の出力電圧の上昇が抑制されるため、スイッチ素子が過電圧保護機能により強制的に遮断状態に制御されることを回避することができる。

したがって、本発明によれば、深調光時において、スイッチ素子のスイッチング動作が停止／再開することを回避することができ、入力電流の高調波成分が発生ないし増加することを防止できる。このように、本発明によれば、深調光時における力率の低下を防止することができる。

本発明の一実施態様に係る照明器具の概略的な構成図である。 本発明の第１の実施態様に係る照明用電源制御回路における、調光度信号入力部、深調光信号出力部およびＰＦＣ制御部の回路図である。 第１の実施形態に係る照明用電源制御回路のタイマー部を中心とした回路図である。 第１の実施形態の変形例に係る照明用電源制御回路におけるＰＦＣ制御部の回路図である。 第１の実施形態に係る照明用電源制御回路を用いた場合における、入力交流電圧、定格時のＰＦＣ動作波形および深調光時のＰＦＣ動作波形の波形図である。 本発明の第２の実施形態に係る照明用電源制御回路のＰＦＣ制御部の回路図である。 第２の実施態様の変形例に係る照明用電源制御回路におけるＰＦＣ制御部の回路図である。 従来の照明用電源制御回路を用いた場合における、入力交流電圧、定格時のＰＦＣ動作波形および深調光時のＰＦＣ動作波形の波形図である。

以下、図面を参照しつつ本発明の実施形態について説明する。なお、各図においては、特に説明する場合を除いて、同等の機能を有する構成要素には同一の符号を付し、同一符号の構成要素の詳しい説明は繰り返さない。

（第１の実施形態）
まず、図１を参照して、本発明の実施態様に係る照明器具１について説明する。照明器具１は、電流注入型の発光素子７を有する発光モジュール６を照明光源として備え、調光器８により発光モジュール６の照度（調光度）を調整可能に構成された照明器具である。

図１に示すように、照明器具１は、交流電源２に接続された整流回路３と、力率改善回路４と、ＤＣ−ＤＣコンバータ５と、発光素子７を有する発光モジュール６と、調光器８と、調光度信号受信部９と、照明用電源制御回路１０とを備えている。なお、照明用電源は、整流回路３と、力率改善回路４と、ＤＣ−ＤＣコンバータ５と、照明用電源制御回路１０とを備えている。

以下、照明器具１の各構成要素について詳しく説明する。

整流回路３は、商用電源等の交流電源２が出力する入力交流電圧を整流平滑し、整流平滑された入力整流電圧を力率改善回路４に出力する。図１に示すように、整流回路３は、例えば、ダイオードブリッジおよびコンデンサＣ１を有する。ダイオードブリッジは、４つのダイオード（Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４）からなり、交流電源２の入力交流電圧を全波整流する。コンデンサＣ１は、力率改善回路４で発生する高周波リプル電流を吸収するために設けられており、一端がダイオードブリッジの出力端子に接続され、他端が接地されている。

力率改善回路４は、コンデンサＣ２に流れ込む入力電流（Ｉｉｎ）の高調波成分を抑制し、力率を改善する回路である。力率改善回路４は、インダクタ（チョークコイル）Ｌ１と、このインダクタＬ１に流れる電流（以下、「インダクタ電流」ともいう。）を制御するスイッチ素子Ｑ１とを有し、スイッチ素子Ｑ１のスイッチング動作により入力整流電圧を所定の直流電圧に変換する。

図１に示すように、力率改善回路４は、例えば、インダクタＬ１と、スイッチ素子Ｑ１と、回生用のダイオードＤ５と、平滑用のコンデンサＣ２と、モニタ用巻線Ｌ２と、抵抗Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５とを有する昇圧チョッパ回路として構成されている。

インダクタＬ１は、一端が整流回路３の出力端子に接続され、他端がスイッチ素子Ｑ１の一端およびダイオードＤ５のアノードに接続されている。

スイッチ素子Ｑ１は、照明用電源制御回路１０のＧＤ端子から出力されるゲート信号により導通状態または遮断状態に制御されるトランジスタ（例えばＮＭＯＳＦＥＴ）である。このスイッチ素子Ｑ１は、一端（ドレイン）がインダクタＬ１の他端に接続され、他端（ソース）は抵抗Ｒ３を介して接地されている。

抵抗Ｒ３は、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流をモニタするための抵抗である。抵抗Ｒ３の一端はスイッチ素子Ｑ１の他端（ソース）に接続され、抵抗Ｒ３の他端は接地されている。

ダイオードＤ５は、アノードがインダクタＬ１の他端に接続され、カソードが力率改善回路４の出力端子（コンデンサＣ２の一端）に接続されている。

抵抗Ｒ４および抵抗Ｒ５は、力率改善回路４から出力される直流電圧をモニタするための分圧回路を構成する。抵抗Ｒ４の一端はコンデンサＣ２の一端に接続され、他端は抵抗Ｒ５の一端に接続されている。抵抗Ｒ５の一端は抵抗Ｒ４の他端に接続され、他端は接地されている。

コンデンサＣ２は、一端が力率改善回路４の出力端子に接続され、他端が接地されている。

モニタ用巻線Ｌ２は、インダクタＬ１に流れるインダクタ電流をモニタするための巻線であり、一端が接地され、他端が照明用電源制御回路１０のＺＣＤ端子に接続されている。

力率改善回路４は、例えば上記構成の昇圧チョッパ回路として構成され、入力整流電圧を所定の電圧に昇圧してＤＣ−ＤＣコンバータ５に出力する。なお、力率改善回路４は、上記構成に限るものではなく、他の公知の構成のものを用いてもよい。

図１に示すように、整流回路３と力率改善回路４の間には、入力整流電圧をモニタするための分圧回路が設けられている。この分圧回路は、直列接続された抵抗Ｒ１および抵抗Ｒ２から構成される。抵抗Ｒ１の一端は整流回路３の出力端子に接続され、他端は抵抗Ｒ２の一端に接続されている。抵抗Ｒ２の一端は抵抗Ｒ１の他端に接続され、他端は接地されている。

ＤＣ−ＤＣコンバータ５は、ＰＦＣ制御回路４が出力する直流電圧を入力し、該直流電圧に基づく直流電流を発光モジュール６に出力する。ＤＣ−ＤＣコンバータ５が出力する直流電流は発光モジュール６の調光度が低下するにつれて小さくなる。

図１に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ５は、例えば、ハイサイドスイッチ素子Ｑ２と、ローサイドスイッチ素子Ｑ３と、降圧用のダイオードＤ６と、ダイオードＤ７，Ｄ８と、１次巻線Ｌ３および２次巻線Ｌ４を有するトランスＴと、コンデンサＣ３，Ｃ４と、平滑用のコンデンサＣ５とを有する降圧チョッパ回路として構成されている。

ハイサイドスイッチ素子Ｑ２は、照明用電源制御回路１０のＨＯ端子から出力されるゲート信号により導通状態または遮断状態に制御されるトランジスタ（例えばＮＭＯＳＦＥＴ）である。このハイサイドスイッチ素子Ｑ２は、一端（ドレイン）が力率改善回路４の出力端子に接続され、他端（ソース）がローサイドスイッチ素子Ｑ３の一端（ドレイン）に接続されている。

ローサイドスイッチ素子Ｑ３は、照明用電源制御回路１０のＬＯ端子から出力されるゲート信号により導通状態または遮断状態に制御されるトランジスタ（例えばＮＭＯＳＦＥＴ）である。このローサイドスイッチ素子Ｑ３は、一端（ドレイン）がハイサイドスイッチ素子Ｑ２の他端（ソース）に接続され、他端（ソース）が接地されている。

降圧用ダイオードＤ６は、カソードがハイサイドスイッチ素子Ｑ２およびローサイドスイッチ素子Ｑ３の接続点に接続され、アノードが接地されている。

トランスＴの１次巻線Ｌ３は、一端がハイサイドスイッチ素子Ｑ２およびローサイドスイッチ素子Ｑ３の接続点に接続され、他端がＤＣ−ＤＣコンバータ５の出力端子（コンデンサＣ５の一端）に接続されている。トランスＴの２次巻線Ｌ４は、一端が接地されている。この２次巻線Ｌ４は、１次巻線Ｌ３とともにトランスＴを構成する。

コンデンサＣ３は、一端がハイサイドスイッチ素子Ｑ２およびローサイドスイッチ素子Ｑ３の接続点に接続され、他端がダイオードＤ７のカソードおよび照明用電源制御回路１０のＶＢ端子に接地されている。ダイオードＤ８は、アノードが２次巻線Ｌ４の他端に接続され、カソードが照明用電源制御回路１０のＶｃｃ端子に接続されている。

ダイオードＤ７は、カソードがコンデンサＣ３の他端に接続され、アノードがダイオードＤ８のカソードに接続されている。ダイオードＤ７のアノードには、ＤＣ−ＤＣコンバータ５の起動時に、照明用電源制御回路１０から制御電源電圧Ｖｃｃが供給されるようになっている。この制御電源電圧Ｖｃｃによりスイッチ素子Ｑ３が導通状態になると、コンデンサＣ３が充電され、ハイサイド駆動用の電圧が生成される。

コンデンサＣ４は、一端がダイオードＤ８のカソードに接続され、他端が２次巻線Ｌ４の一端に接続されている。コンデンサＣ５は、ＤＣ−ＤＣコンバータ５の出力端子と接地との間に接続されている。

上記構成のＤＣ−ＤＣコンバータ５は、力率改善回路４から出力された直流電圧を所定の直流電圧に降圧し、調光度に応じた直流電流を発光モジュール６に供給する。なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ５は、上記構成の降圧チョッパ回路に限らず、その他公知の構成のものでもよい。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ５は、所望の出力電圧に応じて、昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータであってもよい。

次に、発光モジュール６について説明する。発光モジュール６は、図１に示すように、複数の発光素子ライン６ａ，６ｂを有する。発光素子ライン６ａおよび６ｂはそれぞれ、直列接続された複数の発光素子７を有する。また、発光素子ライン６ａおよび６ｂはいずれも、一端がＤＣ−ＤＣコンバータ５の出力端子に接続され、他端は抵抗Ｒ６を介して接地されている。また、発光素子ライン６ａ，６ｂの他端は、照明用電源制御回路１０のフィードバック用の端子にも接続されている。

なお、図１では、発光素子ラインの数は２個であるが、これに限らず、１個でもよいし、３個以上でもよい。また、１つの発光素子ラインに含まれる発光素子７の数は、図１では３個であるが、これに限らない。

発光素子７は、電流注入型の発光素子であり、例えば、発光ダイオード（ＬＥＤ）、レーザダイオード（ＬＤ）または有機ＥＬ素子である。発光素子７は、電流注入型の発光素子であれば、これに限らず他の半導体発光素子でもよい。

調光器８は、照明器具１自身に、あるいは部屋の壁などに設けられる。調光器８は、使用者が調光度を設定可能なツマミ部などの設定手段（図示せず）を有し、設定された調光度（照度）に応じた調光度信号を出力する。この調光度信号は、例えば、設定された調光度が低くなるにつれて、オンデューティが大きくなるＰＷＭ信号である。

調光度信号受信部９は、調光器８から出力されたＰＷＭ信号を受信し、このＰＷＭ信号に基づくＰＷＭ信号を照明用電源制御回路１０のＤＩＭ−ＩＮ端子に出力する。図１に示すように、調光度信号受信部９は、例えば、発光ダイオードＰ１およびフォトトランジスタＰ２を有するフォトカプラＰＣ１と、このフォトカプラＰＣ１に直列接続された抵抗Ｒ７とを有する。発光ダイオードＰ１の両端には、調光器８が出力した電圧が印加される。フォトトランジスタＰ２および抵抗Ｒ７は、電圧ＶＤＤと接地との間に直列接続されている。また、フォトトランジスタＰ２および抵抗Ｒ７の接続点は、照明用電源制御回路１０のＤＩＭ−ＩＮ端子に接続されている。

このような構成により、調光度信号受信部９は、調光器８から出力されたＰＷＭ信号を反転したＰＷＭ信号を照明用電源制御回路１０のＤＩＭ−ＩＮ端子に出力する。

照明用電源制御回路１０は、力率改善回路４およびＤＣ−ＤＣコンバータ５を制御する制御回路である。図１に示すように、照明用電源制御回路１０は、調光度信号受信部９を介して調光器８と接続され、調光器８で設定された調光度に基づいて力率改善回路４の制御を行う。また、照明用電源制御回路１０は、ＦＢ端子を介して発光素子ライン６ａ，６ｂに流れる電流をモニタすることにより、調光度に応じた直流電流を供給するようにＤＣ−ＤＣコンバータ５を制御する。

図１に示すように、照明用電源制御回路１０は、調光度信号入力部１１と、深調光信号出力部１２と、ＰＦＣ制御部１３とを有し、力率改善回路４の制御を行う。加えて、照明用電源制御回路１０は、調光出力部１４と、発振器１５と、オペアンプ１６と、比較器１７と、制御部１８と、スイッチ制御部１９と、ソフトスタート部２０と、停止部２１と、起動電源部２２と、誤動作防止部２３とをさらに有する。

なお、照明用電源制御回路１０は、所定の半導体基板上に形成された半導体集積回路として構成されてもよい。即ち、照明用電源制御回路１０の上記構成要素の一部または全部を所定の半導体基板上に集積してもよい。

照明用電源制御回路１０による力率改善回路４の制御について詳しく説明する前に、照明用電源制御回路１０によるＤＣ−ＤＣコンバータ５の制御について説明する。

＜照明用電源制御回路１０によるＤＣ−ＤＣコンバータ５の制御＞
以下、ＤＣ−ＤＣコンバータ５の制御にかかわる照明用電源制御回路１０の構成要素について説明する。

調光度信号入力部１１は、ＤＩＭ−ＩＮ端子から受信したＰＷＭ信号を反転させ、オン電圧を調整して出力する。調光度信号入力部１１の構成例については、照明用電源制御回路１０による力率改善回路４の制御の説明において図２を用いて後述する。

調光出力部１４は、ＤＣ−ＯＵＴ端子の電圧をレベル調整してＤＩＭ−ＯＵＴ端子に出力する。ＤＣ−ＯＵＴ端子にはコンデンサＣ６が接続されている。ＤＣ−ＯＵＴ端子の電圧（調光電圧）は、調光度信号入力部１１が出力したＰＷＭ信号がコンデンサＣ６で直流化された直流電圧であり、調光度が高くなるにつれて高くなる。

発振器１５は、ＣＴ端子に接続されたコンデンサＣ８およびＲＴ端子に接続された抵抗Ｒ１１に基づいて生成される発振信号（例えば三角波）を比較器１７に出力する。

オペアンプ１６は、反転入力端子（−）が抵抗Ｒａおよび抵抗Ｒｃを介して調光出力部１４の出力端子に接続され、非反転入力端子（＋）が抵抗Ｒｄを介して発光素子ライン６ａ，６ｂに接続されている。抵抗Ｒａは、一端がＤＩＭ−ＯＵＴ端子に接続され、他端が抵抗Ｒｂの一端に接続されている。抵抗Ｒｂの他端は接地されている。

また、オペアンプ１６の反転入力端子（−）は、抵抗Ｒｃ、抵抗Ｒｅ，Ｒｆを介してオペアンプ１６の出力端子に接続されている。抵抗Ｒｅは、一端がオペアンプ１６の出力端子に接続され、他端が抵抗Ｒｆの一端に接続されている。抵抗Ｒｆの他端は抵抗Ｒｃの一端に接続されている。

このような構成により、オペアンプ１６は、調光出力部１４から出力された電圧を分圧した電圧と、発光素子ライン６ａ，６ｂに流れる電流に基づく電圧との差を増幅して出力する。

比較器１７は、発振器１５から出力される発振信号と、オペアンプから出力される信号とを比較し、この比較結果に応じた比較信号を出力する。

制御部１８は、比較器１７が出力する比較信号に基づいて、発光素子７に流れる電流が目標電流値になるように、スイッチ制御部１９によるハイサイドスイッチ素子Ｑ２およびローサイドスイッチ素子Ｑ３の駆動を制御する。ここで、目標電流値は、調光器８により設定された調光度に応じた電流値である。

例えば、制御部１８は、比較信号に基づいて発光素子７に流れる電流が目標電流値未満であると判断した場合、ハイサイドスイッチ素子Ｑ３のオンデューティが大きくなり且つローサイドスイッチ素子Ｑ３のオンデューティが小さくなるように制御する。一方、比較信号に基づいて発光素子７に流れる電流が目標電流値以上であると判断した場合、制御部１８は、ハイサイドスイッチ素子Ｑ２のオンデューティが小さくなり且つローサイドスイッチ素子Ｑ３のオンデューティが大きくなるように制御する。

スイッチ制御部１９は、ハイサイドスイッチ素子Ｑ２およびローサイドスイッチ素子Ｑ３を駆動するためのゲート信号を、ＨＯ端子およびＬＯ端子からそれぞれ出力する。これにより、スイッチ制御部１９は、ローサイドスイッチ素子Ｑ２およびハイサイドスイッチ素子Ｑ３を制御し、所望の出力を得るようにＤＣ−ＤＣコンバータ５を駆動する。

ソフトスタート部２０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ５の起動時にＤＣ−ＤＣコンバータ５がソフトスタートするように、即ち、ＤＣ−ＤＣコンバータ５の出力電圧が徐々に上昇するようにハイサイドスイッチ素子Ｑ２およびローサイドスイッチ素子Ｑ３のオンデューティを制御するための信号を制御部１８に出力する。なお、ソフトスタート部２０は、ＳＳ端子を介してコンデンサＣ７に接続されている。このコンデンサＣ７の静電容量に基づいて、ソフトスタート時間が設定される。

停止部２１は、所定の場合に誤動作防止部２３による制御を受けて停止要求信号を出力し、ＰＦＣ制御部１３、スイッチ制御部１９および起動電源部２２を停止させる。

起動電源部２２は、ＶＤＣＩＮ端子を介して受信した力率改善回路４の出力電圧が所定の値以上になった場合に起動し、制御電源電圧ＶｃｃをＶｃｃ端子からＤＣ−ＤＣコンバータ５に供給する。

誤動作防止部２３は、起動電源部２２から供給される制御電源電圧Ｖｃｃが所定値未満の場合に停止部２１を制御して、ＰＦＣ制御部１３による力率改善回路４の制御、スイッチ制御部１９によるＤＣ−ＤＣコンバータ５の制御、および起動電源部２２による制御電源電圧Ｖｃｃの供給を停止させる。

上記構成の照明用電源制御回路１０は、調光器８で設定された調光度に応じた直流電流を発光モジュール６に供給するように、ＤＣ−ＤＣコンバータ５のハイサイドスイッチ素子Ｑ２およびローサイドスイッチ素子Ｑ３をオン／オフ制御する。また、照明用電源制御回路１０は、発光素子ライン６ａ，６ｂに流れる電流をモニタし、該電流が調光度に応じた目標電流値になるようにフィードバック制御を行う。

＜照明用電源制御回路１０による力率改善回路４の制御＞
次に、照明用電源制御回路１０による力率改善回路４の制御について、図２を参照して説明する。図２は、照明用電源制御回路１０の調光度信号入力部１１、深調光信号出力部１２およびＰＦＣ制御部１３の回路図を示している。

調光度信号入力部１１は、前述のように、ＤＩＭ−ＩＮ端子から受信したＰＷＭ信号を反転させ、オン電圧を調整して出力する。この調光度信号入力部１１は、図２に示すように、例えば、比較器ＣＭＰ１と、スイッチ素子Ｑ４と、抵抗Ｒ８，Ｒ９，Ｒ１０とを有する。

比較器ＣＭＰ１の一方の入力端子（−）はＤＩＭ−ＩＮ端子に接続され、他方の入力端子（＋）は基準電圧Ｖ１に接続されている。比較器ＣＭＰ１の出力端子は、スイッチ素子Ｑ４のゲート端子に接続されている。スイッチＱ４は、例えば、一端（ドレイン）が抵抗Ｒ８の一端に接続され、他端（ソース）が接地されたＮＭＯＳＦＥＴである。抵抗Ｒ８の他端は電圧Ｖｒｅｆに接続されている。抵抗Ｒ９は、一端がスイッチ素子Ｑ４の一端に接続され、他端が接地されている。抵抗Ｒ１０は、一端がスイッチ素子Ｑ４の一端に接続され、他端が調光度信号入力部１１の出力端子に接続されている。

図１に示すように、調光度信号入力部１１の出力端子は、ＤＣ−ＯＵＴ端子を介してコンデンサＣ６に接続されている。これにより、調光度信号入力部１１から出力されたＰＷＭ信号が直流化される。その結果、調光度に応じた直流電圧（調光電圧）が、深調光信号出力部１２および調光出力部１４に供給される。この調光電圧は、図２に示す構成例の場合、調光度が低く設定されるにつれて低くなる。

深調光信号出力部１２は、調光器８の調光度に基づく調光電圧が調光基準電圧未満の場合に、深調光信号を出力する。調光基準電圧は、切り替え閾値に対応する電圧である。以下、深調光信号が出力されている場合を、単に「深調光時」ともいう。

図２に示すように、深調光信号出力部１２は、例えば、比較器ＣＭＰ２から構成される。比較器ＣＭＰ２の一方の入力端子（＋）は調光度信号入力部１１の出力端子に接続され、他方の入力端子（−）は基準電圧Ｖ２に接続されている。基準電圧Ｖ２は、切り替え閾値に調光基準電圧である。この比較器ＣＭＰ２は、ＤＣ−ＯＵＴ端子の電圧（調光電圧）が基準電圧Ｖ２よりも低い場合に、深調光信号としてＬレベル信号を出力する。

ＰＦＣ制御部１３は、力率改善回路４のスイッチ素子Ｑ１のゲート端子に接続されたＧＤ端子からゲート信号を出力し、スイッチ素子Ｑ１を導通状態または遮断状態に制御する。

ＰＦＣ制御部１３は、図２に示すように、タイマー部３１と、ゲート信号出力部３２と、スイッチ電流判定部３３と、ゼロクロス検出部３４と、過電圧検出部３５と、信号ゲート部３６とを有する。

タイマー部３１は、深調光信号出力部１２から深調光信号を受信している間、所定のターンオン周期ごとに第１のオントリガ信号を出力するように構成されている。詳細な構成例は後ほど図３を用いて説明する。

ゼロクロス検出部３４は、インダクタ電流がゼロになったことを検出すると、第２のオントリガ信号を出力する。図２に示すように、ゼロクロス検出部３４は、例えば、比較器ＣＭＰ４と、ワンショット回路３７とを有する。比較器ＣＭＰ４の一方の入力端子（−）はＺＣＤ端子に接続され、他方の入力端子（＋）は基準電圧Ｖ４に接続されている。ＺＣＤ端子は、インダクタＬ１に流れる電流をモニタするための端子であり、インダクタＬ１と磁気的に結合されたモニタ用巻線Ｌ２に接続される。

ワンショット回路３７は、比較器ＣＭＰ４の出力端子に接続され、比較器ＣＭＰ４がＨレベル信号を出力したときに所定の幅（例えば１００ｎＳｅｃ）のパルス信号を出力する。

信号ゲート部３６は、深調光信号を受信していない場合は第２のオントリガ信号を通過させ、深調光信号を受信している場合は第２のオントリガ信号を通過させないように構成されている。図２に示すように、信号ゲート部３６は、例えば、論理積ゲートＡＮＤ１から構成される。論理積ゲートＡＮＤ１の一方の入力端子は、ゼロクロス検出部３４の出力端子に接続され、他方の入力端子は、深調光信号出力部１２の出力端子に接続される。

スイッチ電流判定部３３は、スイッチ素子Ｑ１を流れる電流に基づく電圧がターンオフ閾値電圧を超えた場合に、第１のオフトリガ信号を出力する。ここで、「スイッチ素子Ｑ１を流れる電流に基づく電圧」とは、スイッチ素子Ｑ１を流れる電流の値が大きくなるにつれて、高くなる電圧であり、図１の構成で言えば、スイッチ素子Ｑ１と抵抗Ｒ３の接続点の電圧である。また、ターンオフ閾値電圧は、ＭＵＬＴ端子でモニタした入力整流電圧（整流回路３の出力電圧）と、ＶＦＢ端子でモニタした直流電圧（力率改善回路４の出力電圧）との積に基づく電圧である。

図２に示すように、スイッチ電流判定部３３は、例えば、エラーアンプＥＡ１と、マルチプライヤ（乗算器）４０と、比較器ＣＭＰ５と、ＮＯＴゲートＮ１とを有する。

エラーアンプＥＡ１は一方の入力端子（−）がＶＦＢ端子に接続され、他方の入力端子（＋）が基準電圧Ｖ５に接続されている。ＶＦＢ端子は、力率改善回路４の出力電圧をモニタするための端子であり、図１に示すように、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５の接続点に接続される。

マルチプライヤ４０は、エラーアンプＥＡ１の出力電圧と、ＭＵＬＴ端子に入力された電圧とを乗算して得られた電圧（ターンオフ閾値電圧）を出力する。ＭＵＬＴ端子は、整流回路３が出力する入力整流電圧をモニタするための端子であり、図１に示すように、抵抗Ｒ１および抵抗Ｒ２の接続点に接続される。

比較器ＣＭＰ５は、一方の入力端子（−）がＣＳ端子に接続され、他方の入力端子（＋）がマルチプライヤ４０の出力端子に接続される。ＣＳ端子は、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流をモニタするための端子であり、図１に示すように、スイッチ素子Ｑ１と抵抗Ｒ３の接続点に接続される。比較器ＣＭＰ５は、入力端子（−）の電圧が入力端子（＋）の電圧よりも高い場合にＬレベル信号を出力する。

ＮＯＴゲートＮ１は、比較器ＣＭＰ５の出力端子に接続されており、信号レベルを反転させる。Ｌレベル信号を受信すると、ＮＯＴゲートＮ１はＨレベル信号（第１のオフトリガ信号）を出力する。

過電圧検出部３５は、力率改善回路４の出力した直流電圧が所定の異常閾値電圧を超えた場合に、第２のオフトリガ信号を出力する。ここで、異常閾値電圧は、力率改善回路４の定格出力電圧よりも高い電圧であり、例えば、定格出力電圧の１１０％〜１２０％の電圧として設定される。

図２に示すように、過電圧検出部３５は、例えば比較器ＣＭＰ３から構成される。比較器ＣＭＰ３は、一方の入力端子（＋）がＶＦＢ端子に接続され、他方の入力端子（−）が異常閾値電圧に対応する基準電圧Ｖ３に接続されている。比較器ＣＭＰ３は、入力端子（＋）の電圧が入力端子（−）の電圧よりも高い場合に、Ｈレベル信号（第２のオフトリガ信号）を出力する。

ゲート信号出力部３２は、タイマー部３１から第１のオントリガ信号を受信した場合または信号ゲート部３６から第２のオントリガ信号を受信した場合には、スイッチ素子Ｑ１を導通状態にするオン信号を出力する。この場合には、ゲート信号出力部３２は、第１または第２のオフトリガ信号を受信するまで、オン信号を出力し続ける。

一方、ゲート信号出力部３２は、スイッチ電流判定部３３から第１のオフトリガ信号を受信した場合または過電圧検出部３５から第２のオフトリガ信号を受信した場合には、スイッチ素子Ｑ１を遮断状態にするオフ信号を出力する。この場合には、ゲート信号出力部３２は、第１または第２のオントリガ信号を受信するまで、オフ信号を出力し続ける。

深調光時においては、信号ゲート部３６がゼロクロス検出部３４の出力を通過させないため、インダクタ電流のゼロクロスの検出は、ゲート信号出力部３２に通知されない。よって、深調光時においては、ゲート信号出力部３２は、タイマー部３１からターンオン周期ごとに出力される第１のオントリガ信号のみをトリガとして、オン信号を出力する。これにより、深調光時においては、照明用電源制御回路１０はターンオン周期が固定のスイッチング制御を行う。

図２に示すように、ゲート信号出力部３２は、例えば、セット入力端子Ｓ１，Ｓ２およびリセット入力端子Ｒ１，Ｒ２を有するＳＲ型フリップフロップ３８を有する。ＳＲ型フリップフロップ３８は、セット入力端子Ｓ１またはＳ２にＨレベル信号が入力されると、出力端子ＱからのＨレベル信号の出力を保持し、リセット入力端子Ｒ１またはＲ２にＨレベル信号が入力されると、出力端子ＱからのＬレベル信号の出力を保持する。

なお、ゲート信号出力部３２は、ＳＲ型フリップフロップ３８から出力されたＨレベル信号の電圧をスイッチ素子Ｑ１に適した電圧にレベル調整してＧＤ端子に出力するゲートドライバ３９をさらに有してもよい。

次に、図３を参照して、タイマー部３１の詳細構成について説明する。図３に示すように、タイマー部３１は、定電流源Ｉ１と、比較器ＣＭＰ６と、電流供給用スイッチ素子Ｑ５と、コンデンサＣ９と、放電用スイッチ素子Ｑ６とを有する。

比較器ＣＭＰ６は、第１の入力端子（＋）と、所定の基準電圧Ｖ６に接続された第２の入力端子（−）と、第１の入力端子の電圧が第２の入力端子の電圧よりも大きい場合に第１のオントリガ信号を出力する出力端子とを有する。比較器ＣＭＰ６の出力端子はＳＲ型フリップフロップ３８のセット入力端子Ｓ１に接続されている。

電流供給用スイッチ素子Ｑ５は、一端が定電流源Ｉ１の出力端子に接続され、他端が比較器ＣＭＰ６の第１の入力端子（＋）に接続され、ゲート端子が深調光信号出力部１２の出力端子に接続されている。電流供給用スイッチ素子Ｑ５は、例えばＰＭＯＳＦＥＴである。ゲート端子が深調光信号（Ｌレベル信号）を受信すると、電流供給用スイッチ素子Ｑ５は導通状態になる。

コンデンサＣ９は、一端が電流供給用スイッチ素子Ｑ５の他端（ドレイン）に接続され、他端が接地されている。

放電用スイッチ素子Ｑ６は、一端がコンデンサＣ９の一端に接続され、他端が接地され、ゲート端子がＳＲ型フリップフロップ３８の出力端子Ｑに接続されている。放電用スイッチ素子Ｑ６は、例えばＮＭＯＳＦＥＴである。ゲート信号出力部３２がオン信号を出力すると（即ち、ＳＲ型フリップフロップ３８がＨレベル信号を出力すると）、放電用スイッチ素子Ｑ６は導通状態になる。

上記構成のタイマー部３１は、次のように動作する。深調光信号出力部１２が深調光信号を出力すると、スイッチ素子Ｑ５は導通状態になり、コンデンサＣ９に電荷が蓄積され始める。コンデンサＣ９に電荷が蓄積されるにつれて、比較器ＣＭＰ６の入力端子（＋）の電圧が上昇する。そして、入力端子（＋）の電圧が基準電圧Ｖ６を超えると、比較器ＣＭＰ６はＨレベル信号（第１のオントリガ信号）を出力する。

第１のオントリガ信号を受信すると、ＳＲ型フリップフロップ３８は出力端子ＱからＨレベル信号（オン信号）を出力する。これにより、放電用スイッチ素子Ｑ６は導通状態になり、コンデンサＣ９は放電される。その後、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流がターンオフ閾値電圧に達してＳＲ型フリップフロップ３８がＬレベル信号を出力すると、放電用スイッチ素子Ｑ６は遮断状態になり、定電流源Ｉ１によりコンデンサＣ９に電荷が再び蓄積され、比較器ＣＭＰ６の入力端子（＋）の電圧が上昇していく。そして、入力端子（＋）の電圧が基準電圧Ｖ６を超えると、比較器ＣＭＰ６はＨレベル信号（第１のオントリガ信号）を出力する。

上記動作を繰り返すことで、タイマー部３１は、深調光信号出力部１２から深調光信号を受信している間、所定のターンオン周期Ｔｏｎごとに第１のオントリガ信号を出力する。なお、タイマー部３１は、スイッチ素子Ｑ１が導通状態の間、放電用スイッチ素子Ｑ６も導通状態となるため、時間のカウントは行っていない。しかし、スイッチ素子Ｑ１のオン幅は深調光時において最小オン幅（一定値）になっているため、第１のオントリガ信号は一定の時間間隔Ｔｏｎ（コンデンサＣ９の充電時間と最小オン幅の和）で出力されることになる。

なお、ターンオン周期Ｔｏｎの長さは、タイマー部３１の定電流源Ｉ１の出力電流、コンデンサＣ９の静電容量や基準電圧Ｖ６の値を適宜選択することで、所望の長さに調整可能である。

また、ターンオン周期Ｔｏｎは、固定周波数制御におけるスイッチ素子Ｑ１のスイッチング周波数が可聴領域の上限周波数よりも高くなるように設定することが好ましく、例えば５０μＳｅｃ以下（２０ｋＨｚ以上）とすることが好ましい。

また、図３に示すように、タイマー部３１にリスタートタイマーの機能を持たせるために、タイマー部３１に定電流源Ｉ２を設けてもよい。この定電流源Ｉ２の出力端子は、コンデンサＣ９の一端に接続されている。これにより、断線や入力急変等によりインダクタ電流のゼロクロスが正常に検出されない場合でも、所定のリスタート周期（例えば１００μＳｅｃ）でスイッチ素子Ｑ１を導通状態に制御することで、力率改善回路４の出力がゼロになることを防止することが可能となる。

次に、タイマー部３１と異なる構成のタイマー部３１Ａを有するＰＦＣ制御部１３Ａについて、図４を参照して説明する。ＰＦＣ制御部１３Ａのタイマー部３１Ａは、深調光時において、ターンオン周期ごとに第１のオントリガ信号を出力する。

タイマー部３１Ａは、図４に示すように、定電流源Ｉ１と、比較器ＣＭＰ６と、コンデンサＣ９と、放電用スイッチ素子Ｑ６とを有する。

比較器ＣＭＰ６は、第１の入力端子（＋）と、所定の基準電圧Ｖ６に接続された第２の入力端子（−）と、第１の入力端子の電圧が第２の入力端子の電圧よりも大きい場合に第１のオントリガ信号を出力する出力端子とを有する。

コンデンサＣ９は、一端が定電流源Ｉ１の出力端子および比較器ＣＭＰ６の第１の入力端子に接続され、他端が接地されている。

放電用スイッチ素子Ｑ６は、一端がコンデンサＣ９の一端に接続され、他端が接地され、ゲート端子がＳＲ型フリップフロップ３８の出力端子Ｑに接続されている。ゲート信号出力部３２がオン信号を出力すると（即ち、ＳＲ型フリップフロップ３８がＨレベル信号を出力すると）、放電用スイッチ素子Ｑ６は導通状態になる。

上記タイマー部３１Ａを有するＰＦＣ制御部１３Ａにおいては、深調光信号出力部１２から深調光信号を受信していない場合、信号ゲート部３６は第２のオントリガ信号を通過させるため、インダクタ電流がゼロになるたびに、放電用スイッチ素子Ｑ６が導通状態となり、コンデンサＣ９が放電される。コンデンサＣ９の一端の電圧が基準電圧Ｖ６より高くなる前にコンデンサＣ９は放電されるため、タイマー部３１Ａは第１のオントリガ信号を出力しない。

一方、深調光信号出力部１２から深調光信号を受信している場合、即ち、深調光時には、信号ゲート部３６は第２のオントリガ信号を通過させないため、コンデンサＣ９はインダクタ電流のゼロクロスのタイミングで放電されない。よって、タイマー部３１Ａはターンオン周期ごとに第１のオントリガ信号を出力する。

上記の照明用電源制御回路１０は、ゼロクロス検出部３４と、スイッチ電流判定部３３と、ゲート信号出力部３２とを有するＰＦＣ制御部１３を備えることにより、調光度が所定の切り替え閾値以上の場合、電流臨界制御を行う。電流臨界制御において、ＰＦＣ制御部１３は、インダクタ電流がゼロに低下するとスイッチ素子Ｑ１を導通状態に制御してインダクタ電流を増加させ、スイッチ素子Ｑ１を流れる電流に基づく電圧がターンオフ閾値電圧に達するとスイッチ素子Ｑ１を遮断状態に制御してインダクタ電流を減少させる。

また、上記の照明用電源制御回路１０は、タイマー部３１，３１Ａと、スイッチ電流判定部３３と、信号ゲート部３６と、ゲート信号出力部３２とを有するＰＦＣ制御部１３，１３Ａを備えることにより、調光度が所定の切り替え閾値未満の場合（深調光時）には、固定周波数制御を行う。この固定周波数制御において、ＰＦＣ制御部１３は、所定のターンオン周期Ｔｏｎごとにスイッチ素子Ｑ１を強制的に導通状態に制御する。

このターンオン周期Ｔｏｎは、入力交流電圧の一周期あたりのスイッチ素子Ｑ１のターンオン回数が電流臨界モードにおけるターンオン回数よりも少なくなるように設定される。換言すれば、ターンオン周期Ｔｏｎは、インダクタ電流がゼロの状態のオフ期間が発生するように設定される。

また、照明用電源制御回路１０は過電圧検出部３５を備えることにより、過電圧保護機能が実装されている。即ち、力率改善回路４の出力電圧が異常閾値電圧を超えた場合には、照明用電源制御回路１０はスイッチ素子Ｑ１を強制的に遮断状態に制御することで、力率改善回路４の出力電圧を低下させる。

次に、図５を参照して、上記構成を有する照明用電源制御回路１０を備える照明器具１のＰＦＣ動作波形について説明する。

図５の上段には、交流電源２の入力交流電圧の波形（一周期分）を示している。図５の中段には、力率改善回路４が定格電圧を出力している時、即ち、深調光時ではない時のＰＦＣ動作波形（インダクタ電流ＩＬと入力電流Ｉｉｎの波形）を示している。インダクタ電流ＩＬは、電流臨界制御された波形となっている。入力電流Ｉｉｎは、力率改善回路４により入力交流電圧とほぼ相似な波形となっている。

図５の下段には、深調光時のＰＦＣ動作波形（インダクタ電流ＩＬと入力電流Ｉｉｎの波形）を示している。

図５の下段に示すように、インダクタ電流ＩＬは、ターンオン周期Ｔｏｎごとに上昇し始める。また、インダクタ電流ＩＬは、ゼロまで低下した後、電流臨界制御のようにすぐに上昇するのではなく、ターンオン周期が経過するまでゼロのままである。即ち、インダクタ電流ＩＬの波形に、インダクタ電流がゼロの状態のオフ期間が発生している。また、オフ期間が発生することで、入力電流Ｉｉｎは、図５の下段に示すように、定格時に比べると低い値となる。

このように、本実施形態に係る照明用電源制御回路１０は、深調光時においては、所定のターンオン周期Ｔｏｎが経過してからスイッチ素子Ｑ１を導通状態に制御し、インダクタ電流ＩＬがゼロのオフ期間が発生するようにする。これにより、力率改善回路４の出力電圧の上昇を抑制することができる。その結果、過電圧保護機能が作動することを防止し、力率の低下を防止することができる。

なお、上記説明では、ターンオン周期は固定であったが、調光度に応じて変化するようにしてもよい。より具体的には、ターンオン周期Ｔｏｎは、調光度が低くなるにつれて連続的に長くなるようにしてもよい。例えば、比較器ＣＭＰ２に代えてエラーアンプにより深調光信号出力部１２を構成し、深調光信号出力部１２が調光電圧と基準電圧Ｖ２との差に応じた電圧を出力するように構成する。これにより、タイマー部３１のスイッチ素子Ｑ５を流れる電流は調光電圧に応じて変化し、コンデンサＣ９への電荷の蓄積速度が変化する。その他、ターンオン周期Ｔｏｎは、調光度が低くなるにつれて段階的に長くなるようにしてもよい。

以上説明したように、第１の実施形態では、調光度が切り替え閾値未満の場合（深調光時）には、入力交流電圧の一周期あたりのスイッチ素子Ｑ１のターンオン回数が電流臨界モードにおけるターンオン回数よりも少なくなるように、スイッチ素子Ｑ１を所定のターンオン周期Ｔｏｎで強制的に導通状態に制御する固定周波数制御を行う。

これにより、インダクタ電流ＩＬにオフ期間が生じ、力率改善回路４の出力電圧の上昇が抑制され、過電圧保護機能によってスイッチ素子Ｑ１が強制的に遮断状態に制御されることを回避することができる。

したがって、本実施形態によれば、深調光時において、スイッチ素子Ｑ１のスイッチング動作が停止／再開することを回避することができ、入力電流Ｉｉｎの高調波成分が発生ないし増加することを防止できる。よって、第１の実施形態によれば、深調光時における力率の低下を防止することができる。

（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態について図６を参照して説明する。第２の実施形態と第１の実施形態との間の相違点の一つは、照明用電源制御回路１０のＰＦＣ制御部に、力率改善回路４の出力電圧を監視する出力電圧監視部が設けられていることである。

第２の実施形態に係るＰＦＣ制御部１３Ｂは、図６に示すように、タイマー部３１Ｂと、ゲート信号出力部３２と、スイッチ電流判定部３３と、ゼロクロス検出部３４と、過電圧検出部３５と、信号ゲート部３６と、出力電圧監視部４１と、信号ゲート部４２とを有する。

なお、スイッチ電流判定部３３、ゼロクロス検出部３４および過電圧検出部３５については、第１の実施形態と同様であるため、詳しい説明を省略する。

ＰＦＣ制御部１３Ｂのタイマー部３１Ｂは、信号ゲート部４２から深調光信号を受信している間、ターンオン周期ごとに第１のオントリガ信号を出力する。タイマー部３１Ｂの具体的な構成は、図３を用いて説明したタイマー部３１と同様である。

出力電圧監視部４１は、力率改善回路４が出力する直流電圧が所定の警戒閾値電圧よりも高い場合に、出力電圧上昇信号を出力するように構成されている。

ここで、警戒閾値電圧とは、力率改善回路４の定格出力電圧と、過電圧保護機能が作動する出力電圧（異常閾値電圧）との間の電圧である。即ち、警戒閾値電圧は、力率改善回路４の定格出力電圧よりも高く、かつ異常閾値電圧よりも低い電圧である。例えば、警戒閾値電圧は、定格出力電圧の１０５％〜１１０％の電圧に設定される。

図６に示すように、出力電圧監視部４１は、例えば比較器ＣＭＰ７で構成される。比較器ＣＭＰ７は、一方の入力端子（−）がＶＦＢ端子に接続され、他方の入力端子（＋）が警戒閾値電圧に対応する基準電圧Ｖ７に接続されている。比較器ＣＭＰ７は、入力端子（−）の電圧が入力端子（＋）の電圧よりも高い場合に、出力電圧上昇信号としてＬレベル信号を出力する。

信号ゲート部４２は、出力電圧上昇信号を受信している場合は深調光信号を通過させ、出力電圧上昇信号を受信していない場合は深調光信号を通過させない。図６に示すように、信号ゲート部４２は、例えば、論理和ゲートＯＲ１で構成される。論理和ゲートＯＲ１の一方の入力端子は深調光信号出力部１２の出力端子に接続され、他方の入力端子は比較器ＣＭＰ７の出力端子に接続されている。また、論理和ゲートＯＲ１の出力端子は、タイマー部３１Ｂのスイッチ素子Ｑ５のゲート端子と、信号ゲート部３６の論理積ゲートＡＮＤ１の入力端子とに接続されている。

信号ゲート部３６は、信号ゲート部４２から深調光信号を受信していない場合は第２のオントリガ信号を通過させ、信号ゲート部４２から深調光信号を受信している場合は第２のオントリガ信号を通過させない。この信号ゲート部３６は、例えば、論理積ゲートＡＮＤ１から構成される。図６に示すように、論理積ゲートＡＮＤ１の一方の入力端子は、ゼロクロス検出部３４の出力端子に接続され、他方の入力端子は、信号ゲート部４２の出力端子に接続される。

ゲート信号出力部３２は、タイマー部３１Ｂから第１のオントリガ信号を受信した場合または信号ゲート部３６から第２のオントリガ信号を受信した場合には、スイッチ素子Ｑ１を導通状態にするオン信号を出力する。また、ゲート信号出力部３２は、スイッチ電流判定部３３から第１のオフトリガ信号を受信した場合または過電圧検出部３５から第２のオフトリガ信号を受信した場合には、スイッチ素子Ｑ１を遮断状態にするオフ信号を出力する。

上記構成のＰＦＣ制御部１３Ｂにおいては、深調光信号を受信している場合であっても、力率改善回路４の出力する直流電圧が警戒閾値電圧未満の場合、比較器ＣＭＰ７はＨレベル信号を出力するため、信号ゲート部４２は深調光信号をブロックする。このため、タイマー部３１Ｂのスイッチ素子Ｑ５は導通状態にならず、また、信号ゲート部３６は第２のオントリガ信号を通過させる。よって、ＰＦＣ制御部１３Ｂは、調光度が切り替え閾値以上の場合と同様に、電流臨界制御を行う。

一方、深調光信号を受信しており、かつ力率改善回路４が出力する直流電圧が所定の警戒閾値電圧以上である場合、比較器ＣＭＰ７はＬレベル信号を出力するため、信号ゲート部４２は深調光信号を通過させる。このため、タイマー部３１Ｂのスイッチ素子Ｑ５は導通状態になり、タイマー動作を開始する。また、信号ゲート部３６は第２のオントリガ信号をブロックする。よって、ＰＦＣ制御部１３Ｂは、前述の固定周波数制御を行う。

このように、第２の実施形態に係るＰＦＣ制御部１３Ｂは、深調光信号を受信しており、かつ力率改善回路４が出力する直流電圧が所定の警戒閾値電圧以上である場合には、固定周波数制御を行い、それ以外の場合には電流臨界制御を行うように構成されている。

第２の実施形態によれば、第１の実施形態と同様に、深調光時においてスイッチ素子Ｑ１のスイッチング動作が停止／再開することに伴う力率の低下を防止することができる。

また、第２の実施形態では、調光度が低下して力率改善回路４の出力電圧が上昇した場合であっても、過電圧保護機能が作動しない程度の出力上昇であれば、そのまま電流臨界制御を行う。そして、出力電圧がさらに上昇して警戒閾値電圧に達した場合に、固定周波数制御に移行する。

これにより、第２の実施形態によれば、電流臨界制御から固定周波数制御への移行を精度良く行い、より広い調光度範囲で電流臨界制御による高い力率を維持することができる。

次に、第２の実施形態の変形例について、図７を参照して説明する。本変形例に係るＰＦＣ制御部１３Ｃでは、タイマー部３１Ｃの構成が異なる。図７に示すように、ＰＦＣ制御部１３Ｃのタイマー部３１Ｃは、図４で説明したタイマー部３１Ａと同様の構成を有する。本変形例の場合、信号ゲート部４２の出力端子は信号ゲート部３６の論理積ゲートＡＮＤ１の入力端子にのみ接続され、タイマー部３１Ｃには接続されない。タイマー部３１Ｃは、深調光信号の受信の有無にかかわらず、ターンオン周期ごとに第１のオントリガ信号を出力する。

本変形例に係るＰＦＣ制御部１３Ｃにおいては、深調光信号出力部１２から深調光信号を受信していない場合、あるいは、深調光信号を受信していても出力電圧上昇信号を受信していない場合、信号ゲート部３６は第２のオントリガ信号を通過させる。このため、インダクタ電流がゼロになるたびに放電用スイッチ素子Ｑ６が導通状態となってコンデンサＣ９が放電される。コンデンサＣ９の充電時間はインダクタ電流のゼロクロスの間隔よりも長く設定されるため、タイマー部３１Ｃは第１のオントリガ信号を出力しない。

一方、深調光信号出力部１２から深調光信号を受信しており、かつ出力電圧監視部４１から出力電圧上昇信号を受信している場合には、信号ゲート部３６は第２のオントリガ信号を通過させない。よって、タイマー部３１Ｃは、ターンオン周期ごとに第１のオントリガ信号を出力する。本変形例によっても、電流臨界制御から固定周波数制御への移行を精度良く行い、より広い調光度範囲で電流臨界制御による高い力率を維持することができるという効果を得ることができる。

上記の記載に基づいて、当業者であれば、本発明の追加の効果や種々の変形を想到できるかもしれないが、本発明の態様は、上述した個々の実施形態に限定されるものではない。異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。特許請求の範囲に規定された内容及びその均等物から導き出される本発明の概念的な思想と趣旨を逸脱しない範囲で種々の追加、変更及び部分的削除が可能である。

１ 照明器具
２ 交流電源
３ 整流回路
４ 力率改善回路
５ ＤＣ−ＤＣコンバータ
６ 発光モジュール
６ａ，６ｂ 発光素子ライン
７ 発光素子
８ 調光器
９ 調光度信号受信部
１０ 照明用電源制御回路
１１ 調光度信号入力部
１２ 深調光信号出力部
１３，１３Ａ，１３Ｂ，１３Ｃ ＰＦＣ制御部
１４ 調光出力部
１５ 発振器
１６ オペアンプ
１７ 比較器
１８ 制御部
１９ スイッチ制御部
２０ ソフトスタート部
２１ 停止部
２２ 起動電源部
２３ 誤動作防止部
３１，３１Ａ，３１Ｂ，３１Ｃ タイマー部
３２ ゲート信号出力部
３３ スイッチ電流判定部
３４ ゼロクロス検出部
３５ 過電圧検出部
３６ 信号ゲート部
３７ ワンショット回路
３８ ＳＲ型フリップフロップ
３９ ゲートドライバ
４０ マルチプライヤ（乗算器）
４１ 出力電圧監視部
４２ 信号ゲート部
ＡＮＤ１ 論理積ゲート
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５，Ｃ６，Ｃ７，Ｃ８，Ｃ９ コンデンサ
ＣＭＰ１，ＣＭＰ２，ＣＭＰ３，ＣＭＰ４，ＣＭＰ５，ＣＭＰ６，ＣＭＰ７ 比較器
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６，Ｄ７，Ｄ８ ダイオード
ＥＡ１ エラーアンプ
Ｉ１，Ｉ２ 電流源
Ｌ１ インダクタ
Ｌ２ モニタ用巻線
Ｌ３ 一次巻線
Ｌ４ 二次巻線
Ｎ１ ＮＯＴゲート
ＯＲ１ 論理和ゲート
ＰＣ１ フォトカプラ
Ｐ１ 発光ダイオード
Ｐ２ フォトトランジスタ
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６ スイッチ素子
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９，Ｒ１０，Ｒ１１ 抵抗
Ｒａ，Ｒｂ，Ｒｃ，Ｒｄ，Ｒｅ，Ｒｆ 抵抗
Ｔ トランス
Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３，Ｖ４，Ｖ５，Ｖ６，Ｖ７ 基準電圧

Claims (15)

1. 交流電源が出力する入力交流電圧を整流平滑して入力整流電圧を出力する整流回路と、インダクタおよび前記インダクタに流れるインダクタ電流を制御するスイッチ素子を有し、前記スイッチ素子のスイッチング動作により前記入力整流電圧を直流電圧に変換する力率改善回路と、電流注入型の発光素子を有する発光モジュールに前記直流電圧に基づく直流電流を出力するＤＣ−ＤＣコンバータと、を備える照明用電源に適用される照明用電源制御回路であって、
   調光器により設定される前記発光モジュールの調光度が所定の切り替え閾値以上の場合には、前記インダクタ電流がゼロになったときに前記スイッチ素子を導通状態に制御する電流臨界制御を行い、
   前記調光度が前記切り替え閾値未満の場合には、前記入力交流電圧の一周期あたりの前記スイッチ素子のターンオン回数が電流臨界モードにおけるターンオン回数よりも少なくなるように、前記スイッチ素子を所定のターンオン周期で強制的に導通状態に制御する固定周波数制御を行う、
   ことを特徴とする照明用電源制御回路。
2. 前記調光度が前記切り替え閾値未満であり、かつ前記直流電圧が過電圧保護機能の作動する電圧未満である場合には、前記固定周波数制御に代えて前記電流臨界制御を行うことを特徴とする請求項１に記載の照明用電源制御回路。
3. 前記ターンオン周期は、前記固定周波数制御における前記スイッチ素子のスイッチング周波数が可聴領域の上限周波数よりも高くなるように設定されていることを特徴とする請求項１または２に記載の照明用電源制御回路。
4. 前記ターンオン周期は、前記調光度が低くなるにつれて連続的に長くなることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の照明用電源制御回路。
5. 前記ＤＣ−ＤＣコンバータが前記発光モジュールの調光度に応じた直流電流を前記発光モジュールに出力するように、前記ＤＣ−ＤＣコンバータを制御することを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の照明用電源制御回路。
6. 前記発光素子は、発光ダイオード、レーザダイオード、有機ＥＬ素子、その他半導体発光素子であることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の照明用電源制御回路。
7. 前記調光器の前記調光度に基づく調光電圧が前記切り替え閾値に対応する調光基準電圧未満の場合に、深調光信号を出力する深調光信号出力部と、
   前記深調光信号を受信している場合には前記固定周波数制御を行い、前記深調光信号を受信していない場合には前記電流臨界制御を行うＰＦＣ制御部と、
   を備えることを特徴とする請求項１に記載の照明用電源制御回路。
8. 前記ＰＦＣ制御部は、
   前記深調光信号を受信している間、前記ターンオン周期ごとに第１のオントリガ信号を出力するタイマー部と、
   前記インダクタ電流がゼロになったことを検出すると、第２のオントリガ信号を出力するゼロクロス検出部と、
   前記深調光信号を受信していない場合は前記第２のオントリガ信号を通過させ、前記深調光信号を受信している場合は前記第２のオントリガ信号を通過させない信号ゲート部と、
   前記スイッチ素子を流れる電流に基づく電圧が前記入力整流電圧と前記直流電圧との積に基づくターンオフ閾値電圧を超えた場合に、第１のオフトリガ信号を出力するスイッチ電流判定部と、
   前記直流電圧が前記力率改善回路の定格出力電圧よりも高い異常閾値電圧を超えた場合に、第２のオフトリガ信号を出力する過電圧検出部と、
   前記タイマー部から前記第１のオントリガ信号を受信した場合または前記信号ゲート部から前記第２のオントリガ信号を受信した場合には、前記スイッチ素子を導通状態にするオン信号を出力し、前記スイッチ電流判定部から前記第１のオフトリガ信号を受信した場合または前記過電圧検出部から前記第２のオフトリガ信号を受信した場合には、前記スイッチ素子を遮断状態にするオフ信号を出力するゲート信号出力部と、
   を有することを特徴とする請求項７に記載の照明用電源制御回路。
9. 前記タイマー部は、
   定電流源と、
   第１の入力端子と、所定の基準電圧に接続された第２の入力端子と、前記第１の入力端子の電圧が前記第２の入力端子の電圧よりも大きい場合に前記第１のオントリガ信号を出力する出力端子とを有する比較器と、
   一端が前記定電流源の出力端子に接続され、他端が前記比較器の前記第１の入力端子に接続され、ゲート端子が前記深調光信号出力部の出力端子に接続され、前記ゲート端子が前記深調光信号を受信すると導通状態になる電流供給用スイッチ素子と、
   一端が前記電流供給用スイッチ素子の他端に接続され、他端が接地されたコンデンサと、
   一端が前記コンデンサの一端に接続され、他端が接地され、前記ゲート信号出力部が前記オン信号を出力すると導通状態になる放電用スイッチ素子と、
   を有することを特徴とする請求項８に記載の照明用電源制御回路。
10. 前記タイマー部は、
    定電流源と、
    第１の入力端子と、所定の基準電圧に接続された第２の入力端子と、前記第１の入力端子の電圧が前記第２の入力端子の電圧よりも大きい場合に前記第１のオントリガ信号を出力する出力端子とを有する比較器と、
    一端が前記定電流源の出力端子および前記比較器の前記第１の入力端子に接続され、他端が接地されたコンデンサと、
    一端が前記コンデンサの一端に接続され、他端が接地され、前記ゲート信号出力部が前記オン信号を出力すると導通状態になる放電用スイッチ素子と、
    を有することを特徴とする請求項８に記載の照明用電源制御回路。
11. 前記調光器の前記調光度に基づく調光電圧が前記切り替え閾値に対応する調光基準電圧未満の場合に、深調光信号を出力する深調光信号出力部と、
    前記深調光信号を受信し、かつ前記直流電圧が前記力率改善回路の定格出力電圧と過電圧保護機能が作動する異常閾値電圧との間の警戒閾値電圧よりも高い場合には、前記固定周波数制御を行い、それ以外の場合には前記電流臨界制御を行うＰＦＣ制御部と、
    を備えることを特徴とする請求項１に記載の照明用電源制御回路。
12. 前記ＰＦＣ制御部は、
    前記直流電圧が前記警戒閾値電圧よりも高い場合に、出力電圧上昇信号を出力する出力電圧監視部と、
    前記出力電圧上昇信号を受信している場合は前記深調光信号を通過させ、前記出力電圧上昇信号を受信していない場合は前記深調光信号を通過させない第１の信号ゲート部と、
    前記第１の信号ゲート部から前記深調光信号を受信している間、前記ターンオン周期ごとに第１のオントリガ信号を出力するタイマー部と、
    前記インダクタ電流がゼロになったことを検出すると、第２のオントリガ信号を出力するゼロクロス検出部と、
    前記第１の信号ゲート部から前記深調光信号を受信していない場合は前記第２のオントリガ信号を通過させ、前記第１の信号ゲート部から前記深調光信号を受信している場合は前記第２のオントリガ信号を通過させない第２の信号ゲート部と、
    前記スイッチ素子を流れる電流に基づく電圧が前記入力整流電圧と前記直流電圧との積に基づくターンオフ閾値電圧を超えた場合に、第１のオフトリガ信号を出力するスイッチ電流判定部と、
    前記直流電圧が前記異常閾値電圧を超えた場合に、第２のオフトリガ信号を出力する過電圧検出部と、
    前記タイマー部から前記第１のオントリガ信号を受信した場合または前記第２の信号ゲート部から前記第２のオントリガ信号を受信した場合には、前記スイッチ素子を導通状態にするオン信号を出力し、前記スイッチ電流判定部から前記第１のオフトリガ信号を受信した場合または前記過電圧検出部から前記第２のオフトリガ信号を受信した場合には、前記スイッチ素子を遮断状態にするオフ信号を出力するゲート信号出力部と、
    を有することを特徴とする請求項１１に記載の照明用電源制御回路。
13. 請求項１〜１２のいずれかに記載の照明用電源制御回路を所定の半導体基板上に形成したことを特徴とする半導体集積回路。
14. 交流電源が出力する入力交流電圧を整流平滑して入力整流電圧を出力する整流回路と、
    インダクタおよび前記インダクタに流れるインダクタ電流を制御するスイッチ素子を有し、前記スイッチ素子のスイッチング動作により前記入力整流電圧を直流電圧に変換する力率改善回路と、
    電流注入型の発光素子を有する発光モジュールに前記直流電圧に基づく直流電流を出力するＤＣ−ＤＣコンバータと、
    調光器により設定される前記発光モジュールの調光度が所定の切り替え閾値以上の場合には、前記インダクタ電流がゼロになったときに前記スイッチ素子を導通状態に制御する電流臨界制御を行い、前記調光度が前記切り替え閾値未満の場合には、前記入力交流電圧の一周期あたりの前記スイッチ素子のターンオン回数が電流臨界モードにおけるターンオン回数よりも少なくなるように、前記スイッチ素子を所定のターンオン周期で強制的に導通状態に制御する固定周波数制御を行う照明用電源制御回路と、
    を備えることを特徴とする照明用電源。
15. 電流注入型の発光素子を有する発光モジュールと、
    交流電源が出力する入力交流電圧を整流平滑して入力整流電圧を出力する整流回路と、
    インダクタおよび前記インダクタに流れるインダクタ電流を制御するスイッチ素子を有し、前記スイッチ素子のスイッチング動作により前記入力整流電圧を直流電圧に変換する力率改善回路と、
    前記発光モジュールに前記直流電圧に基づく直流電流を出力するＤＣ−ＤＣコンバータと、
    調光器により設定される前記発光モジュールの調光度が所定の切り替え閾値以上の場合には、前記インダクタ電流がゼロになったときに前記スイッチ素子を導通状態に制御する電流臨界制御を行い、前記調光度が前記切り替え閾値未満の場合には、前記入力交流電圧の一周期あたりの前記スイッチ素子のターンオン回数が電流臨界モードにおけるターンオン回数よりも少なくなるように、前記スイッチ素子を所定のターンオン周期で強制的に導通状態に制御する固定周波数制御を行う照明用電源制御回路と、
    を備えることを特徴とする照明器具。

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