JP6214882B2 - 内燃機関制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、ガソリンや軽油等を燃料とする、自動車、オートバイ、農耕機、工機、船舶機等の内燃機関制御装置に関し、特に、バッテリ電圧あるいは昇圧したバッテリ電圧により駆動される、燃料噴射装置等の電磁負荷制御装置と、その駆動及び故障診断に関する。

ガソリンや軽油等を燃料とする、自動車、オートバイ、農耕機、工機、船舶機等の内燃機関制御装置には、燃費や出力向上の目的で、気筒内に直接燃料を噴射するインジェクタ（燃料噴射装置）が備えられている。このような気筒内直接噴射型インジェクタは、高圧燃料を使用するため、開弁動作に多くのエネルギーを必要とする。また、制御性能（応答性）向上や高速回転（高速度制御）に対応するために、インジェクタに対する上記エネルギーの供給時間や遮断時間を短くする必要がある。つまり、電磁負荷に流れる電磁負荷電流を短時間で遮断する必要がある。燃料噴射を制御する内燃機関制御装置の従来技術の例として、特許文献１に示されているものがある。

電磁負荷電流を短時間で遮断し、電磁負荷に蓄積されている多くの上記エネルギーを電磁負荷から急速に移動させる（消費させる）ために、例えば、駆動回路内でツェナーダイオード効果を用いて熱エネルギーに変換する方式が考案されている。また、特許文献２に記載されているような、電磁負荷に蓄積されたエネルギーを昇圧回路に回生させる方式も提案されている。この方式には、電流回生ダイオード等の回生素子を用いて回生させる方法があり、大電流が流れる駆動回路の発熱を比較的低減させることができるため、燃料にガソリンを使用する直噴エンジンでも広く使用されている。

電磁負荷の駆動中または停止途中に、電磁負荷に何らかの故障（天絡、地絡、短絡、開放）が生じた場合、即座にその故障内容を検出し、診断する必要がある。しかし、従来の内燃機関制御装置では、駆動周期が短くなった場合、つまり、内燃機関の回転数が増加、または１サイクル当りのインジェクタ噴射回数を複数に分割する多段噴射を行う場合には、故障検出タイミング制御が上手く設定できず、診断回路は、例えば、駆動回路及び電磁負荷は正常であるにもかかわらず、天絡が生じたという誤診断をすることがある。このような課題を改善するために特許文献３に記載されているような電磁負荷遮断時の逆起エネルギーがサージ保護用コンデンサに充電された電荷をシンク電流源や抵抗で放電するなどの方式が考案されている。しかし、電流源や抵抗による放電に要する時間は、サージ保護用のコンデンサ容量と電流源や抵抗のシンク能力に左右されてしまう。そのため特許文献３に記載されている方式を採用した場合でも診断回路の誤診断は避けられない場合がある。その場合、診断結果を読み取り電磁負荷制御装置としての診断結果を最終判断するマイクロプロセッサでは、電磁負荷遮断後、所定時間内の診断結果をマスクすることで誤診断を防止している。

そのため、駆動周期が短く、電磁負荷遮断と次の電磁負荷通電開始までの間隔が、マイクロプロセッサの診断マスク時間以下となる場合には診断が正しく行えない。この課題は、特許文献３に記載の電流源や抵抗のシンク能力を向上させることで解決は図れるが、通常これらの機能は集積回路化されており、その能力向上には集積回路の規模拡大、ひいてはコストの増加を伴うという課題がある。

特許第３８７１１６８号公報 特開２００１−２３４７９３号公報 特開２０１０−２３３２５２号公報

本発明は、インジェクタ（燃料噴射装置）などの電磁負荷を駆動する内燃機関制御装置において、電磁負荷の駆動周期が短くなった場合でも、該電磁負荷の誤診断発生期間を安価に短縮する手段を提供し、故障診断精度を向上させることを目的とする。

上記課題を解決するため本発明の電磁負荷制御装置は、電源と電磁負荷との間に設けられた第一のスイッチ素子と、前記電磁負荷とグランドとの間に設けられた第二のスイッチ素子と、前記第一のスイッチ素子および前記第二のスイッチ素子を駆動する駆動信号生成回路と、前記電磁負荷と前記第一のスイッチ素子との間、または前記電磁負荷と前記第二のスイッチ素子との間、のいずれかの電圧を検出して回路故障を診断する診断回路と、前記電磁負荷の前記第一のスイッチ素子側の一端とグランドとの間、または前記電磁負荷の前記第二のスイッチ素子側の一端とグランドとの間、の少なくとも一方に設けられたコンデンサと、を備え、前記駆動信号生成回路は、前記第二のスイッチ素子をオフして前記電磁負荷への通電電流を遮断するときに、前記第一のスイッチ素子または前記第二のスイッチ素子をオンすることを特徴とする。

本願発明によれば、電磁負荷を駆動する内燃機関制御装置において、電磁負荷の駆動周期が短くなった場合でも、該電磁負荷の誤診断発生期間を安価に短縮する手段を提供し、故障診断精度を向上させることが出来る。

本発明を内燃機関装置に適用した場合の動作波形の一例を示す図である。 本発明による実施例１の内燃機関制御装置の回路構成図である。 実施例１の内燃機関制御装置における回路の動作波形の一例を示す図である。 本発明による実施例2の内燃機関制御装置の回路構成図である。 実施例2の内燃機関制御装置における回路の動作波形の一例を示す図である。 本発明による実施例3の内燃機関制御装置の回路構成図である。 実施例3の内燃機関制御装置における回路の動作波形の一例を示す図である。 本発明による実施例4の内燃機関制御装置の回路構成図である。 実施例4の内燃機関制御装置における回路の動作波形の一例を示す図である。 本発明による実施例5の内燃機関制御装置の回路構成図である。 実施例5の内燃機関制御装置における回路の動作波形の一例を示す図である。

本発明による内燃機関制御装置の実施例を以下に説明する。

図１〜３を使用して、本発明による内燃機関制御装置の第１の実施例を説明する。

図２は、内燃機関制御装置２の回路構成であり、バッテリ電圧１、バッテリ電圧１を昇圧する昇圧回路３、昇圧回路３と電源グランド３７ との間に設置された電磁負荷５を有する。

また、内燃機関制御装置２には、電磁負荷５から見てバッテリ電圧１側と電源グランド３７ 側とに、それぞれ電磁負荷用のドライバを構成するスイッチ素子（例えばＦ Ｅ Ｔ ）、すなわちハイサイドドライバ４ とロウサイドドライバ１０ が設置されている。ここでは、電磁負荷５から見てバッテリ電圧１側をハイサイド（上流）、電源グランド３７ 側をロウサイド（下流）と称する。更に、内燃機関制御装置２は、マイクロプロセッサ３０ 、ロジック回路３１、ハイサイドドライバ用の駆動信号生成回路２８、及びロウサイドドライバ用の駆動信号生成回路１２を有する。また、電磁負荷５の故障診断のために、電圧検出回路１５と診断回路２５を有する。

昇圧回路３は、バッテリ電圧１を昇圧し、この昇圧電圧が電磁負荷５に、ハイサイドドライバ４ 及びロウサイドドライバ１０を介して印加される。この昇圧電圧により、インジェクタ等の電磁負荷５に流れる電流５Ａ を短時間に上昇させる。すなわち、内燃機関制御装置２は、ハイサイドドライバ４ とロウサイドドライバ１０ を駆動させて電磁負荷５を駆動する。この過程を、以下に説明する。マイクロプロセッサ３０ から出力されたコントロール信号２９ は、ロジック回路３１に入力される。このコントロール信号に基づいて、ロジック回路３１は、ロジックのハイサイドドライバ駆動信号２６ とロウサイドドライバ駆動信号１３をそれぞれのアナログ駆動信号生成回路２８ 及び１２に出力する。駆動信号生成回路２８ 及び１２は、入力されたロジック信号２６ 及び１３に基づきアナログのハイサイドドライバ駆動信号２７ 及びロウサイドドライバ駆動信号１１を生成する。このアナログ駆動信号２７ 及び１１によって、ハイサイドドライバ４ とロウサイドドライバ１０ が通電（オン）して、電磁負荷５に電磁負荷電流５Ａ が流れ、電磁負荷５が駆動する。

この電磁負荷電流５Ａ は、例えばインジェクタのような電磁負荷５の弁体を応答良く駆動（例えば開弁）するのに必要な程度の比較的大きな電流である。電磁負荷５の駆動後は、引き続き駆動後の弁体の状態を維持する程度の電流が、次のようにして所定時間、電磁負荷５に供給される。この場合には、ロウサイドドライバ駆動信号がオン状態を維持し（すなわち、ロウサイドドライバ１０ がオン状態）、一方、ハイサイドドライバ駆動信号がオフ（ハイサイドドライバ４ がオフ）し、更に、チョッピング駆動信号生成回路１０８ を介して電磁負荷５がチョッピングされ、電磁負荷５の駆動後の状態が維持される。チョッピング駆動信号１０９ は、マイクロプロセッサ３０ からのコントロール信号２９ に基づき、ロジック回路３１から出力される。

電磁負荷５の故障診断は、診断回路２５が行う。電圧検出回路１５は、ロウサイドドライバ１０ のドレイン電圧４ ６ を検出し、診断フラグ信号１４ を診断回路２５に出力する。

例えば、ロウサイドドライバ１０ のドレイン電圧４ ６ が上昇してバッテリ電圧１に近い電圧まで達した場合、すなわちロウサイドドライバドレイン電圧４ ６ が天絡検出の閾値を超えていれば、診断回路２５は、電磁負荷５が天絡したという天絡診断をする。

一方、ロウサイドドライバ１０ のドレイン電圧４ ６ が下降してグランドレベルの電圧まで達した場合、すなわち、ロウサイドドライバドレイン電圧４ ６ が地絡検出の閾値を下回っていれば、診断回路２５は、電磁負荷５が地絡したという地絡診断をする。

なお、天絡、地絡の検出動作を行うタイミングは、マイクロプロセッサ３０ からのコントロール信号２９ が立ち上がる時、すなわち、電磁負荷５の駆動開始タイミング（ハイサイド及びロウサイドドライバ４ 、１０ をオンした時の立ち上がり）に行われる。

更に、内燃機関制御装置２は、電流量調整回路２０を有する。電流量調整回路２０ は、電流源１９ 及び電流源２１からなる。

電流量調整回路２０ は、電磁負荷のスイッチング素子（ロウサイドドライバ１０ ）側のドレイン電圧を検出して、電磁負荷駆動時のドレイン電圧を所定の電圧レベルに保つためのものである。例えば、ドレイン電圧が低い場合には、ドレイン電圧検出回路１５を介して電流源（電源側電流源）２１をオンしてドレイン電圧を上昇させ、逆にドレイン電圧が高い場合には、電流源（グラウンド側電流源）１９ をオンしてドレイン電圧を減少させ、最終的にドレイン電圧を一定レベルに保つ。

そのため、電流量調整回路２０は、電磁負荷５の通電を遮断した時（非駆動にした時： ハイサイド及びロウサイドドライバ４ 、１０ をオフした時）に電磁負荷によりロウサイドドライバ１０ のドレイン側に生じる逆起エネルギーによる跳ね上がり電圧を急速に減衰させる役割をなす。ひいては、この逆起エネルギーの急速減衰により、電圧検出回路１５による天絡、地絡の検出動作を行うタイミングでの天絡の誤診断を抑制するようにしてある。

また、内燃機関制御装置２には、電磁負荷５の入力信号及び出力信号を、外部からのサージやノイズのような外乱から保護するために、ノイズ・サージ保護用コンデンサ（上流）７ とノイズ・サージ保護用コンデンサ（下流）９ が設けられている。

更に内燃機関制御装置２は、逆流防止ダイオード６ 、及び電流回生ダイオード８ 、電流還流ダイオード２２を有する。逆流防止ダイオード６ は、ハイサイドドライバ４がオン時にチョッピング駆動信号生成回路１０８側への電流の逆流を防止する。また電流還流ダイオード２２は、チョッピング駆動信号１０９によりチョッピング駆動信号生成回路１０８がオンとオフを繰り返し、かつロウサイドドライバ１０がオンしている期間において、チョッピング駆動信号生成回路１０８がオフしたとき、電磁負荷５が発生する慣性電流を、電流還流ダイオード２２と電磁負荷５の間で還流させる。また、電流回生ダイオード８ は、コントロール信号２９ の立ち下がりでロウサイドドライバ駆動信号（アナログ）１１がオフになったとき、ロウサイドドライバ１０ の逆起エネルギーによる回生電流を、昇圧回路３に回生させる。

次に、第１の実施例の動作を、図１および図３のタイミングチャートを用いて説明する。図１は本発明の概要を示し、図３はそのうち本実施例の特徴を詳細に示すため、図１の一部を拡大して記載したものである。

マイクロプロセッサ３０ から出力されたコントロール信号２９ がオンになると、ロウサイドドライバ１０ 及びハイサイドドライバ４ の駆動信号、すなわちロウサイドドライバ駆動信号（アナログ）１１及びハイサイドドライバ駆動信号（アナログ）２７ がオンになり、電磁負荷５に電磁負荷電流５Ａ が流れる。

電磁負荷電流５Ａ は、昇圧回路３で昇圧されたバッテリ電圧１により、通電初期のピーク電流通電期間に、ピーク電流閾値１００ まで短時間で上昇する。ピーク電流閾値１００は、電流を停止する値であり、予め定めてある。ピーク電流閾値１００ に達した電磁負荷電流５Ａ は、保持区間に遷移し、ハイサイドドライバ４ がオフ（ハイサイド電流８１Ａ がオフ）になった後、チョッピング駆動信号生成回路１０８ によってチョッピングされる。

コントロール信号２９ がオフになると、コントロール信号２９ の立ち下がりでチョッピング駆動信号１０９、ロウサイドドライバ駆動信号（アナログ）１１がオフになる。このロウサイドドライバ駆動信号１１（ゲート信号）の立ち下がりタイミング３９ で、ロウサイドドライバ１０ のドレイン側に、電磁負荷５による逆起電圧が発生する。ロウサイドドライバドレイン電圧４ ６は、この逆起電圧により、昇圧回路３で生成された昇圧電圧に対し、電流回生ダイオード８による順電圧を加算した電圧（跳ね上がり電圧３００）まで跳ね上がる。この跳ね上がり電圧３００ は、ノイズ・サージ保護用コンデンサ（下流）９ に充電を行う。同時に、跳ね上がり電圧３００ は、ロウサイドドライバドレイン電圧４６ として電圧検出回路１５に入力される。そして、電流量調整回路２０の電流源１９によってノイズ・サージ保護用コンデンサ（下流）９ の端子電圧を低下させる制御が開始される。

次に本実施例の特徴例を、図３を用いて説明する。コントロール信号２９ がオフにより、コントロール信号２９ の立ち下がりでロウサイドドライバ駆動信号（アナログ）１１がオフとなったのち、ロジック回路３１では電磁負荷５の慣性電流８１Ｂが無くなる後を想定した、予め定めたタイミング４００に再度ロウサイドドライバ１０の駆動信号生成回路１２よりロウサイドドライバ駆動信号（アナログ）１１をオンすることで、ロウサイドドライバ１０を経由してグラウンドへ流れる電流を増加し、ノイズ・サージ保護用コンデンサ（下流）９に充電された電荷を急速に放電させる。そして、ロジック回路３１では必要な放電が完了する、予め定めた放電期間後４０１にロウサイドドライバ駆動信号（アナログ）１１をオフさせる。

天地絡状態であるかどうかを診断するタイミングは、コントロール信号２９ の立ち上がり１１６に合わせる。コントロール信号２９ の立ち上がり以外は、電磁負荷５を急速に立ち上げたり逆起エネルギーが発生したりする状態であるので、天絡の誤診断の可能性がある。この天地絡検出タイミング１１６ で、ロウサイドドライバドレイン電圧４ ６ が天絡閾値１０ ４ を超えていた場合、天絡状態であると判断する。
ロウサイドドライバドレイン電圧４６は電磁負荷５の慣性電流が電流回生ダイオード８に流れている間は跳ね上がり電圧３００であり、慣性電流が無くなればノイズ・サージ保護用コンデンサ（下流）９に充電されている電荷が電流量調整回路２０の電流源１９のシンク能力に応じてロウサイドドライバドレイン電圧４６は電圧低下し、ロウサイドドレイン電圧４６を一定値１０５に収束して定常状態となるよう制御される。しかし、この収束時間はノイズ・サージ保護用コンデンサ(下流)９の静電容量と、電流源１９のシンク能力によって決まり、電磁負荷５の駆動周期が短い場合では図３のロウサイドドライバドレイン電圧４０２のように、次の駆動までに定常状態に収束できず前述の天絡を誤診断する可能性がある。この課題は、原理的には電流源１９のシンク能力を向上させることで解決は図れるが、通常これらの機能は集積回路化されており、その能力向上には集積回路の規模拡大、ひいてはコストの増加を伴うという課題がある。

本実施例によれば、電流源１９のみによるノイズ・サージ保護用コンデンサ（下流）９の電荷放電に比べ、本来電磁負荷５を駆動するために設けられているロウサイドドライバ１０（通常そのオン抵抗は極めて低抵抗）をオンすることによってロウサイドドライバ１０を経由してグラウンドへ流れる電流を増加させる。これにより、ノイズ・サージ保護用コンデンサ（下流）９の電荷を急速に放電可能となり、特に放電用部品を追加することなく格段に速い電荷放電、ひいてはロウサイドドレイン電圧４６の一定値１０５への急速な収束が可能となる。そのため従来よりも更に駆動周期が短く、天地絡検出タイミング１１６ の間隔が狭まった場合でも、駆動回路及び電磁負荷は正常であるにもかかわらず天絡を誤診断することがなく、電磁負荷５を高精度に診断し、高速度で制御することができる。

図４と図５を使用して、本発明による内燃機関制御装置の第２の実施例を説明する。

本実施例の構成は、ノイズ・サージ保護用コンデンサ（下流）９を放電するためにロウサイドドライバ１０を駆動開始するタイミングを回生電流８１Ｂが所定の閾値を下回ったときに開始するものである。そのため、図４の実施例では昇圧回路３に流れ込む回生電流を検出できるよう電流検出抵抗８１と電流検出回路８０を設ける。そして電流検出回路８０はその回生電流閾値判定結果８６をロジック回路３１に入力する。

なお、本実施例では、昇圧回路３の下流かつハイサイドドライバ４と電流回生ダイオード８の上流となる図４に示す位置に電流検出手段の例として電流検出抵抗８１を設けたが、電流検出手段、検出素子の挿入場所を図４のものに限定するものではない。

次に本実施例の特徴例を、図５を用いて説明する。本実施例の構成は、コントロール信号２９がオフにより、コントロール信号２９の立下りでロウサイドドライバ駆動信号（アナログ）１１オフとなったのち、電磁負荷５の電磁負荷電流５Ａが昇圧回路３に回生電流８１Ｂおよび８１Ａ（矢印とは逆向きに流れる）として戻るが、この電流が所定の閾電流値４０３に低下してから、再度ロウサイドドライバ１０の駆動信号生成回路１２よりロウサイドドライバ駆動信号（アナログ）１１をオンすることで、ノイズ・サージ保護用コンデンサ（下流）９に充電された電荷を急速に放電するものである。そして、ロジック回路３１では必要な放電が完了する、予め定めた放電期間後４０１にロウサイドドライバ駆動信号（アナログ）１１をオフさせる。

これによりロウサイドドライバドレイン電圧４６、つまり電圧検出回路１５への入力電圧を急速に所定の一定値１０５に収束し、天絡の誤診断を防止している。

図６と図７を使用して、本発明による内燃機関制御装置の第３の実施例を説明する。

本実施例の構成は、ノイズ・サージ保護用コンデンサ（下流）９を放電するためにロウサイドドライバ１０を駆動開始するタイミングをロウサイドドライバドレイン電圧が所定の閾値を下回ったときに開始するものである。またロウサイドドライバ１０の駆動停止するタイミングをロウサイドドライバドレイン電圧が所定の閾値を下回ったときに終了するものである。そのため、図６の実施例では電圧検出回路１５のロウサイドドレイン電圧閾値判定結果２３をロジック回路３１に入力する。

また、実施例１、実施例２との違いの一例としてロウサイドドライバ１０のアクティブクランプ回路を採用した例を示しているが、電磁負荷５に蓄積されているエネルギーの急速な移動手段をアクティブクランプ回路に限定するのもではない。

次に本実施例の特徴例を、図７を用いて説明する。本実施例の構成は、コントロール信号２９がオフにより、コントロール信号２９の立下りでロウサイドドライバ駆動信号（アナログ）１１オフとなったのち、電磁負荷５の逆起電圧によりロウサイドドライバ１０はアクティブクランプ回路６１によりそのドレイン電圧４６が所定値を超えた場合に、ロウサイドドライバ１０のゲートに電流を供給して強制的に前記ゲート信号をハイとし、ロウサイドドライバ１０をオンにする。アクティブクランプによりロウサイドドライバがオンしている期間、ロウサイドドライバドレイン電圧４６は所定値にクランプされ、ノイズ・サージ用保護コンデンサ（下流）９はアクティブクランプ電圧に充電される。やがて電磁負荷５Ａのエネルギーがアクティブクランプ回路により消費されるとロウサイドドライバ１０のゲートがオフとなり、電流量調整回路２０によるノイズ・サージ用保護コンデンサ（下流）９の放電が行われロウサイドドライバドレイン電圧４６は低下し始める。電圧検出回路１５ではこの電圧を監視しており、ロウサイドドライバドレイン電圧４６が所定の第１の閾電圧４０４に低下するとロジック回路により、再度ロウサイドドライバ１０の駆動信号生成回路１２よりロウサイドドライバ駆動信号（アナログ）１１をオンすることで、ノイズ・サージ保護用コンデンサ（下流）９に充電された電荷を急速に放電するものである。そしてさらにロウサイドドライバドレイン電圧４６が所定の第２の閾電圧４０５に低下するとロウサイドドライバ駆動信号（アナログ）１１をオフさせる。

これによりロウサイドドライバドレイン電圧４６、つまり電圧検出回路１５への入力電圧を急速に所定の一定値１０５に収束し、天絡の誤診断を防止している。

図８と図９を使用して、本発明による内燃機関制御装置の第４の実施例を説明する。

本実施例の構成は、電圧検出回路１５が電磁負荷５のハイサイド側に設けられているものである。そのため、電圧検出回路１５は電磁負荷５のハイサイド側に接続されている。またその結果は電流制御信号２４および診断回路２５へと接続されている。

またノイズ・サージ保護用コンデンサ（上流）７の静電容量がノイズ・サージ保護用コンデンサ（下流）９に対し比較的小さい場合を想定している。この場合、コントロール信号２９がオフにより、コントロール信号２９の立下りでロウサイドドライバ駆動信号（アナログ）１１オフとなったのち、ノイズ・サージ保護用コンデンサ（下流）９には昇圧電圧が充電され、ノイズ・サージ保護用コンデンサ（上流）７には還流ダイオード２２によりマイナスの順電圧が放電される。しかし、その後回生電流８１Ｂが無くなると、ノイズ・サージ保護用コンデンサ（下流）９に充電された電荷の一部は電磁負荷５を介してノイズ・サージ保護用コンデンサ（上流）７に移動し、ノイズ・サージ保護用コンデンサ（上流）７は正の電圧に充電されてしまうことがある。そのため、ノイズ・サージ保護用コンデンサ（上流）７を放電するためにロウサイドドライバ１０をオンすることでノイズ・サージ保護用コンデンサ（上流）７に充電された電荷を、電磁負荷５およびロウサイドドライバ１０を介して急速に放電するものである。

次に本実施例の特徴例を、図９を用いて説明する。本実施例の構成は、コントロール信号２９がオフにより、コントロール信号２９の立下りでロウサイドドライバ駆動信号（アナログ）１１オフとなったのち、ロジック回路３１では電磁負荷５の慣性電流８１Ｂが無くなる後を想定した、予め定めたタイミング４００に再度ロウサイドドライバ１０の駆動信号生成回路１２よりロウサイドドライバ駆動信号（アナログ）１１をオンすることで、ロウサイドドライバ１０を経由してグラウンドへ流れる電流を増加し、ノイズ・サージ保護用コンデンサ（下流）９に充電された電荷を急速に放電する。そして、ロジック回路３１では必要な放電が完了する、予め定めた放電期間後４０１にロウサイドドライバ駆動信号（アナログ）１１をオフさせる。

これにより電磁負荷上流電圧１０３、つまり電圧検出回路１５への入力電圧を急速に所定の一定値１０５に収束し、天絡の誤診断を防止している。

図１０と図１１を使用して、本発明による内燃機関制御装置の第５の実施例を説明する。

本実施例の構成は、電圧検出回路１５が電磁負荷５のハイサイド側に設けられているものである。電磁負荷５遮断時にはノイズ・サージ保護コンデンサ（上流）７は電磁負荷の逆起電圧と電流還流ダイオード２２により電流クランプダイオードのクランプ電圧４０６の負の電圧に放電される。この場合、他の実施例とは逆に電流量調整回路２０のソース電流源２１の充電により所定電圧まで充電が行われるが、ハイサイドドライバ４をオンすることでノイズ・サージ保護コンデンサ（上流）７を急速に充電するものである。

次に本実施例の特徴例を、図１１を用いて説明する。本実施例の構成は、コントロール信号２９がオフにより、コントロール信号２９の立下りでロウサイドドライバ駆動信号（アナログ）１１オフとなったのち、電磁負荷５の電磁負荷電流５Ａが昇圧回路３に回生電流８１Ｂとして戻るが、この電流が所定の閾電流値４０３に低下してから、再度ハイサイドドライバ４の駆動信号生成回路２８よりハイサイドドライバ駆動信号（アナログ）２７をオンすることでハイサイドドライバ４を経由してノイズ・サージ保護用コンデンサ（上流）７へ流入する電流を増加させ、ノイズ・サージ保護用コンデンサ（上流）７より放電された電荷を急速に充電するものである。そして、ロジック回路３１では必要な充電が完了する、予め定めた放電期間後４０１にハイサイドドライバ駆動信号（アナログ）２７をオフさせる。

そのため、図１０の実施例では昇圧回路３に流れ込む回生電流を検出できるよう電流検出抵抗８１と電流検出回路８０を設ける。そして電流検出回路８０はその結果をロジック回路３１に入力する。

これにより電磁負荷上流電圧１０３、つまり電圧検出回路１５への入力電圧を天地絡検出タイミング１１６となる前に急速に所定の一定値１０６に収束し、地絡の誤診断を防止している。ソース電流源２１のみにより充電した場合は、そのソース能力によっては電磁負荷５の駆動周期が短い場合では図１１の電磁負荷上流電圧４０７のように、次の駆動までに定常状態に収束できず前述の地絡を誤診断する可能性がある。この課題は、原理的には電流源２１のソース能力を向上させることで解決は図れるが、通常これらの機能は集積回路化されており、その能力向上には集積回路の規模拡大、ひいてはコストの増加を伴うという課題がある。

なお、本実施例では、回生ダイオードと直列となる図１０に示す位置に電流検出手段の例として電流検出抵抗８１を設けたが、電流検出手段、検出素子の挿入場所を図１０のものに限定するものではない。

また、ノイズ・サージ保護用コンデンサ（上流）７の急速充電手段として、ハイサイドドライバ４の駆動を利用した例を記載したが、例えばチョッピング駆動信号生成回路１０８を利用しても同様な効果が得られる。そのため、ノイズ・サージ保護用コンデンサ（上流）７の急速充電手段として、ハイサイドドライバ４の利用に限定するものではない。

以上、本発明の実施例を説明したが、本発明は上記の実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に基づく範囲において、様々な変更が可能なものである。

本発明は、ガソリンや軽油等を燃料とする、自動車、オートバイ、農耕機、工機、船舶機等において、バッテリ電圧１あるいは昇圧したバッテリ電圧により、燃料噴射装置等の電磁負荷を駆動する内燃機関制御装置に関する。加えて、内燃機関のような駆動周期が変化する制御装置に関して、高い診断性能が必要な装置に適用される。

１ … バッテリ電圧、２ … 内燃機関制御装置、３ … 昇圧回路、４ … ハイサイドドライバ、５ … 電磁負荷、５ Ａ … 電磁負荷電流、６ … 逆流防止ダイオード、７ … ノイズ・サージ保護用コンデンサ（ 上流） 、８ … 電流回生ダイオード、９ … ノイズ・サージ保護用コンデンサ（ 下流） 、１０ … ロウサイドドライバ、１１ … ロウサイドドライバ駆動信号（ アナログ）、１２ … ロウサイドドライバ用の駆動信号生成回路、１３ … ロウサイドドライバ駆動信号（ ロジック） 、１４ … 診断フラグ信号、１５ … 電圧検出回路、１９ … シンク電流源、２０ … 電流量調整回路、２１ … ソース電流源、２２ … 電流還流ダイオード、２３ …ロウサイドドレイン電圧閾値判定結果、２４ … 電流源制御信号、２５ … 診断回路、２６ … ハイサイドドライバ駆動信号（ ロジック） 、２７ … ハイサイドドライバ駆動信号（ アナログ）、２８ … ハイサイドドライバ用の駆動信号生成回路、２９ … コントロール信号、３０ … マイクロプロセッサ、３１ … ロジック回路、３７ … 電源グランド、３９ … ロウサイドドライバゲート信号立ち下がりタイミング、４４… 地絡閾値、４６ … ロウサイドドライバドレイン電圧、４８ … ハイサイドドライバゲート信号立ち下がりタイミング、５３ … ロウサイドドライバ駆動信号立ち上がりタイミング、６１ … アクティブクランプ回路、８０ … 電流検出回路、８１ … 電流検出抵抗、８１Ａ … ハイサイド電流、８１Ｂ … 回生電流、８６ … 回生電流閾値判定結果、１００ … ピーク電流閾値、１０３ … 電磁負荷上流電圧、１０４ … 天絡閾値、１０５ … ロウサイドドライバドレイン電圧の一定値、１０６ … 電磁負荷上流電圧の一定値、１０８ … チョッピング駆動信号生成回路、１０９ … チョッピング駆動信号、１１６ … 天地絡検出タイミング、３００ … 跳ね上がり電圧、４００ … 電荷放電時のロウサイドドライバオンタイミング、４０１ … 電荷放電時のロウサイドドライバオン時間、４０２ … 電流量調整回路のみによる電荷放電時におけるロウサイドドライバドレイン電圧、４０３ … 回生電流閾電流値、４０４ … 電荷放電時のロウサイドドライバドレインオン閾電圧、４０５ … 電荷放電時のロウサイドドライバドレインオフ閾電圧、４０６ … 電流還流ダイオードのクランプ電圧、４４０７ … 電流量調整回路のみによる電荷充電時における電磁負荷上流電圧

Claims (9)

1. 電源と電磁負荷との間に設けられた第一のスイッチ素子と、
   前記電磁負荷とグランドとの間に設けられた第二のスイッチ素子と、
   前記第一のスイッチ素子および前記第二のスイッチ素子を駆動する駆動信号生成回路と、
   前記電磁負荷と前記第一のスイッチ素子との間、または前記電磁負荷と前記第二のスイッチ素子との間、のいずれかの電圧を検出して回路故障を診断する診断回路と、
   前記電磁負荷の前記第一のスイッチ素子側の一端とグランドとの間、または前記電磁負荷の前記第二のスイッチ素子側の一端とグランドとの間、の少なくとも一方に設けられたコンデンサと、を備え、
   前記駆動信号生成回路は、前記第一のスイッチ素子と前記第二のスイッチ素子をオフして前記電磁負荷への通電電流を遮断するときに、前記第一のスイッチ素子または前記第二のスイッチ素子の一方をオンして前記電圧を定常状態に向けて収束制御し、
   前記コンデンサは、少なくとも前記第一のスイッチ素子または前記第二のスイッチ素子のうち前記収束制御の際にオンされたスイッチ素子とグランドとの間に設けられ、
   前記診断回路は、前記収束制御の後に、前記第一のスイッチ素子または前記第二のスイッチ素子のうち前記収束制御の際にオンされたスイッチ素子と前記電磁負荷との間の電圧に基づいて診断を行うことを特徴とする電磁負荷制御装置。
2. 請求項１記載の電磁負荷制御装置において、
   前記電磁負荷制御装置は、前記駆動信号生成回路が前記第一のスイッチ素子と前記第二のスイッチ素子をオフして前記電磁負荷への通電電流を遮断するときに、前記電磁負荷と前記第一のスイッチ素子との間、または前記電磁負荷と前記第二のスイッチ素子との間、のいずれかの電圧を所定電圧に収束させる電圧調整回路を備えることを特徴とする電磁負荷制御装置。
3. 請求項２記載の電磁負荷制御装置において、
   前記電磁負荷制御装置は、前記電磁負荷の前記第二のスイッチ素子側の一端とグランドとの間に前記コンデンサを備え、
   前記駆動信号生成回路は、前記第一のスイッチ素子と前記第二のスイッチ素子をオフして前記電磁負荷への通電電流を遮断するときに、前記第二のスイッチ素子をオンすることを特徴とする電磁負荷制御装置。
4. 請求項２記載の電磁負荷制御装置において、
   前記電磁負荷制御装置は、前記電磁負荷の前記第一のスイッチ素子側の一端とグランドとの間に前記コンデンサを備え、
   前記駆動信号生成回路は、前記第一のスイッチ素子と前記第二のスイッチ素子をオフして前記電磁負荷への通電電流を遮断するときに、前記第一のスイッチ素子をオンすることを特徴とする電磁負荷制御装置。
5. 請求項３または４いずれか一項記載の電磁負荷駆動装置において、
   前記駆動信号生成回路が前記第一のスイッチ素子と前記第二のスイッチ素子をオフして前記電磁負荷への通電電流を遮断するときに、前記第一のスイッチ素子または前記第二のスイッチ素子をオンするタイミングを、前記電磁負荷への通電流遮断から所定時間後かつ次回の前記電磁負荷への通電開始前にすることを特徴とする電磁負荷制御装置。
6. 請求項３または４いずれか一項の電磁負荷駆動装置において、
   前記駆動信号生成回路が前記第一のスイッチ素子と前記第二のスイッチ素子をオフして前記電磁負荷への通電電流を遮断するときに、前記第一のスイッチ素子または前記第二のスイッチ素子をオンする条件が、前記電磁負荷への通電電流遮断後の慣性電流が所定値以下となることを特徴とする電磁負荷制御装置。
7. 請求項３または４いずれか一項の電磁負荷駆動装置において、
   前記駆動信号生成回路が前記第一のスイッチ素子と前記第二のスイッチ素子をオフして前記電磁負荷への通電電流を遮断するときに、前記第一のスイッチ素子または前記第二のスイッチ素子をオンする条件が、前記電磁負荷への通電電流遮断後に生じる前記電磁負荷の端子電圧と所定電圧との比較に基づくことを特徴とする電磁負荷制御装置。
8. 請求項３または４いずれか一項の電磁負荷駆動装置において、
   前記駆動信号生成回路が前記第一のスイッチ素子と前記第二のスイッチ素子をオフして前記電磁負荷への通電電流を遮断するときに、前記第一のスイッチ素子または前記第二のスイッチ素子をオンした後オフするタイミングを、電磁負荷への通電遮断から所定時間後かつ次回の前期電磁負荷への通電開始前にすることを特徴とする電磁負荷制御装置。
9. 請求項３または４いずれか一項の電磁負荷駆動装置において、
   前記駆動信号生成回路が前記第一のスイッチ素子と前記第二のスイッチ素子をオフして前記電磁負荷への通電電流を遮断するときに、前記第一のスイッチ素子または前記第二のスイッチ素子をオンした後オフする条件が、前記電磁負荷への通電電流遮断後に生じる前記電磁負荷の端子電圧と所定電圧との比較に基づくことを特徴とする電磁負荷制御装置。