JP6214882B2 - Internal combustion engine control device - Google Patents
Internal combustion engine control device Download PDFInfo
- Publication number
- JP6214882B2 JP6214882B2 JP2013042497A JP2013042497A JP6214882B2 JP 6214882 B2 JP6214882 B2 JP 6214882B2 JP 2013042497 A JP2013042497 A JP 2013042497A JP 2013042497 A JP2013042497 A JP 2013042497A JP 6214882 B2 JP6214882 B2 JP 6214882B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- electromagnetic load
- switch element
- voltage
- control device
- current
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
Landscapes
- Fuel-Injection Apparatus (AREA)
- Electrical Control Of Air Or Fuel Supplied To Internal-Combustion Engine (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
Description
本発明は、ガソリンや軽油等を燃料とする、自動車、オートバイ、農耕機、工機、船舶機等の内燃機関制御装置に関し、特に、バッテリ電圧あるいは昇圧したバッテリ電圧により駆動される、燃料噴射装置等の電磁負荷制御装置と、その駆動及び故障診断に関する。 The present invention relates to an internal combustion engine control device for automobiles, motorcycles, agricultural machinery, industrial machinery, marine aircraft, etc., which uses gasoline, light oil or the like as fuel, and in particular, a fuel injection device driven by a battery voltage or a boosted battery voltage. The present invention relates to an electromagnetic load control device, etc., its drive and fault diagnosis.
ガソリンや軽油等を燃料とする、自動車、オートバイ、農耕機、工機、船舶機等の内燃機関制御装置には、燃費や出力向上の目的で、気筒内に直接燃料を噴射するインジェクタ（燃料噴射装置）が備えられている。このような気筒内直接噴射型インジェクタは、高圧燃料を使用するため、開弁動作に多くのエネルギーを必要とする。また、制御性能（応答性）向上や高速回転（高速度制御）に対応するために、インジェクタに対する上記エネルギーの供給時間や遮断時間を短くする必要がある。つまり、電磁負荷に流れる電磁負荷電流を短時間で遮断する必要がある。燃料噴射を制御する内燃機関制御装置の従来技術の例として、特許文献１に示されているものがある。 For internal combustion engine control devices such as automobiles, motorcycles, agricultural machinery, industrial machinery, and marine aircraft that use gasoline or light oil as fuel, an injector that directly injects fuel into the cylinder (fuel injection) for the purpose of improving fuel efficiency and output. Device). Such an in-cylinder direct injection type injector uses a high pressure fuel, and therefore requires a lot of energy for the valve opening operation. Further, in order to cope with improvement in control performance (responsiveness) and high-speed rotation (high-speed control), it is necessary to shorten the supply time and interruption time of the energy to the injector. That is, it is necessary to cut off the electromagnetic load current flowing through the electromagnetic load in a short time. As an example of a prior art of an internal combustion engine control device that controls fuel injection, there is one disclosed in Patent Document 1.
電磁負荷電流を短時間で遮断し、電磁負荷に蓄積されている多くの上記エネルギーを電磁負荷から急速に移動させる（消費させる）ために、例えば、駆動回路内でツェナーダイオード効果を用いて熱エネルギーに変換する方式が考案されている。また、特許文献２に記載されているような、電磁負荷に蓄積されたエネルギーを昇圧回路に回生させる方式も提案されている。この方式には、電流回生ダイオード等の回生素子を用いて回生させる方法があり、大電流が流れる駆動回路の発熱を比較的低減させることができるため、燃料にガソリンを使用する直噴エンジンでも広く使用されている。 In order to cut off the electromagnetic load current in a short time and move (consume) a large amount of the above-mentioned energy accumulated in the electromagnetic load from the electromagnetic load, for example, heat energy using the Zener diode effect in the drive circuit, for example A method of converting to devise has been devised. In addition, a method of regenerating energy stored in an electromagnetic load in a booster circuit as described in Patent Document 2 has been proposed. In this method, there is a method of regenerating by using a regenerative element such as a current regenerative diode, and the heat generation of the drive circuit through which a large current flows can be relatively reduced. Therefore, even in a direct injection engine using gasoline as a fuel, It is used.
電磁負荷の駆動中または停止途中に、電磁負荷に何らかの故障（天絡、地絡、短絡、開放）が生じた場合、即座にその故障内容を検出し、診断する必要がある。しかし、従来の内燃機関制御装置では、駆動周期が短くなった場合、つまり、内燃機関の回転数が増加、または１サイクル当りのインジェクタ噴射回数を複数に分割する多段噴射を行う場合には、故障検出タイミング制御が上手く設定できず、診断回路は、例えば、駆動回路及び電磁負荷は正常であるにもかかわらず、天絡が生じたという誤診断をすることがある。このような課題を改善するために特許文献３に記載されているような電磁負荷遮断時の逆起エネルギーがサージ保護用コンデンサに充電された電荷をシンク電流源や抵抗で放電するなどの方式が考案されている。しかし、電流源や抵抗による放電に要する時間は、サージ保護用のコンデンサ容量と電流源や抵抗のシンク能力に左右されてしまう。そのため特許文献３に記載されている方式を採用した場合でも診断回路の誤診断は避けられない場合がある。その場合、診断結果を読み取り電磁負荷制御装置としての診断結果を最終判断するマイクロプロセッサでは、電磁負荷遮断後、所定時間内の診断結果をマスクすることで誤診断を防止している。 If an electromagnetic load has a fault (a power fault, a ground fault, a short circuit, or an open circuit) while the electromagnetic load is being driven or stopped, it is necessary to immediately detect and diagnose the fault. However, in the conventional internal combustion engine control device, when the driving cycle is shortened, that is, when the rotational speed of the internal combustion engine is increased or when multistage injection is performed to divide the number of times of injector injection per cycle, Detection timing control cannot be set well, and the diagnostic circuit may make a false diagnosis that a power fault has occurred, for example, even though the drive circuit and the electromagnetic load are normal. In order to improve such a problem, there is a method such as disclosed in Patent Document 3 in which the back electromotive force at the time of electromagnetic load interruption discharges the charge charged in the surge protection capacitor by a sink current source or a resistor. It has been devised. However, the time required for the discharge by the current source and the resistor depends on the capacitor capacity for surge protection and the sink capability of the current source and the resistor. For this reason, even when the method described in Patent Document 3 is adopted, there is a case where an erroneous diagnosis of the diagnostic circuit is unavoidable. In this case, the microprocessor that reads the diagnosis result and finally determines the diagnosis result as the electromagnetic load control device prevents erroneous diagnosis by masking the diagnosis result within a predetermined time after the electromagnetic load is cut off.
そのため、駆動周期が短く、電磁負荷遮断と次の電磁負荷通電開始までの間隔が、マイクロプロセッサの診断マスク時間以下となる場合には診断が正しく行えない。この課題は、特許文献３に記載の電流源や抵抗のシンク能力を向上させることで解決は図れるが、通常これらの機能は集積回路化されており、その能力向上には集積回路の規模拡大、ひいてはコストの増加を伴うという課題がある。 Therefore, when the drive cycle is short and the interval between the electromagnetic load interruption and the start of energization of the next electromagnetic load is less than the diagnostic mask time of the microprocessor, the diagnosis cannot be performed correctly. This problem can be solved by improving the sink capability of the current source and resistor described in Patent Document 3, but these functions are usually integrated into an integrated circuit. As a result, there is a problem that costs increase.
本発明は、インジェクタ（燃料噴射装置）などの電磁負荷を駆動する内燃機関制御装置において、電磁負荷の駆動周期が短くなった場合でも、該電磁負荷の誤診断発生期間を安価に短縮する手段を提供し、故障診断精度を向上させることを目的とする。 The present invention provides an internal combustion engine control device for driving an electromagnetic load such as an injector (fuel injection device), and a means for reducing the electromagnetic load misdiagnosis occurrence period at a low cost even when the drive cycle of the electromagnetic load is shortened. It aims to provide and improve fault diagnosis accuracy.
上記課題を解決するため本発明の電磁負荷制御装置は、電源と電磁負荷との間に設けられた第一のスイッチ素子と、前記電磁負荷とグランドとの間に設けられた第二のスイッチ素子と、前記第一のスイッチ素子および前記第二のスイッチ素子を駆動する駆動信号生成回路と、前記電磁負荷と前記第一のスイッチ素子との間、または前記電磁負荷と前記第二のスイッチ素子との間、のいずれかの電圧を検出して回路故障を診断する診断回路と、前記電磁負荷の前記第一のスイッチ素子側の一端とグランドとの間、または前記電磁負荷の前記第二のスイッチ素子側の一端とグランドとの間、の少なくとも一方に設けられたコンデンサと、を備え、前記駆動信号生成回路は、前記第二のスイッチ素子をオフして前記電磁負荷への通電電流を遮断するときに、前記第一のスイッチ素子または前記第二のスイッチ素子をオンすることを特徴とする。 In order to solve the above problems, an electromagnetic load control device according to the present invention includes a first switch element provided between a power source and an electromagnetic load, and a second switch element provided between the electromagnetic load and a ground. A drive signal generation circuit that drives the first switch element and the second switch element, or between the electromagnetic load and the first switch element, or between the electromagnetic load and the second switch element. A diagnostic circuit for diagnosing a circuit failure by detecting any voltage between the first switch element side of the electromagnetic load and the ground, or the second switch of the electromagnetic load A capacitor provided at least on one side between the one end on the element side and the ground, and the drive signal generation circuit turns off the second switch element and cuts off the energization current to the electromagnetic load. To come, characterized in that on the first switching element or the second switching element.
本願発明によれば、電磁負荷を駆動する内燃機関制御装置において、電磁負荷の駆動周期が短くなった場合でも、該電磁負荷の誤診断発生期間を安価に短縮する手段を提供し、故障診断精度を向上させることが出来る。 According to the present invention, in an internal combustion engine control apparatus that drives an electromagnetic load, even when the driving period of the electromagnetic load is shortened, a means for reducing the erroneous diagnosis occurrence period of the electromagnetic load at low cost is provided, and the fault diagnosis accuracy is improved. Can be improved.
本発明による内燃機関制御装置の実施例を以下に説明する。 An embodiment of an internal combustion engine controller according to the present invention will be described below.
図１〜３を使用して、本発明による内燃機関制御装置の第１の実施例を説明する。 A first embodiment of an internal combustion engine control apparatus according to the present invention will be described with reference to FIGS.
図２は、内燃機関制御装置２の回路構成であり、バッテリ電圧１、バッテリ電圧１を昇圧する昇圧回路３、昇圧回路３と電源グランド３７ との間に設置された電磁負荷５を有する。 FIG. 2 shows a circuit configuration of the internal combustion engine control device 2, which includes a battery voltage 1, a booster circuit 3 that boosts the battery voltage 1, and an electromagnetic load 5 that is installed between the booster circuit 3 and a power supply ground 37.
また、内燃機関制御装置２には、電磁負荷５から見てバッテリ電圧１側と電源グランド３７ 側とに、それぞれ電磁負荷用のドライバを構成するスイッチ素子（例えばＦ Ｅ Ｔ ）、すなわちハイサイドドライバ４ とロウサイドドライバ１０ が設置されている。ここでは、電磁負荷５から見てバッテリ電圧１側をハイサイド（上流）、電源グランド３７ 側をロウサイド（下流）と称する。更に、内燃機関制御装置２は、マイクロプロセッサ３０ 、ロジック回路３１、ハイサイドドライバ用の駆動信号生成回路２８、及びロウサイドドライバ用の駆動信号生成回路１２を有する。また、電磁負荷５の故障診断のために、電圧検出回路１５と診断回路２５を有する。 Further, the internal combustion engine control device 2 includes a switch element (for example, FE T), that is, a high-side driver, which constitutes a driver for an electromagnetic load on the battery voltage 1 side and the power ground 37 side as viewed from the electromagnetic load 5. 4 and the low-side driver 10 are installed. Here, when viewed from the electromagnetic load 5, the battery voltage 1 side is referred to as a high side (upstream), and the power ground 37 side is referred to as a low side (downstream). Further, the internal combustion engine control device 2 includes a microprocessor 30, a logic circuit 31, a drive signal generation circuit 28 for a high side driver, and a drive signal generation circuit 12 for a low side driver. In addition, a voltage detection circuit 15 and a diagnosis circuit 25 are provided for failure diagnosis of the electromagnetic load 5.
昇圧回路３は、バッテリ電圧１を昇圧し、この昇圧電圧が電磁負荷５に、ハイサイドドライバ４ 及びロウサイドドライバ１０を介して印加される。この昇圧電圧により、インジェクタ等の電磁負荷５に流れる電流５Ａ を短時間に上昇させる。すなわち、内燃機関制御装置２は、ハイサイドドライバ４ とロウサイドドライバ１０ を駆動させて電磁負荷５を駆動する。この過程を、以下に説明する。マイクロプロセッサ３０ から出力されたコントロール信号２９ は、ロジック回路３１に入力される。このコントロール信号に基づいて、ロジック回路３１は、ロジックのハイサイドドライバ駆動信号２６ とロウサイドドライバ駆動信号１３をそれぞれのアナログ駆動信号生成回路２８ 及び１２に出力する。駆動信号生成回路２８ 及び１２は、入力されたロジック信号２６ 及び１３に基づきアナログのハイサイドドライバ駆動信号２７ 及びロウサイドドライバ駆動信号１１を生成する。このアナログ駆動信号２７ 及び１１によって、ハイサイドドライバ４ とロウサイドドライバ１０ が通電（オン）して、電磁負荷５に電磁負荷電流５Ａ が流れ、電磁負荷５が駆動する。 The booster circuit 3 boosts the battery voltage 1 and this boosted voltage is applied to the electromagnetic load 5 via the high-side driver 4 and the low-side driver 10. With this boosted voltage, the current 5A flowing through the electromagnetic load 5 such as an injector is raised in a short time. That is, the internal combustion engine control device 2 drives the electromagnetic load 5 by driving the high-side driver 4 and the low-side driver 10. This process will be described below. The control signal 29 output from the microprocessor 30 is input to the logic circuit 31. Based on this control signal, the logic circuit 31 outputs a logic high-side driver drive signal 26 and a low-side driver drive signal 13 to the analog drive signal generation circuits 28 and 12, respectively. The drive signal generation circuits 28 and 12 generate an analog high-side driver drive signal 27 and a low-side driver drive signal 11 based on the input logic signals 26 and 13. By the analog drive signals 27 and 11, the high side driver 4 and the low side driver 10 are energized (turned on), an electromagnetic load current 5A flows through the electromagnetic load 5, and the electromagnetic load 5 is driven.
この電磁負荷電流５Ａ は、例えばインジェクタのような電磁負荷５の弁体を応答良く駆動（例えば開弁）するのに必要な程度の比較的大きな電流である。電磁負荷５の駆動後は、引き続き駆動後の弁体の状態を維持する程度の電流が、次のようにして所定時間、電磁負荷５に供給される。この場合には、ロウサイドドライバ駆動信号がオン状態を維持し（すなわち、ロウサイドドライバ１０ がオン状態）、一方、ハイサイドドライバ駆動信号がオフ（ハイサイドドライバ４ がオフ）し、更に、チョッピング駆動信号生成回路１０８ を介して電磁負荷５がチョッピングされ、電磁負荷５の駆動後の状態が維持される。チョッピング駆動信号１０９ は、マイクロプロセッサ３０ からのコントロール信号２９ に基づき、ロジック回路３１から出力される。 This electromagnetic load current 5A is a relatively large current required to drive (for example, open) a valve body of the electromagnetic load 5 such as an injector with good response. After the electromagnetic load 5 is driven, a current sufficient to maintain the state of the driven valve body is supplied to the electromagnetic load 5 for a predetermined time as follows. In this case, the low-side driver drive signal remains on (that is, the low-side driver 10 is on), while the high-side driver drive signal is off (high-side driver 4 is off) and further chopping is performed. The electromagnetic load 5 is chopped via the drive signal generation circuit 108 and the state after the electromagnetic load 5 is driven is maintained. The chopping drive signal 109 is output from the logic circuit 31 based on the control signal 29 1 from the microprocessor 30 1.
電磁負荷５の故障診断は、診断回路２５が行う。電圧検出回路１５は、ロウサイドドライバ１０ のドレイン電圧４ ６ を検出し、診断フラグ信号１４ を診断回路２５に出力する。 The diagnosis circuit 25 performs failure diagnosis of the electromagnetic load 5. The voltage detection circuit 15 detects the drain voltage 4 6 of the low side driver 10 and outputs a diagnosis flag signal 14 to the diagnosis circuit 25.
例えば、ロウサイドドライバ１０ のドレイン電圧４ ６ が上昇してバッテリ電圧１に近い電圧まで達した場合、すなわちロウサイドドライバドレイン電圧４ ６ が天絡検出の閾値を超えていれば、診断回路２５は、電磁負荷５が天絡したという天絡診断をする。 For example, if the drain voltage 4 6 of the low-side driver 10 rises and reaches a voltage close to the battery voltage 1, that is, if the low-side driver drain voltage 4 6 exceeds the threshold for detecting the power fault, the diagnostic circuit 25 A power fault diagnosis is made that the electromagnetic load 5 has a power fault.
一方、ロウサイドドライバ１０ のドレイン電圧４ ６ が下降してグランドレベルの電圧まで達した場合、すなわち、ロウサイドドライバドレイン電圧４ ６ が地絡検出の閾値を下回っていれば、診断回路２５は、電磁負荷５が地絡したという地絡診断をする。 On the other hand, if the drain voltage 4 6 of the low-side driver 10 decreases to reach the ground level voltage, that is, if the low-side driver drain voltage 4 6 is below the ground fault detection threshold, the diagnostic circuit 25 A ground fault diagnosis is made that the electromagnetic load 5 has a ground fault.
なお、天絡、地絡の検出動作を行うタイミングは、マイクロプロセッサ３０ からのコントロール信号２９ が立ち上がる時、すなわち、電磁負荷５の駆動開始タイミング（ハイサイド及びロウサイドドライバ４ 、１０ をオンした時の立ち上がり）に行われる。 Note that the operation for detecting the power supply and ground fault is performed when the control signal 29 from the microprocessor 30 rises, that is, when the drive start timing of the electromagnetic load 5 (when the high-side and low-side drivers 4 and 10 are turned on). At the beginning).
更に、内燃機関制御装置２は、電流量調整回路２０を有する。電流量調整回路２０ は、電流源１９ 及び電流源２１からなる。 Further, the internal combustion engine control device 2 has a current amount adjustment circuit 20. The current amount adjustment circuit 20 includes a current source 19 and a current source 21.
電流量調整回路２０ は、電磁負荷のスイッチング素子（ロウサイドドライバ１０ ）側のドレイン電圧を検出して、電磁負荷駆動時のドレイン電圧を所定の電圧レベルに保つためのものである。例えば、ドレイン電圧が低い場合には、ドレイン電圧検出回路１５を介して電流源（電源側電流源）２１をオンしてドレイン電圧を上昇させ、逆にドレイン電圧が高い場合には、電流源（グラウンド側電流源）１９ をオンしてドレイン電圧を減少させ、最終的にドレイン電圧を一定レベルに保つ。 The current amount adjustment circuit 20 detects the drain voltage on the switching element (low side driver 10) side of the electromagnetic load and keeps the drain voltage at the time of driving the electromagnetic load at a predetermined voltage level. For example, when the drain voltage is low, the current source (power source side current source) 21 is turned on via the drain voltage detection circuit 15 to increase the drain voltage. Conversely, when the drain voltage is high, the current source ( The ground side current source) 19 is turned on to reduce the drain voltage, and finally the drain voltage is kept at a constant level.
そのため、電流量調整回路２０は、電磁負荷５の通電を遮断した時（非駆動にした時： ハイサイド及びロウサイドドライバ４ 、１０ をオフした時）に電磁負荷によりロウサイドドライバ１０ のドレイン側に生じる逆起エネルギーによる跳ね上がり電圧を急速に減衰させる役割をなす。ひいては、この逆起エネルギーの急速減衰により、電圧検出回路１５による天絡、地絡の検出動作を行うタイミングでの天絡の誤診断を抑制するようにしてある。 Therefore, the current amount adjusting circuit 20 is connected to the drain side of the low-side driver 10 by the electromagnetic load when the electromagnetic load 5 is cut off (when non-driven: when the high-side and low-side drivers 4 and 10 are turned off). It plays a role of rapidly attenuating the jump voltage due to the back electromotive energy generated in the substrate. As a result, the rapid decay of the counter-electromotive energy suppresses the erroneous diagnosis of the power fault at the timing when the voltage detection circuit 15 detects the power fault and the ground fault.
また、内燃機関制御装置２には、電磁負荷５の入力信号及び出力信号を、外部からのサージやノイズのような外乱から保護するために、ノイズ・サージ保護用コンデンサ（上流）７ とノイズ・サージ保護用コンデンサ（下流）９ が設けられている。 In addition, the internal combustion engine control device 2 includes a noise / surge protection capacitor (upstream) 7 and a noise / surge protection capacitor in order to protect the input signal and output signal of the electromagnetic load 5 from disturbances such as external surges and noises. A surge protection capacitor (downstream) 9 is provided.
更に内燃機関制御装置２は、逆流防止ダイオード６ 、及び電流回生ダイオード８ 、電流還流ダイオード２２を有する。逆流防止ダイオード６ は、ハイサイドドライバ４がオン時にチョッピング駆動信号生成回路１０８側への電流の逆流を防止する。また電流還流ダイオード２２は、チョッピング駆動信号１０９によりチョッピング駆動信号生成回路１０８がオンとオフを繰り返し、かつロウサイドドライバ１０がオンしている期間において、チョッピング駆動信号生成回路１０８がオフしたとき、電磁負荷５が発生する慣性電流を、電流還流ダイオード２２と電磁負荷５の間で還流させる。また、電流回生ダイオード８ は、コントロール信号２９ の立ち下がりでロウサイドドライバ駆動信号（アナログ）１１がオフになったとき、ロウサイドドライバ１０ の逆起エネルギーによる回生電流を、昇圧回路３に回生させる。 Further, the internal combustion engine control device 2 includes a backflow prevention diode 6, a current regeneration diode 8, and a current return diode 22. The backflow prevention diode 6 prevents backflow of current to the chopping drive signal generation circuit 108 when the high side driver 4 is on. In addition, the current return diode 22 is configured such that when the chopping drive signal generation circuit 108 is turned off during the period when the chopping drive signal generation circuit 108 is repeatedly turned on and off by the chopping drive signal 109 and the low side driver 10 is turned on, The inertial current generated by the load 5 is recirculated between the current recirculation diode 22 and the electromagnetic load 5. The current regenerative diode 8 causes the booster circuit 3 to regenerate a regenerative current due to the back electromotive energy of the low side driver 10 when the low side driver drive signal (analog) 11 is turned off at the fall of the control signal 29 1. .
次に、第１の実施例の動作を、図１および図３のタイミングチャートを用いて説明する。図１は本発明の概要を示し、図３はそのうち本実施例の特徴を詳細に示すため、図１の一部を拡大して記載したものである。 Next, the operation of the first embodiment will be described with reference to the timing charts of FIGS. FIG. 1 shows an outline of the present invention, and FIG. 3 is an enlarged view of a part of FIG. 1 in order to show the features of this embodiment in detail.
マイクロプロセッサ３０ から出力されたコントロール信号２９ がオンになると、ロウサイドドライバ１０ 及びハイサイドドライバ４ の駆動信号、すなわちロウサイドドライバ駆動信号（アナログ）１１及びハイサイドドライバ駆動信号（アナログ）２７ がオンになり、電磁負荷５に電磁負荷電流５Ａ が流れる。 When the control signal 29 1 output from the microprocessor 30 is turned on, the driving signals for the low side driver 10 and the high side driver 4, that is, the low side driver driving signal (analog) 11 and the high side driver driving signal (analog) 27 are turned on. Thus, the electromagnetic load current 5 A flows through the electromagnetic load 5.
電磁負荷電流５Ａ は、昇圧回路３で昇圧されたバッテリ電圧１により、通電初期のピーク電流通電期間に、ピーク電流閾値１００ まで短時間で上昇する。ピーク電流閾値１００は、電流を停止する値であり、予め定めてある。ピーク電流閾値１００ に達した電磁負荷電流５Ａ は、保持区間に遷移し、ハイサイドドライバ４ がオフ（ハイサイド電流８１Ａ がオフ）になった後、チョッピング駆動信号生成回路１０８ によってチョッピングされる。 The electromagnetic load current 5A rises to the peak current threshold 100 in a short time during the peak current energization period in the initial stage of energization by the battery voltage 1 boosted by the booster circuit 3. The peak current threshold 100 is a value for stopping the current and is determined in advance. The electromagnetic load current 5A that has reached the peak current threshold 100 transitions to the holding interval, and is chopped by the chopping drive signal generation circuit 108 after the high side driver 4 is turned off (the high side current 81A is turned off).
コントロール信号２９ がオフになると、コントロール信号２９ の立ち下がりでチョッピング駆動信号１０９、ロウサイドドライバ駆動信号（アナログ）１１がオフになる。このロウサイドドライバ駆動信号１１（ゲート信号）の立ち下がりタイミング３９ で、ロウサイドドライバ１０ のドレイン側に、電磁負荷５による逆起電圧が発生する。ロウサイドドライバドレイン電圧４ ６は、この逆起電圧により、昇圧回路３で生成された昇圧電圧に対し、電流回生ダイオード８による順電圧を加算した電圧（跳ね上がり電圧３００）まで跳ね上がる。この跳ね上がり電圧３００ は、ノイズ・サージ保護用コンデンサ（下流）９ に充電を行う。同時に、跳ね上がり電圧３００ は、ロウサイドドライバドレイン電圧４６ として電圧検出回路１５に入力される。そして、電流量調整回路２０の電流源１９によってノイズ・サージ保護用コンデンサ（下流）９ の端子電圧を低下させる制御が開始される。 When the control signal 29 is turned off, the chopping drive signal 109 and the low side driver drive signal (analog) 11 are turned off at the fall of the control signal 29 1. At the falling timing 39 of the low-side driver drive signal 11 (gate signal), a back electromotive voltage due to the electromagnetic load 5 is generated on the drain side of the low-side driver 10. The low side driver drain voltage 46 jumps up to a voltage obtained by adding the forward voltage generated by the current regenerative diode 8 to the boosted voltage generated by the booster circuit 3 (bounce voltage 300). The jump voltage 300 charges the noise / surge protection capacitor (downstream) 9. At the same time, the jumping voltage 300 is input to the voltage detection circuit 15 as the low side driver drain voltage 46. Then, the control of lowering the terminal voltage of the noise / surge protection capacitor (downstream) 9 is started by the current source 19 of the current amount adjusting circuit 20.
次に本実施例の特徴例を、図３を用いて説明する。コントロール信号２９ がオフにより、コントロール信号２９ の立ち下がりでロウサイドドライバ駆動信号（アナログ）１１がオフとなったのち、ロジック回路３１では電磁負荷５の慣性電流８１Ｂが無くなる後を想定した、予め定めたタイミング４００に再度ロウサイドドライバ１０の駆動信号生成回路１２よりロウサイドドライバ駆動信号（アナログ）１１をオンすることで、ロウサイドドライバ１０を経由してグラウンドへ流れる電流を増加し、ノイズ・サージ保護用コンデンサ（下流）９に充電された電荷を急速に放電させる。そして、ロジック回路３１では必要な放電が完了する、予め定めた放電期間後４０１にロウサイドドライバ駆動信号（アナログ）１１をオフさせる。 Next, a characteristic example of this embodiment will be described with reference to FIG. After the control signal 29 is turned off and the low-side driver drive signal (analog) 11 is turned off at the falling edge of the control signal 29 1, the logic circuit 31 assumes that the inertia current 81B of the electromagnetic load 5 disappears and is predetermined. When the low-side driver drive signal (analog) 11 is turned on again from the drive signal generation circuit 12 of the low-side driver 10 at the timing 400, the current flowing to the ground via the low-side driver 10 is increased, and noise / surge The electric charge charged in the protective capacitor (downstream) 9 is rapidly discharged. The logic circuit 31 turns off the low-side driver drive signal (analog) 11 after a predetermined discharge period 401 when necessary discharge is completed.
天地絡状態であるかどうかを診断するタイミングは、コントロール信号２９ の立ち上がり１１６に合わせる。コントロール信号２９ の立ち上がり以外は、電磁負荷５を急速に立ち上げたり逆起エネルギーが発生したりする状態であるので、天絡の誤診断の可能性がある。この天地絡検出タイミング１１６ で、ロウサイドドライバドレイン電圧４ ６ が天絡閾値１０ ４ を超えていた場合、天絡状態であると判断する。
ロウサイドドライバドレイン電圧４６は電磁負荷５の慣性電流が電流回生ダイオード８に流れている間は跳ね上がり電圧３００であり、慣性電流が無くなればノイズ・サージ保護用コンデンサ（下流）９に充電されている電荷が電流量調整回路２０の電流源１９のシンク能力に応じてロウサイドドライバドレイン電圧４６は電圧低下し、ロウサイドドレイン電圧４６を一定値１０５に収束して定常状態となるよう制御される。しかし、この収束時間はノイズ・サージ保護用コンデンサ(下流)９の静電容量と、電流源１９のシンク能力によって決まり、電磁負荷５の駆動周期が短い場合では図３のロウサイドドライバドレイン電圧４０２のように、次の駆動までに定常状態に収束できず前述の天絡を誤診断する可能性がある。この課題は、原理的には電流源１９のシンク能力を向上させることで解決は図れるが、通常これらの機能は集積回路化されており、その能力向上には集積回路の規模拡大、ひいてはコストの増加を伴うという課題がある。
The timing for diagnosing whether or not it is a top-and-bottom state is matched with the rising edge 116 of the control signal 29. Other than the rise of the control signal 29, the electromagnetic load 5 is rapidly raised or back electromotive energy is generated. If the low-side driver drain voltage 4 6 exceeds the power-failure threshold 10 4 at the ground-fault detection timing 116 1, it is determined that the state is a power-fault state.
The low-side driver drain voltage 46 is a jumping voltage 300 while the inertial current of the electromagnetic load 5 flows through the current regeneration diode 8, and when the inertial current disappears, the noise / surge protection capacitor (downstream) 9 is charged. The low-side driver drain voltage 46 is controlled so that the electric charge is reduced according to the sink capability of the current source 19 of the current amount adjusting circuit 20, and the low-side drain voltage 46 converges to a constant value 105 to be in a steady state. However, this convergence time is determined by the capacitance of the noise / surge protection capacitor (downstream) 9 and the sink capability of the current source 19, and when the driving cycle of the electromagnetic load 5 is short, the low-side driver drain voltage 402 of FIG. As described above, there is a possibility of failing to converge to the steady state before the next driving, and erroneously diagnosing the above-mentioned power fault. In principle, this problem can be solved by improving the sink capability of the current source 19, but these functions are usually integrated into an integrated circuit. There is a problem of accompanying an increase.
本実施例によれば、電流源１９のみによるノイズ・サージ保護用コンデンサ（下流）９の電荷放電に比べ、本来電磁負荷５を駆動するために設けられているロウサイドドライバ１０（通常そのオン抵抗は極めて低抵抗）をオンすることによってロウサイドドライバ１０を経由してグラウンドへ流れる電流を増加させる。これにより、ノイズ・サージ保護用コンデンサ（下流）９の電荷を急速に放電可能となり、特に放電用部品を追加することなく格段に速い電荷放電、ひいてはロウサイドドレイン電圧４６の一定値１０５への急速な収束が可能となる。そのため従来よりも更に駆動周期が短く、天地絡検出タイミング１１６ の間隔が狭まった場合でも、駆動回路及び電磁負荷は正常であるにもかかわらず天絡を誤診断することがなく、電磁負荷５を高精度に診断し、高速度で制御することができる。 According to the present embodiment, compared with the charge discharge of the noise / surge protection capacitor (downstream) 9 by only the current source 19, the low side driver 10 (usually its on-resistance) that is originally provided for driving the electromagnetic load 5 is used. Is turned on to increase the current flowing through the low-side driver 10 to the ground. As a result, the charge of the noise / surge protection capacitor (downstream) 9 can be rapidly discharged, and the discharge of the low-side drain voltage 46 to the constant value 105 can be rapidly performed without adding a discharge component. Convergence is possible. Therefore, even when the drive cycle is shorter than before and the interval between the top and bottom detection timings 116 is narrowed, the power supply circuit and the electromagnetic load are normal, but the fault is not erroneously diagnosed, and the electromagnetic load 5 is Diagnose with high accuracy and control at high speed.
図４と図５を使用して、本発明による内燃機関制御装置の第２の実施例を説明する。 A second embodiment of the internal combustion engine control apparatus according to the present invention will be described with reference to FIGS.
本実施例の構成は、ノイズ・サージ保護用コンデンサ（下流）９を放電するためにロウサイドドライバ１０を駆動開始するタイミングを回生電流８１Ｂが所定の閾値を下回ったときに開始するものである。そのため、図４の実施例では昇圧回路３に流れ込む回生電流を検出できるよう電流検出抵抗８１と電流検出回路８０を設ける。そして電流検出回路８０はその回生電流閾値判定結果８６をロジック回路３１に入力する。 In the configuration of this embodiment, the timing to start driving the low-side driver 10 to discharge the noise / surge protection capacitor (downstream) 9 is started when the regenerative current 81B falls below a predetermined threshold value. Therefore, in the embodiment of FIG. 4, a current detection resistor 81 and a current detection circuit 80 are provided so that the regenerative current flowing into the booster circuit 3 can be detected. Then, the current detection circuit 80 inputs the regenerative current threshold determination result 86 to the logic circuit 31.
なお、本実施例では、昇圧回路３の下流かつハイサイドドライバ４と電流回生ダイオード８の上流となる図４に示す位置に電流検出手段の例として電流検出抵抗８１を設けたが、電流検出手段、検出素子の挿入場所を図４のものに限定するものではない。 In the present embodiment, the current detection resistor 81 is provided as an example of the current detection means at the position shown in FIG. 4 downstream of the booster circuit 3 and upstream of the high side driver 4 and the current regeneration diode 8. The insertion location of the detection element is not limited to that shown in FIG.
次に本実施例の特徴例を、図５を用いて説明する。本実施例の構成は、コントロール信号２９がオフにより、コントロール信号２９の立下りでロウサイドドライバ駆動信号（アナログ）１１オフとなったのち、電磁負荷５の電磁負荷電流５Ａが昇圧回路３に回生電流８１Ｂおよび８１Ａ（矢印とは逆向きに流れる）として戻るが、この電流が所定の閾電流値４０３に低下してから、再度ロウサイドドライバ１０の駆動信号生成回路１２よりロウサイドドライバ駆動信号（アナログ）１１をオンすることで、ノイズ・サージ保護用コンデンサ（下流）９に充電された電荷を急速に放電するものである。そして、ロジック回路３１では必要な放電が完了する、予め定めた放電期間後４０１にロウサイドドライバ駆動信号（アナログ）１１をオフさせる。 Next, a characteristic example of the present embodiment will be described with reference to FIG. In the configuration of this embodiment, the control signal 29 is turned off, and the low-side driver drive signal (analog) 11 is turned off at the fall of the control signal 29. Then, the electromagnetic load current 5A of the electromagnetic load 5 is regenerated to the booster circuit 3. The currents return as currents 81B and 81A (flowing in the direction opposite to the arrow), but after this current has decreased to a predetermined threshold current value 403, the low-side driver drive signal ( By turning on the (analog) 11, the charge charged in the noise / surge protection capacitor (downstream) 9 is rapidly discharged. The logic circuit 31 turns off the low-side driver drive signal (analog) 11 after a predetermined discharge period 401 when necessary discharge is completed.
これによりロウサイドドライバドレイン電圧４６、つまり電圧検出回路１５への入力電圧を急速に所定の一定値１０５に収束し、天絡の誤診断を防止している。 As a result, the low-side driver drain voltage 46, that is, the input voltage to the voltage detection circuit 15 is rapidly converged to a predetermined constant value 105, thereby preventing an erroneous diagnosis of a power fault.
図６と図７を使用して、本発明による内燃機関制御装置の第３の実施例を説明する。 A third embodiment of the internal combustion engine control apparatus according to the present invention will be described with reference to FIGS.
本実施例の構成は、ノイズ・サージ保護用コンデンサ（下流）９を放電するためにロウサイドドライバ１０を駆動開始するタイミングをロウサイドドライバドレイン電圧が所定の閾値を下回ったときに開始するものである。またロウサイドドライバ１０の駆動停止するタイミングをロウサイドドライバドレイン電圧が所定の閾値を下回ったときに終了するものである。そのため、図６の実施例では電圧検出回路１５のロウサイドドレイン電圧閾値判定結果２３をロジック回路３１に入力する。 In the configuration of this embodiment, the timing to start driving the low-side driver 10 to discharge the noise / surge protection capacitor (downstream) 9 is started when the low-side driver drain voltage falls below a predetermined threshold. is there. The timing at which the driving of the low side driver 10 stops is terminated when the low side driver drain voltage falls below a predetermined threshold. Therefore, in the embodiment of FIG. 6, the low-side drain voltage threshold determination result 23 of the voltage detection circuit 15 is input to the logic circuit 31.
また、実施例１、実施例２との違いの一例としてロウサイドドライバ１０のアクティブクランプ回路を採用した例を示しているが、電磁負荷５に蓄積されているエネルギーの急速な移動手段をアクティブクランプ回路に限定するのもではない。 Further, as an example of the difference from the first embodiment and the second embodiment, an example is shown in which an active clamp circuit of the low-side driver 10 is adopted. However, an active clamp is used to rapidly move energy stored in the electromagnetic load 5. It is not limited to circuits.
次に本実施例の特徴例を、図７を用いて説明する。本実施例の構成は、コントロール信号２９がオフにより、コントロール信号２９の立下りでロウサイドドライバ駆動信号（アナログ）１１オフとなったのち、電磁負荷５の逆起電圧によりロウサイドドライバ１０はアクティブクランプ回路６１によりそのドレイン電圧４６が所定値を超えた場合に、ロウサイドドライバ１０のゲートに電流を供給して強制的に前記ゲート信号をハイとし、ロウサイドドライバ１０をオンにする。アクティブクランプによりロウサイドドライバがオンしている期間、ロウサイドドライバドレイン電圧４６は所定値にクランプされ、ノイズ・サージ用保護コンデンサ（下流）９はアクティブクランプ電圧に充電される。やがて電磁負荷５Ａのエネルギーがアクティブクランプ回路により消費されるとロウサイドドライバ１０のゲートがオフとなり、電流量調整回路２０によるノイズ・サージ用保護コンデンサ（下流）９の放電が行われロウサイドドライバドレイン電圧４６は低下し始める。電圧検出回路１５ではこの電圧を監視しており、ロウサイドドライバドレイン電圧４６が所定の第１の閾電圧４０４に低下するとロジック回路により、再度ロウサイドドライバ１０の駆動信号生成回路１２よりロウサイドドライバ駆動信号（アナログ）１１をオンすることで、ノイズ・サージ保護用コンデンサ（下流）９に充電された電荷を急速に放電するものである。そしてさらにロウサイドドライバドレイン電圧４６が所定の第２の閾電圧４０５に低下するとロウサイドドライバ駆動信号（アナログ）１１をオフさせる。 Next, a characteristic example of this embodiment will be described with reference to FIG. In the configuration of this embodiment, the low side driver 10 is activated by the back electromotive voltage of the electromagnetic load 5 after the control signal 29 is turned off and the low side driver drive signal (analog) 11 is turned off at the fall of the control signal 29. When the drain voltage 46 exceeds a predetermined value by the clamp circuit 61, a current is supplied to the gate of the low-side driver 10 to forcibly set the gate signal high, and the low-side driver 10 is turned on. While the low-side driver is turned on by active clamping, the low-side driver drain voltage 46 is clamped to a predetermined value, and the noise / surge protection capacitor (downstream) 9 is charged to the active clamp voltage. Eventually, when the energy of the electromagnetic load 5A is consumed by the active clamp circuit, the gate of the low-side driver 10 is turned off, and the noise / surge protection capacitor (downstream) 9 is discharged by the current amount adjusting circuit 20 and the low-side driver drain is discharged. The voltage 46 begins to drop. The voltage detection circuit 15 monitors this voltage, and when the low side driver drain voltage 46 drops to a predetermined first threshold voltage 404, the logic circuit again causes the low side driver 10 to drive the low side driver 10 from the drive signal generation circuit 12 of the low side driver 10. When the drive signal (analog) 11 is turned on, the charge charged in the noise / surge protection capacitor (downstream) 9 is rapidly discharged. When the low-side driver drain voltage 46 further decreases to a predetermined second threshold voltage 405, the low-side driver drive signal (analog) 11 is turned off.
これによりロウサイドドライバドレイン電圧４６、つまり電圧検出回路１５への入力電圧を急速に所定の一定値１０５に収束し、天絡の誤診断を防止している。 As a result, the low-side driver drain voltage 46, that is, the input voltage to the voltage detection circuit 15 is rapidly converged to a predetermined constant value 105, thereby preventing an erroneous diagnosis of a power fault.
図８と図９を使用して、本発明による内燃機関制御装置の第４の実施例を説明する。 A fourth embodiment of the internal combustion engine control apparatus according to the present invention will be described with reference to FIGS.
本実施例の構成は、電圧検出回路１５が電磁負荷５のハイサイド側に設けられているものである。そのため、電圧検出回路１５は電磁負荷５のハイサイド側に接続されている。またその結果は電流制御信号２４および診断回路２５へと接続されている。 In the configuration of this embodiment, the voltage detection circuit 15 is provided on the high side of the electromagnetic load 5. Therefore, the voltage detection circuit 15 is connected to the high side of the electromagnetic load 5. The result is connected to the current control signal 24 and the diagnostic circuit 25.
またノイズ・サージ保護用コンデンサ（上流）７の静電容量がノイズ・サージ保護用コンデンサ（下流）９に対し比較的小さい場合を想定している。この場合、コントロール信号２９がオフにより、コントロール信号２９の立下りでロウサイドドライバ駆動信号（アナログ）１１オフとなったのち、ノイズ・サージ保護用コンデンサ（下流）９には昇圧電圧が充電され、ノイズ・サージ保護用コンデンサ（上流）７には還流ダイオード２２によりマイナスの順電圧が放電される。しかし、その後回生電流８１Ｂが無くなると、ノイズ・サージ保護用コンデンサ（下流）９に充電された電荷の一部は電磁負荷５を介してノイズ・サージ保護用コンデンサ（上流）７に移動し、ノイズ・サージ保護用コンデンサ（上流）７は正の電圧に充電されてしまうことがある。そのため、ノイズ・サージ保護用コンデンサ（上流）７を放電するためにロウサイドドライバ１０をオンすることでノイズ・サージ保護用コンデンサ（上流）７に充電された電荷を、電磁負荷５およびロウサイドドライバ１０を介して急速に放電するものである。 Further, it is assumed that the capacitance of the noise / surge protection capacitor (upstream) 7 is relatively smaller than that of the noise / surge protection capacitor (downstream) 9. In this case, after the control signal 29 is turned off and the low side driver drive signal (analog) 11 is turned off at the fall of the control signal 29, the noise / surge protection capacitor (downstream) 9 is charged with the boost voltage, A negative forward voltage is discharged to the noise / surge protection capacitor (upstream) 7 by the return diode 22. However, when the regenerative current 81B disappears thereafter, a part of the charge charged in the noise / surge protection capacitor (downstream) 9 moves to the noise / surge protection capacitor (upstream) 7 via the electromagnetic load 5, and noise -The surge protection capacitor (upstream) 7 may be charged to a positive voltage. Therefore, by turning on the low-side driver 10 to discharge the noise / surge protection capacitor (upstream) 7, the electric charge charged in the noise / surge protection capacitor (upstream) 7 is changed to the electromagnetic load 5 and the low-side driver. 10 is rapidly discharged.
次に本実施例の特徴例を、図９を用いて説明する。本実施例の構成は、コントロール信号２９がオフにより、コントロール信号２９の立下りでロウサイドドライバ駆動信号（アナログ）１１オフとなったのち、ロジック回路３１では電磁負荷５の慣性電流８１Ｂが無くなる後を想定した、予め定めたタイミング４００に再度ロウサイドドライバ１０の駆動信号生成回路１２よりロウサイドドライバ駆動信号（アナログ）１１をオンすることで、ロウサイドドライバ１０を経由してグラウンドへ流れる電流を増加し、ノイズ・サージ保護用コンデンサ（下流）９に充電された電荷を急速に放電する。そして、ロジック回路３１では必要な放電が完了する、予め定めた放電期間後４０１にロウサイドドライバ駆動信号（アナログ）１１をオフさせる。 Next, a characteristic example of this embodiment will be described with reference to FIG. In the configuration of this embodiment, after the control signal 29 is turned off and the low-side driver drive signal (analog) 11 is turned off at the fall of the control signal 29, the logic circuit 31 loses the inertia current 81B of the electromagnetic load 5. When the low-side driver drive signal (analog) 11 is turned on again from the drive signal generation circuit 12 of the low-side driver 10 at a predetermined timing 400, the current flowing to the ground via the low-side driver 10 is assumed. The charge charged in the noise / surge protection capacitor (downstream) 9 increases rapidly. The logic circuit 31 turns off the low-side driver drive signal (analog) 11 after a predetermined discharge period 401 when necessary discharge is completed.
これにより電磁負荷上流電圧１０３、つまり電圧検出回路１５への入力電圧を急速に所定の一定値１０５に収束し、天絡の誤診断を防止している。 As a result, the electromagnetic load upstream voltage 103, that is, the input voltage to the voltage detection circuit 15 is rapidly converged to a predetermined constant value 105, thereby preventing an erroneous diagnosis of a power fault.
図１０と図１１を使用して、本発明による内燃機関制御装置の第５の実施例を説明する。 A fifth embodiment of the internal combustion engine control apparatus according to the present invention will be described with reference to FIGS.
本実施例の構成は、電圧検出回路１５が電磁負荷５のハイサイド側に設けられているものである。電磁負荷５遮断時にはノイズ・サージ保護コンデンサ（上流）７は電磁負荷の逆起電圧と電流還流ダイオード２２により電流クランプダイオードのクランプ電圧４０６の負の電圧に放電される。この場合、他の実施例とは逆に電流量調整回路２０のソース電流源２１の充電により所定電圧まで充電が行われるが、ハイサイドドライバ４をオンすることでノイズ・サージ保護コンデンサ（上流）７を急速に充電するものである。 In the configuration of this embodiment, the voltage detection circuit 15 is provided on the high side of the electromagnetic load 5. When the electromagnetic load 5 is cut off, the noise / surge protection capacitor (upstream) 7 is discharged to the negative voltage of the clamp voltage 406 of the current clamp diode by the back electromotive voltage of the electromagnetic load and the current return diode 22. In this case, contrary to the other embodiments, charging is performed up to a predetermined voltage by charging the source current source 21 of the current amount adjusting circuit 20, but by turning on the high side driver 4, a noise / surge protection capacitor (upstream) 7 is charged rapidly.
次に本実施例の特徴例を、図１１を用いて説明する。本実施例の構成は、コントロール信号２９がオフにより、コントロール信号２９の立下りでロウサイドドライバ駆動信号（アナログ）１１オフとなったのち、電磁負荷５の電磁負荷電流５Ａが昇圧回路３に回生電流８１Ｂとして戻るが、この電流が所定の閾電流値４０３に低下してから、再度ハイサイドドライバ４の駆動信号生成回路２８よりハイサイドドライバ駆動信号（アナログ）２７をオンすることでハイサイドドライバ４を経由してノイズ・サージ保護用コンデンサ（上流）７へ流入する電流を増加させ、ノイズ・サージ保護用コンデンサ（上流）７より放電された電荷を急速に充電するものである。そして、ロジック回路３１では必要な充電が完了する、予め定めた放電期間後４０１にハイサイドドライバ駆動信号（アナログ）２７をオフさせる。 Next, a characteristic example of the present embodiment will be described with reference to FIG. In the configuration of this embodiment, the control signal 29 is turned off, and the low-side driver drive signal (analog) 11 is turned off at the fall of the control signal 29. Then, the electromagnetic load current 5A of the electromagnetic load 5 is regenerated to the booster circuit 3. The current returns to the current 81B. After this current has dropped to a predetermined threshold current value 403, the high-side driver drive signal (analog) 27 is turned on again from the drive signal generation circuit 28 of the high-side driver 4 to turn on the high-side driver. The current flowing into the noise / surge protection capacitor (upstream) 7 via 4 is increased, and the electric charge discharged from the noise / surge protection capacitor (upstream) 7 is rapidly charged. The logic circuit 31 turns off the high-side driver drive signal (analog) 27 after a predetermined discharge period 401 when necessary charging is completed.
そのため、図１０の実施例では昇圧回路３に流れ込む回生電流を検出できるよう電流検出抵抗８１と電流検出回路８０を設ける。そして電流検出回路８０はその結果をロジック回路３１に入力する。 Therefore, in the embodiment of FIG. 10, a current detection resistor 81 and a current detection circuit 80 are provided so that the regenerative current flowing into the booster circuit 3 can be detected. The current detection circuit 80 inputs the result to the logic circuit 31.
これにより電磁負荷上流電圧１０３、つまり電圧検出回路１５への入力電圧を天地絡検出タイミング１１６となる前に急速に所定の一定値１０６に収束し、地絡の誤診断を防止している。ソース電流源２１のみにより充電した場合は、そのソース能力によっては電磁負荷５の駆動周期が短い場合では図１１の電磁負荷上流電圧４０７のように、次の駆動までに定常状態に収束できず前述の地絡を誤診断する可能性がある。この課題は、原理的には電流源２１のソース能力を向上させることで解決は図れるが、通常これらの機能は集積回路化されており、その能力向上には集積回路の規模拡大、ひいてはコストの増加を伴うという課題がある。 As a result, the electromagnetic load upstream voltage 103, that is, the input voltage to the voltage detection circuit 15, rapidly converges to a predetermined constant value 106 before the top-to-ground fault detection timing 116, thereby preventing a ground fault misdiagnosis. When the charging is performed only by the source current source 21, depending on the source capability, when the driving cycle of the electromagnetic load 5 is short, the electromagnetic load upstream voltage 407 in FIG. There is a possibility of misdiagnosis of the ground fault. In principle, this problem can be solved by improving the source capability of the current source 21, but these functions are usually integrated into an integrated circuit, and this capability can be improved by increasing the scale of the integrated circuit and, consequently, the cost. There is a problem of accompanying an increase.
なお、本実施例では、回生ダイオードと直列となる図１０に示す位置に電流検出手段の例として電流検出抵抗８１を設けたが、電流検出手段、検出素子の挿入場所を図１０のものに限定するものではない。 In the present embodiment, the current detection resistor 81 is provided as an example of the current detection means at the position shown in FIG. 10 in series with the regenerative diode. However, the current detection means and the insertion place of the detection element are limited to those shown in FIG. Not what you want.
また、ノイズ・サージ保護用コンデンサ（上流）７の急速充電手段として、ハイサイドドライバ４の駆動を利用した例を記載したが、例えばチョッピング駆動信号生成回路１０８を利用しても同様な効果が得られる。そのため、ノイズ・サージ保護用コンデンサ（上流）７の急速充電手段として、ハイサイドドライバ４の利用に限定するものではない。 In addition, as an example of using the driving of the high-side driver 4 as a quick charging means for the noise / surge protection capacitor (upstream) 7, the same effect can be obtained by using the chopping drive signal generation circuit 108, for example. It is done. Therefore, the use of the high side driver 4 is not limited to the quick charging means of the noise / surge protection capacitor (upstream) 7.
以上、本発明の実施例を説明したが、本発明は上記の実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に基づく範囲において、様々な変更が可能なものである。 As mentioned above, although the Example of this invention was described, this invention is not limited to said Example, A various change is possible in the range based on a claim.
本発明は、ガソリンや軽油等を燃料とする、自動車、オートバイ、農耕機、工機、船舶機等において、バッテリ電圧１あるいは昇圧したバッテリ電圧により、燃料噴射装置等の電磁負荷を駆動する内燃機関制御装置に関する。加えて、内燃機関のような駆動周期が変化する制御装置に関して、高い診断性能が必要な装置に適用される。 The present invention relates to an internal combustion engine that drives an electromagnetic load such as a fuel injection device by a battery voltage 1 or a boosted battery voltage in an automobile, a motorcycle, an agricultural machine, an industrial machine, a marine machine, etc. using gasoline or light oil as fuel. The present invention relates to a control device. In addition, the control device that changes the driving cycle, such as an internal combustion engine, is applied to a device that requires high diagnostic performance.
１ … バッテリ電圧、２ … 内燃機関制御装置、３ … 昇圧回路、４ … ハイサイドドライバ、５ … 電磁負荷、５ Ａ … 電磁負荷電流、６ … 逆流防止ダイオード、７ … ノイズ・サージ保護用コンデンサ（ 上流） 、８ … 電流回生ダイオード、９ … ノイズ・サージ保護用コンデンサ（ 下流） 、１０ … ロウサイドドライバ、１１ … ロウサイドドライバ駆動信号（ アナログ）、１２ … ロウサイドドライバ用の駆動信号生成回路、１３ … ロウサイドドライバ駆動信号（ ロジック） 、１４ … 診断フラグ信号、１５ … 電圧検出回路、１９ … シンク電流源、２０ … 電流量調整回路、２１ … ソース電流源、２２ … 電流還流ダイオード、２３ …ロウサイドドレイン電圧閾値判定結果、２４ … 電流源制御信号、２５ … 診断回路、２６ … ハイサイドドライバ駆動信号（ ロジック） 、２７ … ハイサイドドライバ駆動信号（ アナログ）、２８ … ハイサイドドライバ用の駆動信号生成回路、２９ … コントロール信号、３０ … マイクロプロセッサ、３１ … ロジック回路、３７ … 電源グランド、３９ … ロウサイドドライバゲート信号立ち下がりタイミング、４４… 地絡閾値、４６ … ロウサイドドライバドレイン電圧、４８ … ハイサイドドライバゲート信号立ち下がりタイミング、５３ … ロウサイドドライバ駆動信号立ち上がりタイミング、６１ … アクティブクランプ回路、８０ … 電流検出回路、８１ … 電流検出抵抗、８１Ａ … ハイサイド電流、８１Ｂ … 回生電流、８６ … 回生電流閾値判定結果、１００ … ピーク電流閾値、１０３ … 電磁負荷上流電圧、１０４ … 天絡閾値、１０５ … ロウサイドドライバドレイン電圧の一定値、１０６ … 電磁負荷上流電圧の一定値、１０８ … チョッピング駆動信号生成回路、１０９ … チョッピング駆動信号、１１６ … 天地絡検出タイミング、３００ … 跳ね上がり電圧、４００ … 電荷放電時のロウサイドドライバオンタイミング、４０１ … 電荷放電時のロウサイドドライバオン時間、４０２ … 電流量調整回路のみによる電荷放電時におけるロウサイドドライバドレイン電圧、４０３ … 回生電流閾電流値、４０４ … 電荷放電時のロウサイドドライバドレインオン閾電圧、４０５ … 電荷放電時のロウサイドドライバドレインオフ閾電圧、４０６ … 電流還流ダイオードのクランプ電圧、４４０７ … 電流量調整回路のみによる電荷充電時における電磁負荷上流電圧 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Battery voltage, 2 ... Internal combustion engine control device, 3 ... Boost circuit, 4 ... High side driver, 5 ... Electromagnetic load, 5A ... Electromagnetic load current, 6 ... Backflow prevention diode, 7 ... Noise / surge protection capacitor ( Upstream), 8 ... Current regeneration diode, 9 ... Noise / surge protection capacitor (downstream), 10 ... Low side driver, 11 ... Low side driver drive signal (analog), 12 ... Drive signal generation circuit for low side driver, DESCRIPTION OF SYMBOLS 13 ... Low side driver drive signal (logic), 14 ... Diagnostic flag signal, 15 ... Voltage detection circuit, 19 ... Sink current source, 20 ... Current amount adjustment circuit, 21 ... Source current source, 22 ... Current return diode, 23 ... Low side drain voltage threshold determination result, 24 ... current source control signal, 25 ... diagnostic circuit, 26 ... c Iside driver drive signal (logic), 27 ... High side driver drive signal (analog), 28 ... High side driver drive signal generation circuit, 29 ... Control signal, 30 ... Microprocessor, 31 ... Logic circuit, 37 ... Power supply Ground: 39 ... Low side driver gate signal fall timing, 44 ... Ground fault threshold, 46 ... Low side driver drain voltage, 48 ... High side driver gate signal fall timing, 53 ... Low side driver drive signal rise timing, 61 ... Active clamp circuit, 80 ... Current detection circuit, 81 ... Current detection resistor, 81A ... High side current, 81B ... Regenerative current, 86 ... Regenerative current threshold judgment result, 100 ... Peak current threshold, 103 ... Electromagnetic load upstream voltage, 104 ...Threshold value, 105 ... Constant value of low side driver drain voltage, 106 ... Constant value of upstream voltage of electromagnetic load, 108 ... Chopping drive signal generation circuit, 109 ... Chopping drive signal, 116 ... Earth fault detection timing, 300 ... Jumping voltage, 400 ... Low-side driver on timing during charge discharge, 401 ... Low-side driver on time during charge discharge, 402 ... Low-side driver drain voltage during charge discharge only by the current amount adjustment circuit, 403 ... Regenerative current threshold current value, 404 ... Low side driver drain on threshold voltage during charge discharge, 405 ... Low side driver drain off threshold voltage during charge discharge, 406 ... Current return diode clamp voltage, 4407 ... Electromagnetic during charge charge only by current amount adjustment circuit Load upstream power
Claims (9)
前記電磁負荷とグランドとの間に設けられた第二のスイッチ素子と、
前記第一のスイッチ素子および前記第二のスイッチ素子を駆動する駆動信号生成回路と、
前記電磁負荷と前記第一のスイッチ素子との間、または前記電磁負荷と前記第二のスイッチ素子との間、のいずれかの電圧を検出して回路故障を診断する診断回路と、
前記電磁負荷の前記第一のスイッチ素子側の一端とグランドとの間、または前記電磁負荷の前記第二のスイッチ素子側の一端とグランドとの間、の少なくとも一方に設けられたコンデンサと、を備え、
前記駆動信号生成回路は、前記第一のスイッチ素子と前記第二のスイッチ素子をオフして前記電磁負荷への通電電流を遮断するときに、前記第一のスイッチ素子または前記第二のスイッチ素子の一方をオンして前記電圧を定常状態に向けて収束制御し、
前記コンデンサは、少なくとも前記第一のスイッチ素子または前記第二のスイッチ素子のうち前記収束制御の際にオンされたスイッチ素子とグランドとの間に設けられ、
前記診断回路は、前記収束制御の後に、前記第一のスイッチ素子または前記第二のスイッチ素子のうち前記収束制御の際にオンされたスイッチ素子と前記電磁負荷との間の電圧に基づいて診断を行うことを特徴とする電磁負荷制御装置。 A first switch element provided between the power source and the electromagnetic load;
A second switch element provided between the electromagnetic load and the ground;
A drive signal generation circuit for driving the first switch element and the second switch element;
A diagnostic circuit for diagnosing a circuit failure by detecting a voltage between the electromagnetic load and the first switch element or between the electromagnetic load and the second switch element;
A capacitor provided on at least one of one end of the electromagnetic load on the first switch element side and the ground, or one end of the electromagnetic load on the second switch element side and the ground, Prepared,
When the drive signal generation circuit turns off the first switch element and the second switch element and cuts off the energization current to the electromagnetic load, the first switch element or the second switch element One of the two is turned on to control the convergence of the voltage toward a steady state,
The capacitor is provided between at least the first switch element or the second switch element that is turned on during the convergence control and the ground,
The diagnostic circuit performs a diagnosis based on a voltage between the switch element that is turned on during the convergence control and the electromagnetic load , after the convergence control, of the first switch element or the second switch element. The electromagnetic load control device characterized by performing.
前記電磁負荷制御装置は、前記駆動信号生成回路が前記第一のスイッチ素子と前記第二のスイッチ素子をオフして前記電磁負荷への通電電流を遮断するときに、前記電磁負荷と前記第一のスイッチ素子との間、または前記電磁負荷と前記第二のスイッチ素子との間、のいずれかの電圧を所定電圧に収束させる電圧調整回路を備えることを特徴とする電磁負荷制御装置。 The electromagnetic load control device according to claim 1,
When the drive signal generation circuit turns off the first switch element and the second switch element and cuts off the energization current to the electromagnetic load, the electromagnetic load control device An electromagnetic load control device comprising: a voltage adjustment circuit that converges a voltage between the switch element and the electromagnetic load and the second switch element to a predetermined voltage.
前記電磁負荷制御装置は、前記電磁負荷の前記第二のスイッチ素子側の一端とグランドとの間に前記コンデンサを備え、
前記駆動信号生成回路は、前記第一のスイッチ素子と前記第二のスイッチ素子をオフして前記電磁負荷への通電電流を遮断するときに、前記第二のスイッチ素子をオンすることを特徴とする電磁負荷制御装置。 The electromagnetic load control device according to claim 2,
The electromagnetic load control device includes the capacitor between one end of the electromagnetic load on the second switch element side and a ground,
The drive signal generation circuit is configured to turn on the second switch element when the first switch element and the second switch element are turned off to cut off an energization current to the electromagnetic load. Electromagnetic load control device.
前記電磁負荷制御装置は、前記電磁負荷の前記第一のスイッチ素子側の一端とグランドとの間に前記コンデンサを備え、
前記駆動信号生成回路は、前記第一のスイッチ素子と前記第二のスイッチ素子をオフして前記電磁負荷への通電電流を遮断するときに、前記第一のスイッチ素子をオンすることを特徴とする電磁負荷制御装置。 The electromagnetic load control device according to claim 2,
The electromagnetic load control device includes the capacitor between one end of the electromagnetic load on the first switch element side and a ground,
The drive signal generation circuit is configured to turn on the first switch element when the first switch element and the second switch element are turned off to cut off an energization current to the electromagnetic load. Electromagnetic load control device.
前記駆動信号生成回路が前記第一のスイッチ素子と前記第二のスイッチ素子をオフして前記電磁負荷への通電電流を遮断するときに、前記第一のスイッチ素子または前記第二のスイッチ素子をオンするタイミングを、前記電磁負荷への通電流遮断から所定時間後かつ次回の前記電磁負荷への通電開始前にすることを特徴とする電磁負荷制御装置。 The electromagnetic load driving device according to any one of claims 3 and 4,
When the drive signal generation circuit turns off the first switch element and the second switch element to cut off the energization current to the electromagnetic load, the first switch element or the second switch element The electromagnetic load control device characterized in that the turn-on timing is a predetermined time after the current flow is cut off to the electromagnetic load and before the start of energization to the electromagnetic load next time.
前記駆動信号生成回路が前記第一のスイッチ素子と前記第二のスイッチ素子をオフして前記電磁負荷への通電電流を遮断するときに、前記第一のスイッチ素子または前記第二のスイッチ素子をオンする条件が、前記電磁負荷への通電電流遮断後の慣性電流が所定値以下となることを特徴とする電磁負荷制御装置。 In the electromagnetic load driving device according to claim 3 or 4,
When the drive signal generation circuit turns off the first switch element and the second switch element to cut off the energization current to the electromagnetic load, the first switch element or the second switch element The electromagnetic load control device according to claim 1, wherein the inertial current after turning off the energization current to the electromagnetic load is a predetermined value or less.
前記駆動信号生成回路が前記第一のスイッチ素子と前記第二のスイッチ素子をオフして前記電磁負荷への通電電流を遮断するときに、前記第一のスイッチ素子または前記第二のスイッチ素子をオンする条件が、前記電磁負荷への通電電流遮断後に生じる前記電磁負荷の端子電圧と所定電圧との比較に基づくことを特徴とする電磁負荷制御装置。 In the electromagnetic load driving device according to claim 3 or 4,
When the drive signal generation circuit turns off the first switch element and the second switch element to cut off the energization current to the electromagnetic load, the first switch element or the second switch element The electromagnetic load control device according to claim 1, wherein the turn-on condition is based on a comparison between a terminal voltage of the electromagnetic load generated after interruption of an energization current to the electromagnetic load and a predetermined voltage.
前記駆動信号生成回路が前記第一のスイッチ素子と前記第二のスイッチ素子をオフして前記電磁負荷への通電電流を遮断するときに、前記第一のスイッチ素子または前記第二のスイッチ素子をオンした後オフするタイミングを、電磁負荷への通電遮断から所定時間後かつ次回の前期電磁負荷への通電開始前にすることを特徴とする電磁負荷制御装置。 In the electromagnetic load driving device according to claim 3 or 4,
When the drive signal generation circuit turns off the first switch element and the second switch element to cut off the energization current to the electromagnetic load, the first switch element or the second switch element An electromagnetic load control device characterized in that the turn-off timing is turned on after a predetermined time from the interruption of energization to the electromagnetic load and before the start of energization to the next previous electromagnetic load.
前記駆動信号生成回路が前記第一のスイッチ素子と前記第二のスイッチ素子をオフして前記電磁負荷への通電電流を遮断するときに、前記第一のスイッチ素子または前記第二のスイッチ素子をオンした後オフする条件が、前記電磁負荷への通電電流遮断後に生じる前記電磁負荷の端子電圧と所定電圧との比較に基づくことを特徴とする電磁負荷制御装置。 In the electromagnetic load driving device according to claim 3 or 4,
When the drive signal generation circuit turns off the first switch element and the second switch element to cut off the energization current to the electromagnetic load, the first switch element or the second switch element The electromagnetic load control device characterized in that the condition to turn off after being turned on is based on a comparison between a terminal voltage of the electromagnetic load generated after interruption of an energization current to the electromagnetic load and a predetermined voltage.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2013042497A JP6214882B2 (en) | 2013-03-05 | 2013-03-05 | Internal combustion engine control device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2013042497A JP6214882B2 (en) | 2013-03-05 | 2013-03-05 | Internal combustion engine control device |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2014171132A JP2014171132A (en) | 2014-09-18 |
| JP6214882B2 true JP6214882B2 (en) | 2017-10-18 |
Family
ID=51693207
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2013042497A Active JP6214882B2 (en) | 2013-03-05 | 2013-03-05 | Internal combustion engine control device |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP6214882B2 (en) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP6878936B2 (en) | 2017-02-10 | 2021-06-02 | 株式会社デンソー | Electronic control device |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH06204410A (en) * | 1993-01-08 | 1994-07-22 | Fuji Electric Co Ltd | Protection circuit for insulated-gate control transistor |
| JP3814958B2 (en) * | 1997-07-09 | 2006-08-30 | 日産自動車株式会社 | Semiconductor integrated circuit |
| JP3632385B2 (en) * | 1997-07-30 | 2005-03-23 | 株式会社デンソー | Inductive load drive circuit |
| JP3871168B2 (en) * | 1998-06-03 | 2007-01-24 | 株式会社日立製作所 | Engine fuel supply diagnostic apparatus, diagnostic method and fuel supply apparatus |
| JP4343380B2 (en) * | 2000-02-25 | 2009-10-14 | 株式会社日立製作所 | Solenoid drive circuit for fuel injection |
| JP4401183B2 (en) * | 2004-02-03 | 2010-01-20 | Ｎｅｃエレクトロニクス株式会社 | Semiconductor integrated circuit |
| JP2009071956A (en) * | 2007-09-12 | 2009-04-02 | Mitsubishi Electric Corp | Gate drive circuit |
| JP4648952B2 (en) * | 2008-01-22 | 2011-03-09 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | Internal combustion engine control device |
| JP5066227B2 (en) * | 2010-06-24 | 2012-11-07 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | Internal combustion engine control device |
-
2013
- 2013-03-05 JP JP2013042497A patent/JP6214882B2/en active Active
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2014171132A (en) | 2014-09-18 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP4648952B2 (en) | Internal combustion engine control device | |
| JP5055050B2 (en) | Internal combustion engine control device | |
| JP4474423B2 (en) | Internal combustion engine control device | |
| JP5470294B2 (en) | Injector drive circuit | |
| JP5023172B2 (en) | Solenoid valve drive circuit | |
| JP6105456B2 (en) | Solenoid valve drive | |
| JP5345230B2 (en) | Internal combustion engine control device | |
| JP5300787B2 (en) | Internal combustion engine control device | |
| JP5821907B2 (en) | Fuel injection valve control device | |
| JP2017210936A (en) | Fault diagnosis equipment for electromagnetic load driving circuit | |
| JP2012127194A (en) | Internal combustion engine control device | |
| JP4876174B2 (en) | Internal combustion engine control device | |
| JP2014060266A (en) | Solenoid valve drive device | |
| JP2014225780A (en) | Load drive device | |
| US11441505B2 (en) | Injection control device | |
| JP5066227B2 (en) | Internal combustion engine control device | |
| JP7294116B2 (en) | Injection control device | |
| JP6214882B2 (en) | Internal combustion engine control device | |
| JP5539177B2 (en) | Electromagnetic load control device | |
| JP6095001B2 (en) | Injector control device | |
| JP6575333B2 (en) | Fuel injection control device | |
| JP7238756B2 (en) | Injection control device | |
| JP5829131B2 (en) | Drive control device for fuel injection valve | |
| JP6022909B2 (en) | Electromagnetic load control device |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20151014 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20151014 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20160609 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20160621 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20160822 |
|
| RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 Effective date: 20170116 |
|
| RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 Effective date: 20170123 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20170131 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20170330 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20170822 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20170920 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 6214882 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| S533 | Written request for registration of change of name |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313533 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |