JP5954913B2

JP5954913B2 - ブートストラップ電荷蓄積デバイスを充電するための方法および装置

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Publication number: JP5954913B2
Application number: JP2015515591A
Authority: JP
Inventors: シカール、ティエリ
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Filing date: 2012-06-05
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Description

本発明の分野は、ブートストラップ電荷蓄積デバイスを充電するための方法および装置に関し、より詳細には、慣性負荷ドライバ回路内の少なくとも１つのブートストラップ電荷蓄積素子のための充電回路およびそのための方法に関する。

主としてダイサイズ低減に起因して、および他の利点に起因して、集積回路（ＩＣ）デバイスの分野において、ＮＭＯＳデバイスとしても既知であるＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ）デバイスのみを使用することが一般的なコスト低減方法である。しかしながら、ＰＭＯＳ（ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ）デバイスの代わりにＮＭＯＳデバイスを使用することは、一般的に、ＮＭＯＳデバイスが負荷の「ハイサイド」に位置付けられることを伴い、ＮＭＯＳデバイスは負荷と電源電圧レールとの間に位置する。ＮＭＯＳデバイスが完全な「開」状態にある（すなわち、電流がＮＭＯＳデバイスを通じて自由に流れることが可能である飽和モードにある）とき、ソースノードは、実効的に、開いたＮＭＯＳデバイスを介して電源電圧レールに結合される。完全な開状態を達成するためには、ゲートとソースノードとの間に相当の正電圧（Ｖ_ＧＳ）が、ＮＭＯＳデバイスを飽和モードまでバイアスするために必要とされる。これを達成するために、ゲート電圧はドレイン電圧（すなわち、電源レール電圧）を、少なくとも閾値電圧レベル（Ｖ_ｔｈ）だけ上回らなければならない。明らかに、電源レール電圧が利用可能な最高の供給電圧信号である場合、より高い電圧レベルを生成する何らかの手段が必要とされる。

この目的のために、より高い電圧レベルを生成するためにブートストラップキャパシタのようなブートストラップ電荷蓄積デバイスを使用することが既知である。図１は、ハイサイドＮＭＯＳデバイス１１０およびブートストラップキャパシタ１２０を備えるＤＣ（直流）モータドライバ回路１００の一例の簡略回路図を示す。ＮＭＯＳデバイス１１０のゲートノード電圧は、図１の簡略化された例においてはバッファロジック１４０を備えるものとして示されているゲート制御回路を通過する制御信号１３０によって生成される。このバッファロジック１４０のための負電源レールは、ＮＭＯＳデバイス１１０のソースノード１１２に動作可能に結合されており、このバッファロジック１４０のための正電源レール１４４は、ブートストラップキャパシタ１２０を介して負電源レール１４２に動作可能に結合されている。このように、「浮動」電源電圧レールがバッファロジック１４０に提供され、負レール電圧はＮＭＯＳデバイス１１０のソース電圧に連結されており、正レール電圧はブートストラップキャパシタ１２０の両端電圧によって決定される。従って、ブートストラップキャパシタ１２０内に適切な電荷を維持することによって、ＮＭＯＳデバイス１２０をその飽和モードにするのに十分高いゲート電圧を生成することが可能である。

一般的な断続的ドライバモード（たとえば、１００ｍｓの間オン、１００ｍｓの間オフ）において、ブートストラップキャパシタ１２０は、ドライバ回路１００のオフ状態の間は放電する。従って、ＮＭＯＳデバイス１２０をその飽和モードにするのに十分高いゲート電圧を生成するのに十分大きい電荷を内部に維持するために、ブートストラップキャパシタ１２０のそのような放電を補償する必要がある。そのようなブートストラップキャパシタ１２０を備えるそのような従来のドライバ回路１００において、電荷ポンプ１５０が一般的に設けられ、ドライバ回路１００のオフ状態の間にブートストラップキャパシタ１２０にいくらかの電流を注入するように構成されている。このようにして、ブートストラップキャパシタ１２０内に適切な電荷を維持することができる。

近年、そのようなドライバ回路の要件は、ドライバ回路１００のオフ状態の間に電力消費が発生し得ないことを要求するようになってきている。そのため、ドライバ回路１００のオフ状態の間にそのような電荷ポンプ１５０を使用することは、そのような顧客の要求の下では許容されない。従って、そのような電荷ポンプ１５０の使用は、ドライバ回路１００のオン状態の間に限定されることになる。しかしながら、ドライバ回路１００のオフ状態の間、ブートストラップキャパシタ内には特有の電荷損失があるため、ドライバ回路１００のオン状態の間には、ブートストラップキャパシタ１２０が再充電されることを必要とされる初期期間が存在することになる。そのような初期期間の間、ＮＭＯＳデバイス１１０を完全にオンにするのに利用可能な高バイアス電圧が不十分になることになり、結果として、その初期期間の間のＮＭＯＳデバイス１１０内の電流制限が増大することになり、従って、ＮＭＯＳデバイス１１０内の熱生成が増大し、これは望ましいことではなく、場合によっては許容不可能になり得る。

本発明は、添付の特許請求の範囲に記載されているような、慣性負荷ドライバ回路内の少なくとも１つのブートストラップ電荷蓄積素子のための充電回路、そのような充電回路を備える慣性負荷ドライバ回路、および、慣性負荷ドライバ回路内の少なくとも１つのブートストラップ電荷蓄積素子を充電する方法を提供する。

本発明の具体的な実施形態は従属請求項に記載されている。
本発明のこれらの態様および他の態様は、以下に記載される実施形態から明らかとなり、それらを参照することによって明瞭になろう。

本発明のさらなる詳細、態様、および実施形態を、例としてのみ、図面を参照して記載する。図面において、同様の参照符号は同様のまたは機能的に類似の要素を特定するために使用される。図面内の要素は簡潔かつ明瞭にするために示されており、必ずしも原寸に比例して描かれてはいない。
既知のＤＣ（直流）モータドライバ回路の一例の簡略回路図。慣性負荷のドライバ回路の一例の簡略回路図。慣性負荷ドライバ回路内の少なくとも１つのブートストラップ電荷蓄積素子を充電する方法の一例の簡略フローチャート図。

ここで、本発明を、直流（ＤＣ）モータドライバ回路内のブートストラップキャパシタのようなブートストラップ電荷蓄積素子のための充電回路、およびそのための方法を参照して説明する。しかしながら、本発明は図面に示され本明細書に記載されている特定の実施形態には限定されず、特に、ＤＣモータのためのドライバ回路内のブートストラップ電荷蓄積デバイスを充電するための方法および装置には限定されず、任意の形態の慣性負荷ドライバ回路内のブートストラップ電荷蓄積デバイスを充電するための方法および装置内に等しく実装されてもよいことは諒解されよう。たとえば、本発明は、代替的に、たとえば、誘導負荷のためのドライバ回路内のブートストラップ電荷蓄積デバイスを充電するための充電回路内に実装されてもよいことが企図される。明瞭にするために、本明細書において使用される慣性負荷という用語は、それを通じて流れる電流の変化に対する抵抗を備える任意の負荷を指し得る。一般的に、そのような負荷は、そのような電流の変化に対する抵抗をイネーブルするエネルギーを内部に蓄積することが可能である。たとえば、ＤＣモータの場合、エネルギーは、ＤＣモータの回転電機子内に回転運動エネルギーとして蓄積される。同様に、誘導負荷の場合、エネルギーは、誘導負荷によって生成される磁場の中に蓄積される。

さらに、本発明の例示されている実施形態は、大部分について、当業者に既知の電子コンポーネントおよび回路を使用して実装され得るため、本発明の基礎となる概念の理解および評価のために、ならびに本発明の教示を分かりにくくせず当該教示から注意を逸らさせないために、詳細は下記に例示されているような必要と考えられる範囲を超えては説明されない。

ここで図２を参照すると、示されている例ではＤＣモータ２１０を備える慣性負荷のためのドライバ回路２００の一例の簡略回路図が示されており、ドライバ回路２００は、集積回路デバイス２０５内に実装される。ドライバ回路２００は、電力トランジスタ、たとえば電界効果トランジスタまたはバイポーラトランジスタのような、スイッチング素子、たとえば電源スイッチを備える。適切な例は、たとえば、電力（金属酸化膜）電界効果トランジスタ（（ＭＯＳ−）ＦＥＴ）、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）、バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）、ヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＰ）、ヘテロ接合ＦＥＴ（ＨＦＥＴ）または任意の他のタイプの電力トランジスタである。電力トランジスタは、たとえば、５０Ａ以上、たとえば１００Ａ以上の電流を制御することが可能であってもよい。一例において、たとえば、２ミリオームの内部抵抗を有し、１２０Ａの最大電流を制御することが可能な電力トランジスタを有するドライバ回路の使用が実験された。

示されている例において、スイッチは、ＮＭＯＳ電界効果トランジスタのような、ｎチャネル金属酸化膜半導体（ＮＭＯＳ）デバイス２２０を備える。ＮＭＯＳデバイス２２０のドレインノード２２２は、正電源電圧２３０に動作可能に結合されている。いくつかの例において、ドライバ回路２００は、自動車用途内に実装されてもよく、正電源電圧２３０は、たとえば、１２Ｖ車両バッテリによって提供される。ＮＭＯＳデバイス２２０のソースノード２２４は、ＤＣモータ２１０に動作可能に結合されており、従って、ＮＭＯＳデバイス２２０の出力を備える。このように、ＮＭＯＳデバイス２２０は、ＤＣモータ２１０と正電源電圧２３０との間に動作可能に結合されており、そのため、ハイサイドＮＭＯＳデバイスを備え、そのゲートノード２２６において受け取られるバイアス電圧に応じてＤＣモータ２１０を正電源電圧２３０に選択的に結合するように構成されている。

ＮＭＯＳデバイス２２０の完全な開状態を達成するためには、ゲートノード２２６とソースノード２２４との間に相当の正電圧（Ｖ_ＧＳ）が、ＮＭＯＳデバイス２２０を飽和モードまでバイアスするために必要とされる。特に、このハイサイド構成において、ＮＭＯＳデバイス２２０が完全な開状態にある（すなわち、電流がＮＭＯＳデバイス２２０を通じて自由に流れることが可能である飽和モードにある）場合、ソースノード２２４は、実効的に、開いたＮＭＯＳデバイス２２０を介して直接ドレインノード２２２に、従って正電源電圧２３０に結合される。従って、完全な開状態を達成するために、ゲートノード２２６における電圧は、ＮＭＯＳデバイス２２０を飽和モードまでバイアスするために、ドレインノード２２２における電圧（すなわち、正電源電圧２３０）を、少なくとも、ゲートノード２２６とソースノード２２４との間で必要とされる閾値電圧レベル（Ｖ_ｔｈ）だけ上回らなければならない。電源電圧２３０は一般的に利用可能な最高の供給電圧信号であるため、より高い電圧レベルを生成する何らかの手段が必要とされる。この目的のために、図２のドライバ回路２００は、概してブートストラップキャパシタンス２４０によって示されているブートストラップ電荷蓄積デバイスを備える。

ドライバ回路２００は、制御信号をＮＭＯＳデバイス２２０に出力するように構成されている回路を備えるスイッチング素子制御構成要素をさらに備える。示されている例において、スイッチング素子制御構成要素は、バッファ論理ゲート２６０の形態の回路を備える。バッファ論理ゲート２６０は、制御信号２５０を受信し、受信された制御信号２５０に応じて、バイアス電圧信号の形態で対応する制御信号をＮＭＯＳデバイス２２０のゲートノード２２６に出力するように構成されている。バッファ論理ゲート２６０の負電源電圧入力２６２は、ＮＭＯＳデバイス２２０の出力に、すなわち、示されている例におけるソースノード２２４に動作可能に結合されている。バッファ論理ゲート２６０の正電源電圧入力２６４は、ブートストラップキャパシタンス２４０を介して、バッファ論理ゲート２６０の負電源電圧入力２６２に動作可能に結合されている。特に、示されている例において、ブートストラップキャパシタンス２４０の第１のノード２４２は、バッファ論理ゲート２６０の負電源電圧入力２６２およびＮＭＯＳデバイス２２０のソースノード２２４に動作可能に結合されており、ブートストラップキャパシタンス２４０の第２のノード２４４は、バッファ論理ゲート２６０の正電源電圧入力２６４に動作可能に結合されている。このように、「浮動」電源電圧がバッファ論理ゲート２６０に提供され、負電源電圧はＮＭＯＳデバイス２２０のソースノード２２４（すなわち、出力）における電圧に連結されており、正電源電圧はブートストラップキャパシタンス２４０の両端電圧によって決定される。従って、ブートストラップキャパシタンス２４０内に適切な電荷を維持することによって、バッファ論理ゲート２６０が、ＮＭＯＳデバイス２２０をその飽和モードにするのに十分高い、ＮＭＯＳデバイス２２０のゲートノード２２６におけるバイアス電圧信号を生成することが可能である。

一般的な断続的ドライバモード（たとえば、１００ｍｓの間オン、１００ｍｓの間オフ）において、ブートストラップキャパシタンス２４０は、ドライバ回路２００のオフ状態の間は放電する。従って、ＮＭＯＳデバイス２２０をその飽和モードにするのに十分高いゲート電圧を生成するのに十分大きい電荷を内部に維持するために、ブートストラップキャパシタンス２４０のそのような放電を補償する必要がある。近年、顧客の要求は、ドライバ回路２００のオフ状態の間に電力消費が発生し得ないことを要求している。従って、ブートストラップキャパシタンス２４０内の電荷を維持するために、ドライバ回路２００のオフ状態の間に正電圧源２３０から電荷を引き込むことは許容されない。しかしながら、ドライバ回路２００のオフ状態の間、ブートストラップキャパシタンス２４０が放電することを可能にすることは、ドライバ回路２００の各オン状態の間に、ブートストラップキャパシタンス２４０が再充電されることを必要とされる初期期間があることを意味する。そのような初期期間の間、ＮＭＯＳデバイス２２０を完全にオンにするのに利用可能な高バイアス電圧が不十分になることになり、結果として、その初期期間の間のＮＭＯＳデバイス２２０内の電流制限が増大することになり、従って、ＮＭＯＳデバイス２２０内の熱生成が増大し、これは望ましいことではなく、場合によっては許容不可能になり得る。

図２に示すＤＣモータ２１０の場合におけるような慣性負荷において、ＮＭＯＳデバイス２２０が開いている場合、ＤＣモータ２１０は、正電圧源２３０によって電力供給され、ＤＣモータ２１０は作動する。ＮＭＯＳデバイス２２０がその後「閉じる」場合、ＮＭＯＳデバイス２２０を通り、従ってＤＣモータ２１０に提供される電流は、ゼロまで降下する。しかしながら、ＤＣモータ２１０の慣性は、ＮＭＯＳデバイス２２０がその後閉じた後、ＤＣモータ２１０が回転し続けることになることを意味する。ＤＣモータ２１０のこの継続する回転が、ＤＣモータ２１０を電圧生成器に変化させ、結果として逆起電力（ＢＥＭＦ：ｂａｃｋｅｌｅｃｔｒｏｍｏｔｉｖｅｆｏｒｃｅ）がＤＣモータ２１０の両端に生成される。生成される電圧は、ＤＣモータ２１０の速度に比例し、従って、ＤＣモータ２１０の回転が遅くなるにつれて徐々に低減することになる。

図２の示されている例において、ＤＣモータ２１０は、ＮＭＯＳデバイス２２０のソースノード２２４とグランドプレーン２３５との間に結合されている。従って、ＢＥＭＦの結果としてＤＣモータ２１０の両端に電圧が生成されることによって、ＮＭＯＳデバイス２２０のソースノード２２４における電圧がグランドプレーン２３５に対してプルダウンされる。従って、ドライバ回路２００のオフ状態の間、ＮＭＯＳデバイス２２０のソースノード２２４は、グランドプレーン２３５に対する負電圧を備える。たとえば、正電源電圧２３０がたとえば車両バッテリから供給される１２Ｖを備える自動車用途内にドライバ回路２００が実装されるいくつかの例において、ドライバ回路２００のオフ状態の間にＤＣモータ２１０によって生成される平均電圧は一般的に最初は約５Ｖの振幅であり、ＤＣモータ２１０の回転が遅くなるにつれて降下する。しかしながら、本発明者は、ＢＥＭＦによって生成される平均電圧は相対的に低い平均振幅ＤＣ電圧（たとえば、５Ｖ未満の振幅）を備えるが、より厳密に見ると、この低い平均振幅ＤＣ電圧は、個々が相対的に高い振幅ＤＣ電圧を備える電圧スパイク（ＤＣモータ２１０内のブラシが１つの接点から別の接点へと変化することによって引き起こされる）を備えることを観測した。特に、本発明者は、ＤＣモータ２１０内の電気回路が１つの接点から別の接点へと変化するたびに、ＢＥＭＦが電圧スパイクを生成し、これらのスパイクのピーク電圧は、−５Ｖを下回り（すなわち、５Ｖよりも大きい振幅を有する）、さらには−１２Ｖまで下がることを観測した。

示されている例において、ブートストラップキャパシタンス２４０の両端電圧は、ツェナーダイオード２４５によってクランピングされる。正電源電圧２３０が車両バッテリから供給される１２Ｖを備える自動車用途内にドライバ回路２００が実装されるいくつかの例において、ブートストラップキャパシタンス２４０の両端電圧は、たとえば、１０ボルトにクランピングされ得る。従って、ブートストラップキャパシタンス２４０を完全に（再）充電することを可能にするために、少なくとも１０Ｖの電圧がブートストラップキャパシタンス２４０の両端に印加されなければならない。本発明者は、ＤＣモータ２１０のＢＥＭＦによって生成される相対的に低い平均振幅ＤＣ電圧は、低すぎてブートストラップキャパシタンス２４０を完全に（再）充電することを可能にすることはできないが、ＮＭＯＳデバイス２２０のソースノード２２４におけるＢＥＭＦ生成電圧内の個々の電圧スパイクは、ブートストラップキャパシタンス２４０を完全に（再）充電することを可能とするのに十分な振幅であることを認識した。

示されている例におけるドライバ回路２００は、充電回路２７０をさらに備える。充電回路は、ブートストラップキャパシタンス２４０の第２のノード２４４に電流を提供するように制御可能な電流源２８０と、検出構成要素２９０とを備える。検出構成要素２９０は、その第１の入力２９２において、ＮＭＯＳデバイス２２０の出力（ソース）ノード２２４における電圧レベルの指示を受信し、ＮＭＯＳデバイス２２０の出力ノード２２４における電圧レベルが負閾値電圧レベルを下回るか否かを検出し、ＮＭＯＳデバイス２２０の出力ノード２２４における電圧レベルが負閾値電圧レベルを下回る場合、ブートストラップキャパシタンス２４０の第２のノード２４４に電流を提供するように電流源２８０を制御するように構成されている。

示されている例において、検出構成要素２９０は、その第２の入力２９４において負閾値電圧レベル（Ｖ_ＲＥＦ）の指示を受信し、ＮＭＯＳデバイス２２０の出力ノード２２４における電圧レベルの受信された指示を、負電圧レベルの受信された指示と比較し、電流源２８０に比較の結果を出力するように構成されている比較器構成要素を備える。いくつかの例において、ブートストラップキャパシタンス２４０の第２のノード２４２とグランドプレーン２３５との間に動作可能に結合されている、たとえば、ＮＭＯＳデバイスのようなスイッチング素子を備えてもよい電流源２８０は、従って、検出構成要素２９０によって実行された比較の結果に応じて、ブートストラップキャパシタンス２４０の第２のノード２４２を、グランドプレーン２３５に選択的に結合してもよい。この例において、電流源は理想的な電流源として表されているが、他の例において、電流源は、正電源電圧２３０（たとえば、Ｖ＋バッテリ）のみに由来するように構成されてもよい。そのような例において、グランドプレーン２３５に対する接続は、正電源電圧２３０に対する接続に置き換えられてもよい。

このように、ＮＭＯＳデバイス２２０の出力ノード２２４における電圧レベルが負閾値電圧レベルを下回って降下した場合、検出構成要素２９０は、電流源２８０によって電流がブートストラップキャパシタンス２４０に提供されることを可能にする。ブートストラップキャパシタンス２４０の第１のノード２４２は、負閾値電圧レベルを下回る電圧レベルを備えるＮＭＯＳデバイス２２０の出力ノード２２４に動作可能に結合されているため、この負電圧レベルは、電荷を電流源２８０からブートストラップキャパシタンスへと「プル」し、ブートストラップキャパシタンス２４０を（再）充電する。従って、示されている例において、ドライバ回路２００のオフ状態の間、ＤＣモータ２１０のＢＥＭＦによってＮＭＯＳデバイス２２０のソースノード２２４において生成される負電圧が、ブートストラップキャパシタンス２４０を（再）充電するのに使用されてもよい。特に、示されている例において、適切な負閾値電圧レベルを構成することによって、電流源２８０は、示されている例において、ブートストラップキャパシタンス２４０を必要とされる１０Ｖの電圧レベルまで完全に（再）充電することが可能な十分に高い振幅ＤＣ電圧レベルを個々が備える電圧スパイク（ＤＣモータ２１０内で１つの接点から別の接点へと変化することによって引き起こされる）の間にのみブートストラップキャパシタンス２４０の第２のノード２４４に電流を提供するように構成されてもよい。このように、ＢＥＭＦ電圧スパイクは、ブートストラップキャパシタンス２４０がドライバ回路２００のオフ状態の間に、また電圧電源２３０から電流を引き込む必要なしに、放電するのを回避するのに十分な電荷をブートストラップキャパシタンス２４０に提供することが可能であることがわかった。結果として、ドライバ回路２００の後続のオン状態の間、ＮＭＯＳデバイス２２０を完全にオンにするために、ブートストラップキャパシタンスが再充電されることが必要である初期期間はない。

たとえば、示されている例におけるドライバ回路２００のオフ状態の間にその電源電圧が除去または低減される場合に、慣性負荷がそれ自体から電流を引き込むことを可能にするために慣性負荷の両端に電流路を提供するために、還流ダイオード、スナバダイオードなどとしても既知のフライバックダイオードを使用することが既知である。このように、慣性負荷内のエネルギーを安全に発散することができる。しかしながら、自動車用途において、デバイスが逆バッテリ状態を持続させることが可能であることが必要条件であり、車両バッテリが、たとえば、１分または２分の期間にわたって逆に接続される場合、いかなる電気または電子デバイスまたはモジュールも損壊されるべきではない。示されている例におけるハイサイドＮＭＯＳデバイス２２０の場合、ＮＭＯＳデバイス２２０は、そのドレインノード２２２とソースノード２２４との間に固有ダイオードを備える。そのため、逆バッテリ状態において、電流が、「グランド」接続（逆バッテリ状態においては正電圧レベルを備える）から、ＤＣモータ２１０を通じて、ＮＭＯＳデバイス２２０の固有ダイオードを通じてソースノード２２４からドレインノード２２２へ、従って正電圧電源レール２３０（逆バッテリ状態においては負電圧レベルを備える）へと流れることが可能である。ＮＭＯＳデバイス２２０を通る電流の流れは、単純に「逆」に作動するＤＣモータ２１０の抵抗によって制限されることになり、それによって、ＮＭＯＳデバイス２２０が逆バッテリ状態から保護される。

しかしながら、フライバックダイオードがＤＣモータ２１０の両端に導入される場合、逆バッテリ状態において、電流の流れに対して抵抗をもたらす直列の２つのダイオード（すなわち、フライバックダイオードおよびＮＭＯＳデバイス２２０の固有ダイオード）のみを用いて、電流の流れはＤＣモータ２１０を実効的にバイパスすることが可能である。具体的には、直列の２つのダイオードは逆バッテリ電圧を１．６Ｖ（０．８＋０．８）にクランピングすることになり、そのような低いクランピング電圧は結果として、ＮＭＯＳデバイス２２０を損壊するのに十分高い電流をもたらす。従って、自動車用途において、また図２に示すように、ＮＭＯＳデバイス２２０を損壊することなく逆バッテリ状態が持続されることを可能にするために、ＤＣモータ２１０の両端にフライバックダイオードは設けられない。

フライバックダイオードの代わりに、ＮＭＯＳダイオード２２０のソースノード２２４における電圧が、ソースノード２２４における電圧が−５Ｖよりも低い場合にＮＭＯＳデバイス２２０を通じて電流を流すクランプ回路（図示せず）によって、たとえば、−５Ｖにクランピングされてもよい。有利には、閾値電圧レベル（Ｖ_ＲＥＦ）を、必要とされる負クランプ電圧（−５Ｖ）に等しい振幅を備えるように構成することによって、ＮＭＯＳデバイス２２０のソースノード２２４における電圧がこの必要とされる負クランプ電圧まで下がるときはいつでも、検出構成要素２９０はその電圧を検出し、電流源２８０に、ブートストラップキャパシタンス２４０に電流を供給させ、これによって、電流がブートストラップキャパシタンス２４０からＤＣモータ２１０へと引き込まれることが可能になる。

このように、ドライバ回路のオフ状態の間に電圧源などから電力を消費することなく、ドライバ回路のオフ状態に間にドライバ回路２００のブートストラップキャパシタンスが（再）充電されることを可能にする、慣性負荷ドライバ回路２００のための充電回路２７０が図示および説明された。特に、示されている例において、充電回路２７０は、ブートストラップキャパシタンス２４０を（再）充電するために慣性負荷内に蓄積されているエネルギーを利用するように構成されている。

ここで、図３を参照すると、慣性負荷ドライバ回路内の少なくとも１つのブートストラップ電荷蓄積素子を充電する方法の一例の簡略フローチャート３００が示されている。方法は３１０において開始して３２０に進み、たとえば、図２において示されている例におけるＮＭＯＳデバイス２２０のソースノード２２４における電圧のような、ドライバ回路のスイッチング素子の出力電圧の指示が受信される。次に、３３０において、負閾値電圧の指示が受信される。スイッチング素子の出力電圧の指示および負閾値電圧の指示がその後、３４０において比較される。３５０において、指示された出力電圧が指示された負閾値電圧未満である場合、方法は３６０に進み、ブートストラップ電荷蓄積デバイスに結合されている電流源がイネーブルされ、それによって、ドライバ回路のスイッチング素子の出力における負電圧によって電流がブートストラップ電荷蓄積デバイスに引き込まれる。逆に、３５０において、指示された出力電圧が指示された負閾値電圧以上である場合、方法は３７０に進み、電流源がディセーブルされる。方法はその後、３８０において終了する。

上記の明細書において、本発明が本発明の実施形態の具体例を参照して説明された。しかしながら、添付の特許請求の範囲に記載されている本発明のより広い技術思想および範囲から逸脱することなく、そこにさまざまな修正および変更を行うことができることは明らかであろう。

本明細書において説明されているような接続は、たとえば介在するデバイスを介してそれぞれのノード、ユニットまたデバイスから、またはそれらへと信号を転送するのに適切な任意のタイプの接続であることができる。従って、別途暗示または提示されていない限り、接続はたとえば直接接続であってもよいし、間接接続であってもよい。接続は、単一の接続、複数の接続、一方向性接続、または双方向性接続であることに関連して例示または記載され得る。しかしながら、実施形態が異なれば、接続の実施態様は変化してもよい。たとえば、双方向性接続ではなく別個の一方向性接続が使用されてもよく、その逆であってもよい。さらに、複数の接続が、連続してまたは時分割多重方式で複数の信号を転送する単一の接続と置き換わってもよい。同様に、複数の信号を搬送する単一の接続が、これらの信号のサブセットを搬送するさまざまな異なる接続に分離されてもよい。それゆえ、信号の転送には多くの選択肢が存在する。

特定の導電型または電位の極性が例に記述されているが、導電型および電位の極性は逆になってもよいことが理解されよう。
同じ機能を達成するための構成要素の任意の構成が、所望の機能が達成されるように効果的に「関連付けられる」。従って、本明細書における、特定の機能を達成するために結合される任意の２つの構成要素は互いに「関連付けられる」とみなすことができ、それによって、中間の構成要素またはアーキテクチャにかかわりなく、所望の機能が達成される。同様に、そのように関連付けられる任意の２つの構成要素も、所望の機能を達成するために互いに「動作可能に接続されている」または「動作可能に結合されている」とみなすことができる。

さらに、上述の動作間の境界は例示にすぎないことを当業者は認識しよう。複数の動作を単一の動作に組み合わせ、単一の動作を追加の動作に分散させ、複数の動作を少なくとも部分的に時間的に重ね合わせて実行することができる。その上、代替的な実施形態は、特定の動作の複数のインスタンスを含んでもよく、動作の順序はさまざまな他の実施形態においては変更してもよい。

さらに例として、１つの実施形態では、例示される実施例は、単一の集積回路上または同じデバイス内に位置する回路として実装されることができる。代替的には、実施例は、適切な様式で互いに相互接続される任意の数の別個の集積回路または別個のデバイスとして実装されてもよい。

しかしながら、他の修正形態、変更形態および代替形態も可能である。従って、明細書および図面は限定的な意味においてではなく例示的に考慮されるべきである。
特許請求の範囲において、括弧間に置かれる任意の参照符号は特許請求の範囲を限定するものとして解釈されるべきではない。「備えるという文言は、特許請求項内にリストされているもの以外の要素またはステップの存在を除外するものではない。さらに、本明細書において使用される場合、「１つ」という用語は、１つまたは２つ以上として定義される。また、特許請求の範囲にいて「少なくとも１つの」および「１つ以上の」のような前置きの語句が使用されている場合、これは、「１つの」による別の特許請求項要素の導入が、そのように導入されている特許請求項要素を含む任意の特定の特許請求項を、たとえ同じ特許請求項が前置きの語句「１つ以上の」または「少なくとも１つの」および「１つの」を含む場合であっても、１つのみのそのような要素を含む発明に限定することを暗示するように解釈されるべきではない。同じことが、定冠詞の使用にも当てはまる。別途記載されない限り、「第１の」および「第２の」のような用語は、そのような用語が説明する要素間で適宜区別するように使用される。従って、これらの用語は必ずしも、このような要素の時間的なまたは他の優先順位付けを示すようには意図されていない。特定の手段が相互に異なる特許請求項において記載されているというだけの事実は、これらの手段の組み合わせを有利に使用することができないということを示すものではない。

Claims

慣性負荷ドライバ回路内の少なくとも１つのブートストラップ電荷蓄積素子のための充電回路であって、前記少なくとも１つのブートストラップ電荷蓄積素子は、前記慣性負荷ドライバ回路の少なくとも１つのスイッチング素子の出力ノードに動作可能に結合されている第１のノードを備え、前記充電回路は、
前記少なくとも１つのブートストラップ電荷蓄積素子の第２のノードに電流を提供するように制御可能な少なくとも１つの電流源と、
少なくとも１つの検出構成要素であって、
前記少なくとも１つの検出構成要素の第１の入力において、前記慣性負荷ドライバ回路の前記少なくとも１つのスイッチング素子の前記出力ノードにおける電圧レベルの指示を受信し、
前記慣性負荷ドライバ回路の前記スイッチング素子の前記出力ノードにおける前記電圧レベルが負閾値電圧レベルを下回るか否かを検出し、ここで、前記負閾値電圧レベルは、前記慣性負荷ドライバ回路の負クランプ電圧に等しい負電圧レベル振幅を備え、
前記慣性負荷ドライバ回路の前記スイッチング素子の前記出力ノードにおける前記電圧レベルが前記負閾値電圧レベルを下回る場合、前記少なくとも１つの電流源を制御して、前記少なくとも１つのブートストラップ電荷蓄積素子の前記第２のノードに電流を提供するように構成されている、前記少なくとも１つの検出構成要素とを備える、充電回路。
前記少なくとも１つの検出構成要素は、
前記少なくとも１つの検出構成要素の第２の入力において、前記負閾値電圧レベルの指示を受信し、
前記慣性負荷ドライバ回路の前記スイッチング素子の前記出力ノードにおける電圧レベルの受信された指示を、前記負閾値電圧レベルの受信された指示と比較し、
前記比較の結果の指示を前記少なくとも１つの電流源に出力するように構成されている、請求項１に記載の充電回路。
前記少なくとも１つの電流源は、前記少なくとも１つのブートストラップ電荷蓄積素子の前記第２のノードと誘導負荷ドライバ回路のグランドプレーンとの間に動作可能に結合されており、前記少なくとも１つのブートストラップ電荷蓄積素子の前記第２のノードを前記グランドプレーンに選択的に結合するように構成されている少なくとも１つのスイッチング素子を備える、請求項１または２に記載の充電回路。
前記慣性負荷ドライバ回路は、直流電流ＤＣモータを駆動するように構成されている、請求項１〜３のいずれか一項に記載の充電回路。
前記慣性負荷ドライバ回路は、慣性負荷と正電源電圧との間に動作可能に結合されるように構成されている、請求項１〜４のいずれか一項に記載の充電回路。
前記慣性負荷ドライバ回路は、前記慣性負荷ドライバ回路の前記少なくとも１つのスイッチング素子に制御信号を出力するように構成されている回路を備える少なくとも１つのスイッチング素子制御構成要素を備え、前記スイッチング素子制御構成要素回路の負電源電圧入力は、前記慣性負荷ドライバ回路の前記少なくとも１つのスイッチング素子の出力に動作可能に結合されており、前記スイッチング素子制御構成要素回路の正電源電圧入力は、前記少なくとも１つのブートストラップ電荷蓄積素子を介して負電源に動作可能に結合されている、請求項１〜５のいずれか一項に記載の充電回路。