JP2003133928A - 負荷駆動回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】大型のＬ及びＣ等の受動部品を使用することな
く、スイッチング損失を増大させないで、大幅にスイッ
チング時の高周波ノイズを低減できる負荷駆動回路を提
供する。 【解決手段】モータ１に対しパワーＭＯＳＦＥＴ２と電
源（＋Ｂ）とが直列に接続されるとともにモータ１にダ
イオード３が並列に接続されている。パワーＭＯＳＦＥ
Ｔ２のオン指令に基づいて当初、小電流でパワーＭＯＳ
ＦＥＴ２のゲート入力容量を充電し、ダイオード３での
順方向電圧がなくなると、大電流でパワーＭＯＳＦＥＴ
２のゲート入力容量を充電する。パワーＭＯＳＦＥＴ２
のオフ指令に基づいて当初、大電流で前記パワーＭＯＳ
ＦＥＴ２のゲート入力容量から放電し、ダイオード３で
の順方向電圧が発生すると、小電流でパワーＭＯＳＦＥ
Ｔ２のゲート入力容量から放電する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は負荷駆動回路に関す
るものである。

【０００２】

【従来の技術】この種の技術として、特開平１１−２９
９０９４号公報においては、パワーＭＯＳＦＥＴのゲー
ト端子にコイル及びコンデンサを設定することで、ゲー
ト信号ラインの急峻な切り替えを抑制し、スイッチング
素子の切り替え時にドレイン及びソース端子に生ずる高
周波ノイズを低減するものである。この方式では、スイ
ッチングのターンオン・ターンオフ時間が必要以上に長
くなるため、スイッチング損失が大きくなるというデメ
リットがある。また、これら受動素子には温度特性があ
り、ある限られた条件でのみしか所定の性能を引き出す
ことができない。そのため、一般的には外部配線への伝
導ノイズを防止するため、さらに大型なコイル、アルミ
電解コンデンサ等の外付け部品が必要となり、回路規模
の増大に伴う外形及びコストの増大という問題が生じ
る。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】本発明はこのような背
景の下になされたものであり、その目的は、大型のＬ及
びＣ等の受動部品を使用することなく、スイッチング損
失を増大させないで、大幅にスイッチング時の高周波ノ
イズを低減できる負荷駆動回路を提供することにある。

【０００４】

【課題を解決するための手段】請求項１によれば、ダイ
オードのターンオフを監視してダイオードがデバイス本
来の機能を発揮する状態（ダイオードの順方向電圧がな
くなる）まではゆっくり充電し、その後は急激に充電す
ることにより、ダイオードの逆回復時に同ダイオードを
通してＡＣ貫通電流が流れるのを抑制できるとともにト
ランジスタのターンオンが長くなるのを回避できる。そ
の結果、大型のＬ及びＣ等の受動部品を使用することな
く、スイッチング損失の増大を回避しながらスイッチン
グターンオン時の高周波ノイズを低減することができ
る。

【０００５】請求項２によれば、ダイオードのターンオ
ンを監視してダイオードがデバイス本来の機能を発揮し
ている間は（ダイオードの順方向電圧が発生するまで
は）急激に放電し、その後はゆっくりと放電することに
より、ダイオードのターンオンまでの間においてダイオ
ードでの両端子間の電圧が順方向電圧以下になることに
起因するダイオード両端子間電圧の変動を抑制できると
ともにトランジスタのターンオフが長くなるのを回避で
きる。その結果、大型のＬ及びＣ等の受動部品を使用す
ることなく、スイッチング損失の増大を回避しながらス
イッチングターンオフ時の高周波ノイズを低減すること
ができる。

【０００６】請求項３によれば、ダイオードのターンオ
ンを監視してダイオードがデバイス本来の機能を発揮す
る状態（ダイオードの順方向電圧がなくなる）まではゆ
っくり充電し、その後は急激に充電することにより、ダ
イオードの逆回復時に同ダイオードを通してＡＣ貫通電
流が流れるのを抑制できるとともにトランジスタのター
ンオンが長くなるのを回避できる。また、ダイオードの
ターンオンを監視してダイオードがデバイス本来の機能
を発揮している間は（ダイオードの順方向電圧が発生す
るまでは）急激に放電し、その後はゆっくりと放電する
ことにより、ダイオードのターンオンまでの間において
ダイオードでの両端子間の電圧が順方向電圧以下になる
ことに起因するダイオード両端子間電圧の変動を抑制で
きるとともにトランジスタのターンオフが長くなるのを
回避できる。その結果、大型のＬ及びＣ等の受動部品を
使用することなく、スイッチング損失の増大を回避しな
がらスイッチングターンオン／オフ時の高周波ノイズを
低減することができる。

【０００７】また、請求項４に記載のように、ダイオー
ドの両端子間の電圧を監視して当該電圧が「０」になっ
た時に前記電流の切り替えを行うようにするとよい。ま
た、請求項５に記載のように負荷がモータである場合に
適用するとよい。

【０００８】

【発明の実施の形態】以下、この発明を具体化した実施
の形態を図面に従って説明する。図１に、本実施形態に
おける負荷駆動回路の構成を示す。本実施形態において
は車載用モータの駆動回路に適用している。

【０００９】図１において、電源（バッテリ）＋Ｂとグ
ランド間においてモータ１とパワーＭＯＳＦＥＴ２とが
直列に接続されている。詳しくは、負荷としての誘導モ
ータ１の一端はグランド側に接続され、他端はパワーＭ
ＯＳＦＥＴ２を介して電源＋Ｂと接続されている。ま
た、モータ１にはダイオード３が並列に接続されてい
る。そして、パワーＭＯＳＦＥＴ２のオン・オフ指令
（本例ではＰＷＭ信号）に基づくパワーＭＯＳＦＥＴ２
のゲート入力容量の充放電によりパワーＭＯＳＦＥＴ２
をスイッチング動作させてモータ１を駆動するようにな
っている。詳しくは以下の構成となっている。

【００１０】パワーＭＯＳＦＥＴ２のゲート端子には駆
動回路４が接続されている。駆動回路４は、第１の充電
回路１０と第２の充電回路２０と第１の放電回路３０と
第２の放電回路４０と出力切替回路５０を備えている。
パワーＭＯＳＦＥＴ２のゲート端子と各回路１０，２
０，３０，４０との間には抵抗１００，１０１，１０
２，１０３が介在されている。

【００１１】第１の充電回路１０は、バイポーラトラン
ジスタ１１，１２，１３，１４，１５と抵抗１６，１７
とからなる。この第１の充電回路１０において、各トラ
ンジスタ１１〜１５がオンすると、バッテリ電圧＋Ｂを
昇圧した電圧Ｖpが抵抗１００を介してパワーＭＯＳＦ
ＥＴ２のゲート端子に印加され、小電流（数μＡレベル
の電流）ｉ１にてゲート入力容量の充電が行われる。こ
のとき、抵抗１６の値により電流ｉ１の値が決定され
る。また、第２の充電回路２０は、バイポーラトランジ
スタ２１，２２，２３と抵抗２４，２５，２６とからな
る。この第２の充電回路２０において、各トランジスタ
２１〜２３がオンすると、所定の電圧Ｖ１が抵抗１０１
を介してパワーＭＯＳＦＥＴ２のゲート端子に印加さ
れ、大電流（数百ｍＡ以上の電流）ｉ２にてゲート入力
容量の充電が行われる。このとき、抵抗１０１の値によ
り電流ｉ２の値が決定される。なお、第２の充電回路２
０での抵抗１０１を介してゲート端子に印加する電圧と
して所定電圧Ｖ１の代わりに前述の昇圧電圧Ｖpを用い
てもよい。

【００１２】第１の放電回路３０は、バイポーラトラン
ジスタ３１，３２，３３と抵抗３４，３５，３６とダイ
オード３７，３８とからなる。この第１の放電回路３０
において、各トランジスタ３１〜３３がオンすると、パ
ワーＭＯＳＦＥＴ２のゲート入力容量から抵抗１０２を
介してグランド側に大電流（数百ｍＡレベルの電流）ｉ
１０にて放電が行われる。また、第２の放電回路４０
は、バイポーラトランジスタ４１，４２，４３と抵抗４
４とからなる。この第２の放電回路４０において、各ト
ランジスタ４１〜４３がオンすると、パワーＭＯＳＦＥ
Ｔ２のゲート入力容量から抵抗１０３を介してグランド
側に小電流（数μＡの電流）ｉ１１にて放電が行われ
る。

【００１３】モータ１をＰＷＭ制御するためのＰＷＭ信
号がインバータ６０，６１を介して第１の充電回路１０
に送られる。第１の充電回路１０の抵抗１７とインバー
タ６１の間の電位は抵抗６２を介してプルアップされて
いる。また、ＰＷＭ信号がインバータ７０とＮＡＮＤゲ
ート７１を介して第２の充電回路２０に送られる。第２
の充電回路２０の抵抗２６とＮＡＮＤゲート７１の間の
電位は抵抗７２を介してプルアップされている。さら
に、ＰＷＭ信号がＮＡＮＤゲート８０とインバータ８１
を介して第１の放電回路３０に送られる。第１の放電回
路３０の抵抗３６とインバータ８１の間の電位は抵抗８
２を介してプルアップされている。また、ＰＷＭ信号が
インバータ９０を介して第２の放電回路４０に送られ
る。第２の放電回路４０のトランジスタ４３とインバー
タ９０の間の電位は抵抗９１を介してプルアップされて
いる。

【００１４】出力切替回路５０は、充放電回路１０，２
０，３０，４０を切り替えて作動させるための回路であ
る。出力切替回路５０は、オペアンプ５１と抵抗５２，
５３，５４，５５，５６，５７とダイオード５８とから
なる。出力切替回路５０は、パワーＭＯＳＦＥＴ２のソ
ース端子（図中のα点）での電位（ソース電圧Ｖｓ）を
取り込んで、このソース電圧Ｖｓと基準電位とを比較し
てその大小関係に基づく出力信号を前述のＮＡＮＤゲー
ト７１，８０に出力する。詳しくは、ソース電圧Ｖｓを
出力切替回路５０でモニタしてソース電圧Ｖｓが０ボル
トよりも大きくなった時、及び、ソース電圧Ｖｓが０ボ
ルトよりも小さくなった時に出力を反転して充放電回路
１０，２０、３０，４０を切り替える。これによってパ
ワーＭＯＳＦＥＴ２のゲート入力容量の充電及び放電が
それぞれ２段階で切り替えられ、トランジスタ２がスイ
ッチング駆動されることになる。

【００１５】次に、このように構成した負荷駆動回路の
作用、つまり、パワーＭＯＳＦＥＴ２のスイッチング動
作を説明する。図２は、ＰＷＭ信号（トランジスタ駆動
指令信号）に対応する各回路１０，２０，３０，４０，
５０の作動を示すタイムチャートである。

【００１６】今、図３において、誘導負荷（モータ）１
を２０ｋＨｚ程度でＰＷＭ制御する場合、スイッチング
用トランジスタ２がオン又はオフで、各部の電圧と電流
は次の状態になる。

【００１７】図３のトランジスタ２がオフ状態からオン
するとき、ゲート電圧Ｖｇは閾値電圧Ｖｔより大きくな
り、ソース電位Ｖｓが電源電位＋Ｂとなるとともに、ト
ランジスタ通電電流Ｉonが流れ、かつ、ダイオード３に
電流Ｉoffは流れない。一方、トランジスタ２がオン状
態からオフするとき、ゲート電圧Ｖｇはグラント電位
（＜Ｖｔ）となり、ソース電位Ｖｓがダイオード３の順
方向電圧−Ｖｆとなるとともに、トランジスタ通電電流
Ｉonが流れず、かつ、ダイオード３に電流Ｉoffが流れ
る。

【００１８】ここで、過渡動作を考えると、図４に示す
ように、トランジスタ２のターンオン時には、ダイオー
ド３はターンオフする。その時、ダイオード３は等価的
にコンデンサ（図３参照）として動作するため、ダイオ
ード３の逆方向に逆回復時間分だけ１００ｎｓ程度のＡ
Ｃ貫通電流Ｉｒが流れる。その電流を負荷波形として見
ると、図５，６のようになり、図中Ａ１，Ａ２で示すご
とく、電流・電圧変化が大きくなり、負荷配線での高周
波ノイズの原因となる。

【００１９】一方、図４において、トランジスタ２のタ
ーンオフ時には、ダイオード３はターンオンするが、バ
イポーラトランジスタの構造上、スイッチング時間が遅
く、電流Ｉoffが流れ始めるまで、１μｓ程度かかる。
そのため、ソース電圧Ｖｓはダイオード３のターンオン
までの間、順方向電圧（−Ｖｆ）よりも低くなり、図５
において図中Ａ３で示すごとくアンダーシュートが発生
するとともに、その電圧変動も負荷配線での高周波ノイ
ズの原因となる。

【００２０】これに対し、本実施形態においては次のよ
うになる。図２のｔ１のタイミングにてＰＷＭ信号がト
ランジスタ・オン指令となると、つまり、ターンオン時
には、図１の第１の充電回路１０のトランジスタ１１〜
１５がオンして同回路１０が作動する。これにより、小
電流ｉ１にてパワーＭＯＳＦＥＴ２のゲート入力容量が
充電される。この小電流ｉ１による充電がパワーＭＯＳ
ＦＥＴ２がオフ状態から閾値電圧Ｖｔに到達するまで行
われる。ここで、パワーＭＯＳＦＥＴ２のゲート閾値電
圧Ｖｔは、エンハンスメント型ではソース電圧に対し＋
２〜４ボルトが一般的な値である。

【００２１】そして、ゲート電圧ＶｇがパワーＭＯＳＦ
ＥＴ２の閾値電圧Ｖｔに到達すると（図２のｔ２のタイ
ミング）、その瞬間、ソース電圧Ｖｓはオフ保持レベル
から変化し始める。つまり、通常、オン・オフ状態で言
えば、オフ保持状態のソース電圧Ｖｓは０ボルトとなる
が、高速にスイッチングしている場合、ダイオード３を
経由して電流が還流されるためダイオード３の順方向電
圧−Ｖｆが加味されてソース電圧Ｖｓは０−Ｖｆとな
り、従って、ターンオン時には−Ｖｆから電圧上昇する
ことになり、ソース電圧Ｖｓが０ボルトになった時にダ
イオード３に電流が通電されなくなったこと（即ち、逆
回復したこと）が検出される。

【００２２】このように、ダイオード３の両端子間の電
圧を監視して当該電圧が「０」となった時にダイオード
３が逆回復したことを検知する。このようにして第１の
充電回路１０は、ＰＷＭ制御命令（オン命令）に応じ、
ソース電圧Ｖｓが０ボルト（順方向電圧Ｖｆなし）にな
るまでトランジスタ２のゲート入力容量に対し数μＡレ
ベルの小電流ｉ１で充電する。

【００２３】Ｖｓ＝０となったことを出力切替回路５０
において検出すると、同回路５０の出力信号が反転す
る。これにより、第２の充電回路２０のトランジスタ２
１〜２３がオンして同回路２０が作動する。これによっ
て大電流ｉ２にて一気にゲート入力容量が充電され（図
２のｔ２〜ｔ３の期間）、パワーＭＯＳＦＥＴ２をター
ンオンさせる。このようにして第２の充電回路２０は、
第１の充電回路１０によりソース電圧Ｖｓが０ボルト
（Ｖｆ電圧なし）になったら、トランジスタ２のゲート
入力容量に対し数百ｍＡ以上の大電流ｉ２で充電する
（急激にオンさせる）。

【００２４】一方、ターンオフ制御は、ターンオン制御
の逆であり、図１の第１の放電回路３０のトランジスタ
３１〜３３がオンして同回路３０が作動するとともに第
２の放電回路４０のトランジスタ４１〜４３がオンして
同回路４０が作動する。これにより、図２のｔ１０のタ
イミングにおいて、大電流（ｉ１０＋ｉ１１）にてパワ
ーＭＯＳＦＥＴ２のゲート入力容量から放電が急峻に閾
値電圧Ｖｔまで行われる。つまり、第１，２の放電回路
３０，４０は、ＰＷＭ制御命令（オフ命令）に応じ、ソ
ース電圧Ｖｓが０ボルト（Ｖｆ電圧発生直前）になるま
でトランジスタ２のゲート入力容量から数百ｍＡレベル
の大電流（ｉ１０＋ｉ１１）で放電させる。

【００２５】そして、図２のｔ１１のタイミングにおい
て閾値電圧Ｖｔに到達しＶｓ＝０になったことを出力切
替回路５０において検出すると、同回路５０の出力信号
が反転する。これにより、第１の放電回路３０が非作動
状態、即ち、同回路３０のトランジスタ３１〜３３がオ
フする。これによって、第２の放電回路４０にて小さな
定電流ｉ１１でゲート電荷を徐々に放電させる（図２の
ｔ１１〜ｔ１２の期間）。つまり、第２の放電回路４０
は、ソース電圧Ｖｓが０ボルトになったらトランジスタ
２のゲート入力容量から数μＡの小電流ｉ１１で放電さ
せる（徐々にダイオード３をターンオンさせる）。

【００２６】このようにしてパワーＭＯＳＦＥＴ２を駆
動制御することによって、図２に示すように、ターンオ
ン／オフ時間を変えないで、即ち、スイッチング損失を
増大させないで、図７，８において図中Ａ４，Ａ５に示
すように、ターンオン時のダイオード３の逆回復時のＡ
Ｃ貫通電流による電圧・電流変化を抑制することができ
るとともに、図７において図中Ａ６に示すように、ター
ンオフ時のＬ負荷による電圧アンダーシュートおよび変
動を抑制することができる。

【００２７】つまり、パワーＭＯＳＦＥＴ２のオン・オ
フ時において１０％から９０％に到達するまでの電圧お
よび電流変化ｄＶ／ｄｔ，ｄｉ／ｄｔを同じにして、パ
ワーＭＯＳＦＥＴ２のターン・オン時にダイオード３は
ターン・オフになるためダイオード３のホール蓄積効果
によって逆回復時間の間、逆方向に電流が流れるととも
に、その際に寄生Ｌ成分によってＬ・ｄｉ／ｄｔの過電
圧（変動）が発生し、さらに、電圧アンダーシュート
は、モータ自体のＬ負荷であり、約２００μＨ程度ある
ため、上記の原理でマイナス方向に電圧が引っ張られる
が、本実施形態においては、ターンオン／オフ時の電流
と電圧変化を大幅に低減でき、それによってその変化の
周波数に起因する高周波ノイズを低減することができ
る。

【００２８】この図１の負荷駆動回路による効果は、Ａ
Ｍ帯域の高周波ノイズレベルで、約１０ｄＢｍ低減する
ことが可能となる。以後、スイッチオンからオフへの切
り替え、及びオフからオンへの切り替えの際に、回路１
０→２０→３０，４０→４０の順で切り替えられ、ＰＷ
Ｍ制御では２０ｋＨｚでこれが繰り返される。

【００２９】このように、ソース電圧Ｖｓをトランジス
タ駆動回路４にフィードバックすることで、ダイオード
３のターンオン／オフ状態を監視するようにし、ダイオ
ード３がデバイス本来の機能を発揮する状態になったこ
とをダイオード３の順方向電圧Ｖｆが生じているか否か
で確認し、ターンオンの場合には、確実にＶｆ電圧がな
くなった状態でトランジスタ２を急激にオンさせるよう
制御する。また、ターンオフの場合には、Ｖｆ発生する
前まで、急激にトランジスタ２をオフし、その後、Ｖｆ
発生まで徐々にトランジスタから低電流で放電する。こ
のようにすることでノイズとＶｓのアンダーシュートを
防止することが可能となる。

【００３０】以上のごとく、本実施形態は下記の特徴を
有している。 （イ）パワーＭＯＳＦＥＴ２のオン指令に基づいて当
初、小電流ｉ１でパワーＭＯＳＦＥＴ２のゲート入力容
量を充電し、ダイオード３での順方向電圧がなくなると
（逆回復したことを検知すると）、大電流ｉ２でパワー
ＭＯＳＦＥＴ２のゲート入力容量を充電する。このよう
に、ダイオード３のターンオフを監視してダイオード３
がデバイス本来の機能を発揮する状態、つまり、ダイオ
ード３の順方向電圧がなくなるまではゆっくり充電し、
その後は急激に充電することにより、ダイオード３の逆
回復時に同ダイオード３を通してＡＣ貫通電流が流れる
のを抑制できるとともにトランジスタ２のターンオンが
長くなるのを回避できる。その結果、大型のＬ及びＣ等
の受動部品を使用することなく、スイッチング損失の増
大を回避しながらスイッチングターンオン時の高周波ノ
イズを低減することができる。 （ロ）一方、パワーＭＯＳＦＥＴ２のオフ指令に基づい
て当初、大電流（ｉ１０＋ｉ１１）でパワーＭＯＳＦＥ
Ｔ２のゲート入力容量から放電し、ダイオード３での順
方向電圧が発生すると、小電流ｉ１１でパワーＭＯＳＦ
ＥＴ２のゲート入力容量から放電する。このように、ダ
イオード３のターンオンを監視してダイオード３がデバ
イス本来の機能を発揮している間、つまり、ダイオード
３の順方向電圧が発生するまでは急激に放電し、その後
はゆっくりと放電することにより、ダイオード３のター
ンオンまでの間においてダイオード３での両端子間の電
圧が順方向電圧以下になることに起因するダイオード両
端子間電圧のアンダーシュート及び変動を抑制できると
ともにトランジスタのターンオフが長くなるのを回避で
きる。その結果、大型のＬ及びＣ等の受動部品を使用す
ることなく、スイッチング損失の増大を回避しながらス
イッチングターンオフ時の高周波ノイズを低減すること
ができる。

【００３１】そして、この（イ）と（ロ）により、スイ
ッチングターンオン／オフ時においてスイッチング損失
の増大を回避しながら高周波ノイズを低減することがで
きることとなる。

【００３２】なお、これまでの説明においては、スイッ
チオンからオフへの切り替え、及びオフからオンへの切
り替えの際に、回路１０→２０→３０，４０→４０の順
で切り替えて充電電流をｉ１からｉ２に、放電電流を
（ｉ１０＋ｉ１１）からｉ１１に切り替えるようにした
が、回路１０→２０→３０→４０の順で切り替えて充電
電流をｉ１からｉ２に、放電電流をｉ１０からｉ１１に
切り替えるようにしてもよい。

【００３３】また、これまでの説明においてはパワーＭ
ＯＳＦＥＴ２のオン指令に基づく２段階の充電動作とパ
ワーＭＯＳＦＥＴ２のオフ指令に基づく２段階の放電動
作を行う場合について述べてきたが、パワーＭＯＳＦＥ
Ｔ２のオン指令に基づく２段階の充電動作のみを行わせ
たり、パワーＭＯＳＦＥＴ２のオフ指令に基づく２段階
の放電動作のみを行わせてもよい。

【００３４】また、パワーＭＯＳＦＥＴ２はｎチャネル
の事例で説明したが、ｐチャネルでもよい。詳しくは、
ｎチャネルパワーＭＯＳＦＥＴの場合、ゲート印加電源
系には昇圧回路が必要であるが、ｐチャネルパワーＭＯ
ＳＦＥＴの場合はバッテリ電圧＋Ｂでよい。ただし、オ
ン／オフ動作のための信号位相が逆転するためロジック
の変更が必要となるが、ｎチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ
の場合と同様の動作を行わせることができる。

【００３５】また、上述した実施の形態においてはスイ
ッチ構成がハイサイド駆動であったが、ローサイド駆動
でもよい。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施形態における負荷駆動回路の構成図。

【図２】作用説明のためのタイムチャート。

【図３】作用説明のための図。

【図４】作用説明のためのタイムチャート。

【図５】負荷電流とソース電圧の変化を示す図。

【図６】負荷電流とソース電圧の変化を示す図。

【図７】ゲート電圧とソース電圧の変化を示す図。

【図８】負荷電流とソース電圧の変化を示す図。

【符号の説明】

１…モータ、２…パワーＭＯＳトランジスタ、３…ダイ
オード、４…駆動回路、１０…第１の充電回路、２０…
第２の充電回路、３０…第１の放電回路、４０…第２の
放電回路、５０…出力切替回路。

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 負荷（１）に対しパワーＭＯＳＦＥＴ
   （２）と電源（＋Ｂ）とが直列に接続されるとともに前
   記負荷（１）にダイオード（３）が並列に接続され、前
   記パワーＭＯＳＦＥＴ（２）のオン・オフ指令に基づく
   パワーＭＯＳＦＥＴ（２）のゲート入力容量の充放電に
   より当該パワーＭＯＳＦＥＴ（２）をスイッチング動作
   させて前記負荷（１）を駆動する負荷駆動回路におい
   て、 パワーＭＯＳＦＥＴ（２）のオン指令に基づいて当初、
   小電流で前記パワーＭＯＳＦＥＴ（２）のゲート入力容
   量を充電し、前記ダイオード（３）での順方向電圧がな
   くなると、大電流で前記パワーＭＯＳＦＥＴ（２）のゲ
   ート入力容量を充電するようにしたことを特徴とする負
   荷駆動回路。
2. 【請求項２】 負荷（１）に対しパワーＭＯＳＦＥＴ
   （２）と電源（＋Ｂ）とが直列に接続されるとともに前
   記負荷（１）にダイオード（３）が並列に接続され、前
   記パワーＭＯＳＦＥＴ（２）のオン・オフ指令に基づく
   パワーＭＯＳＦＥＴ（２）のゲート入力容量の充放電に
   より当該パワーＭＯＳＦＥＴ（２）をスイッチング動作
   させて前記負荷（１）を駆動する負荷駆動回路におい
   て、 パワーＭＯＳＦＥＴ（２）のオフ指令に基づいて当初、
   大電流で前記パワーＭＯＳＦＥＴ（２）のゲート入力容
   量から放電し、前記ダイオード（３）での順方向電圧が
   発生すると、小電流で前記パワーＭＯＳＦＥＴ（２）の
   ゲート入力容量から放電するようにしたことを特徴とす
   る負荷駆動回路。
3. 【請求項３】 負荷（１）に対しパワーＭＯＳＦＥＴ
   （２）と電源（＋Ｂ）とが直列に接続されるとともに前
   記負荷（１）にダイオード（３）が並列に接続され、前
   記パワーＭＯＳＦＥＴ（２）のオン・オフ指令に基づく
   パワーＭＯＳＦＥＴ（２）のゲート入力容量の充放電に
   より当該パワーＭＯＳＦＥＴ（２）をスイッチング動作
   させて前記負荷（１）を駆動する負荷駆動回路におい
   て、 パワーＭＯＳＦＥＴ（２）のオン指令に基づいて当初、
   小電流で前記パワーＭＯＳＦＥＴ（２）のゲート入力容
   量を充電し、前記ダイオード（３）での順方向電圧がな
   くなると、大電流で前記パワーＭＯＳＦＥＴ（２）のゲ
   ート入力容量を充電し、一方、パワーＭＯＳＦＥＴ
   （２）のオフ指令に基づいて当初、大電流で前記パワー
   ＭＯＳＦＥＴ（２）のゲート入力容量から放電し、前記
   ダイオード（３）での順方向電圧が発生すると、小電流
   で前記パワーＭＯＳＦＥＴ（２）のゲート入力容量から
   放電するようにしたことを特徴とする負荷駆動回路。
4. 【請求項４】 前記ダイオード（３）の両端子間の電圧
   を監視して当該電圧が「０」になった時に前記電流の切
   り替えを行うようにしたことを特徴とする請求項１〜３
   のいずれか１項に記載の負荷駆動回路。
5. 【請求項５】 前記負荷（１）はモータであることを特
   徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の負荷駆動
   回路。