JP2015228720A - 自励共振型力率改善回路および光源駆動装置 - Google Patents
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Abstract
Description
また、本発明の光源駆動装置は、この自励共振型力率改善回路と、このPFC電圧が入力されて光源に直流電流を供給すると共に、自励共振型力率改善回路から出力され、かつ、このPFC電圧に応じた電圧に基づいて、この光源に供給する直流電流が一定となるように制御するDC−DC変換回路とを備える。
その他の手段については、発明を実施するための形態のなかで説明する。
(第1実施形態)
図1は、第1実施形態における自励共振型力率改善回路および光源駆動装置の構成を示す回路図である。
図1に示した光源駆動装置100は、光源10の点灯制御を行うものであり、自励共振型力率改善回路1と、DC−DC変換回路2とを含んで構成される。自励共振型力率改善回路1は、商用電源Psから印加される交流電圧Vacを変換してPFC(Power Factor Correction)電圧Vpfcを生成する。DC−DC変換回路2は、PFC電圧Vpfcが入力されて、光源10に直流電流を供給する。この光源10は、例えば、LEDである。しかし、光源10は、他の種類の光源であってもよい。
整流回路BD1は、ダイオードブリッジである。整流回路BD1には、入力側に商用電源Psが接続されて交流電圧Vacが印加される。整流回路BD1は、この交流電圧Vacを全波整流した整流電圧を出力する。コンデンサC1は、整流回路BD1の正極端子と負極端子との間に接続される。コンデンサC1は、スイッチングによる高周波成分のノイズを除去するフィルタとして機能する。
帰還回路3(第1帰還回路)は、コイルL2と、抵抗R1と、コンデンサC3とを含んで構成される。帰還回路3は、コイルL2に誘起される電圧を、スイッチング素子Q1のゲート(制御端子)に帰還する。さらに帰還回路3は、コイルL1に流れる電流がゼロになったとき、整流電流に基づく電圧をコイルL2を介してスイッチング素子Q1のゲート(制御端子)に印加し、このスイッチング素子Q1をオンする。
コイルL2の第1端は、抵抗R1を介して整流回路BD1の正極端子に接続される。コイルL2の第2端は、スイッチング素子Q1のゲートに接続される。コンデンサC3は、抵抗R1とコイルL2との接続ノードとグランドとの間に接続される。この帰還回路3は、コイルL2に誘起される電圧をスイッチング素子Q1のゲートに帰還する。
スイッチング素子Q1(第1スイッチング素子)は、N型FET(Field Effect Transistor)であり、ドレインがコイルL1の第2端に接続され、ソースが電流検出抵抗Ra1を介してグランドに接続される。スイッチング素子Q1は、ゲート電圧Vgsがスレッシュホールド電圧Vzcdを超えたときにターンオンする。このスイッチング素子Q1は、コイルL1をチョッパ動作させて、ダイオードD1(第1ダイオード)に電流を流すか否かを切り替える。
電流検出抵抗Ra1(第1電流検出抵抗)は、スイッチング素子Q1に流れる電流を検出電圧Va1として検出する。検出電圧Va1は、コンパレータU1の反転入力端子に印加される。
平滑コンデンサCa1(第1平滑コンデンサ)は、ダイオードD1から出力されるPFC電圧Vpfcを平滑化する。
コンパレータU1の出力端子には、PNPトランジスタQ3が接続される。PNPトランジスタQ3のオンにより、スイッチング素子Q1のゲートの電圧を迅速にLレベルにしてスイッチング素子Q1をオフすることができる。
PFC電圧検出回路6は、ダイオードD1のカソードとグランドとの間に、抵抗R5,R6,R7を直列接続した分圧回路である。このPFC電圧検出回路6は、PFC電圧Vpfcを、抵抗R5,R6,R7によって分圧する。PFC電圧検出回路6は、抵抗R6,R7の接続ノードから検出電圧Va2を検出する。検出電圧Va2は、抵抗R5,R6,R7の総和に対する抵抗R7の比率で、PFC電圧Vpfcを分圧したものである。この検出電圧Va2は、スイッチング素子Q2のベースに出力される。
PFC電圧検出回路6は、抵抗R5,R6の接続ノードから検出電圧Va3を検出する。検出電圧Va3は、抵抗R5,R6,R7の総和に対する抵抗R6,R7の和の比率で、PFC電圧Vpfcを分圧したものである。この検出電圧Va3は、DC−DC変換回路2に出力される。
DC−DC変換回路2は、定電流制御しているが、入力されるPFC電圧Vpfcが大きく変動すると、これに対する出力電流の変動の割合であるラインレギュレーションが悪化する傾向がある。このラインレギュレーションを改善するために、DC−DC変換回路2は、入力されるPFC電圧Vpfcに応じて出力電流を補正している。DC−DC変換回路2は、自励共振型力率改善回路1から出力される検出電圧Va3をフィードバックして、出力電流を補正制御している。この検出電圧Va3は、PFC電圧検出回路6で検出される。
このように、DC−DC変換回路2は、自励共振型力率改善回路1から出力される、このPFC電圧Vpfcに応じた検出電圧Va3に基づいて、光源10に供給する直流電流が一定になるように補正制御している。これにより、光源10を安定的に点灯し、光源10の寿命低下を防止することができる。
図2(a)は、スイッチング素子Q1(図1参照)のゲート電圧Vgsなどを示す波形図である。実線は、このゲート電圧Vgsの波形を示している。破線は、スイッチング素子Q1のスレッシュホールド電圧Vzcdのレベルを示している。ここでゲート電圧Vgsとは、ゲート−ソース間の電圧である。
時刻t0から時刻t1において、ゲート電圧Vgsは、スレッシュホールド電圧Vzcdを超える。
時刻t1から時刻t2において、ゲート電圧Vgsは、0Vに低下したのち、ランプ状に増大する。
以降、時刻tnに至るまで、このゲート電圧Vgsは、周期的にスレッシュホールド電圧Vzcdを超える波形となる。
時刻t0から時刻t1において、電流IL1は、ランプ状に増大する。
時刻t1から時刻t2において、電流IL1は、ランプ状に減少する。
以降、この電流IL1は、ゲート電圧Vgsがスレッシュホールド電圧Vzcdを超えたときにランプ状に増大し、それ以外のときにランプ状に減少する波形となる。この電流IL1の包絡線は、基準電圧Vb1(図2(c)参照)と同様な波形である。
平均電流IL1avgは、この電流IL1をコンデンサC1によってフィルタリングした波形である。平均電流IL1avgは、基準電圧Vb1(図2(c)参照)と同様な波形である。
時刻t0から時刻t1において、検出電圧Va1は、ランプ状に増大する。
時刻t1から時刻t2において、検出電圧Va1は、0Vである。
以降、検出電圧Va1は、ゲート電圧Vgsがスレッシュホールド電圧Vzcdを超えたときにランプ状の増大し、それ以外のときに0Vの波形となる。
基準電圧Vb1は、整流電圧を分圧したものであり、整流電圧と比例する。基準電圧Vb1は、検出電圧Va1の包絡線とほぼ等しい。
時刻t0において、スイッチング素子Q1のゲートには、整流回路BD1の整流電圧が抵抗R1とコイルL2とを介して印加され、ゲート電圧Vgsがスレッシュホールド電圧Vzcdを超える。よって、スイッチング素子Q1は、ターンオンする。
これにより電流IL1は、整流回路BD1の正極端子から、コイルL1、スイッチング素子Q1、電流検出抵抗Ra1の経路でグランドに流れる。グランドには、整流回路BD1の負極端子が接地されている。
コイルL1とコイルL2とは磁気結合しているので、コイルL1に流れる電流IL1により、コイルL2には、励磁電圧が発生する。すなわち、正の電圧がスイッチング素子Q1のゲートに帰還する。ゲート電圧Vgsは、継続してスレッシュホールド電圧Vzcdを超える。スイッチング素子Q1は、オン状態を継続する。
コイルL1に流れる電流IL1は、スイッチング素子Q1に流れると共に、ランプ状に次第に増加する。これにより、検出電圧Va1は、電流IL1に比例するように増加する。これにより、スイッチング素子Q1のオン期間中は、コイルL1に電磁エネルギが蓄積される。
時刻t1から時刻t2において、コイルL1に流れる電流IL1によって、コイルL2には、負の励磁電圧が発生する。すなわち、負の電圧がスイッチング素子Q1のゲートに帰還する。スイッチング素子Q1のゲート電圧Vgsは、整流電圧に負の電圧を重畳したものである。よって、時刻t1から時刻t2において、ゲート電圧Vgsは、0Vからスレッシュホールド電圧Vzcdに向けて上昇するランプ波形となる。なお、スレッシュホールド電圧Vzcdは、スイッチング素子Q1がターンオンするためのゲートソース間の閾値の電圧である。このとき、スイッチング素子Q1は、オフ状態を継続する。
時刻t2において、コイルL1に流れる電流IL1がゼロになると、コイルL2の励磁電圧もゼロになる。スイッチング素子Q1のゲートには、整流回路BD1の整流電圧が抵抗R1とコイルL2を介して再び印加され、ゲート電圧Vgsがスレッシュホールド電圧Vzcdを再び超える。よって、スイッチング素子Q1は、再びターンオンする。このようにして、スイッチング素子Q1は、コイルL1をチョッパ動作させる。
以下、自励共振型力率改善回路1は、時刻t0〜t2と同様な自励共振の発振動作を繰り返す。
また、コイルL1に流れる電流IL1がゼロになったことを検知して、スイッチング素子Q1をターンオンしている。これにより、スイッチングロスを無くして、高効率を得ることができる。
更に、FETのオンとオフにより、この自励共振の発振動作を実現するので、スイッチングノイズの発生を減らすことができる。
スイッチング素子Q1は、FETであり、ゲート・ドレイン間容量Cgdを有している。スイッチング素子Q1のターンオンとターンオフのスイッチング時間は、ゲート・ドレイン間容量CgdとコイルL2のリアクタンスとで決まる。
スイッチング素子Q1は、ゲートに印加された電圧によって開始されるチャージ電流が、ゲート・ドレイン間容量Cdgを充電する時間(充電時間)でターンオンし、ドレイン電圧はHレベルからLレベルに切り替わる。この充電時間は、ゲート・ドレイン間容量CgdとコイルL2のリアクタンスとで決まる。
スイッチング素子Q1は、ゲート・ドレイン間容量Cgdを放電する時間(放電時間)でターンオフし、ドレイン電圧はLレベルからHレベルに切り替わる。この放電時間も、ゲート・ドレイン間容量CgdとコイルL2のリアクタンスとで決まる。
自励共振の発振動作において、スイッチング素子Q1は、ゲート・ドレイン間容量Cgdの放電時間/放電時間で緩やかにターンオン/ターンオフし、ドレイン電圧にはオーバーシュートやアンダーシュートが発生しない。すなわち、スイッチングノイズの発生を抑止することができる。
破線で示した電圧K1は、自励共振型力率改善回路1からPFC電圧検出回路6とスイッチング素子Q2とを取り除いた比較例のPFC電圧Vpfcの変化を示している。このとき電圧K1は、交流電圧Vacに対して線形に増加する。
コイルL1に流れる電流IL1は、基準電圧Vb1と検出電圧Va2との比較によって制御される。つまりPFC電圧Vpfcは、交流電圧Vacと電流検出抵抗Ra1によって決定される。図3の破線で示した比較例では、交流電圧Vacが90Vから120Vの場合に、PFC電圧Vpfcが160Vから250Vとなるように、電流検出抵抗Ra1を設定している。
PFC電圧Vpfcが交流電圧Vacに比例して大きくなることから、安全上、何らかの要因で交流電圧Vacの大きさが想定より大きくなる可能性を考慮して、PFC電圧Vpfcが制限される回路を設けるのが望ましい。第1実施形態の自励共振型力率改善回路1は、PFC電圧検出回路6とスイッチング素子Q2により、PFC電圧Vpfcを制限している。
PFC電圧検出回路6によって検出された検出電圧Va2は、スイッチング素子Q2のベースに入力される。検出電圧Va2がスイッチング素子Q2の閾値電圧Vbe以上になったとき、スイッチング素子Q2がオンする。これにより、PNPトランジスタQ3のベース電圧はLレベルとなり、PNPトランジスタQ3がオンする。PNPトランジスタQ3がオンすると、スイッチング素子Q1のゲート電圧はLレベルとなり、スイッチング素子Q1がオフして、自励共振の発振動作が停止する。これによって、PFC電圧Vpfcは所定範囲に制限される。
PFC電圧Vpfcの制限電圧は、PFC電圧検出回路6を構成する抵抗R5,R6,R7の分圧比で設定可能である。ここでは、PFC電圧Vpfcの制限電圧が200Vになるように、PFC電圧検出回路6が設定される。
図4は、第2実施形態における光源駆動装置100aの構成を示す回路図である。第1実施形態の光源駆動装置100と同一の構成には同一の符号を付与している。
図4に示したように、光源駆動装置100aは、第1実施形態と同様な自励共振型力率改善回路1と、DC−DC変換回路2aとを含んで構成される。
光源10と平滑コンデンサCa2とは並列接続されて、その第1端には自励共振型力率改善回路1の正極端子が接続され、その第2端がトランスT2のコイルL3の第1端に接続される。光源10は、自励共振型力率改善回路1の正極端子からコイルL3の方向に所定の定電流を通電することにより発光するLEDである。平滑コンデンサCa2は、光源10の両端電圧を平滑化するものである。
スイッチング素子Q4(第3スイッチング素子)は、例えばFETであり、ソースが電流検出抵抗Ra2を介してグランドに接続され、ゲート(制御端子)がトランスT2のコイルL4の第2端に接続される。スイッチング素子Q4は、トランスT2のコイルL3に電流を流すか否かを切り替える。電流検出抵抗Ra2(第2電流検出抵抗)は、光源10およびコイルL3に流れる電流を、電圧値として検出する。
ダイオードD2(第2ダイオード)は、トランスT2のコイルL3とスイッチング素子Q4のドレインとの接続ノードから、自励共振型力率改善回路1の正極への方向に順方向接続されている。ダイオードD2は、スイッチング素子Q4がオフのときに、トランスT2のコイルL3に蓄積された電磁エネルギを回生した回生電流を流すものである。
抵抗R8,R9とコンデンサC4との直列接続であるバイアス設定回路は、自励共振型力率改善回路1の正極とグランドとの間に接続される。
ツェナーダイオードZD2は、スイッチング素子Q4のゲートとグランドとの間に接続されている。ツェナーダイオードZD2は、自励共振型力率改善回路1がオフするとき、スイッチング素子Q4のゲート電圧が定格ゲート電圧を超えないようにクランプするものである。通常の動作状態において、ツェナーダイオードZD2に電流は流れない。
スイッチ回路8(第2スイッチ回路)は、コンパレータU2と、PNPトランジスタQ5を含んで構成されている。スイッチ回路8は、電流検出抵抗Ra2で検出される検出電圧V6に、PFC電圧Vpfcを分圧した検出電圧Va3を抵抗R15と抵抗R16で重畳した補正検出電圧V7が基準電圧生成回路11で決めた基準電圧Vb2(所定値)を超えるとスイッチング素子Q4をオフさせる。
電圧補正回路9は、抵抗R15,R16の直列回路を含んで構成される。抵抗R15の第1端には、検出電圧Va3が印加される。抵抗R15の第2端は、抵抗R16の第1端が接続される。抵抗R16の第2端は、スイッチング素子Q4のソースに接続される。抵抗R15,R16の接続ノードは、コンパレータU2の反転入力端子に接続される。電圧補正回路9は、電流検出抵抗Ra2で検出される電圧値に、PFC電圧Vpfcを分圧した検出電圧Va3を抵抗R15,R16と電流検出抵抗Ra2とで分圧した電圧(以下、重畳電圧と呼ぶ)を重畳して、補正検出電圧V7(補正検出信号)を生成する。
補正検出電圧V7は、PFC電圧Vpfcが増大すると検出電圧Va3が増大して、重畳電圧が大きくなる。その結果、補正検出電圧V7が基準電圧Vb2を超えると、スイッチ回路8は、コイルL4に誘起される正電圧によらずにスイッチング素子Q4をオフするので、検出電圧V6が小さくなるように補正することができる。また、補正検出電圧V7は、PFC電圧Vpfcが減少すると検出電圧Va3が減少して、重畳電圧が小さくなる。その結果、補正検出電圧V7が基準電圧Vb2以下になると、スイッチ回路8は、スイッチング素子Q4をオフしなくなるので、検出電圧V6が大きくなるように補正することができる。
したがって、PFC電圧Vpfcの増減によって検出電圧Va3が増減し、スイッチング素子Q4に流れる電流は、PFC電圧Vpfcに対して相反して増減することになり、PFC電圧Vpfcに対する出力電流の安定性が保たれる。
シャントレギュレータREG1の正極端子は、抵抗R10を介して、抵抗R8,R9の接続ノードに接続される。シャントレギュレータREG1は、負極端子がグランドに接地され、フィードバック端子が抵抗R11,R12の接続ノードに接続される。抵抗R11は、シャントレギュレータREG1の正極端子とフィードバック端子との間に接続される。抵抗R12は、シャントレギュレータREG1のフィードバック端子と負極端子との間に接続される。これにより、シャントレギュレータREG1の正極端子には、基準となる電圧が生成される。シャントレギュレータREG1の正極端子は、抵抗R13,R14の直列回路に接続される。抵抗R13,R14の接続ノードには、シャントレギュレータREG1の基準電圧を分圧した基準電圧Vb2が生成される。
さらに、応答性のよいコンパレータU2と基準電圧生成回路11により、スイッチ回路8は、スイッチング素子Q4のオンを、温度や電圧変動などの環境変化に対して安定に実行することができる。これにより、DC−DC変換回路2aは、耐環境性能を有して安定した所定の定電流を光源10に流すことができる。
動作の初期状態において、帰還回路7のバイアス設定回路により、起動電圧が抵抗R8,R9とコイルL4を介してスイッチング素子Q4のゲート(制御端子)に印加される。このとき光源10、トランスT2のコイルL3、および電流検出抵抗Ra2には電流は流れていないので、コンパレータU2の反転入力端子に印加される補正検出電圧V7は、基準電圧Vb2以下となる。このとき、コンパレータU2の出力はHレベルになって、PNPトランジスタQ5がオフとなる。これにより、スイッチング素子Q4がオンし、光源10およびコイルL3には、オン電流が流れる。
以上のスイッチング素子Q4のオンオフの繰り返しにより、DC−DC変換回路2aは、光源10に所定の定電流を流し、かつ自己共振(発振)動作を行うことができる。DC−DC変換回路2aは、共振型(臨界動作)の駆動回路であり、トランスT2のコイルL3の回生電流がゼロとなったとき、スイッチング素子Q4がオフからオンになる。
交流電圧Vacが100Vのとき、力率K3は、1.00に近づく。このように光源駆動装置100aは、専用ICを設けず、既存の受動素子および能動素子を用いた安価で簡単な回路構成でありながらも、高い力率を得ることができる。
(a) 光源10は、LEDに限定されず、例えば有機EL(Organic Electro-Luminescence)素子または無機EL(Inorganic Electro-Luminescence)素子であってもよい。
(b) スイッチング素子Q1,Q4は、FETに限定されず、バイポーラトランジスタなどであってもよい。
2,2a DC−DC変換回路
3 帰還回路 (第1帰還回路)
4 基準電圧生成回路
5 スイッチ回路 (第1スイッチ回路)
6 PFC電圧検出回路
7 帰還回路 (第2帰還回路)
8 スイッチ回路 (第2スイッチ回路)
9 電圧補正回路
10 光源
11 基準電圧生成回路
100,100a 光源駆動装置
BD1 整流回路
C1 コンデンサ
L1,L2 コイル (第1コイル、第2コイル)
L3,L4 コイル (第3コイル、第4コイル)
T1,T2 トランス (第1トランス、第2トランス)
Q1,Q2,Q4 スイッチング素子 (第1〜第3スイッチング素子)
ZD1,ZD2 ツェナーダイオード
Ra1,Ra2 電流検出抵抗 (第1電流検出抵抗、第2電流検出抵抗)
D1,D2 ダイオード (第1、第2ダイオード)
Ca1,Ca2 平滑コンデンサ (第1、第2平滑コンデンサ)
R10,R13,R14 抵抗
Claims (6)
- 交流電圧を全波整流した整流電圧を出力する整流回路と、
磁気結合された第1コイルと第2コイルとを含み、前記整流回路から供給される電流によって励磁される第1トランスと、
前記第1コイルをチョッパ動作させて、第1ダイオードに電流を流すか否かを切り替える第1スイッチング素子と、
前記第1ダイオードから出力されるPFC(Power Factor Correction)電圧を平滑化する第1平滑コンデンサと、
前記第2コイルに誘起される電圧を前記第1スイッチング素子の制御端子に帰還するとともに、前記第1コイルに流れる電流がゼロになったとき、前記整流電圧に基づく電圧を前記第2コイルを介して出力して前記第1スイッチング素子をオンする第1帰還回路と、
前記第1スイッチング素子に流れる電流を電圧値として検出する第1電流検出抵抗と、
前記整流電圧から第1基準電圧を生成する基準電圧生成回路と、
前記第1電流検出抵抗で検出される電圧値が前記第1基準電圧を超えたならば、前記第1スイッチング素子をオフする第1スイッチ回路と、
を備えることを特徴とする自励共振型力率改善回路。 - 前記第1電流検出抵抗は、所定の入力電圧で前記PFC電圧が所定範囲になるように設定される、
ことを特徴とする請求項1に記載の自励共振型力率改善回路。 - 前記PFC電圧が閾値を超えたならば自励共振動作を停止させる第2スイッチング素子、
を備えることを特徴とする請求項1または請求項2に記載の自励共振型力率改善回路。 - 請求項1ないし請求項3のいずれか1項に記載の自励共振型力率改善回路と、
前記PFC電圧が入力されて光源に直流電流を供給するDC−DC変換回路と、
を備えることを特徴とする光源駆動装置。 - 請求項3に記載の自励共振型力率改善回路と、
前記PFC電圧が入力されて光源に直流電流を供給すると共に、前記自励共振型力率改善回路から出力され、かつ、前記PFC電圧に応じた電圧に基づいて、前記光源に供給する直流電流が一定となるように制御するDC−DC変換回路と、
を備えることを特徴とする光源駆動装置。 - 前記DC−DC変換回路は、
前記光源に並列接続された第2平滑コンデンサと、
磁気結合された第3コイルと第4コイルとを含み、前記自励共振型力率改善回路から供給される電流によって励磁される第2トランスと、
前記第3コイルに電流を流すか否かを切り替える第3スイッチング素子と、
前記第3スイッチング素子がオフのときに前記第3コイルに蓄積されたエネルギを回生する第2ダイオードと、
前記第4コイルに誘起される正の電圧を前記第3スイッチング素子の制御端子に帰還するとともに、前記第3コイルに流れる電流がゼロになったとき、前記PFC電圧に基づく電圧を前記第4コイルを介して出力して前記第3スイッチング素子をオンする第2帰還回路と、
前記第3コイルに流れる電流を電圧値として検出する第2電流検出抵抗と、
前記第2電流検出抵抗で検出される電圧値に、前記PFC電圧を分圧した電圧を重畳した補正検出信号を生成する電圧補正回路と、
前記補正検出信号が所定値を超えたならば前記第3スイッチング素子をオフする第2スイッチ回路と、
を備え、自励共振型であることを特徴とする請求項4または請求項5に記載の光源駆動装置。
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