JP6008079B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、並列接続されたチョッパ回路から構成される電力変換装置に関する。

図１３に示すように、直流電力の変換に一般的に多く用いられる電力変換装置１は、直流電源２から入力した電圧Ｖinを電圧Ｖoutまで昇圧して負荷３に出力する。この場合、複数のチョッパ回路を並列接続した上で、各相をインターリーブで駆動することにより、入出力の電流に含まれるリップルを大きく減らすことができる利点がある。これは、インターリーブ駆動により、各相の入出力リップルの基本波成分を互いに打ち消すことができるためである。このような特徴から、並列接続されたインターリーブ駆動のチョッパ回路は、電源電圧の平滑性能が必要となる用途に多用されている。

インターリーブ駆動を利用することで、リップルの低減以外にも利点を得ることができる。その一例として、ターンオフ時にスナバコンデンサに蓄積されたエネルギーを回生可能なターンオフスナバ回路を簡便に実現できることが挙げられる。その具体的な構成は、例えば特許文献１に記載されている。

ターンオフスナバ回路は、スイッチング素子のターンオフ時にその両端の電位差の変化を抑制する回路である。電位差の急激な変化を抑制することにより、スイッチング素子の端子間に瞬間的に発生する過大な電圧（電圧サージ）が抑えられる。これにより、電圧サージによるスイッチング素子への電圧ストレスを防止でき、電力変換装置の信頼性を向上させることができる。

しかしながら、一般のターンオフスナバ回路は、スイッチング素子がオンしたときに、スナバ回路に蓄積されていたエネルギーを消費するため、損失が生じ効率悪化につながり易いという問題がある。そこで、電力変換装置の信頼性と効率を両立させるため、スナバ回路に蓄積されたエネルギーを低損失で電源または出力に移すことのできる回生可能なターンオフスナバ回路が求められている。なお、以下の説明では、スナバ回路に蓄積されたエネルギーを電源側に移すことは勿論、出力側に移すことも回生と称す。

図１４は、特許文献１に記載された電力変換装置の構成図である。この電力変換装置４は、図１３に示した電力変換装置１に対して２つのダイオードＤｘ１、Ｄｘ２と１つのコンデンサＣｘを追加することにより実現できる。図１５は、ＭＯＳトランジスタＱ１、Ｑ２のゲート信号Ｓ１、Ｓ２、ダイオードＤ１、Ｄ２のアノード電圧ＶＤ１、ＶＤ２、コンデンサＣｘに流れる電流ｉcxの波形を示している。

この電力変換装置４では、２つのチョッパ回路を構成するＭＯＳトランジスタＱ１、Ｑ２は交互に等しい期間だけオンする。すなわち、ＭＯＳトランジスタＱ１、Ｑ２のうち一方のＭＯＳトランジスタがオフする時に、他方のＭＯＳトランジスタがオンする関係となる。従って、ＭＯＳトランジスタＱ１またはＱ２がオフする時に、コンデンサＣｘの両端が当該オフするＭＯＳトランジスタのドレイン・ソース間と電気的に接続された状態となり、当該ＭＯＳトランジスタの両端の電位差の急激な立ち上がりを抑制することができる。このとき、コンデンサＣｘには電荷が充電される。

コンデンサＣｘに蓄えられたエネルギーは、当該ＭＯＳトランジスタのオフ期間中に、リアクトルＬ１またはＬ２とコンデンサＣｘとの共振によって直流電源２に回生される。このため、次に当該ＭＯＳトランジスタがオンしても、コンデンサＣｘが短絡することによるエネルギー損失が発生しない。すなわち、回生可能なターンオフスナバ回路として機能する。

特開平７−２６４８４４号公報

しかしながら、特許文献１に記載された電力変換装置には次の２点の問題がある。
（１）並列接続されたチョッパ回路の対称性から、ＭＯＳトランジスタＱ１、Ｑ２のデューティ比が５０％でなくてはならず、昇圧比は２に固定される。
（２）リアクトルＬ１、Ｌ２の電流が０以下に低下する期間が必要であるため、チョッパ回路は電流境界モードで駆動することが必要である。しかし、電流境界モードは、出力電力が大きくなるにつれてリアクトルＬ１、Ｌ２のリップル電流が増大する特徴があるため、入力電流のリップルが増大し易く並列接続の利点を損なう恐れがある。

これら２点の問題のため、特許文献１記載の電力変換装置を適用できる用途は非常に限定されたものとなる。
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、並列接続された複数のチョッパ回路が広範な昇圧比および電流連続モードで動作してもスナバエネルギーを回生することができるターンオフスナバ回路を備えた電力変換装置を提供することにある。

請求項１に記載した電力変換装置は、半導体スイッチが中間ノードを挟んで直列に接続され、その中間ノードに磁気部品の巻線が接続されて構成される複数のチョッパ回路が、高電位側電源線と低電位側電源線との間に並列に接続された双方向チョッパ装置である。この構成は、昇圧型、降圧型（ダイオード整流方式、同期整流方式）、極性反転型、昇降圧型などの種々のチョッパ装置に適用できる。この構成において、各チョッパ回路の半導体スイッチを好ましくは１８０°の位相差で、或いは少なくとも０°に近い位相差を除いてオン・オフさせれば、並列接続された各チョッパ回路の入出力リップルの基本波成分が打ち消しあうので、入出力の電流リップルを低減することができる。

これら複数のチョッパ回路のうちの１つを第１チョッパ回路、他の１つを第２チョッパ回路として組み合わせたときの１組以上について、それぞれ第１ターンオフスナバ回路および第２ターンオフスナバ回路の何れか一方または両方を備えている。これら第１ターンオフスナバ回路と第２ターンオフスナバ回路は、それぞれ第１要素、第２要素、第３要素を備えている。

第１ターンオフスナバ回路の第１要素は、第１チョッパ回路の中間ノードと当該第１ターンオフスナバ回路の内部ノードとの間に設けられ、第１チョッパ回路の中間ノードから当該内部ノードに向かう一方向にのみ電流を流すことができる。第２要素は、当該第１ターンオフスナバ回路の内部ノードと第２チョッパ回路の中間ノードとの間に設けられ、電荷を蓄積可能である。第３要素は、当該第１ターンオフスナバ回路の内部ノードと高電位側電源線との間に設けられ、当該内部ノードから高電位側電源線に向かう一方向にのみ電流を流すことができる。

本電力変換装置は、第１チョッパ回路の低電位側の半導体スイッチがターンオフする時に第２チョッパ回路の低電位側の半導体スイッチがオンしている動作モードで動作する。これにより、第１ターンオフスナバ回路は、第１、第２チョッパ回路の低電位側の半導体スイッチがターンオフする時に生じるサージ電圧を抑制するとともに、第２要素に蓄積されたスナバエネルギーを電源側または出力側に回生することができる。

すなわち、第１チョッパ回路の低電位側の半導体スイッチがターンオフすると、その中間ノードに接続された磁気部品の巻線に流れていた電流は、当該中間ノードから第１ターンオフスナバ回路の第１要素、第２要素を介して第２チョッパ回路の低電位側の半導体スイッチに流れる。これに伴う第２要素の充電により、第１チョッパ回路の低電位側の半導体スイッチの急激な電圧上昇が抑えられる。

一方、第２チョッパ回路の低電位側の半導体スイッチがターンオフすると、その中間ノードに接続された磁気部品の巻線に流れていた電流は、当該中間ノードから第１ターンオフスナバ回路の第２要素、第３要素を介して高電位側電源線に流れる。このときの第２要素の放電により、第２チョッパ回路の低電位側の半導体スイッチの急激な電圧上昇が抑えられるとともに、第１ターンオフスナバ回路に蓄積されたエネルギーを無損失または低損失で回生することができる。

第２ターンオフスナバ回路の第１要素は、第１チョッパ回路の中間ノードと当該第２ターンオフスナバ回路の内部ノードとの間に設けられ、当該内部ノードから第１チョッパ回路の中間ノードに向かう一方向にのみ電流を流すことができる。第２要素は、当該第２ターンオフスナバ回路の内部ノードと第２チョッパ回路の中間ノードとの間に設けられ、電荷を蓄積可能である。第３要素は、当該第２ターンオフスナバ回路の内部ノードと低電位側電源線との間に設けられ、低電位側電源線から当該内部ノードに向かう一方向にのみ電流を流すことができる。

本電力変換装置は、第１チョッパ回路の高電位側の半導体スイッチがターンオフする時に第２チョッパ回路の高電位側の半導体スイッチがオンしている動作モードで動作する。これにより、第２ターンオフスナバ回路は、第１、第２チョッパ回路の高電位側の半導体スイッチがターンオフする時に生じるサージ電圧を抑制するとともに、第２要素に蓄積されたスナバエネルギーを電源側または出力側に回生することができる。

すなわち、第１チョッパ回路の高電位側の半導体スイッチがターンオフすると、第２チョッパ回路の高電位側の半導体スイッチから第２ターンオフスナバ回路の第２要素、第１要素を介して第１チョッパ回路の中間ノードに接続された磁気部品の巻線に電流が流れる。これに伴う第２要素の充電により、第１チョッパ回路の高電位側の半導体スイッチの急激な電圧上昇が抑えられる。

一方、第２チョッパ回路の高電位側の半導体スイッチがターンオフすると、低電位側電源線から第２ターンオフスナバ回路の第３要素、第２要素を介して第２チョッパ回路の中間ノードに接続された磁気部品の巻線に電流が流れる。このときの第２要素の放電により、第２チョッパ回路の高電位側の半導体スイッチの急激な電圧上昇が抑えられるとともに、第２ターンオフスナバ回路に蓄積されたエネルギーを無損失または低損失で回生することができる。

第１、第２ターンオフスナバ回路は、並列接続された第１、第２チョッパ回路が昇圧比２以外の昇圧比または降圧比２以外の降圧比でスイッチング動作してもスナバエネルギーを回生可能である。また、第１、第２チョッパ回路が電流境界モードのみならず電流連続モードで動作した場合でも、スナバエネルギーを回生可能である。

請求項２に記載した手段によれば、第１、第２チョッパ回路のそれぞれについて、第１要素は、ダイオードまたは逆阻止性を有するスイッチから構成されている。第２要素には半導体スイッチのスイッチングに応じて双方向の電流が流れるので、第２要素は、コンデンサまたはコンデンサと逆導通性を有するスイッチとの直列接続回路から構成されている。第３要素は、ダイオードまたは逆阻止性を有するスイッチから構成されている。

スイッチを設ける理由は次のようなものである。すなわち、スイッチがない場合には第１ターンオフスナバ回路の第２要素に電荷が蓄積されているときに第２チョッパ回路の高電位側の半導体スイッチがオンすると、当該半導体スイッチを介して第２要素が短絡されて損失が生じる。また、同様に、第２ターンオフスナバ回路の第２要素に電荷が蓄積されているときに第２チョッパ回路の低電位側の半導体スイッチがオンすると、当該半導体スイッチを介して第２要素が短絡され損失が生じる。従って、このような場合が起こる際には上記ターンオフスナバ回路内のスイッチをオフすることにより、第２要素への充電または放電が阻止されるので、スナバエネルギーの損失の発生を防止できる。

請求項３に記載した手段によれば、逆阻止性を有するスイッチは、ダイオードと逆導通性を有する半導体スイッチの直列接続回路から構成されている。逆導通性を有するスイッチは、逆導通性を有する半導体スイッチから構成されている。

請求項４に記載した手段によれば、第２要素がコンデンサと逆導通性を有するスイッチとの直列接続回路から構成されている場合、その逆導通性を有するスイッチは、オフの状態において第２要素と第３要素とからなる電流経路において何れの向きにも電流が流れないように設けられている。

請求項５に記載した手段によれば、第１ターンオフスナバ回路および第２ターンオフスナバ回路は、それぞれ第１要素、第２要素および第３要素を合わせた中に１つのスイッチ回路を備えている。１つのスイッチ回路を備えていれば、第２要素への充電および放電のうち少なくとも一方が阻止されるので、スナバエネルギーの損失の発生を防止できる。また、回路構成およびスイッチ回路の制御を簡単化できる。

請求項６に記載した手段によれば、第１ターンオフスナバ回路の第２要素が、コンデンサと逆導通性を有するスイッチとの直列接続回路から構成される場合、その逆導通性を有するスイッチの一端は第２チョッパ回路の中間ノードに接続されている。これにより、第２チョッパ回路の高電位側の半導体スイッチと逆導通性を有するスイッチは共通の駆動電源を用いることができ、駆動回路の構成を簡単化できる。

第２ターンオフスナバ回路の第１要素が逆阻止性の半導体スイッチもしくはダイオードと逆導通性を有する半導体スイッチの直列接続回路から構成される場合、その半導体スイッチの一端は第１チョッパ回路の中間ノードに接続されている。これにより、第１チョッパ回路の高電位側の半導体スイッチと逆導通性を有する半導体スイッチは共通の駆動電源を用いることができ、駆動回路の構成を簡単化できる。

請求項７に記載した手段によれば、第１ターンオフスナバ回路のスイッチ回路は、第１チョッパ回路および第２チョッパ回路の各半導体スイッチがそれぞれターンオフするときに磁気部品の巻線から各中間ノードに電流が流れ込む場合を除きオフに制御される。第２ターンオフスナバ回路のスイッチ回路は、第１チョッパ回路および第２チョッパ回路の各半導体スイッチがそれぞれターンオフするときに各中間ノードから磁気部品の巻線に電流が流れ出す場合を除きオフに制御される。この制御により、スナバエネルギーの損失の発生を防止でき、第１、第２ターンオフスナバ回路に蓄積されたエネルギーを無損失または低損失で回生することができる。

請求項８に記載した電力変換装置は、ダイオードと半導体スイッチが逆向きの通電方向となるように中間ノードを挟んで直列に接続され、その中間ノードに磁気部品の巻線が接続されて構成される複数のチョッパ回路が、高電位側電源線と低電位側電源線との間に高電位側にダイオードが配されるように並列に接続された単方向チョッパ装置である。これら複数のチョッパ回路のうちの１つを第１チョッパ回路、他の１つを第２チョッパ回路として組み合わせたときの１組以上について、それぞれ請求項１記載のものと同様の構成を持つ第１ターンオフスナバ回路を備えている。

本電力変換装置は、第１チョッパ回路の半導体スイッチがターンオフする時に第２チョッパ回路の半導体スイッチがオンしている動作モードで動作する。これにより、第１ターンオフスナバ回路は、第１、第２チョッパ回路の低電位側の半導体スイッチがターンオフする時に生じるサージ電圧を抑制するとともに、第２要素に蓄積されたスナバエネルギーを無損失または低損失で回生することができる。

請求項９に記載した電力変換装置は、ダイオードと半導体スイッチが逆向きの通電方向となるように中間ノードを挟んで直列に接続され、その中間ノードに磁気部品の巻線が接続されて構成される複数のチョッパ回路が、高電位側電源線と低電位側電源線との間に低電位側にダイオードが配されるように並列に接続された単方向チョッパ装置である。これら複数のチョッパ回路のうちの１つを第１チョッパ回路、他の１つを第２チョッパ回路として組み合わせたときの１組以上について、それぞれ請求項１記載のものと同様の構成を持つ第２ターンオフスナバ回路を備えている。

本電力変換装置は、第１チョッパ回路の半導体スイッチがターンオフする時に第２チョッパ回路の半導体スイッチがオンしている動作モードで動作する。これにより、第２ターンオフスナバ回路は、第１、第２チョッパ回路の高電位側の半導体スイッチがターンオフする時に生じるサージ電圧を抑制するとともに、第２要素に蓄積されたスナバエネルギーを無損失または低損失で回生することができる。

これら請求項８、９記載の第１、第２ターンオフスナバ回路は、並列接続された第１、第２チョッパ回路が昇圧比２以外の昇圧比または降圧比２以外の降圧比でスイッチング動作してもスナバエネルギーを回生可能である。また、第１、第２チョッパ回路が電流境界モードのみならず電流連続モードや電流不連続モードで動作した場合でも、スナバエネルギーを回生可能である。

請求項１０に記載した手段によれば、第１チョッパ回路と第２チョッパ回路のうち少なくとも一方のチョッパ回路は、ダイオードに替えて半導体スイッチを備えている。
請求項１１に記載した手段によれば、第１要素および第３要素はダイオードから構成され、第２要素はコンデンサから構成されている。

本発明の第１の実施形態を示す単方向昇圧コンバータの構成図 昇圧比が２以上の場合の動作波形図 昇圧比が２未満の場合の動作波形図 ターンオフ時の電流経路を示す図 本発明の第２の実施形態を示す単方向降圧コンバータの構成図 降圧比が２以下の場合の動作波形図 本発明の第３の実施形態を示す図１相当図 ゲート信号の波形図 本発明の第４の実施形態を示す双方向コンバータの構成図 要素３にスイッチ回路を含む図９相当図 要素２にスイッチ回路を含む図９相当図 本発明の第５の実施形態を示す図９相当図 従来技術を示す単方向昇圧コンバータの基本構成図 ターンオフスナバ回路を備えた単方向昇圧コンバータの構成図 動作波形図

以下、図面を参照しながら実施形態を説明する。各実施形態において実質的に同一部分には同一符号を付して説明を省略する。また、ダイオードの順方向電圧およびＩＧＢＴのオンしている際のコレクタ・エミッタ間電圧は小さいので近似的にゼロとして説明する。

（第１の実施形態）
以下、本発明の第１の実施形態について図１ないし図４を参照しながら説明する。
図１に示す単方向の昇圧コンバータ１１は、直流電源２から入力した電圧Ｖinをより高い電圧Ｖoutまで昇圧し、高電位側電源線１２と低電位側電源線１３を介して負荷３に対し出力する電力変換装置である。低電位側電源線１３はグランド線である。入力電源線１４と低電位側電源線１３との間には入力コンデンサＣｉが接続されており、高電位側電源線１２と低電位側電源線１３との間には出力コンデンサＣｏが接続されている。

高電位側電源線１２と低電位側電源線１３との間には、同一構成を有する２つのチョッパ回路１５、１６が並列に接続されている。第１チョッパ回路１５は、ダイオードＤ１、ＩＧＢＴＱ１およびリアクトルＬ１から構成されている。ダイオードＤ１とＩＧＢＴＱ１は、中間ノードｎ１を挟んで高電位側電源線１２と低電位側電源線１３との間に直列に接続されている。リアクトルＬ１は、中間ノードｎ１と入力電源線１４との間に接続されている。

第２チョッパ回路１６は、ダイオードＤ２、ＩＧＢＴＱ２およびリアクトルＬ２から構成されている。ダイオードＤ２とＩＧＢＴＱ２は、中間ノードｎ２を挟んで高電位側電源線１２と低電位側電源線１３との間に直列に接続されている。リアクトルＬ２は、中間ノードｎ２と入力電源線１４との間に接続されている。ここで、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ２は半導体スイッチに相当し、それぞれ同一パッケージ内に逆並列ダイオードＤp1、Ｄp2が設けられている。リアクトルＬ１、Ｌ２は磁気部品に相当する。

この昇圧コンバータ１１は、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ２がターンオフする時のサージ電圧を抑えるため、第１要素であるダイオードＤａ１、第２要素であるコンデンサＣａおよび第３要素であるダイオードＤａ２からなる第１ターンオフスナバ回路１７を備えている。ダイオードＤａ１は、第１チョッパ回路１５の中間ノードｎ１とターンオフスナバ回路１７の内部ノードｎ３との間に接続されており、中間ノードｎ１から内部ノードｎ３に向かう一方向にのみ電流を流す。コンデンサＣａは、内部ノードｎ３と第２チョッパ回路１６の中間ノードｎ２との間に接続されている。ダイオードＤａ２は、内部ノードｎ３と高電位側電源線１２との間に接続されており、内部ノードｎ３から高電位側電源線１２に向かう一方向にのみ電流を流す。

次に、図２ないし図４を参照しながら本実施形態の作用を説明する。昇圧コンバータ１１は、出力電圧Ｖoutが目標電圧に等しくなるようにＰＷＭ制御を行い、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ２のゲート信号Ｓ１、Ｓ２のデューティ比を制御する。昇圧比Ｖout／Ｖinとデューティ比Ｄとの関係は（１）式のようになる。すなわち、昇圧比が大きくなるに従ってデューティ比は大きくなり、昇圧比が２のときにデューティ比は５０％となる。
Ｄ＝（Ｖout−Ｖin）／Ｖout＝１−１／（Ｖout／Ｖin） …（１）

ゲート信号Ｓ１、Ｓ２のデューティ比は等しく制御されるが、リアクトルＬ１に流れる電流ＩL1とリアクトルＬ２に流れる電流ＩL2との電流バランスをとる必要がある。そこで、実際の制御では、リアクトルＬ１に流れる平均電流ＩL1(mean)とリアクトルＬ２に流れる平均電流ＩL2(mean)とが等しくなるように、ゲート信号Ｓ１、Ｓ２のデューティ比を調整している。

昇圧コンバータ１１は、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ２のオフ期間が極力重ならないように相補的にオン・オフ動作させる。これにより、並列接続されたチョッパ回路１５、１６の入出力リップルの基本波成分が打ち消しあい、入出力の電流リップルが低減する。

さらに、ターンオフスナバ回路１７を機能させるためには、ゲート信号Ｓ１がＨレベルからＬレベルに変化（ＩＧＢＴＱ１がターンオフ）する時にゲート信号Ｓ２がＨレベル（ＩＧＢＴＱ２がオン）の状態となるように、ゲート信号Ｓ１、Ｓ２を制御する必要がある。昇圧比（Ｖout／Ｖin）が２以上であるときはデューティ比が５０％以上になるので、ゲート信号Ｓ１、Ｓ２を１８０°の位相差に設定することにより本条件を満たすことができる。

一方、昇圧比が２未満であるときには、デューティ比が５０％未満になるので、上記条件を満たすにはゲート信号Ｓ１、Ｓ２の位相差を１８０°より小さく設定する必要がある。この場合、デューティ比が小さくなるほど位相差は１８０°に対し小さくなる。そして、昇圧比が著しく１に接近すると、位相差が０°に近づき電流リップルの低減効果を十分に得ることができなくなる。従って、昇圧比が１に近い場合すなわちデューティ比が０に近い場合には、むしろゲート信号Ｓ１、Ｓ２の位相差を十分に確保し、結果としてターンオフスナバ回路１７を機能させない制御も選択し得る。

ターンオフスナバ回路１７が機能しないと、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ２に電圧サージが発生することが懸念される。しかし、昇圧比が１に近い場合には出力電圧Ｖoutそのものが低いので、これに電圧サージが重畳してもＩＧＢＴＱ１、Ｑ２への電圧ストレスは大きくならない。従って、昇圧比が１に近い場合に位相差の確保を優先してターンオフスナバ回路１７を機能させなくても、ターンオフスナバ回路１７の利点を損ねることにはならない。

以上の考察を踏まえ、昇圧比２以上（位相差１８０°）の場合と、昇圧比が２未満（位相差１８０°未満）の場合について、それぞれターンオフスナバ回路１７の動作を説明する。図２は昇圧比が２以上の場合の動作波形、図３は昇圧比が２未満の場合の動作波形である。Ｖn1、Ｖn2、Ｖn3はそれぞれノードｎ１、ｎ２、ｎ３の電圧であり、ＶcaはＶn3−Ｖn2で表されるコンデンサＣａの電圧である。

図２において、ゲート信号Ｓ１、Ｓ２は１８０°の位相差を有している。ゲート信号Ｓ１、Ｓ２がＨレベルの期間（時刻ｔ１〜ｔ２）では、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ２がオンしており、直流電源２からリアクトルＬ１とＩＧＢＴＱ１を介した経路並びにリアクトルＬ２とＩＧＢＴＱ２を介した経路でリアクトル電流ＩL1、ＩL2が増加する。このとき、コンデンサＣａの電荷はゼロである。

時刻ｔ２でゲート信号Ｓ１がＬレベルになると、ＩＧＢＴＱ１がターンオフする。このとき、図４（ａ）に示すように、リアクトルＬ１から中間ノードｎ１、ダイオードＤａ１、内部ノードｎ３、コンデンサＣａ、中間ノードｎ２、ＩＧＢＴＱ２の経路で電流が流れコンデンサＣａが充電される（期間ＴＡ）。これによりＩＧＢＴＱ１のコレクタ・エミッタ間の電圧Ｖn1の急激な立ち上がりが抑制される。やがてコンデンサＣａの電圧Ｖcaが出力電圧Ｖoutにまで充電されると、電圧Ｖn1も出力電圧Ｖoutに等しくなり、リアクトルＬ１から中間ノードｎ１、ダイオードＤ１、高電位側電源線１２を介して負荷３に電流が流れる。

時刻ｔ３でゲート信号Ｓ１がＨレベルになると、ＩＧＢＴＱ１がターンオンする。このとき電圧Ｖn1は０Ｖまで低下するが、ダイオードＤａ１が逆バイアスとなるのでコンデンサＣａの電荷は保持される。

時刻ｔ４でゲート信号Ｓ２がＬレベルになると、ＩＧＢＴＱ２がターンオフする。このとき、図４（ｂ）に示すように、リアクトルＬ２から中間ノードｎ２、コンデンサＣａ、内部ノードｎ３、ダイオードＤａ２、高電位側電源線１２の経路で電流が流れコンデンサＣａが放電される（期間ＴＢ）。これによりＩＧＢＴＱ２のコレクタ・エミッタ間の電圧Ｖn2の急激な立ち上がりが抑制される。やがてコンデンサＣａの電圧Ｖcaが０Ｖにまで放電されると、電圧Ｖn2は出力電圧Ｖoutに等しくなり、リアクトルＬ２から中間ノードｎ２、ダイオードＤ２、高電位側電源線１２を介して負荷３に電流が流れる。

図３に示すゲート信号Ｓ１、Ｓ２は、１８０°よりも小さい位相差を有している。時刻ｔ５からｔ６の期間および期間ＴＣの動作は、図２に示す時刻ｔ１からｔ２の期間および期間ＴＡの動作と同じである。時刻ｔ７でゲート信号Ｓ２がＬレベルになると、ＩＧＢＴＱ２がターンオフする。図４（ｃ）に示す期間ＴＤにおける第１チョッパ回路１５の電流経路は、図４（ｂ）に示す期間ＴＢにおける電流経路と異なるが、期間ＴＢと同様にリアクトルＬ２から中間ノードｎ２、コンデンサＣａ、内部ノードｎ３、ダイオードＤａ２、高電位側電源線１２の経路で電流が流れコンデンサＣａが放電される。これによりＩＧＢＴＱ２のコレクタ・エミッタ間の電圧Ｖn2の急激な立ち上がりが抑制され、やがてコンデンサＣａの電圧Ｖcaが０Ｖにまで放電される。

以上説明したように、本実施形態の昇圧コンバータ１１は、並列接続された２相のチョッパ回路１５、１６を相補的にオン・オフ動作させるので、入出力の電流リップルを低減できる。昇圧コンバータ１１は、これら２つのチョッパ回路１５、１６に共通するターンオフスナバ回路１７を備えている。このターンオフスナバ回路１７は、チョッパ回路１５、１６の１周期の間に、第１チョッパ回路１５のターンオフでコンデンサＣａの充電を行い、第２チョッパ回路１６のターンオフでコンデンサＣａの放電を行う。

これにより、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ２のターンオフ時の急激な電圧変化を抑制でき、昇圧コンバータ１１の信頼性を高め、ＥＭＩを低減することができる。コンデンサＣａへの充放電はダイオードやＩＧＢＴ等での損失を除き無損失で行われ、コンデンサＣａに蓄えられたスナバエネルギーは負荷３に回生される。従って、回生可能なターンオフスナバ回路１７を実現でき、昇圧コンバータ１１の効率を高めることができる。

ターンオフスナバ回路１７は、図１４に示した従来構成とは異なり、昇圧比２の駆動条件に限定されず、昇圧比１の近傍を除いて広範な昇圧比において動作することができる。また、図２、図３に示した波形図からも分かるように、リアクトルＬ１、Ｌ２の電流が連続する電流連続モードにおいても動作することができる。さらに、図４（ｂ）、（ｃ）から分かるように、第１チョッパ回路１５のリアクトル電流は、ターンオフスナバ回路１７の動作に無関係である。従って、期間ＴＢ、期間ＴＤにおいて、第１チョッパ回路１５のリアクトル電流がゼロである場合にもターンオフスナバ回路１７は動作する。すなわち、ターンオフスナバ回路１７は、電流不連続モードにおいても正常に動作する。

（第２の実施形態）
次に、第２の実施形態について図５および図６を参照しながら説明する。図５に示す単方向の降圧コンバータ２１は、例えば直流モータからなる負荷３が発電した電圧Ｖoutを入力して電圧Ｖinまで降圧し、例えばバッテリからなる直流電源２を充電する電力変換装置である。

高電位側電源線１２と低電位側電源線１３との間には、同一構成を有する２つのチョッパ回路２２、２３が並列に接続されている。第１チョッパ回路２２は、ＩＧＢＴＱ３、ダイオードＤ３およびリアクトルＬ１から構成されている。ＩＧＢＴＱ３とダイオードＤ３は、中間ノードｎ１を挟んで高電位側電源線１２と低電位側電源線１３との間に直列に接続されている。リアクトルＬ１は、中間ノードｎ１と入力電源線１４との間に接続されている。

第２チョッパ回路２３は、ＩＧＢＴＱ４、ダイオードＤ４およびリアクトルＬ２から構成されている。ＩＧＢＴＱ４とダイオードＤ４は、中間ノードｎ２を挟んで高電位側電源線１２と低電位側電源線１３との間に直列に接続されている。リアクトルＬ２は、中間ノードｎ２と入力電源線１４との間に接続されている。ここで、ＩＧＢＴＱ３、Ｑ４は半導体スイッチに相当し、それぞれ同一パッケージ内に逆並列ダイオードＤp3、Ｄp4が設けられている。

この降圧コンバータ２１は、ＩＧＢＴＱ３、Ｑ４がターンオフする時のサージ電圧を抑えるため、第１要素であるダイオードＤｂ１、第２要素であるコンデンサＣｂおよび第３要素であるダイオードＤｂ２からなる第２ターンオフスナバ回路２４を備えている。ダイオードＤｂ１は、第１チョッパ回路２２の中間ノードｎ１と第２ターンオフスナバ回路２４の内部ノードｎ４との間に接続されており、内部ノードｎ４から中間ノードｎ１に向かう一方向にのみ電流を流す。コンデンサＣｂは、内部ノードｎ４と第２チョッパ回路２３の中間ノードｎ２との間に接続されている。ダイオードＤｂ２は、内部ノードｎ４と低電位側電源線１３との間に接続されており、低電位側電源線１３から内部ノードｎ４に向かう一方向にのみ電流を流す。

次に、図６を参照しながら本実施形態の作用を説明する。なお、第１の実施形態と同じ作用およびゲート信号Ｓ３、Ｓ４の位相差が１８０°よりも小さい場合の作用の説明は省略する。降圧コンバータ２１は、電圧Ｖinが目標電圧に等しくなるようにＰＷＭ制御を行い、ＩＧＢＴＱ３、Ｑ４のゲート信号Ｓ３、Ｓ４のデューティ比を制御する。降圧比Ｖout／Ｖinとデューティ比Ｄとの関係は（２）式のようになる。すなわち、降圧比が大きくなるに従ってデューティ比は小さくなり、降圧比が２のときにデューティ比は５０％となる。
Ｄ＝１／（Ｖout／Ｖin） …（２）

降圧コンバータ２１は、ＩＧＢＴＱ３、Ｑ４のオン期間が極力重ならないように相補的にオン・オフ動作させる。これにより、並列接続されたチョッパ回路２２、２３の入出力リップルの基本波成分が打ち消しあい、入出力の電流リップルが低減する。

さらに、ターンオフスナバ回路２４を機能させるためには、ゲート信号Ｓ３がＨレベルからＬレベルに変化（ＩＧＢＴＱ３がターンオフ）する時にゲート信号Ｓ４がＨレベル（ＩＧＢＴＱ４がオン）の状態となるように、ゲート信号Ｓ３、Ｓ４を制御する必要がある。降圧比（Ｖout／Ｖin）が２以下であるときはデューティ比が５０％以上なので、ゲート信号Ｓ３、Ｓ４を１８０°の位相差にすればよい。降圧比が２を超えるときには、デューティ比が５０％未満なので、ゲート信号Ｓ３、Ｓ４の位相差を１８０°より小さくすればよい。

図６は、降圧比が２以下（ゲート信号Ｓ３、Ｓ４の位相差１８０°）の場合の動作波形である。ゲート信号Ｓ３、Ｓ４がＨレベルの期間（時刻ｔ９〜ｔ１０）では、ＩＧＢＴＱ３、Ｑ４がオンしており、高電位側電源線１２からＩＧＢＴＱ３とリアクトルＬ１を介した経路並びにＩＧＢＴＱ４とリアクトルＬ２を介した経路でリアクトル電流ＩL1、ＩL2が負の向きに増加する。このとき、コンデンサＣｂの電荷はゼロである。

時刻ｔ１０でゲート信号Ｓ３がＬレベルになると、ＩＧＢＴＱ３がターンオフする。このとき、高電位側電源線１２、ＩＧＢＴＱ４、中間ノードｎ２、コンデンサＣｂ、内部ノードｎ４、ダイオードＤｂ１、中間ノードｎ１、リアクトルＬ１の経路で電流が流れコンデンサＣｂが充電される（期間ＴＥ）。これによりＩＧＢＴＱ３のコレクタ・エミッタ間の電圧（Ｖout−Ｖn1）の急激な立ち上がりが抑制される。やがてコンデンサＣｂの電圧Ｖcbが電圧Ｖoutにまで充電されると、電圧Ｖn1が０Ｖに等しくなり、低電位側電源線１３からダイオードＤ３、中間ノードｎ１、リアクトルＬ１を介して電流が流れる。

時刻ｔ１１でゲート信号Ｓ３がＨレベルになると、ＩＧＢＴＱ３がターンオンする。このとき電圧Ｖn1はＶoutまで上昇するが、ダイオードＤｂ１が逆バイアスとなるのでコンデンサＣｂの電荷は保持される。

時刻ｔ１２でゲート信号Ｓ４がＬレベルになると、ＩＧＢＴＱ４がターンオフする。このとき、低電位側電源線１３からダイオードＤｂ２、内部ノードｎ４、コンデンサＣｂ、中間ノードｎ２、リアクトルＬ２の経路で電流が流れコンデンサＣｂが放電される（期間ＴＦ）。これによりＩＧＢＴＱ４のコレクタ・エミッタ間の電圧（Ｖout−Ｖn2）の急激な立ち上がりが抑制される。やがてコンデンサＣｂの電圧Ｖcbが０Ｖにまで放電されると、電圧Ｖn2は０Ｖに等しくなり、低電位側電源線１３からダイオードＤ４、中間ノードｎ２、リアクトルＬ２を介して電流が流れる。

以上説明した降圧コンバータ２１によれば、電流リップルを低減できる。そして、ターンオフスナバ回路２４を設けたので、ＩＧＢＴＱ３、Ｑ４のターンオフ時の急激な電圧変化を抑制でき、コンデンサＣｂに蓄えられたスナバエネルギーを直流電源２に回生することができる。ターンオフスナバ回路２４は、極めて大きい降圧比の近傍を除いて広範な降圧比において動作することができる。また、電流連続モードおよび電流不連続モードの何れにおいても正常に動作する。その他、第１の実施形態と同様の効果が得られる。

（第３の実施形態）
次に、第３の実施形態について図７および図８を参照しながら説明する。図７に示す単方向の昇圧コンバータ３１は、図１に示した２相の昇圧コンバータ１１を３相に変更したものである。チョッパ回路３２は、中間ノードｎ１１に接続されたダイオードＤ１１、ＩＧＢＴＱ１１およびリアクトルＬ１から構成されている。チョッパ回路３３は、中間ノードｎ１２に接続されたダイオードＤ１２、ＩＧＢＴＱ１２およびリアクトルＬ２から構成されている。チョッパ回路３４は、中間ノードｎ１３に接続されたダイオードＤ１３、ＩＧＢＴＱ１３およびリアクトルＬ３から構成されている。ここで、ＩＧＢＴＱ１１、Ｑ１２、Ｑ１３は半導体スイッチに相当し、それぞれ同一パッケージ内に逆並列ダイオードＤp11、Ｄp12、Ｄp13が設けられている。

これらチョッパ回路３２〜３４のうちチョッパ回路３２を第１チョッパ回路とし、チョッパ回路３３を第２チョッパ回路として、チョッパ回路３２、３３に対し第１の実施形態で説明した第１ターンオフスナバ回路１７と同じ構成の第１ターンオフスナバ回路１７１が設けられている。同様に、チョッパ回路３３を第１チョッパ回路とし、チョッパ回路３４を第２チョッパ回路として、チョッパ回路３３、３４に対し第１ターンオフスナバ回路１７２が設けられている。

図８は、各相を１２０°の位相差で動作させたときのゲート信号Ｓ１１、Ｓ１２、Ｓ１３の波形である。ターンオフスナバ回路１７１を機能させるためには、ゲート信号Ｓ１１がＨレベルからＬレベルに変化する時にゲート信号Ｓ１２がＨレベルの状態となるように制御する。ターンオフスナバ回路１７２を機能させるためには、ゲート信号Ｓ１２がＨレベルからＬレベルに変化する時にゲート信号Ｓ１３がＨレベルの状態となるように制御する。

これにより、ＩＧＢＴＱ１１のターンオフ時には、ターンオフスナバ回路１７１のコンデンサＣａの充電が行われる。ＩＧＢＴＱ１２のターンオフ時には、ターンオフスナバ回路１７１のコンデンサＣａの放電とターンオフスナバ回路１７２のコンデンサＣａの充電が行われる。ＩＧＢＴＱ１３のターンオフ時には、ターンオフスナバ回路１７２のコンデンサＣａの放電が行われる。

これらのコンデンサＣａへの充放電により、ＩＧＢＴＱ１１、１２、１３急激な電圧変化を抑制できる。充放電はダイオードやＩＧＢＴ等での損失を除き無損失で行われ、コンデンサＣａに蓄えられたスナバエネルギーは負荷３に回生される。従って、回生可能なターンオフスナバ回路１７１、１７２を実現でき、昇圧コンバータ３１の効率を高めることができる。また、本実施形態の昇圧コンバータ３１は、並列接続された３相のチョッパ回路３２、３３、３４を相補的にオン・オフ動作させるので、入出力の電流リップルを一層低減できる。その他、本実施形態によっても第１の実施形態と同様の作用および効果が得られる。

（第４の実施形態）
次に、第４の実施形態について図９ないし図１１を参照しながら説明する。図９に示す双方向のコンバータ４１は、例えば車両のハイブリッドシステムに用いられている。高電位側電源線１２と低電位側電源線１３との間には、同一構成を有する２つのチョッパ回路４２、４３が並列に接続されている。

第１チョッパ回路４２は、ＩＧＢＴＱ３、Ｑ１およびリアクトルＬ１から構成されている。ＩＧＢＴＱ３、Ｑ１は、中間ノードｎ１を挟んで高電位側電源線１２と低電位側電源線１３との間に直列に接続されている。第２チョッパ回路４３は、ＩＧＢＴＱ４、Ｑ２およびリアクトルＬ２から構成されている。ＩＧＢＴＱ４、Ｑ２は、中間ノードｎ２を挟んで高電位側電源線１２と低電位側電源線１３との間に直列に接続されている。

このコンバータ４１は、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ２をスイッチングすることにより直流電源２（バッテリ）の電圧Ｖinを昇圧して負荷３（直流モータ）に出力する力行動作と、ＩＧＢＴＱ３、Ｑ４をスイッチングすることにより負荷３の発電電圧ＶOUTを降圧して直流電源２に充電電流を流す回生動作とを選択的に実行可能である。

力行動作時に直流モータに流れる電流は大きいので、第１ターンオフスナバ回路１７を備えることにより、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ２の電圧サージを抑制する。一方、回生動作時のバッテリの充電電流は比較的小さいので、第２ターンオフスナバ回路２４（図５参照）を備えなくてもＩＧＢＴＱ３、Ｑ４の電圧サージは小さくなる。このように、第１ターンオフスナバ回路１７を備えたコンバータ４１は、力行動作と回生動作とで流れる電流の大きさが異なる場合にも適用することができる。

ところで、第１ターンオフスナバ回路１７は、第１チョッパ回路４２のＩＧＢＴＱ１、第２チョッパ回路４３のＩＧＢＴＱ２がターンオフするときにそれぞれ中間ノードｎ１、ｎ２にリアクトル電流ＩL1、ＩL2が流れ込む条件の下で正常に動作する。中間ノードｎ１からリアクトルＬ１または中間ノードｎ２からリアクトルＬ２に電流が流れる場合には作用を奏しない。

例えば、ノードｎ２からリアクトルＬ２の向きに電流が流れているときにＩＧＢＴＱ４がオフ、ＩＧＢＴＱ３がオンすると、ダイオードＤａ１を介してコンデンサＣａが電圧Ｖoutまで充電される。その後ＩＧＢＴＱ４がオンすると、コンデンサＣａから内部ノードｎ３、ダイオードＤａ２、高電位側電源線１２、ＩＧＢＴＱ４、中間ノードｎ２を介した短絡経路が形成されて電荷が放電するので、スナバエネルギーの損失が発生する。このスナバエネルギーの損失は、第２の実施形態で説明した第２ターンオフスナバ回路２４でも同様にして発生する。

一般に、第１ターンオフスナバ回路１７および第２ターンオフスナバ回路２４について、当該ターンオフスナバ回路が接続された２つのチョッパ回路のうち、コンデンサＣａまたはＣｂが接続されたチョッパ回路が、ターンオフスナバ回路が正常に動作する向きとは逆の向きにリアクトル電流を流すように動作している場合、そのチョッパ回路のターンオンに伴いコンデンサＣａ、Ｃｂの電荷の短絡が発生して効率が悪化する。

このスナバエネルギーの損失を許容できない場合には、短絡経路上に短絡電流を阻止するスイッチ回路、またはターンオフスナバ回路が動作できない動作条件のときにターンオフスナバ回路への電荷の蓄積を阻止するスイッチ回路を配置すればよい。この追加するスイッチ回路は、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ４のような主スイッチよりも小型のスイッチで済むので、ターンオフスナバ回路の大型化には繋がりにくい。

なぜなら、追加するスイッチ回路は、ターンオフスナバ回路が動作できないリアクトル電流の条件のときにオフしておけばよく、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ４のような主スイッチと異なり頻繁には開閉しないので、スイッチ損は無視できる。また、追加するスイッチ回路への通電は主スイッチのターンオフ期間の時だけであるため、導通損も主スイッチより十分に小さい。このため、このようなスイッチ回路には大きな損失が発生しにくく、例えば小型の半導体素子により実現できる。

スイッチ回路は、図９に示すブランチＡ〜Ｆの何れか１箇所に設ければよい。ブランチＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄに設けるスイッチ回路については、ダイオードＤａ１、Ｄａ２と直列に逆導通性スイッチを設けてもよく、ダイオードＤａ１、Ｄａ２とスイッチの機能を合わせて逆阻止性スイッチとしてもよい。ブランチＡまたはＢに設けるスイッチ回路は、そのスイッチ回路をオフしたときにダイオードＤａ１の順方向電流を阻止し、オンしたときに順方向電流を通過させるようにする。ブランチＣまたはＤに設けるスイッチ回路は、そのスイッチ回路をオフしたときにダイオードＤａ２の順方向電流を阻止し、オンしたときに順方向電流を通過させるようにする。

第１ターンオフスナバ回路１７が動作するときブランチＥ、Ｆには双方向の電流が流れるので、ブランチＥ、Ｆに設けるスイッチ回路には逆導通性が求められる。ブランチＥ、Ｆに設ける逆導通性スイッチについては、当該スイッチ回路をオフしたときに阻止する電流の向きはどちらでも構わない。なぜなら、コンデンサＣａに流れる短絡電流を阻止するか、コンデンサＣａへの電荷の蓄積を阻止するかの何れかになり、何れにしてもスナバエネルギーの損失が発生しないからである。

ただし、ブランチＥ、Ｆにスイッチ回路を設ける場合には、スイッチ回路をオフにした状態においてコンデンサＣａ（第２要素）とダイオードＤａ２（第３要素）とからなる電流経路において何れの向きにも電流が流れないようにスイッチ回路を設けることが望ましい。このようにすると、コンデンサＣａに電荷が蓄積されていたとしてもＩＧＢＴＱ４のオンによりコンデンサＣａが短絡することがない。例えば、コンデンサＣａの電荷が蓄積された状態で、リアクトルＬ２の電流の向きが変わる場合には、その瞬間においてコンデンサＣａの電荷が蓄積された状態でＩＧＢＴＱ４のオンが発生するが、上述のようにすることでこのような瞬間にもコンデンサＣａの短絡が発生せず、スナバエネルギーの損失には至らないからである。

図１０および図１１は、スイッチ回路を含む構成例を示している。図１０に示すコンバータ４４が有する第１ターンオフスナバ回路４５のブランチＤには、ダイオードＤａ２と直列に逆導通性スイッチであるＩＧＢＴＱ５が接続されている。ダイオードＤａ２とＩＧＢＴＱ５との直列接続回路が要素３に相当する。

図１１に示すコンバータ４６が有する第１ターンオフスナバ回路４７のブランチＦには、コンデンサＣａと直列に逆導通性スイッチであるＩＧＢＴＱ６が接続されている。コンデンサＣａとＩＧＢＴＱ６との直列接続回路が要素２に相当する。この場合、ＩＧＢＴＱ６がオフした状態において、コンデンサＣａとダイオードＤａ２とからなる電流経路においてノードｎ２から高電位側電線１２に電流が流れうるため、上述のようにリアクトルＬ２の電流の向きが変わる瞬間にコンデンサＣａの短絡が生じうる。しかし、このような事象は十分に頻度が少なく、これによる損失増加は無視できる。

一方で、コンバータ４４ではＩＧＢＴＱ５のエミッタは他の半導体スイッチのエミッタと共通に接続されていないため、これを駆動させるために別途駆動用電源が必要になるが、コンバータ４６ではＩＧＢＴＱ６はＩＧＢＴＱ４と駆動用電源を共有できるのでターンオフスナバ回路のコストを抑制することができる。

本実施形態のコンバータ４１、４４、４６は双方向性であるので、直流電源２と負荷３との間で力行動作と回生動作とを行うことができる。コンバータ４４は、第１ターンオフスナバ回路４５のコンデンサＣａの放電経路にＩＧＢＴＱ５を備えているので、ＩＧＢＴＱ３もしくはＩＧＢＴＱ４がスイッチングする回生期間におけるスナバエネルギーの損失の発生を防止することができる。コンバータ４６は、第１ターンオフスナバ回路４５のコンデンサＣａへの充電経路にＩＧＢＴＱ６を備えているので、ＩＧＢＴＱ３もしくはＩＧＢＴＱ４がスイッチングする回生期間におけるスナバエネルギーの損失の発生を防止することができる。その他、第１の実施形態と同様の効果が得られる。

（第５の実施形態）
次に、第５の実施形態について図１２を参照しながら説明する。図１２に示す双方向のコンバータ５１は、２つのチョッパ回路４２、４３、第１ターンオフスナバ回路４７および第２ターンオフスナバ回路５２を備えている。第１ターンオフスナバ回路４７は、第４の実施形態で説明したものである（図１１参照）。第２ターンオフスナバ回路５２は、そのブランチＡにダイオードＤｂ１と直列に逆導通性スイッチであるＩＧＢＴＱ７を備えている。ダイオードＤｂ１とＩＧＢＴＱ７との直列接続回路は要素１に相当する。

ＩＧＢＴＱ６は、少なくとも高電位側のＩＧＢＴＱ３、Ｑ４がスイッチングする期間でオフする。ＩＧＢＴＱ７は、少なくとも低電位側のＩＧＢＴＱ１、Ｑ２がスイッチングする期間でオフする。すなわち、チョッパ回路４２、４３の各ターンオフ時に、ともにリアクトルＬ１、Ｌ２からノードｎ１、ｎ２に電流が流れる場合には、ＩＧＢＴＱ６をオン、ＩＧＢＴＱ７をオフする。一方、チョッパ回路４２、４３の各ターンオフ時に、ともにノードｎ１、ｎ２からリアクトルＬ１、Ｌ２に電流が流れる場合には、ＩＧＢＴＱ６をオフ、ＩＧＢＴＱ７をオンする。

チョッパ回路４２、４３の各ターンオフ時におけるリアクトル電流ＩL1、ＩL2の向きが互いに逆向きである場合には、ＩＧＢＴＱ６、Ｑ７をともにオフする。このような状態は通常出力電力が小さく、リアクトル電流ＩL1、ＩL2も小さいので、第１ターンオフスナバ回路４７および第２ターンオフスナバ回路５２を動作させなくても、これらターンオフスナバ回路４７、５２の利点を損ねることにはならない。

本実施形態によれば、リアクトル電流ＩL1、ＩL2の向き（力行動作、回生動作）にかかわらず、上述した各実施形態と同様の効果を得ることができる。また、ＩＧＢＴＱ６のエミッタは第２チョッパ回路４３の中間ノードｎ２に接続されているので、ＩＧＢＴＱ４とＱ６は共通の駆動電源で動作できる。同様に、ＩＧＢＴＱ７のエミッタは第１チョッパ回路４２の中間ノードｎ１に接続されているので、ＩＧＢＴＱ３とＱ７は共通の駆動電源で動作できる。その結果、ＩＧＢＴの駆動回路の構成を簡単化できる。

（その他の実施形態）
以上、本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の変形、拡張を行うことができる。

第３の実施形態で説明した３相の昇圧コンバータ３２において、チョッパ回路３４を第１チョッパ回路とし、チョッパ回路３２を第２チョッパ回路として、チョッパ回路３４、３２に対し第１ターンオフスナバ回路１７３（図示せず）を付加してもよい。この構成によれば、ＩＧＢＴＱ１１、Ｑ１２、Ｑ１３のターンオフ時に、それぞれ１つのコンデンサＣａの充電と他の１つのコンデンサＣａの放電が行われ、ＩＧＢＴＱ１１、Ｑ１２、Ｑ１３について相等しいサージ抑制効果を得ることができる。その結果、ＩＧＢＴＱ１１、Ｑ１２、Ｑ１３の熱設計を同等にでき、設計が容易になるなどの効果が得られる。この場合、第１ターンオフスナバ回路１７１、１７２、１７３の各コンデンサＣａの静電容量を等しくすると一層効果的である。

また、３相以上のコンバータに本発明を適用する場合、広いデューティ比においてもインターリーブ駆動を実現するため、ターンオフスナバ回路の向きは一方向、すなわち１つのチョッパ回路を複数のターンオフスナバ回路の第２チョッパ回路としないことが好ましい。ターンオフスナバ回路が機能するには、第１要素が接続されているチョッパ回路の半導体スイッチがターンオフする時に、第２要素が接続されているチョッパ回路の半導体スイッチがオンしている必要がある。従って、インターリーブ駆動では、第２要素が接続されているチョッパ回路は第１要素が接続されているチョッパ回路よりも位相が遅れる必要がある。この関係を考慮すると、多相のコンバータでは、ターンオフスナバ回路が接続される２つのチョッパ回路において、位相が進んでいる方のチョッパ回路に第１要素を接続することが好ましい。

３相の昇圧コンバータ３２を４相以上の構成としてもよい。その他の各実施形態についても、同様にして３相以上の構成としてもよい。
第４の実施形態では双方向コンバータの第１ターンオフスナバ回路４５、４７にそれぞれＩＧＢＴＱ５、Ｑ６を設けたが、双方向コンバータに第２ターンオフスナバ回路を備えているときには、同様にしてブランチＡ〜Ｆの何れか１箇所にスイッチ回路を設ければよい。ブランチＥまたはＦにコンデンサＣｂと直列にＩＧＢＴを設ける場合、当該ＩＧＢＴがオフの状態においてコンデンサＣｂとダイオードＤｂ２とからなる電流経路において何れの向きにも電流が流れないように当該ＩＧＢＴを配置すると、第２チョッパ回路のリアクトル電流が切り替わる瞬間にコンデンサＣｂの短絡が発生する可能性が回避できるので、効率の観点でより好ましい。ただし、電流の切り替わり頻度が著しく低い場合など、この問題を許容しうる場合にはそれに限らない。

ブランチＡ〜Ｆの２箇所以上にスイッチ回路を設けてもよい。スイッチ回路は、バイポーラトランジスタ、ＦＥＴ、サイリスタなどの半導体スイッチであってもよい。また、スイッチ回路は、機械式リレーであってもよい。なぜなら、スイッチ回路の動作条件はリアクトル電流の極性によって決定されるものであり、主スイッチであるＩＧＢＴＱ１〜Ｑ４と異なり、切り替え頻度が非常に少なく接点の磨耗が問題になりにくいからである。また、リレーは逆導通性であるため、ブランチＡ〜Ｆの何れに対しても用いることができる。

１組のチョッパ回路の一方が中間ノードを挟んでダイオードと半導体スイッチが直列に接続された構成を備え、他方が中間ノードを挟んで半導体スイッチと半導体スイッチが直列に接続された構成を備えている場合、すなわち、一方向の電流においては両方のチョッパ回路を駆動させ、逆方向の電流には１つのチョッパ回路のみを駆動する場合には、一方向の電流にしかターンオフスナバ回路を機能させることができない。従って、第１ターンオフスナバ回路と第２ターンオフスナバ回路の何れか一方を備えればよい。

また、以上説明した実施形態では、ＩＧＢＴによって構成されたチョッパ回路に対する本発明の適用例を説明したが、その他バイポーラトランジスタ、ＦＥＴ、サイリスタなどの半導体スイッチによって構成されたチョッパ回路に対して適用してもかまわない。チョッパ回路やターンオフスナバ回路のダイオードは、例えばＭＯＳＦＥＴなどの半導体素子の寄生ダイオードであってもよい。

また、第１ないし第３の実施形態などで、チョッパ回路の整流ダイオードの代わりにＭＯＳＦＥＴなどの半導体素子による同期整流を用いても、本発明は同様に機能する。この場合、第１および第２チョッパ回路は高電位側も低電位側も両方とも半導体スイッチとして構成されることになるが、何れのチョッパ回路のリアクトル電流も常に一方向となるような使い方をするならば、本発明によるターンオフスナバ回路にスイッチ回路を設けなくても、ターンオフスナバ回路に損失が発生することはない。

また、以上説明した各実施形態は、昇圧型チョッパ装置に限らず、降圧型（同期整流方式）、極性反転型、昇降圧型などの種々のチョッパ装置にも適用でき、またインバータ装置において各相を多相の降圧チョッパによって構成し、それぞれのチョッパに本発明のターンオフスナバ回路を適用してもよい。

図面中、１１、３１、４１、４４、４６、５１は昇圧コンバータ（電力変換装置）、１２は高電位側電源線、１３は低電位側電源線、１５、２２、３２、３３、４２は第１チョッパ回路、１６、２３、３３、３４、４３は第２チョッパ回路、１７、１７１、１７２、４５、４７は第１ターンオフスナバ回路、２１は降圧コンバータ（電力変換装置）、２４、５２は第２ターンオフスナバ回路、Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ１１、Ｄ１２、Ｄ１３はダイオード、Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ１３はＩＧＢＴ（半導体スイッチ）、Ｑ５、Ｑ６、Ｑ７はＩＧＢＴ（スイッチ回路、逆導通性を有する半導体スイッチ）、ｎ１、ｎ２、ｎ１１、ｎ１２、ｎ１３は中間ノード、ｎ３、ｎ４は内部ノード、Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３はリアクトル（磁気部品）、Ｄａ１、Ｄｂ１はダイオード（第１要素）、Ｃａ、Ｃｂはコンデンサ（第２要素）、Ｄａ２、Ｄｂ２はダイオード（第３要素）である。

Claims (11)

1. 半導体スイッチが中間ノードを挟んで直列に接続され、その中間ノードに磁気部品の巻線が接続されて構成される複数のチョッパ回路が、高電位側電源線と低電位側電源線との間に並列に接続された電力変換装置であって、
   前記複数のチョッパ回路のうちの１つを第１チョッパ回路、他の１つを第２チョッパ回路として組み合わせたときの１組以上について、それぞれ第１ターンオフスナバ回路および第２ターンオフスナバ回路の何れか一方または両方を備え、
   前記第１ターンオフスナバ回路は、
   前記第１チョッパ回路の中間ノードと当該第１ターンオフスナバ回路の内部ノードとの間に設けられ、前記第１チョッパ回路の中間ノードから当該内部ノードに向かう一方向にのみ電流を流し得る第１要素と、
   当該第１ターンオフスナバ回路の内部ノードと前記第２チョッパ回路の中間ノードとの間に設けられ、電荷を蓄積可能な第２要素と、
   当該第１ターンオフスナバ回路の内部ノードと前記高電位側電源線との間に設けられ、当該内部ノードから前記高電位側電源線に向かう一方向にのみ電流を流し得る第３要素とを備え、
   前記第２ターンオフスナバ回路は、
   前記第１チョッパ回路の中間ノードと当該第２ターンオフスナバ回路の内部ノードとの間に設けられ、当該内部ノードから前記第１チョッパ回路の中間ノードに向かう一方向にのみ電流を流し得る第１要素と、
   当該第２ターンオフスナバ回路の内部ノードと前記第２チョッパ回路の中間ノードとの間に設けられ、電荷を蓄積可能な第２要素と、
   当該第２ターンオフスナバ回路の内部ノードと前記低電位側電源線との間に設けられ、前記低電位側電源線から当該内部ノードに向かう一方向にのみ電流を流し得る第３要素とを備え、
   前記第１チョッパ回路の低電位側の半導体スイッチがターンオフする時に前記第２チョッパ回路の低電位側の半導体スイッチがオンしている動作モードもしくは、前記第１チョッパ回路の高電位側の半導体スイッチがターンオフする時に前記第２チョッパ回路の高電位側の半導体スイッチがオンしている動作モードが存在することを特徴とする電力変換装置。
2. 前記第１要素は、ダイオードまたは逆阻止性を有するスイッチから構成され、
   前記第２要素は、コンデンサまたはコンデンサと逆導通性を有するスイッチとの直列接続回路から構成され、
   前記第３要素は、ダイオードまたは逆阻止性を有するスイッチから構成されていることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記逆阻止性を有するスイッチは、ダイオードと逆導通性を有する半導体スイッチの直列接続回路から構成され、
   前記逆導通性を有するスイッチは、逆導通性を有する半導体スイッチから構成されていることを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
4. 前記第２要素がコンデンサと逆導通性を有するスイッチとの直列接続回路から構成されている場合、その逆導通性を有するスイッチは、オフの状態において前記第２要素と前記第３要素とからなる電流経路において何れの向きにも電流が流れないように設けられていることを特徴とする請求項２または３記載の電力変換装置。
5. 前記第１ターンオフスナバ回路および前記第２ターンオフスナバ回路の何れか一方を備える場合にはその備えたターンオフスナバ回路であり両方備える場合には少なくとも一方のターンオフスナバ回路は、前記第１要素、第２要素および第３要素を合わせた中に１つのスイッチ回路を備えていることを特徴とする請求項１ないし４の何れかに記載の電力変換装置。
6. 前記第１ターンオフスナバ回路の前記第２要素は、コンデンサと逆導通性を有するスイッチとの直列接続回路から構成され、その逆導通性を有するスイッチの一端は前記第２チョッパ回路の中間ノードに接続されており、
   前記第２ターンオフスナバ回路の前記第１要素は、逆阻止性を有する半導体スイッチもしくはダイオードと逆導通性を有する半導体スイッチの直列接続回路から構成され、その半導体スイッチの一端は前記第１チョッパ回路の中間ノードに接続されていることを特徴とする請求項５記載の電力変換装置。
7. 前記第１ターンオフスナバ回路のスイッチ回路は、前記第１チョッパ回路および前記第２チョッパ回路の各半導体スイッチがそれぞれターンオフするときに前記磁気部品の巻線から各中間ノードに電流が流れ込む場合を除きオフに制御され、
   前記第２ターンオフスナバ回路のスイッチ回路は、前記第１チョッパ回路および前記第２チョッパ回路の各半導体スイッチがそれぞれターンオフするときに各中間ノードから前記磁気部品の巻線に電流が流れ出す場合を除きオフに制御されることを特徴とする請求項５または６記載の電力変換装置。
8. ダイオードと半導体スイッチが逆向きの通電方向となるように中間ノードを挟んで直列に接続され、その中間ノードに磁気部品の巻線が接続されて構成される複数のチョッパ回路が、高電位側電源線と低電位側電源線との間に高電位側にダイオードが配されるように並列に接続された電力変換装置であって、
   前記複数のチョッパ回路のうちの１つを第１チョッパ回路、他の１つを第２チョッパ回路として組み合わせたときの１組以上について、それぞれ第１ターンオフスナバ回路を備え、
   前記第１ターンオフスナバ回路は、
   前記第１チョッパ回路の中間ノードと当該第１ターンオフスナバ回路の内部ノードとの間に設けられ、前記第１チョッパ回路の中間ノードから当該内部ノードに向かう一方向にのみ電流を流し得る第１要素と、
   当該第１ターンオフスナバ回路の内部ノードと前記第２チョッパ回路の中間ノードとの間に設けられ、電荷を蓄積可能な第２要素と、
   当該第１ターンオフスナバ回路の内部ノードと前記高電位側電源線との間に設けられ、当該内部ノードから前記高電位側電源線に向かう一方向にのみ電流を流し得る第３要素とを備え、
   前記第１チョッパ回路の半導体スイッチがターンオフする時に前記第２チョッパ回路の半導体スイッチがオンしている動作モードが存在することを特徴とする電力変換装置。
9. 半導体スイッチとダイオードが逆向きの通電方向となるように中間ノードを挟んで直列に接続され、その中間ノードに磁気部品の巻線が接続されて構成される複数のチョッパ回路が、高電位側電源線と低電位側電源線との間に低電位側にダイオードが配されるように並列に接続された電力変換装置であって、
   前記複数のチョッパ回路のうちの１つを第１チョッパ回路、他の１つを第２チョッパ回路として組み合わせたときの１組以上について、それぞれ第２ターンオフスナバ回路を備え、
   前記第２ターンオフスナバ回路は、
   前記第１チョッパ回路の中間ノードと当該第２ターンオフスナバ回路の内部ノードとの間に設けられ、当該内部ノードから前記第１チョッパ回路の中間ノードに向かう一方向にのみ電流を流し得る第１要素と、
   当該第２ターンオフスナバ回路の内部ノードと前記第２チョッパ回路の中間ノードとの間に設けられ、電荷を蓄積可能な第２要素と、
   当該第２ターンオフスナバ回路の内部ノードと前記低電位側電源線との間に設けられ、前記低電位側電源線から当該内部ノードに向かう一方向にのみ電流を流し得る第３要素とを備え、
   前記第１チョッパ回路の半導体スイッチがターンオフする時に前記第２チョッパ回路の半導体スイッチがオンしている動作モードが存在することを特徴とする電力変換装置。
10. 前記第１チョッパ回路と前記第２チョッパ回路のうち少なくとも一方のチョッパ回路は、ダイオードに替えて半導体スイッチを備えていることを特徴とする請求項８または９に記載の電力変換装置。
11. 前記第１要素および前記第３要素はダイオードから構成され、
    前記第２要素はコンデンサから構成されていることを特徴とする請求項２、８および９の何れかに記載の電力変換装置。

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