JP2015228720A - 自励共振型力率改善回路および光源駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】専用ＩＣを設けず簡単な回路構成で小型化とコスト低減とを図るとともに無効電力を低減する。【解決手段】自励共振型力率改善回路１は、交流電圧Ｖａｃを全波整流した整流電圧を出力する整流回路ＢＤ１と、磁気結合されたコイルＬ１とコイルＬ２とを含んで整流回路ＢＤ１の供給電流で励磁されるトランスＴ１と、コイルＬ１をチョッパ動作させてダイオードＤ１に電流を流すか否かを切り替えるスイッチング素子Ｑ１と、コイルＬ２の誘起電圧をスイッチング素子Ｑ１の制御端子に帰還するとともに、コイルＬ１の電流がゼロのとき整流電圧に基づく電圧でスイッチング素子Ｑ１をオンする帰還回路３と、スイッチング素子Ｑ１の電流を検出電圧Ｖａ１として検出する電流検出抵抗Ｒａ１と、整流電圧から基準電圧Ｖｂ１を生成する基準電圧生成回路４と、検出電圧Ｖａ１が基準電圧Ｖｂ１を超えたらスイッチング素子Ｑ１をオフするスイッチ回路５とを備える。【選択図】図１

Description

本発明は、交流電圧の力率を改善する自励共振型力率改善回路、および、この自励共振型力率改善回路を用いて光源を駆動する光源駆動装置に関する。

近年、従来の白熱電球や蛍光灯に代わって、光源としてＬＥＤ（Light Emitting Diode）を用いるＬＥＤ照明器具が普及しはじめている。これはＬＥＤが、長寿命かつ低消費電力であり、蛍光灯における水銀のような環境汚染物質が使用されておらず、かつ、耐衝撃性と高速応答性とを有しているためである。このＬＥＤ照明器具は、複数のＬＥＤ発光素子を備えており、各ＬＥＤ発光素子に対して、所定の定電流を流すことで発光する。このように、ＬＥＤ照明器具には、各ＬＥＤ発光素子に所定の電流を通電するＬＥＤ駆動装置が必要である。

この種のＬＥＤ駆動装置として特許文献１に記載のＬＥＤ点灯装置がある。特許文献１の要約書の課題には、「力率改善を行いながら負荷回路に直列接続する発光ダイオードの数に対する適合性の融通が利く発光ダイオード点灯装置を提供する。」と記載される。特許文献１の明細書の段落００２１には、「本発明によれば、昇圧チョッパで整流化直流電圧を昇圧し、さらに降圧チョッパで降圧して、その出力端に複数個からなる直列回路の複数が並列接続した発光ダイオードを接続し、かつ定電流回路によって複数の直列回路に流れる電流を等しくすることにより、多数の発光ダイオードを均一に発光させるとともに発光ダイオードの直列数に対する適合性の融通が利く発光ダイオード点灯装置を提供することができる。」と記載される。

特開２０１０−４０８７８号公報

特許文献１の昇圧チョッパは、直流電圧を一定に制御すると共に、入力力率が高くなるように制御する必要がある。そのため、制御回路は専用のＩＣ（Integrated Circuit）を設けることになり、回路構成が複雑となって高価になる。

そこで、本発明は、専用ＩＣを設けず簡単な回路構成で小型化とコスト低減とを図るとともに無効電力を低減する自励共振型力率改善回路および、小型の光源駆動装置を提供することを目的とする。

前記した課題を解決するため、本発明の自励共振型力率改善回路は、交流電圧を全波整流した整流電圧を出力する整流回路と、磁気結合された第１コイルと第２コイルとを含み、この整流回路から供給される電流によって励磁される第１トランスと、この第１コイルをチョッパ動作させて、第１ダイオードに電流を流すか否かを切り替える第１スイッチング素子と、この第１ダイオードから出力されるＰＦＣ（Power Factor Correction）電圧を平滑化する第１平滑コンデンサと、この第２コイルに誘起される電圧をこの第１スイッチング素子の制御端子に帰還するとともに、この第１コイルに流れる電流がゼロになったとき、整流電圧に基づく電圧をこの第２コイルを介して出力して第１スイッチング素子をオンする第１帰還回路と、この第１スイッチング素子に流れる電流を電圧値として検出する第１電流検出抵抗と、この整流電圧から第１基準電圧を生成する基準電圧生成回路と、この第１電流検出抵抗で検出される電圧値がこの第１基準電圧を超えたならば、この第１スイッチング素子をオフする第１スイッチ回路と、を備える。

本発明の光源駆動装置は、この自励共振型力率改善回路と、このＰＦＣ電圧が入力されて光源に直流電流を供給するＤＣ−ＤＣ変換回路とを備える。
また、本発明の光源駆動装置は、この自励共振型力率改善回路と、このＰＦＣ電圧が入力されて光源に直流電流を供給すると共に、自励共振型力率改善回路から出力され、かつ、このＰＦＣ電圧に応じた電圧に基づいて、この光源に供給する直流電流が一定となるように制御するＤＣ−ＤＣ変換回路とを備える。
その他の手段については、発明を実施するための形態のなかで説明する。

本発明によれば、専用ＩＣを設けず簡単な回路構成で小型化とコスト低減とを図るとともに無効電力を低減する自励共振型力率改善回路および、小型の光源駆動装置を提供することができる。

第１実施形態における自励共振型力率改善回路および光源駆動装置の構成を示す回路図である。 第１実施形態における自励共振型力率改善回路の各部信号を示す波形図である。 自励共振型力率改善回路に供給される交流電圧と、自励共振型力率改善回路が出力するＰＦＣ電圧との関係を示すグラフである。 第２実施形態における自励共振型力率改善回路および光源駆動装置の構成を示す回路図である。 第２実施形態における自励共振型力率改善回路の力率を示すグラフである。

以降、本発明を実施するための形態を、各図を参照して詳細に説明する。
（第１実施形態）
図１は、第１実施形態における自励共振型力率改善回路および光源駆動装置の構成を示す回路図である。
図１に示した光源駆動装置１００は、光源１０の点灯制御を行うものであり、自励共振型力率改善回路１と、ＤＣ−ＤＣ変換回路２とを含んで構成される。自励共振型力率改善回路１は、商用電源Ｐｓから印加される交流電圧Ｖａｃを変換してＰＦＣ（Power Factor Correction）電圧Ｖｐｆｃを生成する。ＤＣ−ＤＣ変換回路２は、ＰＦＣ電圧Ｖｐｆｃが入力されて、光源１０に直流電流を供給する。この光源１０は、例えば、ＬＥＤである。しかし、光源１０は、他の種類の光源であってもよい。

自励共振型力率改善回路１は、いわゆる昇圧型チョッパであり、整流回路ＢＤ１と、コンデンサＣ１と、トランスＴ１と、帰還回路３と、基準電圧生成回路４と、スイッチ回路５と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ツェナーダイオードＺＤ１と、電流検出抵抗Ｒａ１と、ダイオードＤ１と、ＰＦＣ電圧検出回路６と、平滑コンデンサＣａ１とを含んで構成される。
整流回路ＢＤ１は、ダイオードブリッジである。整流回路ＢＤ１には、入力側に商用電源Ｐｓが接続されて交流電圧Ｖａｃが印加される。整流回路ＢＤ１は、この交流電圧Ｖａｃを全波整流した整流電圧を出力する。コンデンサＣ１は、整流回路ＢＤ１の正極端子と負極端子との間に接続される。コンデンサＣ１は、スイッチングによる高周波成分のノイズを除去するフィルタとして機能する。

トランスＴ１（第１トランス）は、１次側のコイルＬ１（第１コイル）と２次側のコイルＬ２（第２コイル）とが互いに磁気結合されて構成される。コイルＬ１の第１端は、整流回路ＢＤ１の正極端子に接続される。コイルＬ１の第２端は、ダイオードＤ１のアノードとスイッチング素子Ｑ１のドレインとに接続される。このコイルＬ１は、整流回路ＢＤ１から供給される電流によって励磁される。
帰還回路３（第１帰還回路）は、コイルＬ２と、抵抗Ｒ１と、コンデンサＣ３とを含んで構成される。帰還回路３は、コイルＬ２に誘起される電圧を、スイッチング素子Ｑ１のゲート（制御端子）に帰還する。さらに帰還回路３は、コイルＬ１に流れる電流がゼロになったとき、整流電流に基づく電圧をコイルＬ２を介してスイッチング素子Ｑ１のゲート（制御端子）に印加し、このスイッチング素子Ｑ１をオンする。
コイルＬ２の第１端は、抵抗Ｒ１を介して整流回路ＢＤ１の正極端子に接続される。コイルＬ２の第２端は、スイッチング素子Ｑ１のゲートに接続される。コンデンサＣ３は、抵抗Ｒ１とコイルＬ２との接続ノードとグランドとの間に接続される。この帰還回路３は、コイルＬ２に誘起される電圧をスイッチング素子Ｑ１のゲートに帰還する。
スイッチング素子Ｑ１（第１スイッチング素子）は、Ｎ型ＦＥＴ(Field Effect Transistor)であり、ドレインがコイルＬ１の第２端に接続され、ソースが電流検出抵抗Ｒａ１を介してグランドに接続される。スイッチング素子Ｑ１は、ゲート電圧Ｖｇｓがスレッシュホールド電圧Ｖｚｃｄを超えたときにターンオンする。このスイッチング素子Ｑ１は、コイルＬ１をチョッパ動作させて、ダイオードＤ１（第１ダイオード）に電流を流すか否かを切り替える。
電流検出抵抗Ｒａ１（第１電流検出抵抗）は、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流を検出電圧Ｖａ１として検出する。検出電圧Ｖａ１は、コンパレータＵ１の反転入力端子に印加される。

スイッチング素子Ｑ１のゲートとグランドとの間には、ツェナーダイオードＺＤ１が接続されている。このツェナーダイオードＺＤ１は、ゲート電圧Ｖｇｓが定格ゲート電圧Ｖｇｓｓを超えさせないように電圧をクランプする。なお、ゲート電圧Ｖｇｓが定格ゲート電圧Ｖｇｓｓを超えることがない低電圧の場合は、ツェナーダイオードＺＤ１は不要となる。更にスイッチング素子Ｑ１のゲートには、ＰＮＰトランジスタＱ３のエミッタが接続される。
平滑コンデンサＣａ１（第１平滑コンデンサ）は、ダイオードＤ１から出力されるＰＦＣ電圧Ｖｐｆｃを平滑化する。

基準電圧生成回路４は、抵抗Ｒ２，Ｒ３を直列接続した分圧回路である。基準電圧生成回路４は、整流回路ＢＤ１の正極端子とグランドとの間に接続される。基準電圧生成回路４は、整流電圧を分圧して、基準電圧Ｖｂ１（第１基準電圧）を生成する。この基準電圧Ｖｂ１は、コンパレータＵ１の非反転入力端子に印加される。

スイッチ回路５（第１スイッチ回路）は、コンパレータＵ１と、ＰＮＰトランジスタＱ３とを含んで構成される。コンパレータＵ１の非反転入力端子は、抵抗Ｒ２，Ｒ３の接続ノードに接続されて、基準電圧Ｖｂ１が印加される。コンパレータＵ１の反転入力端子は、スイッチング素子Ｑ１のソースに接続されて、検出電圧Ｖａ１が印加される。スイッチ回路５は、電流検出抵抗Ｒａ１で検出される検出電圧Ｖａ１が基準電圧Ｖｂ１を超えたならば、スイッチング素子Ｑ１をオフする。
コンパレータＵ１の出力端子には、ＰＮＰトランジスタＱ３が接続される。ＰＮＰトランジスタＱ３のオンにより、スイッチング素子Ｑ１のゲートの電圧を迅速にＬレベルにしてスイッチング素子Ｑ１をオフすることができる。

ＰＦＣ電圧検出回路６と、スイッチング素子Ｑ２とは、ＰＦＣ電圧Ｖｐｆｃの制限回路として機能する。
ＰＦＣ電圧検出回路６は、ダイオードＤ１のカソードとグランドとの間に、抵抗Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７を直列接続した分圧回路である。このＰＦＣ電圧検出回路６は、ＰＦＣ電圧Ｖｐｆｃを、抵抗Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７によって分圧する。ＰＦＣ電圧検出回路６は、抵抗Ｒ６，Ｒ７の接続ノードから検出電圧Ｖａ２を検出する。検出電圧Ｖａ２は、抵抗Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７の総和に対する抵抗Ｒ７の比率で、ＰＦＣ電圧Ｖｐｆｃを分圧したものである。この検出電圧Ｖａ２は、スイッチング素子Ｑ２のベースに出力される。
ＰＦＣ電圧検出回路６は、抵抗Ｒ５，Ｒ６の接続ノードから検出電圧Ｖａ３を検出する。検出電圧Ｖａ３は、抵抗Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７の総和に対する抵抗Ｒ６，Ｒ７の和の比率で、ＰＦＣ電圧Ｖｐｆｃを分圧したものである。この検出電圧Ｖａ３は、ＤＣ−ＤＣ変換回路２に出力される。

スイッチング素子Ｑ２（第２スイッチング素子）は、エミッタが接地され、コレクタがコンパレータＵ１の出力端子に接続され、ベースが抵抗Ｒ６，Ｒ７の接続ノードに接続される。スイッチング素子Ｑ２のベースには検出電圧Ｖａ２が印加され、この検出電圧Ｖａ２が閾値電圧Ｖｂｅを超えるとオンする。検出電圧Ｖａ２はＰＦＣ電圧Ｖｐｆｃと比例するので、スイッチング素子Ｑ２は、ＰＦＣ電圧Ｖｐｆｃが所定値を超えたときにオンする。これにより、ＰＮＰトランジスタＱ３がオンし、スイッチング素子Ｑ１のゲート電圧Ｖｇｓは、コイルＬ２に誘起される帰還電圧に依らずＬレベルとなり、自励共振動作が停止する。これにより、スイッチング素子Ｑ２は、ＰＦＣ電圧Ｖｐｆｃが所定値（閾値）を超えないように制限することができる。

このように、第１実施形態の自励共振型力率改善回路１は、昇圧チョッパ動作と力率改善動作とを、高価な専用ＩＣを使用することなく、受動素子と能動素子とを用いた小型で簡単な回路構成で安価に実現している。

ＤＣ−ＤＣ変換回路２は、所定範囲（１６０Ｖ〜２５０Ｖ）のＰＦＣ電圧Ｖｐｆｃが印加されたとき、定電流制御した直流電流を光源１０に供給する。ＤＣ−ＤＣ変換回路２は、光源１０に直流電流を供給できればよく、例えば、降圧チョッパ、昇降圧チョッパやフライバックコンバータなどでもよい。
ＤＣ−ＤＣ変換回路２は、定電流制御しているが、入力されるＰＦＣ電圧Ｖｐｆｃが大きく変動すると、これに対する出力電流の変動の割合であるラインレギュレーションが悪化する傾向がある。このラインレギュレーションを改善するために、ＤＣ−ＤＣ変換回路２は、入力されるＰＦＣ電圧Ｖｐｆｃに応じて出力電流を補正している。ＤＣ−ＤＣ変換回路２は、自励共振型力率改善回路１から出力される検出電圧Ｖａ３をフィードバックして、出力電流を補正制御している。この検出電圧Ｖａ３は、ＰＦＣ電圧検出回路６で検出される。
このように、ＤＣ−ＤＣ変換回路２は、自励共振型力率改善回路１から出力される、このＰＦＣ電圧Ｖｐｆｃに応じた検出電圧Ｖａ３に基づいて、光源１０に供給する直流電流が一定になるように補正制御している。これにより、光源１０を安定的に点灯し、光源１０の寿命低下を防止することができる。

図２（ａ）〜（ｃ）は、交流電源の半周期における自励共振型力率改善回路１の各部信号を示す波形図である。この図２により、自励共振型力率改善回路１の基本動作を説明する。
図２（ａ）は、スイッチング素子Ｑ１（図１参照）のゲート電圧Ｖｇｓなどを示す波形図である。実線は、このゲート電圧Ｖｇｓの波形を示している。破線は、スイッチング素子Ｑ１のスレッシュホールド電圧Ｖｚｃｄのレベルを示している。ここでゲート電圧Ｖｇｓとは、ゲート−ソース間の電圧である。
時刻ｔ０から時刻ｔ１において、ゲート電圧Ｖｇｓは、スレッシュホールド電圧Ｖｚｃｄを超える。
時刻ｔ１から時刻ｔ２において、ゲート電圧Ｖｇｓは、０Ｖに低下したのち、ランプ状に増大する。
以降、時刻ｔｎに至るまで、このゲート電圧Ｖｇｓは、周期的にスレッシュホールド電圧Ｖｚｃｄを超える波形となる。

図２（ｂ）は、コイルＬ１に流れる電流ＩＬ１を示す波形図である。実線は、電流ＩＬ１そのものを示している。破線は、平均電流ＩＬ１ａｖｇを示している。
時刻ｔ０から時刻ｔ１において、電流ＩＬ１は、ランプ状に増大する。
時刻ｔ１から時刻ｔ２において、電流ＩＬ１は、ランプ状に減少する。
以降、この電流ＩＬ１は、ゲート電圧Ｖｇｓがスレッシュホールド電圧Ｖｚｃｄを超えたときにランプ状に増大し、それ以外のときにランプ状に減少する波形となる。この電流ＩＬ１の包絡線は、基準電圧Ｖｂ１（図２（ｃ）参照）と同様な波形である。
平均電流ＩＬ１ａｖｇは、この電流ＩＬ１をコンデンサＣ１によってフィルタリングした波形である。平均電流ＩＬ１ａｖｇは、基準電圧Ｖｂ１（図２（ｃ）参照）と同様な波形である。

図２（ｃ）の実線は、検出電圧Ｖａ１を示している。破線は、基準電圧Ｖｂ１を示している。
時刻ｔ０から時刻ｔ１において、検出電圧Ｖａ１は、ランプ状に増大する。
時刻ｔ１から時刻ｔ２において、検出電圧Ｖａ１は、０Ｖである。
以降、検出電圧Ｖａ１は、ゲート電圧Ｖｇｓがスレッシュホールド電圧Ｖｚｃｄを超えたときにランプ状の増大し、それ以外のときに０Ｖの波形となる。
基準電圧Ｖｂ１は、整流電圧を分圧したものであり、整流電圧と比例する。基準電圧Ｖｂ１は、検出電圧Ｖａ１の包絡線とほぼ等しい。

以下、各部の動作と共に上記波形を説明する。
時刻ｔ０において、スイッチング素子Ｑ１のゲートには、整流回路ＢＤ１の整流電圧が抵抗Ｒ１とコイルＬ２とを介して印加され、ゲート電圧Ｖｇｓがスレッシュホールド電圧Ｖｚｃｄを超える。よって、スイッチング素子Ｑ１は、ターンオンする。
これにより電流ＩＬ１は、整流回路ＢＤ１の正極端子から、コイルＬ１、スイッチング素子Ｑ１、電流検出抵抗Ｒａ１の経路でグランドに流れる。グランドには、整流回路ＢＤ１の負極端子が接地されている。
コイルＬ１とコイルＬ２とは磁気結合しているので、コイルＬ１に流れる電流ＩＬ１により、コイルＬ２には、励磁電圧が発生する。すなわち、正の電圧がスイッチング素子Ｑ１のゲートに帰還する。ゲート電圧Ｖｇｓは、継続してスレッシュホールド電圧Ｖｚｃｄを超える。スイッチング素子Ｑ１は、オン状態を継続する。
コイルＬ１に流れる電流ＩＬ１は、スイッチング素子Ｑ１に流れると共に、ランプ状に次第に増加する。これにより、検出電圧Ｖａ１は、電流ＩＬ１に比例するように増加する。これにより、スイッチング素子Ｑ１のオン期間中は、コイルＬ１に電磁エネルギが蓄積される。

時刻ｔ１において、検出電圧Ｖａ１が基準電圧Ｖｂ１を超えると、スイッチ回路５がスイッチング素子Ｑ１をターンオフする。スイッチング素子Ｑ１がターンオフするとコイルＬ１の誘起電圧により、電流ＩＬ１は、コイルＬ１、ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣａ１の経路で流れ、かつ、ランプ状に次第に減少する。これにより、コイルＬ１の電磁エネルギが放出されると共に平滑コンデンサＣａ１が充電され、ＰＦＣ電圧Ｖｐｆｃが出力される。
時刻ｔ１から時刻ｔ２において、コイルＬ１に流れる電流ＩＬ１によって、コイルＬ２には、負の励磁電圧が発生する。すなわち、負の電圧がスイッチング素子Ｑ１のゲートに帰還する。スイッチング素子Ｑ１のゲート電圧Ｖｇｓは、整流電圧に負の電圧を重畳したものである。よって、時刻ｔ１から時刻ｔ２において、ゲート電圧Ｖｇｓは、０Ｖからスレッシュホールド電圧Ｖｚｃｄに向けて上昇するランプ波形となる。なお、スレッシュホールド電圧Ｖｚｃｄは、スイッチング素子Ｑ１がターンオンするためのゲートソース間の閾値の電圧である。このとき、スイッチング素子Ｑ１は、オフ状態を継続する。
時刻ｔ２において、コイルＬ１に流れる電流ＩＬ１がゼロになると、コイルＬ２の励磁電圧もゼロになる。スイッチング素子Ｑ１のゲートには、整流回路ＢＤ１の整流電圧が抵抗Ｒ１とコイルＬ２を介して再び印加され、ゲート電圧Ｖｇｓがスレッシュホールド電圧Ｖｚｃｄを再び超える。よって、スイッチング素子Ｑ１は、再びターンオンする。このようにして、スイッチング素子Ｑ１は、コイルＬ１をチョッパ動作させる。
以下、自励共振型力率改善回路１は、時刻ｔ０〜ｔ２と同様な自励共振の発振動作を繰り返す。

以上のような自励共振の発振動作を繰り返すことによって、コイルＬ１に流れる電流ＩＬ１は、ピーク値が正弦波状に制御された連続的な三角波となる。この連続した三角波の電流ＩＬ１がコンデンサＣ１によってフィルタリングされると、電流ＩＬ１のピーク値の包絡線の１／２に相当する平均電流ＩＬ１ａｖｇとなる。よって、交流電圧Ｖａｃの電圧波形と整流回路ＢＤ１の入力電流波形とは略相似形となるので、高い力率を得ることができる。
また、コイルＬ１に流れる電流ＩＬ１がゼロになったことを検知して、スイッチング素子Ｑ１をターンオンしている。これにより、スイッチングロスを無くして、高効率を得ることができる。
更に、ＦＥＴのオンとオフにより、この自励共振の発振動作を実現するので、スイッチングノイズの発生を減らすことができる。
スイッチング素子Ｑ１は、ＦＥＴであり、ゲート・ドレイン間容量Ｃｇｄを有している。スイッチング素子Ｑ１のターンオンとターンオフのスイッチング時間は、ゲート・ドレイン間容量ＣｇｄとコイルＬ２のリアクタンスとで決まる。

スイッチング素子Ｑ１のターンオンのスイッチング時間とは、ドレイン電圧がＨレベルからＬレベルに切り替わるまでの遷移時間である。スイッチング素子Ｑ１のターンオフのスイッチング時間とは、ドレイン電圧がＬレベルからＨレベルに切り替わるまでの遷移時間である。
スイッチング素子Ｑ１は、ゲートに印加された電圧によって開始されるチャージ電流が、ゲート・ドレイン間容量Ｃｄｇを充電する時間（充電時間）でターンオンし、ドレイン電圧はＨレベルからＬレベルに切り替わる。この充電時間は、ゲート・ドレイン間容量ＣｇｄとコイルＬ２のリアクタンスとで決まる。
スイッチング素子Ｑ１は、ゲート・ドレイン間容量Ｃｇｄを放電する時間（放電時間）でターンオフし、ドレイン電圧はＬレベルからＨレベルに切り替わる。この放電時間も、ゲート・ドレイン間容量ＣｇｄとコイルＬ２のリアクタンスとで決まる。
自励共振の発振動作において、スイッチング素子Ｑ１は、ゲート・ドレイン間容量Ｃｇｄの放電時間／放電時間で緩やかにターンオン／ターンオフし、ドレイン電圧にはオーバーシュートやアンダーシュートが発生しない。すなわち、スイッチングノイズの発生を抑止することができる。

図３は、ＰＦＣ電圧Ｖｐｆｃと交流電圧Ｖａｃの関係の具体例を示すグラフである。グラフの横軸は、自励共振型力率改善回路に入力される交流電圧Ｖａｃを示している。グラフの縦軸は、自励共振型力率改善回路が出力するＰＦＣ電圧Ｖｐｆｃを示している。
破線で示した電圧Ｋ１は、自励共振型力率改善回路１からＰＦＣ電圧検出回路６とスイッチング素子Ｑ２とを取り除いた比較例のＰＦＣ電圧Ｖｐｆｃの変化を示している。このとき電圧Ｋ１は、交流電圧Ｖａｃに対して線形に増加する。
コイルＬ１に流れる電流ＩＬ１は、基準電圧Ｖｂ１と検出電圧Ｖａ２との比較によって制御される。つまりＰＦＣ電圧Ｖｐｆｃは、交流電圧Ｖａｃと電流検出抵抗Ｒａ１によって決定される。図３の破線で示した比較例では、交流電圧Ｖａｃが９０Ｖから１２０Ｖの場合に、ＰＦＣ電圧Ｖｐｆｃが１６０Ｖから２５０Ｖとなるように、電流検出抵抗Ｒａ１を設定している。
ＰＦＣ電圧Ｖｐｆｃが交流電圧Ｖａｃに比例して大きくなることから、安全上、何らかの要因で交流電圧Ｖａｃの大きさが想定より大きくなる可能性を考慮して、ＰＦＣ電圧Ｖｐｆｃが制限される回路を設けるのが望ましい。第１実施形態の自励共振型力率改善回路１は、ＰＦＣ電圧検出回路６とスイッチング素子Ｑ２により、ＰＦＣ電圧Ｖｐｆｃを制限している。

図３の実線で示した電圧Ｋ２は、第１実施形態の自励共振型力率改善回路１のＰＦＣ電圧Ｖｐｆｃを示している。このとき電圧Ｋ２は、交流電圧Ｖａｃが約１０５Ｖ以下のときには線形に増加し、交流電圧Ｖａｃが約１０５Ｖを超えたときには２００Ｖに制限される。
ＰＦＣ電圧検出回路６によって検出された検出電圧Ｖａ２は、スイッチング素子Ｑ２のベースに入力される。検出電圧Ｖａ２がスイッチング素子Ｑ２の閾値電圧Ｖｂｅ以上になったとき、スイッチング素子Ｑ２がオンする。これにより、ＰＮＰトランジスタＱ３のベース電圧はＬレベルとなり、ＰＮＰトランジスタＱ３がオンする。ＰＮＰトランジスタＱ３がオンすると、スイッチング素子Ｑ１のゲート電圧はＬレベルとなり、スイッチング素子Ｑ１がオフして、自励共振の発振動作が停止する。これによって、ＰＦＣ電圧Ｖｐｆｃは所定範囲に制限される。
ＰＦＣ電圧Ｖｐｆｃの制限電圧は、ＰＦＣ電圧検出回路６を構成する抵抗Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７の分圧比で設定可能である。ここでは、ＰＦＣ電圧Ｖｐｆｃの制限電圧が２００Ｖになるように、ＰＦＣ電圧検出回路６が設定される。

ＰＦＣ電圧Ｖｐｆｃは、所定の交流電圧Ｖａｃで所定の範囲内になるように設定される。ＤＣ−ＤＣ変換回路２は、このＰＦＣ電圧Ｖｐｆｃを変換した直流電流を光源１０に供給して、これを点灯させる。光源１０に供給する直流電流は、光源の寿命低下を招かない為に所定の範囲に制限されることが望ましい。第１実施形態の自励共振型力率改善回路１は、ＰＦＣ電圧Ｖｐｆｃの電圧範囲を制限しているので、光源１０に供給する直流電流の変動を抑制することができる。

（第２実施形態）
図４は、第２実施形態における光源駆動装置１００ａの構成を示す回路図である。第１実施形態の光源駆動装置１００と同一の構成には同一の符号を付与している。
図４に示したように、光源駆動装置１００ａは、第１実施形態と同様な自励共振型力率改善回路１と、ＤＣ−ＤＣ変換回路２ａとを含んで構成される。

ＤＣ−ＤＣ変換回路２ａは、トランスＴ２と、帰還回路７と、スイッチ回路８と、電圧補正回路９と、基準電圧生成回路１１と、平滑コンデンサＣａ２と、ダイオードＤ２と、スイッチング素子Ｑ４と、ツェナーダイオードＺＤ２と、電流検出抵抗Ｒａ２と、抵抗Ｒ１０，Ｒ１３，Ｒ１４とを含んで構成される。ＤＣ−ＤＣ変換回路２ａは、降圧チョッパの自励共振型降圧コンバータである。ＤＣ−ＤＣ変換回路２ａは、バックコンバータ方式であり、入力電圧よりも低い平均出力電圧を生成する。
光源１０と平滑コンデンサＣａ２とは並列接続されて、その第１端には自励共振型力率改善回路１の正極端子が接続され、その第２端がトランスＴ２のコイルＬ３の第１端に接続される。光源１０は、自励共振型力率改善回路１の正極端子からコイルＬ３の方向に所定の定電流を通電することにより発光するＬＥＤである。平滑コンデンサＣａ２は、光源１０の両端電圧を平滑化するものである。

トランスＴ２（第２トランス）は、１次側のコイルＬ３（第３コイル）と２次側のコイルＬ４（第４コイル）とが互いに磁気結合されて構成される。トランスＴ２は、コイルＬ３が自励共振型力率改善回路１から供給される電流によって励磁される。コイルＬ３の第１端は、光源１０と平滑コンデンサＣａ２の並列接続の第２端に接続される。コイルＬ３の第２端は、スイッチング素子Ｑ４のドレインに接続される。コイルＬ４の第１端は、帰還回路７のバイアス設定回路を構成する抵抗Ｒ８，Ｒ９とコンデンサＣ４との接続ノードに接続される。コイルＬ４の第２端は、ツェナーダイオードＺＤ２のカソードとスイッチング素子Ｑ４のゲートとＰＮＰトランジスタＱ５のエミッタとに接続される。
スイッチング素子Ｑ４（第３スイッチング素子）は、例えばＦＥＴであり、ソースが電流検出抵抗Ｒａ２を介してグランドに接続され、ゲート（制御端子）がトランスＴ２のコイルＬ４の第２端に接続される。スイッチング素子Ｑ４は、トランスＴ２のコイルＬ３に電流を流すか否かを切り替える。電流検出抵抗Ｒａ２（第２電流検出抵抗）は、光源１０およびコイルＬ３に流れる電流を、電圧値として検出する。
ダイオードＤ２（第２ダイオード）は、トランスＴ２のコイルＬ３とスイッチング素子Ｑ４のドレインとの接続ノードから、自励共振型力率改善回路１の正極への方向に順方向接続されている。ダイオードＤ２は、スイッチング素子Ｑ４がオフのときに、トランスＴ２のコイルＬ３に蓄積された電磁エネルギを回生した回生電流を流すものである。

帰還回路７（第２帰還回路）は、抵抗Ｒ８，Ｒ９とコンデンサＣ４とが直列接続されるバイアス設定回路と、トランスＴ２のコイルＬ４とを含んで構成される。帰還回路７は、スイッチング素子Ｑ４がオンして自励共振型力率改善回路１から光源１０・コイルＬ３・スイッチング素子Ｑ４・電流検出抵抗Ｒａ２の経路で電流が流れている間、コイルＬ４に誘起される正電圧をスイッチング素子Ｑ４のゲートに帰還して、スイッチング素子Ｑ４のオン動作を持続させる。さらに、帰還回路７は、コイルＬ３に流れる電流がゼロになったとき、ＰＦＣ電圧Ｖｐｆｃに基づく電圧をコイルＬ４を介してスイッチング素子Ｑ４のゲート（制御端子）に出力して、このスイッチング素子Ｑ４をオンする。
抵抗Ｒ８，Ｒ９とコンデンサＣ４との直列接続であるバイアス設定回路は、自励共振型力率改善回路１の正極とグランドとの間に接続される。
ツェナーダイオードＺＤ２は、スイッチング素子Ｑ４のゲートとグランドとの間に接続されている。ツェナーダイオードＺＤ２は、自励共振型力率改善回路１がオフするとき、スイッチング素子Ｑ４のゲート電圧が定格ゲート電圧を超えないようにクランプするものである。通常の動作状態において、ツェナーダイオードＺＤ２に電流は流れない。

コイルＬ４の第２端は、スイッチング素子Ｑ４のゲートと、スイッチ回路８とに接続されている。これにより、スイッチング素子Ｑ４とコイルＬ３とによって自励発振を生じさせる正帰還ループが形成される。
スイッチ回路８（第２スイッチ回路）は、コンパレータＵ２と、ＰＮＰトランジスタＱ５を含んで構成されている。スイッチ回路８は、電流検出抵抗Ｒａ２で検出される検出電圧Ｖ６に、ＰＦＣ電圧Ｖｐｆｃを分圧した検出電圧Ｖａ３を抵抗Ｒ１５と抵抗Ｒ１６で重畳した補正検出電圧Ｖ７が基準電圧生成回路１１で決めた基準電圧Ｖｂ２（所定値）を超えるとスイッチング素子Ｑ４をオフさせる。
電圧補正回路９は、抵抗Ｒ１５，Ｒ１６の直列回路を含んで構成される。抵抗Ｒ１５の第１端には、検出電圧Ｖａ３が印加される。抵抗Ｒ１５の第２端は、抵抗Ｒ１６の第１端が接続される。抵抗Ｒ１６の第２端は、スイッチング素子Ｑ４のソースに接続される。抵抗Ｒ１５，Ｒ１６の接続ノードは、コンパレータＵ２の反転入力端子に接続される。電圧補正回路９は、電流検出抵抗Ｒａ２で検出される電圧値に、ＰＦＣ電圧Ｖｐｆｃを分圧した検出電圧Ｖａ３を抵抗Ｒ１５，Ｒ１６と電流検出抵抗Ｒａ２とで分圧した電圧（以下、重畳電圧と呼ぶ）を重畳して、補正検出電圧Ｖ７（補正検出信号）を生成する。
補正検出電圧Ｖ７は、ＰＦＣ電圧Ｖｐｆｃが増大すると検出電圧Ｖａ３が増大して、重畳電圧が大きくなる。その結果、補正検出電圧Ｖ７が基準電圧Ｖｂ２を超えると、スイッチ回路８は、コイルＬ４に誘起される正電圧によらずにスイッチング素子Ｑ４をオフするので、検出電圧Ｖ６が小さくなるように補正することができる。また、補正検出電圧Ｖ７は、ＰＦＣ電圧Ｖｐｆｃが減少すると検出電圧Ｖａ３が減少して、重畳電圧が小さくなる。その結果、補正検出電圧Ｖ７が基準電圧Ｖｂ２以下になると、スイッチ回路８は、スイッチング素子Ｑ４をオフしなくなるので、検出電圧Ｖ６が大きくなるように補正することができる。
したがって、ＰＦＣ電圧Ｖｐｆｃの増減によって検出電圧Ｖａ３が増減し、スイッチング素子Ｑ４に流れる電流は、ＰＦＣ電圧Ｖｐｆｃに対して相反して増減することになり、ＰＦＣ電圧Ｖｐｆｃに対する出力電流の安定性が保たれる。

基準電圧生成回路１１は、シャントレギュレータＲＥＧ１と、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２とを含んで構成される。基準電圧生成回路１１は、基準電圧を生成する回路である。
シャントレギュレータＲＥＧ１の正極端子は、抵抗Ｒ１０を介して、抵抗Ｒ８，Ｒ９の接続ノードに接続される。シャントレギュレータＲＥＧ１は、負極端子がグランドに接地され、フィードバック端子が抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の接続ノードに接続される。抵抗Ｒ１１は、シャントレギュレータＲＥＧ１の正極端子とフィードバック端子との間に接続される。抵抗Ｒ１２は、シャントレギュレータＲＥＧ１のフィードバック端子と負極端子との間に接続される。これにより、シャントレギュレータＲＥＧ１の正極端子には、基準となる電圧が生成される。シャントレギュレータＲＥＧ１の正極端子は、抵抗Ｒ１３，Ｒ１４の直列回路に接続される。抵抗Ｒ１３，Ｒ１４の接続ノードには、シャントレギュレータＲＥＧ１の基準電圧を分圧した基準電圧Ｖｂ２が生成される。

コンパレータＵ２は、反転入力端子が抵抗Ｒ１５，Ｒ１６の接続ノードに接続され、非反転入力端子が抵抗Ｒ１３，Ｒ１４の接続ノードに接続される。コンパレータＵ２の出力端子は、ＰＮＰトランジスタＱ５のベースに接続される。ＰＮＰトランジスタＱ５は、コレクタが接地され、エミッタがスイッチング素子Ｑ４のゲート（制御端子）に接続される。コンパレータＵ２は、基準電圧生成回路１１から出力される基準電圧Ｖｂ２と、抵抗Ｒ１５，Ｒ１６と電流検出抵抗Ｒａ２にて生成される補正検出電圧Ｖ７とを比較した比較信号を生成する。コンパレータＵ２は、この比較信号をＰＮＰトランジスタＱ５を介してスイッチング素子Ｑ４のゲート（制御端子）に出力して、スイッチング素子Ｑ４のオン動作を制御する。そのため、ＤＣ−ＤＣ変換回路２ａは、周囲温度に影響されない安定した所定の定電流を光源１０に流すことができる。

コンパレータＵ２は、補正検出電圧Ｖ７が基準電圧Ｖｂ２を超えたとき、速やかにＰＮＰトランジスタＱ５をオンにしてスイッチング素子Ｑ４のゲート電圧をＬレベルとする比較信号を出力する。そのため、ＤＣ−ＤＣ変換回路２ａは、良好なラインレギュレーション（ＰＦＣ電圧Ｖｐｆｃに対する出力電流のレギュレーションと光源１０の電圧に対する出力電流のレギュレーション）が得られる。
さらに、応答性のよいコンパレータＵ２と基準電圧生成回路１１により、スイッチ回路８は、スイッチング素子Ｑ４のオンを、温度や電圧変動などの環境変化に対して安定に実行することができる。これにより、ＤＣ−ＤＣ変換回路２ａは、耐環境性能を有して安定した所定の定電流を光源１０に流すことができる。

以下、光源駆動装置１００ａの動作を説明する。自励共振型力率改善回路１が動作を開始すると、ＤＣ−ＤＣ変換回路２ａは、動作を開始する。
動作の初期状態において、帰還回路７のバイアス設定回路により、起動電圧が抵抗Ｒ８，Ｒ９とコイルＬ４を介してスイッチング素子Ｑ４のゲート（制御端子）に印加される。このとき光源１０、トランスＴ２のコイルＬ３、および電流検出抵抗Ｒａ２には電流は流れていないので、コンパレータＵ２の反転入力端子に印加される補正検出電圧Ｖ７は、基準電圧Ｖｂ２以下となる。このとき、コンパレータＵ２の出力はＨレベルになって、ＰＮＰトランジスタＱ５がオフとなる。これにより、スイッチング素子Ｑ４がオンし、光源１０およびコイルＬ３には、オン電流が流れる。

光源１０およびトランスＴ２のコイルＬ３に流れるオン電流は、スイッチング素子Ｑ４のドレイン・ソースを介して電流検出抵抗Ｒａ２に流れる。コイルＬ３に流れる電流により、トランスＴ２のコイルＬ４には正の電圧が生じる。この正の電圧は、スイッチング素子Ｑ４のゲート（制御端子）に帰還する。これにより、スイッチング素子Ｑ４はオンを持続する。電流検出抵抗Ｒａ２の両端には、オン電流に応じた電圧が生じる。

スイッチ回路８のコンパレータＵ２は、電圧補正回路９で生成した補正検出電圧Ｖ７と基準電圧生成回路４の基準電圧Ｖｂ２とを比較する。補正検出電圧Ｖ７が基準電圧Ｖｂ２を超えたときに、コンパレータＵ２は、ＰＮＰトランジスタＱ５を介してスイッチング素子Ｑ４のゲートをＬレベルに設定する。すなわち、ＰＮＰトランジスタＱ５はオンし、スイッチング素子Ｑ４はオフする。スイッチング素子Ｑ４がオフすると、トランスＴ２のコイルＬ３の回生電流がダイオードＤ２を介して光源１０に流れる。

光源１０にトランスＴ２のコイルＬ３の回生電流が流れている間、トランスＴ２のコイルＬ４には負の電圧が生じる。この負の電圧は、スイッチング素子Ｑ４のゲート（制御端子）に帰還し、スイッチング素子Ｑ４はオフを持続する。

トランスＴ２のコイルＬ３の回生電流がゼロになったとき、トランスＴ２のコイルＬ４に生じる負の電圧はゼロに減少する。これにより、バイアス設定回路による起動電圧がスイッチング素子Ｑ４のゲート（制御端子）に印加され、スイッチング素子Ｑ４が再びオンする。
以上のスイッチング素子Ｑ４のオンオフの繰り返しにより、ＤＣ−ＤＣ変換回路２ａは、光源１０に所定の定電流を流し、かつ自己共振（発振）動作を行うことができる。ＤＣ−ＤＣ変換回路２ａは、共振型（臨界動作）の駆動回路であり、トランスＴ２のコイルＬ３の回生電流がゼロとなったとき、スイッチング素子Ｑ４がオフからオンになる。

第２実施形態の光源駆動装置１００ａによれば、少ない部品による回路構成で、ゼロカレントスイッチの共振自励発振型の駆動装置が実現できる。ここでゼロカレントスイッチとは、トランスＴ１のゼロ電流でスイッチング素子Ｑ１をオンすることや、トランスＴ２のゼロ電流でスイッチング素子Ｑ４をオンすることである。そのため、光源駆動装置１００ａは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４のスイッチングロスを少なくして、高い効率を得ることができる。その結果、光源駆動装置１００ａは、放熱用のヒートシンクが不要となり、コスト低減および回路ユニット（装置）の小型化が可能となる。

図５は、光源駆動装置１００ａの力率を示すグラフである。グラフの横軸は、光源駆動装置１００ａに入力される交流電圧Ｖａｃを示している。グラフの縦軸は、光源駆動装置１００ａの力率を示している。
交流電圧Ｖａｃが１００Ｖのとき、力率Ｋ３は、１．００に近づく。このように光源駆動装置１００ａは、専用ＩＣを設けず、既存の受動素子および能動素子を用いた安価で簡単な回路構成でありながらも、高い力率を得ることができる。

この他、具体的な構成について、本発明の主旨を逸脱しない範囲で適宜変更が可能である。例えば、次の（ａ），（ｂ）のようなものがある。
（ａ） 光源１０は、ＬＥＤに限定されず、例えば有機ＥＬ（Organic Electro-Luminescence）素子または無機ＥＬ（Inorganic Electro-Luminescence）素子であってもよい。
（ｂ） スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４は、ＦＥＴに限定されず、バイポーラトランジスタなどであってもよい。

１ 自励共振型力率改善回路
２，２ａ ＤＣ−ＤＣ変換回路
３ 帰還回路 （第１帰還回路）
４ 基準電圧生成回路
５ スイッチ回路 （第１スイッチ回路）
６ ＰＦＣ電圧検出回路
７ 帰還回路 （第２帰還回路）
８ スイッチ回路 （第２スイッチ回路）
９ 電圧補正回路
１０ 光源
１１ 基準電圧生成回路
１００，１００ａ 光源駆動装置
ＢＤ１ 整流回路
Ｃ１ コンデンサ
Ｌ１，Ｌ２ コイル （第１コイル、第２コイル）
Ｌ３，Ｌ４ コイル （第３コイル、第４コイル）
Ｔ１，Ｔ２ トランス （第１トランス、第２トランス）
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ４ スイッチング素子 （第１〜第３スイッチング素子）
ＺＤ１，ＺＤ２ ツェナーダイオード
Ｒａ１，Ｒａ２ 電流検出抵抗 （第１電流検出抵抗、第２電流検出抵抗）
Ｄ１，Ｄ２ ダイオード （第１、第２ダイオード）
Ｃａ１，Ｃａ２ 平滑コンデンサ （第１、第２平滑コンデンサ）
Ｒ１０，Ｒ１３，Ｒ１４ 抵抗

Claims (6)

1. 交流電圧を全波整流した整流電圧を出力する整流回路と、
   磁気結合された第１コイルと第２コイルとを含み、前記整流回路から供給される電流によって励磁される第１トランスと、
   前記第１コイルをチョッパ動作させて、第１ダイオードに電流を流すか否かを切り替える第１スイッチング素子と、
   前記第１ダイオードから出力されるＰＦＣ（Power Factor Correction）電圧を平滑化する第１平滑コンデンサと、
   前記第２コイルに誘起される電圧を前記第１スイッチング素子の制御端子に帰還するとともに、前記第１コイルに流れる電流がゼロになったとき、前記整流電圧に基づく電圧を前記第２コイルを介して出力して前記第１スイッチング素子をオンする第１帰還回路と、
   前記第１スイッチング素子に流れる電流を電圧値として検出する第１電流検出抵抗と、
   前記整流電圧から第１基準電圧を生成する基準電圧生成回路と、
   前記第１電流検出抵抗で検出される電圧値が前記第１基準電圧を超えたならば、前記第１スイッチング素子をオフする第１スイッチ回路と、
   を備えることを特徴とする自励共振型力率改善回路。
2. 前記第１電流検出抵抗は、所定の入力電圧で前記ＰＦＣ電圧が所定範囲になるように設定される、
   ことを特徴とする請求項１に記載の自励共振型力率改善回路。
3. 前記ＰＦＣ電圧が閾値を超えたならば自励共振動作を停止させる第２スイッチング素子、
   を備えることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の自励共振型力率改善回路。
4. 請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の自励共振型力率改善回路と、
   前記ＰＦＣ電圧が入力されて光源に直流電流を供給するＤＣ−ＤＣ変換回路と、
   を備えることを特徴とする光源駆動装置。
5. 請求項３に記載の自励共振型力率改善回路と、
   前記ＰＦＣ電圧が入力されて光源に直流電流を供給すると共に、前記自励共振型力率改善回路から出力され、かつ、前記ＰＦＣ電圧に応じた電圧に基づいて、前記光源に供給する直流電流が一定となるように制御するＤＣ−ＤＣ変換回路と、
   を備えることを特徴とする光源駆動装置。
6. 前記ＤＣ−ＤＣ変換回路は、
   前記光源に並列接続された第２平滑コンデンサと、
   磁気結合された第３コイルと第４コイルとを含み、前記自励共振型力率改善回路から供給される電流によって励磁される第２トランスと、
   前記第３コイルに電流を流すか否かを切り替える第３スイッチング素子と、
   前記第３スイッチング素子がオフのときに前記第３コイルに蓄積されたエネルギを回生する第２ダイオードと、
   前記第４コイルに誘起される正の電圧を前記第３スイッチング素子の制御端子に帰還するとともに、前記第３コイルに流れる電流がゼロになったとき、前記ＰＦＣ電圧に基づく電圧を前記第４コイルを介して出力して前記第３スイッチング素子をオンする第２帰還回路と、
   前記第３コイルに流れる電流を電圧値として検出する第２電流検出抵抗と、
   前記第２電流検出抵抗で検出される電圧値に、前記ＰＦＣ電圧を分圧した電圧を重畳した補正検出信号を生成する電圧補正回路と、
   前記補正検出信号が所定値を超えたならば前記第３スイッチング素子をオフする第２スイッチ回路と、
   を備え、自励共振型であることを特徴とする請求項４または請求項５に記載の光源駆動装置。

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