JP5900627B2 - イグナイタ、イグナイタの制御方法および内燃機関用点火装置 - Google Patents

イグナイタ、イグナイタの制御方法および内燃機関用点火装置 Download PDF

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Description

この発明は、イグナイタ、イグナイタの制御方法およびこのイグナイタを搭載した内燃機関用点火装置に関する。
近年の自動車の「安全性」「快適性」「環境性」の向上に対する要求は、ますます強まってきている。自動車の電子化の加速により、車１台あたりの半導体使用量が増加し、車載用半導体製品には、「高信頼性」「小型化」「低価格化」が求められる。内燃機関用点火装置においても同様に、小型化によるエンジンの省スペース化や高エネルギー化による燃費・環境性向上を狙っており、内燃機関用点火装置を構成するイグナイタにも小型化や性能面での高電流・高耐圧化が要求されている。
従来のイグナイタでは、点火コイルの一次側に流れる一次電流を遮断する絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ、以下、メインＩＧＢＴとする）に直列に接続した電流検出用シャント抵抗の電圧降下に基づいて電流を検出する電流検出方式が主流である。しかし、コレクタ・エミッタ間の飽和電圧ＶＣＥ（ｓａｔ）と電流検出用シャント抵抗で発生した電圧とを加えた電圧が大きくなり、イグナイタの損失が増大する。
一方、メインＩＧＢＴに並列に接続したセンスＩＧＢＴによって電流の検出・制御を行うセンスＩＧＢＴ方式では、電流検出用シャント抵抗（センス抵抗）をセンスＩＧＢＴに直列に接続するため、メインＩＧＢＴに直列に接続する電流検出用シャント抵抗は不要になる。このようにメインＩＧＢＴに直列に接続する電流検出用シャント抵抗が不要になることで、イグナイタの損失の増大は生じない。したがって、現在はセンスＩＧＢＴ方式が広く使われている。
次に、従来の内燃機関用点火装置の構成について説明する。図９は、従来の内燃機関用点火装置５００の要部の回路構成を示す回路図である。図９に示す従来の内燃機関用点火装置５００は、イグナイタ６００、点火コイル２０２、点火プラグ２０３を備える。イグナイタ６００は、ＩＧＢＴ部５１、制御ＩＣ部５２、バッテリー抵抗ＲＢ、コンデンサＣＢＧを備える。イグナイタ６００は、半導体チップＤ１と半導体チップＤ２とからなるマルチチップイグナイタ６０１である。
半導体チップＤ１に形成されるＩＧＢＴ部５１は、メインＩＧＢＴ３、センスＩＧＢＴ４、デプレッション型ＩＧＢＴ２０、ＧＣ間ツェナーダイオード５（Ｇはゲート、Ｃはコレクタを指す）、サージ保護用のＧＥ間ツェナーダイオード６（Ｅはエミッタを指す）、ダイオード７、抵抗８、サージ保護用のセンスＧＥ間ツェナーダイオード９、サージ保護用の抵抗１０、サージ保護用のツェナーダイオード１１を備える。センスＩＧＢＴ４は、メインＩＧＢＴ３と共通のコレクタ３ａを有する。
デプレッション型ＩＧＢＴ２０は、メインＩＧＢＴ３のコレクタ３ａとゲート３ｂとの間に接続されている。デプレッション型ＩＧＢＴ２０は、メインＩＧＢＴ３のゲート電位を持ち上げてメインＩＧＢＴ３のコレクタ電流Ｉｃの振動を抑制する機能を有する。ＧＣ間ツェナーダイオード５は、メインＩＧＢＴ３のゲート３ｂとコレクタ３ａとの間に接続されている。ＧＣ間ツェナーダイオード５は、センスＩＧＢＴ４およびメインＩＧＢＴ３のコレクタ電圧ＶＣＥをクランプする機能を有する。ＧＥ間ツェナーダイオード６は、メインＩＧＢＴ３のゲート３ｂとエミッタ３ｃとの間に接続されている。
ダイオード７は、メインＩＧＢＴ３のエミッタ３ｃとセンスＩＧＢＴ４のエミッタ４ｃとの間に接続されている。ダイオード７は、センスＩＧＢＴ４のエミッタ電圧をメインＩＧＢＴ３のエミッタ電圧より高くする機能を有する。このダイオード７は、直列数の異なるツェナーダイオードが逆並列接続された非対称双方向ツェナーダイオードである。抵抗８は、メインＩＧＢＴ３のゲート３ｂとセンスＩＧＢＴ４のゲート４ｂとの間に接続されている。抵抗８は、センスＩＧＢＴ４のゲート電圧をメインＩＧＢＴ３のゲート電圧より低くする機能を有する。
センスＧＥ間ツェナーダイオード９は、センスＩＧＢＴ４のゲート４ｂとエミッタ４ｃとの間に接続されている。抵抗１０の一端は、メインＩＧＢＴ３のゲート３ｂとＧＣ間ツェナーダイオード５と抵抗８との接続点８ａに接続されている。ツェナーダイオード１１は、抵抗１０の他端とグランドとの間に接続されている。抵抗１０とツェナーダイオード１１との接続点１１ａは、制御ＩＣ部５２のゲート端子ＧＡＴＥに接続されている。また、センスＩＧＢＴ４のエミッタ４ｃは、制御ＩＣ部５２のセンス端子ＳＮＳに接続されている。
半導体チップＤ２に形成される制御ＩＣ部５２は、センス抵抗Ｒｓｎｓ、センス端子ＳＮＳ、ゲート端子ＧＡＴＥ、バッテリー端子ＢＭ、制御端子ＳＩＮおよびグランド端子ＧＮＤなどを備える。この制御ＩＣ部５２には、図示しない電流制限回路、過熱検出回路などが形成される。センス抵抗Ｒｓｎｓにセンス電流Ｉｓｎｓが流れることによってセンス電圧Ｖｓｎｓが発生する。
バッテリー端子ＢＭは、バッテリー抵抗ＲＢを介してマルチチップイグナイタ６０１のバッテリー端子Ｂに接続されている。バッテリー抵抗ＲＢとコンデンサＣＢＧとの接続点は、点火コイル２０２の一端に接続されている。制御ＩＣ部５２の制御端子ＳＩＮは、マルチチップイグナイタ６０１の制御端子Ｓに接続されている。制御ＩＣ部５２のグランド端子ＧＮＤは、マルチチップイグナイタ６０１のグランド端子Ｇに接続されている。
メインＩＧＢＴ３のコレクタ３ａは、ＩＧＢＴ部５１のコレクタ端子ＣＭに接続されている。コレクタ端子ＣＭは、マルチチップイグナイタ６０１のコレクタ端子Ｃに接続されている。マルチチップイグナイタ６０１のコレクタ端子Ｃは、点火コイル２０２の一次側の他端に接続されている。点火コイル２０２の二次側の他端は、点火プラグ２０３の一端に接続されている。点火プラグ２０３の他端はグランドに接続されている。
次に、従来のマルチチップイグナイタ６０１（従来品）を構成するＩＧＢＴ部５１のメインＩＧＢＴ３およびセンスＩＧＢＴ４の配置について説明する。図１０は、図９のメインＩＧＢＴ３およびセンスＩＧＢＴ４の平面配置を示す平面図である。図１０には、２つの従来品（以下、従来品Ｎｏ１，Ｎｏ２とする）を示す。従来品Ｎｏ１，Ｎｏ２は、センスＩＧＢＴ４とメインＩＧＢＴ３との間の距離Ｌが異なる。図１０では、センスＩＧＢＴ４とメインＩＧＢＴ３との間の距離Ｌの違いを明確にするために従来品Ｎｏ１，Ｎｏ２を１図に図示しているが、従来品Ｎｏ１，Ｎｏ２はそれぞれ異なるマルチチップイグナイタ６０１の一例を示している。すなわち、従来品Ｎｏ１，Ｎｏ２はともにセンスＩＧＢＴ４とメインＩＧＢＴ３とを１つずつ配置した構成であり、図１０中の２つのセンスＩＧＢＴ４のうち、右側が従来品Ｎｏ１のセンスＩＧＢＴ４であり、左側が従来品Ｎｏ２のセンスＩＧＢＴ４である。
図１０に示すように、メインＩＧＢＴ３は、例えば、少なくとも１つの内角が１８０度よりも大きい角度（凹角）をなす凹多角形の平面形状を有する。センスＩＧＢＴ４は、メインＩＧＢＴ３の凹角をなす内角をつくる２つの辺に対向して配置されている。従来品Ｎｏ１，Ｎｏ２はともに、センスＩＧＢＴ４は、メインＩＧＢＴ３の、凹角をなす内角をつくる一方の辺から所定の距離Ｌで離れて配置され、凹角をなす内角をつくる他方の辺に近接して配置されている。従来品Ｎｏ１では、センスＩＧＢＴ４とメインＩＧＢＴ３との間の距離Ｌが８００μｍである。従来品Ｎｏ２では、センスＩＧＢＴ４とメインＩＧＢＴ３との間の距離Ｌが１０００μｍである。
また、図１０では、メインＩＧＢＴ３からセンスＩＧＢＴ４に過大に流れ込む正孔電流を抜き取りセンス比（＝コレクタ電流Ｉｃ／センス電流Ｉｓｎｓ）を上げるために、センスＩＧＢＴ４の周囲を囲むように点線で示すｐ+引き抜き領域４ｅを設ける場合もある。
次に、図９の内燃機関用点火装置５００の動作を説明する。バッテリー端子Ｂから制御ＩＣ部５２に電圧が印加される。この電圧は、制御ＩＣ部５２の電源電圧となる。また、点火コイル２０２およびＩＧＢＴ部５１のコレクタ端子ＣＭを介して、メインＩＧＢＴ３にバッテリー端子Ｂから電圧が印加される。
まず、内燃機関用点火装置５００の正常動作について説明する。内燃機関用点火装置５００を構成するマルチチップイグナイタ６０１の制御端子Ｓに図示しないＥＣＵ（Ｅｎｇｉｎｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｕｎｉｔ）からオンの制御信号が入力されると、この制御信号が制御ＩＣ部５２の制御端子ＳＩＮに印加される。制御端子ＳＩＮに制御信号が入力されると、制御ＩＣ部５２で信号処理され、制御ＩＣ部５２のゲート端子ＧＡＴＥから、ＩＧＢＴ部５１の抵抗１０を介してメインＩＧＢＴ３のゲート３ｂにゲート信号が入力されるとともに、抵抗８を介してセンスＩＧＢＴ４のゲート４ｂにゲート信号が入力される。
メインＩＧＢＴ３およびセンスＩＧＢＴ４に同時にゲート信号が入力されることにより、メインＩＧＢＴ３およびセンスＩＧＢＴ４は同時にオンする。これにより、バッテリー端子Ｂから点火コイル２０２を経由してメインＩＧＢＴ３に主電流であるコレクタ電流Ｉｃが流れるとともに、センスＩＧＢＴ４にセンス電流Ｉｓｎｓが流れる。センス電流Ｉｓｎｓはセンス抵抗Ｒｓｎｓを通してグランドへ流れるため、センス抵抗Ｒｓｎｓの両端にセンス電圧Ｖｓｎｓが発生する。このセンス電圧Ｖｓｎｓは制御ＩＣ部５２に入力され、図示しないロジック回路で処理されて、ゲート端子ＧＡＴＥから最適なゲート信号が出力される。
一方、マルチチップイグナイタ６０１の制御端子Ｓにオフの制御信号が印加されると、メインＩＧＢＴ３とセンスＩＧＢＴ４とが共にオフする。メインＩＧＢＴ３がオフすると、点火コイル２０２を通してメインＩＧＢＴ３に流れているコレクタ電流Ｉｃが遮断され、点火コイル２０２のインダクタンスＬと電流変化率ｄＩｃ／ｄｔとによる誘導起電力（＝Ｌ×ｄＩｃ／ｄｔ）により、点火コイル２０２の二次側に高い電圧が発生する。この高い電圧が点火プラグ２０３に印加されると、点火プラグ２０３は放電を起こして図示省略する燃料室内の混合気に点火する。点火コイル２０２に蓄えられているエネルギーが発散されると、点火プラグ２０３の消炎作用により消火される。
次に、内燃機関用点火装置５００の異常動作について後述の図１２を用いて説明する。何らかの異常でメインＩＧＢＴ３に過電流が流れた場合、制御ＩＣ部５２のセンス抵抗Ｒｓｎｓに発生するセンス電圧Ｖｓｎｓが大きくなる。このため、このセンス電圧Ｖｓｎｓを制御ＩＣ部５２の図示しない電流制限回路により処理して、ゲート端子ＧＡＴＥから出力されるゲート電圧ＶＧＥを低下させて、メインＩＧＢＴ３に流れるコレクタ電流Ｉｃを過電流制限電流値Ｉｏに抑制する。
このとき、コレクタ電流Ｉｃが過電流制限電流値Ｉｏを超えて流れていると、ゲート電圧ＶＧＥの低下でコレクタ電流Ｉｃはピーク値Ｉｐを経て過電流制限電流値Ｉｏまで急激に低下する。このピーク値Ｉｐと過電流制限電流値Ｉｏとの差（落差）が大きい場合、コレクタ電流Ｉｃの落ち込み（オーバーシュート）が大きくなり、コレクタ電圧ＶＣＥは大きく振動する。このコレクタ電圧ＶＣＥの大きな振動により、点火コイル２０２の二次側電圧が跳ね上がり、点火プラグ２０３は誤点火する。
このコレクタ電圧ＶＣＥの振動の原因となる、コレクタ電流Ｉｃのオーバーシュートを抑制するために、図９に示すように、従来のイグナイタ６００ではデプレッション型ＩＧＢＴ２０を設けている（例えば、下記特許文献１参照）。このデプレッション型ＩＧＢＴ２０を定電流回路として用いることで、メインＩＧＢＴ３のゲート電圧ＶＧＥが持ち上げられる。このゲート電圧ＶＧＥの持ち上げによって、過電流制限電流値Ｉｏが持ち上げられてメインＩＧＢＴ３のコレクタ電流Ｉｃのオーバーシュートが小さくなり、コレクタ電圧ＶＣＥの振動が抑制される。したがって、点火コイル２０２の二次側電圧が抑制されて、点火プラグ２０３の誤点火が防止される。
尚、デプレッション型ＩＧＢＴ２０は、ゲートとエミッタとを短絡することで定電流回路を構成する。また、図９で示すマルチチップイグナイタ６０１では、ＩＧＢＴ部５１と制御ＩＣ部５２とは異なる半導体チップＤ１，Ｄ２で形成され、これらの半導体チップＤ１，Ｄ２は図示省略するリードフレームや導電パターン付セラミック基板などに固着される。
次に、イグナイタに関して記載した特許文献について説明する。まず、下記特許文献１には次の内容が記載されている。保護回路を有するイグナイタにおいて、過電流といった異常時にＩＧＢＴを遮断する際に、ＩＧＢＴのコレクタ電流をセンスＩＧＢＴを経由してセンス抵抗に分流させ、その電位差を検知する。そして、検知した電位差が一定値より高くなったときに、ＩＧＢＴのゲート電圧を下げて、ＩＧＢＴの電流増加を抑える。
その際、ＩＧＢＴのようなＭＯＳゲート（金属−酸化膜−半導体からなる絶縁ゲート）型素子では、飽和電流がコレクタ電圧に対して一定のため、ゲート電圧を下げると、ＩＧＢＴの電流が下げたゲート電圧に対応する電流まで急激に低下する。この急激な電流の低下によって、コイルに誘導起電力が発生し、ＩＧＢＴのコレクタ電圧が急増する。この急増したコレクタ電圧により、今度はＩＧＢＴの電流は減少する。このＩＧＢＴの電流の減少を検知し、今度はＩＧＢＴに電流を流すべく、ゲート電圧が再度増加する。これに応じて、今度はコレクタ電圧が急減する。この繰り返しが、コレクタ電圧の振動となる。この発振時のコレクタ電圧に応じて、点火プラグの電圧が放電電圧を超え、誤点火を起こす。
このような問題を防止するために、ＩＧＢＴのコレクタ−ゲート間に、定電流源となるデプレッション型ＩＧＢＴを挿入する。これにより、過電流検知時にゲート電圧を下げようとするとき、定電流源が、コレクタ電圧の増加に応じて、ゲート電圧を引き上げるので、ゲート電圧の低下を補うようになる。すなわち、ゲート電圧の低下幅が小さくなり、ゲート電圧の低下も緩やかになる。これにより、ＩＧＢＴの電流の低下幅が小さくなり、電流の減少も緩やかになるため、コレクタ電圧の発振が抑えられる。そのため、点火プラグの誤点火を防ぐことができる。
また、下記特許文献２には次の内容が記載されている。メインＩＧＢＴ、センスＩＧＢＴ、デプレッション型ＩＧＢＴ、保護回路（図９の制御ＩＣ部に相当する）を１チップに搭載した１チップイグナイタがある。センスＩＧＢＴがメインＩＧＢＴに近い位置（＝８００μｍ）に配置されている場合、異常発生時（過電流発生時等）に、メインＩＧＢＴの電流がセンスＩＧＢＴに流れ、センス抵抗の電圧降下が高めの値となり、メインＩＧＢＴの電流が実際の電流値よりも過大に検出される。この場合、過大に検出されたセンス抵抗の電圧降下により、メインＩＧＢＴの所定の電流値以下の電流で、保護回路からメインＩＧＢＴのゲート端子に、メインＩＧＢＴの電流を絞るようにゲート電圧を小さくする作用が働く。
メインＩＧＢＴのゲート電圧が小さくなると、メインＩＧＢＴの電流が小さくなるので、センスＩＧＢＴに流れる電流も小さくなる。これによって、今度はセンス抵抗の電圧降下が小さめの値となるので、メインＩＧＢＴの電流を増やすよう、保護回路がメインＩＧＢＴのゲート電圧を上げるため、メインＩＧＢＴの電流が増加する。この帰還動作が繰り返され、メインＩＧＢＴのコレクタ電流が振動するようになる。コレクタ電流が振動することで、点火コイルのインダクタンスにより誘導起電力が発生するため、コレクタ電圧が大きな振幅で振動するようになり、点火プラグが誤点火を起こす。
これに対して、メインＩＧＢＴとセンスＩＧＢＴとの間を１５００μｍ以上離すことで、異常発生時に、メインＩＧＢＴの電流がセンスＩＧＢＴに流れてセンス抵抗の電圧降下が重畳されることがなくなる。これにより、コレクタ電圧の振動が生じなくなるため、点火プラグの誤点火をなくすことができる。
また、センスＩＧＢＴへのメインＩＧＢＴからの電流（正孔電流）の流れ込みが少なくなり、ソフトターンオフ時の電流波形の振動が抑制される。ソフトターンオフとは、過電流発生等の異常発生時に、メインＩＧＢＴのコレクタ電流をゆるやかにオフさせて、コレクタ電圧の急増を抑えることである。
また、下記特許文献３には次の内容が記載されている。メインＩＧＢＴは、過電流検知機能を備えたセンスＩＧＢＴを有する。センスＩＧＢＴは、ホール引き抜き用ｐウェル領域に囲まれている。特に下記特許文献３に記載される図２では、複数のセンスＩＧＢＴが配置された略矩形状の平面形状を有するセンスＩＧＢＴ領域の３辺からそれぞれ垂直に離れる３方向では、センスＩＧＢＴ領域は、メインＩＧＢＴとは最短距離だけ離れて隣り合っている。センスＩＧＢＴ領域の残りの１辺から垂直に離れる１方向では、センスＩＧＢＴ領域は、メインＩＧＢＴとの最短距離よりも十分長い距離を隔てて、かつｐウェル領域を介してメインＩＧＢＴと隣り合っている。メインＩＧＢＴと最短距離を１００μｍ以上とすることで、センス比の電圧依存性を一定としている。
特開平９−２８０１４７号公報 特開２００９−１１７７８６号公報 特開平７−２４５３９４号公報
しかしながら、上述した従来技術では、次の問題が生じる。図９に示すように、デプレッション型ＩＧＢＴ２０を付加することで、図１０に示すようにセンスＩＧＢＴ４とメインＩＧＢＴ３との間の距離Ｌを１０００μｍ程度離しても、電流制限時にメインＩＧＢＴ３のコレクタ電流Ｉｃのオーバーシュートは小さく抑制される。
しかし、イグナイタ６００の小型化への要求を満たすために、ＩＧＢＴ部５１が配置された半導体チップＤ１の面積を低減する必要があり、半導体チップＤ１にデプレッション型ＩＧＢＴ２０を設けることは小型化の妨げになっている。デプレッション型ＩＧＢＴ２０は、上記のようにコレクタ電流Ｉｃのオーバーシュートを抑制するという優れた効果を有するものの、半導体チップＤ１の平面上において、デプレッション型ＩＧＢＴ２０の占有面積は比較的大きいからである。
そこで、小型化、さらにはコストダウンを図るために、メインＩＧＢＴ３を備えたマルチチップイグナイタ６０１に、デプレッション型ＩＧＢＴ２０を設けずにチップ面積を小さくすることが必要である。しかしながら、デプレッション型ＩＧＢＴ２０を設けない場合、前記したように、異常発生時、すなわちコレクタ電極に過電流が流れたときに、コレクタ電流Ｉｃの減少と、それに伴うコレクタ電圧ＶＣＥの急増を抑えられなくなる。したがって、デプレッション型ＩＧＢＴ２０に代わる保護機能を、チップ面積の増加を伴うことなく、新たに備える必要がある。
この発明は、上述した従来技術による問題点を解消するため、電流制限時でのコレクタ電流のオーバーシュートを抑制することができ、かつ小型化を図ることができるイグナイタおよびイグナイタの制御方法を提供することを目的とする。また、この発明は、上述した従来技術による問題点を解消するため、電流制限時でのコレクタ電流のオーバーシュートを抑制することができるイグナイタを搭載して誤点火を防止することができ、かつ小型化を図ることができる内燃機関用点火装置を提供することを目的とする。
上述した課題を解決し、本発明の目的を達成するため、この発明にかかるイグナイタの制御方法は、メイン絶縁ゲート型トランジスタ、センス絶縁ゲート型トランジスタおよび制御回路を備えたイグナイタの制御方法であって、次の特徴を有する。前記メイン絶縁ゲート型トランジスタは、主たる電流の通電または遮断を制御する。前記センス絶縁ゲート型トランジスタは、前記メイン絶縁ゲート型トランジスタと同一の半導体基板に、当該メイン絶縁ゲート型トランジスタに並列に配置され、当該メイン絶縁ゲート型トランジスタの電流値を検知する。前記制御回路は、前記センス絶縁ゲート型トランジスタに流れるセンス電流値から前記メイン絶縁ゲート型トランジスタの電流値を算出し、当該算出された前記メイン絶縁ゲート型トランジスタの電流値に応じて当該メイン絶縁ゲート型トランジスタのゲート電圧を制御することにより前記メイン絶縁ゲート型トランジスタの電流を制御する。そして、前記メイン絶縁ゲート型トランジスタに過電流が流れて当該過電流の値が所定の上限値に達する前に、前記制御回路によって、前記センス絶縁ゲート型トランジスタに流れるセンス電流値から前記メイン絶縁ゲート型トランジスタの電流値を算出して、当該メイン絶縁ゲート型トランジスタの電流が前記過電流の所定の上限値になるように前記ゲート電圧を低下させる。
また、この発明にかかるイグナイタの制御方法は、上述した発明において、前記メイン絶縁ゲート型トランジスタの前記過電流が所定の上限値に達する前に、前記センス絶縁ゲート型トランジスタに流れるセンス電流を飽和させてもよい。
また、上述した課題を解決し、本発明の目的を達成するため、この発明にかかるイグナイタは、次の特徴を有する。主たる電流の通電または遮断を制御するメイン絶縁ゲート型トランジスタが設けられている。前記メイン絶縁ゲート型トランジスタと同一の半導体基板に、当該メイン絶縁ゲート型トランジスタに並列に配置され、当該メイン絶縁ゲート型トランジスタの電流値を検知するセンス絶縁ゲート型トランジスタが設けられている。前記センス絶縁ゲート型トランジスタに流れるセンス電流値から前記メイン絶縁ゲート型トランジスタの電流値を算出し、当該算出された前記メイン絶縁ゲート型トランジスタの電流値に応じて当該メイン絶縁ゲート型トランジスタのゲート電圧を制御することにより前記メイン絶縁ゲート型トランジスタの電流を制御する制御回路が設けられている。前記制御回路は、当該制御回路から出力される前記ゲート電圧を減少させて前記メイン絶縁ゲート型トランジスタに流れる過電流を制限する。そして、前記制御回路によって前記メイン絶縁ゲート型トランジスタの電流が前記過電流の所定の上限値になるときの前記ゲート電圧の電圧値に前記ゲート電圧が減少された時点において、前記センス絶縁ゲート型トランジスタに流れるセンス電流が飽和領域にある。
また、この発明にかかるイグナイタは、上述した発明において、前記メイン絶縁ゲート型トランジスタと前記センス絶縁ゲート型トランジスタとの間隔が１００μｍ以上７００μｍ以下であってもよい。
また、この発明にかかるイグナイタは、上述した発明において、前記センス絶縁ゲート型トランジスタの周囲は、前記メイン絶縁ゲート型トランジスタから前記センス絶縁ゲート型トランジスタに流入するキャリアを引き抜くキャリア引き抜き層で矩形状に囲まれていてもよい。
また、上述した課題を解決し、本発明の目的を達成するため、この発明にかかるイグナイタは、メイン絶縁ゲート型トランジスタおよびセンス絶縁ゲート型トランジスタを備え、次の特徴を有する。前記メイン絶縁ゲート型トランジスタは、第１導電型の第１半導体層の第１主面側の表面層に選択的に設けられた第２導電型の第２半導体層と、前記第２半導体層の内部に選択的に設けられた第１導電型の第３半導体層と、前記第２半導体層の、前記第３半導体層と前記第１半導体層とに挟まれた部分の表面上に第１ゲート絶縁膜を介して設けられた第１ゲート電極と、前記第２半導体層および前記第３半導体層に電気的に接続された第１主電極と、を有する。前記センス絶縁ゲート型トランジスタは、前記第１半導体層の第１主面側の表面層に、前記第２半導体層と離して選択的に設けられた第２導電型の第４半導体層と、前記第４半導体層の内部に選択的に設けられた第１導電型の第５半導体層と、前記第４半導体層の、前記第５半導体層と前記第１半導体層とに挟まれた部分の表面上に第２ゲート絶縁膜を介して設けられた第２ゲート電極と、前記第１主電極、前記第４半導体層および前記第５半導体層に電気的に接続された第２主電極と、を有する。そして、前記メイン絶縁ゲート型トランジスタと前記センス絶縁ゲート型トランジスタとの間の距離は、１００μｍ以上７００μｍ以下である。
また、この発明にかかるイグナイタは、上述した発明において、前記距離は、１００μｍ以上２００μｍ以下であってもよい。
また、この発明にかかるイグナイタは、上述した発明において、前記センス絶縁ゲート型トランジスタの周囲は、前記メイン絶縁ゲート型トランジスタから前記センス絶縁ゲート型トランジスタに流入するキャリアを引き抜くキャリア引き抜き層で矩形状に囲まれていてもよい。
また、この発明にかかるイグナイタは、上述した発明において、前記メイン絶縁ゲート型トランジスタは、前記センス絶縁ゲート型トランジスタの周囲の一部を囲むように当該センス絶縁ゲート型トランジスタに対向する隣り合う２辺からなるＬ字状部分または隣り合う３辺からなる凹状部分をもつ多角形状の平面形状を有してもよい。
また、この発明にかかるイグナイタは、上述した発明において、前記第１半導体層の第１主面側の表面上に、前記第２ゲート電極と前記第１主電極との間に接続されるサージ保護用のセンスツェナーダイオードと、前記第１主電極と前記第２主電極との間に接続され、前記第２主電極の電位を前記第１主電極の電位よりも高くする非対称双方向ダイオードと、をさらに備える。そして、前記センスツェナーダイオードおよび前記非対称双方向ダイオードは、それぞれ、前記センス絶縁ゲート型トランジスタの、前記メイン絶縁ゲート型トランジスタに対向していない部分に対向するように配置されていてもよい。
また、この発明にかかるイグナイタは、上述した発明において、前記メイン絶縁ゲート型トランジスタおよび前記センス絶縁ゲート型トランジスタは、前記第１主電極と前記第２主電極とが前記非対称双方向ダイオードの電極を介して接続されるように配置されていてもよい。
また、この発明にかかるイグナイタは、上述した発明において、前記センスツェナーダイオードの平面上の面積は、前記非対称双方向ダイオードの平面上の面積よりも大きくてもよい。
また、この発明にかかるイグナイタは、上述した発明において、少なくとも前記メイン絶縁ゲート型トランジスタおよび前記センス絶縁ゲート型トランジスタが形成される第１半導体チップと、前記メイン絶縁ゲート型トランジスタおよび前記センス絶縁ゲート型トランジスタを制御する制御回路が形成される第２半導体チップと、で構成されるマルチチップイグナイタであってもよい。
また、この発明にかかるイグナイタは、上述した発明において、少なくとも前記メイン絶縁ゲート型トランジスタと、前記センス絶縁ゲート型トランジスタと、前記メイン絶縁ゲート型トランジスタおよび前記センス絶縁ゲート型トランジスタを制御する制御回路とを同一の半導体チップに形成したワンチップイグナイタであってもよい。
また、この発明にかかるイグナイタは、上述した発明において、前記メイン絶縁ゲート型トランジスタおよび前記センス絶縁ゲート型トランジスタは、前記第１半導体層の第２主面側に設けられた第２導電型の第６半導体層と、前記第６半導体層に電気的に接続された第３主電極を備えた絶縁ゲート型バイポーラトランジスタであってもよい。
また、この発明にかかるイグナイタは、上述した発明において、前記メイン絶縁ゲート型トランジスタおよび前記センス絶縁ゲート型トランジスタは、前記第１半導体層の第２主面側に設けられた第１導電型の第６半導体層と、前記第６半導体層に電気的に接続された第３主電極を備えた絶縁ゲート型電界効果トランジスタであってもよい。
また、この発明にかかるイグナイタは、上述した発明において、前記メイン絶縁ゲート型トランジスタは、プレーナ型ゲート構造、または、前記第３半導体層および前記第２半導体層を貫通して前記第１半導体層に達するトレンチの内部に前記第１ゲート絶縁膜を介して前記第１ゲート電極が設けられたトレンチゲート構造であってもよい。
また、この発明にかかるイグナイタは、上述した発明において、前記センス絶縁ゲート型トランジスタは、プレーナ型ゲート構造、または、前記第５半導体層および前記第４半導体層を貫通して前記第１半導体層に達するトレンチの内部に第２ゲート絶縁膜を介して前記第２ゲート電極が設けられたトレンチゲート構造であってもよい。
また、この発明にかかるイグナイタは、上述した発明において、前記メイン絶縁ゲート型トランジスタのゲート電圧を減少させて前記メイン絶縁ゲート型トランジスタに流れる過電流を制限する制御回路をさらに備え、前記制御回路によって前記メイン絶縁ゲート型トランジスタの電流が前記過電流の所定の上限値になるときの前記ゲート電圧の電圧値に前記ゲート電圧が減少された時点において、前記センス絶縁ゲート型トランジスタに流れるセンス電流が飽和領域にあってもよい。
また、この発明にかかるイグナイタは、上述した発明において、前記メイン絶縁ゲート型トランジスタに過電流が流れて当該過電流の値が所定の上限値に達する前に、前記センス絶縁ゲート型トランジスタに流れるセンス電流値から前記メイン絶縁ゲート型トランジスタの電流値を算出して、前記メイン絶縁ゲート型トランジスタの電流が前記過電流の所定の上限値になるように前記メイン絶縁ゲート型トランジスタのゲート電圧を低下させる制御回路をさらに備えることを特徴とする。
また、この発明にかかる内燃機関用点火装置は、上述したイグナイタを搭載することを特徴とする。
また、上述した課題を解決し、本発明の目的を達成するため、この発明にかかる内燃機関用点火装置は、メイン絶縁ゲート型トランジスタ、センス絶縁ゲート型トランジスタおよび制御回路を備えたイグナイタを搭載し、次の特徴を有する。前記メイン絶縁ゲート型トランジスタは、主たる電流の通電または遮断を制御する。前記センス絶縁ゲート型トランジスタは、前記メイン絶縁ゲート型トランジスタと同一の半導体基板に、当該メイン絶縁ゲート型トランジスタに並列に配置され、当該メイン絶縁ゲート型トランジスタの電流値を検知する。前記制御回路は、前記センス絶縁ゲート型トランジスタに流れるセンス電流値から前記メイン絶縁ゲート型トランジスタの電流値を算出し、当該算出された前記メイン絶縁ゲート型トランジスタの電流値に応じて当該メイン絶縁ゲート型トランジスタのゲート電圧を制御することにより前記メイン絶縁ゲート型トランジスタの電流を制御する。そして、前記イグナイタを制御して、前記メイン絶縁ゲート型トランジスタに過電流が流れて当該過電流の値が所定の上限値に達する前に、前記制御回路によって、前記センス絶縁ゲート型トランジスタに流れるセンス電流値から前記メイン絶縁ゲート型トランジスタの電流値を算出して、当該メイン絶縁ゲート型トランジスタの電流が前記過電流の所定の上限値になるように前記ゲート電圧を低下させる。
また、この発明にかかる内燃機関用点火装置は、上述した発明において、前記イグナイタを制御して、前記メイン絶縁ゲート型トランジスタの前記過電流が所定の上限値に達する前に、前記センス絶縁ゲート型トランジスタに流れるセンス電流を飽和させてもよい。
本発明にかかるイグナイタ、イグナイタの制御方法および内燃機関用点火装置によれば、デプレッション型ＩＧＢＴを設けなくても、電流制限時にメインＩＧＢＴのコレクタ電流のオーバーシュートを防止することができるという効果を奏する。
また、本発明にかかるイグナイタ、イグナイタの制御方法および内燃機関用点火装置によれば、デプレッション型ＩＧＢＴを設けないことでイグナイタの小型化を図り、かつメインＩＧＢＴのコレクタ電流のオーバーシュートの抑制を可能とし、小型で誤点火を防止した内燃機関用点火装置を提供することができるという効果を奏する。
図１は、この発明の実施例１にかかる内燃機関用点火装置１００の要部の回路構成を示す回路図である。 図２は、図１のマルチチップイグナイタ２０１を構成するＩＧＢＴ部１のメインＩＧＢＴ３およびセンスＩＧＢＴ４の平面配置を示す平面図である。 図３は、本発明品Ｎｏ１の電流制限時の動作波形を示す特性図である。 図４は、本発明品Ｎｏ１のメインＩＧＢＴ３のコレクタ電圧ＶＣＥ−コレクタ電流Ｉｃの動作軌跡Ｂ２を示す特性図である。 図５は、本発明品Ｎｏ１のセンスＩＧＢＴ４のコレクタ電圧ＶＣＥ−センス電圧Ｖｓｎｓの動作軌跡Ｃ２を示す特性図である。 図６は、メインＩＧＢＴ３−センスＩＧＢＴ４間の距離Ｌとセンス電流Ｉｓｎｓとの関係を示す特性図である。 図７は、メインＩＧＢＴ３−センスＩＧＢＴ４間の距離ＬとＩＣＬｏｓｃとの関係を示す特性図である。 図８は、この発明の第２実施例にかかる内燃機関用点火装置３００の要部の構成図とこの内燃機関用点火装置３００に搭載されるワンチップイグナイタ４０１の要部の回路構成を示す回路図である。 図９は、従来の内燃機関用点火装置５００の要部の回路構成を示す回路図である。 図１０は、図９のメインＩＧＢＴ３およびセンスＩＧＢＴ４の平面配置を示す平面図である。 図１１は、実験用のマルチチップイグナイタ８０１を搭載した実験用の内燃機関用点火装置７００の構成を示す説明図である。 図１２は、実験品Ｎｏ１の電流制限時の動作波形を示す特性図である。 図１３は、実験品Ｎｏ１のメインＩＧＢＴ３のコレクタ電圧ＶＣＥ−コレクタ電流Ｉｃの動作軌跡Ｅ２を示す特性図である。 図１４は、実験品Ｎｏ１のセンスＩＧＢＴ４のコレクタ電圧ＶＣＥ−センス電圧Ｖｓｎｓの動作軌跡Ｆ２を示す特性図である。 図１５は、本発明のイグナイタ２００を構成するＩＧＢＴ部１の要部の平面配置を示す平面図である。 図１６は、本発明のイグナイタ２００を構成するＩＧＢＴ部１の別の一例の要部の平面配置を示す平面図である。 図１７は、本発明にかかるイグナイタ２００を構成するＩＧＢＴの構成を示す断面図である。
添付図面を参照して、この発明にかかるイグナイタ、イグナイタの制御方法および内燃機関用点火装置の好適な実施の形態を以下の実施例で詳細に説明する。本明細書および添付図面においては、ｎまたはｐを冠記した層や領域では、それぞれ電子または正孔が多数キャリアであることを意味する。また、ｎやｐに付す＋および−は、それぞれそれが付されていない層や領域よりも高不純物濃度および低不純物濃度であることを意味する。なお、以下の実施例の説明および添付図面において、同様の構成には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。本発明において従来と同一部位の箇所には同一の符号を付した。また、本明細書の「飽和する」、「飽和領域」といった用語は、周知のＭＯＳＦＥＴの「飽和領域」である。すなわち、チャネルの空乏層がピンチオフして、コレクタ−エミッタ間（ＣＥ間）電圧の増加に対してコレクタ電流が一定となること、および一定になっている領域のことである。一方、本明細書の「線形領域」という用語は、ＣＥ間電圧の増加に対してコレクタ電流が増加する領域のことであり、コレクタ電流が前述の飽和領域に達するまでの領域のことである。
＜実施例１＞
実施例１にかかる内燃機関用点火装置の構成について説明する。図１は、この発明の実施例１にかかる内燃機関用点火装置１００の要部の回路構成を示す回路図である。図１には、内燃機関用点火装置１００に搭載されるマルチチップイグナイタ２０１の要部回路図も示した。ここでは、ＩＧＢＴ部１を構成する素子としてメインＩＧＢＴ３およびセンスＩＧＢＴ４を挙げて説明するが、これらは共に絶縁ゲート型電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ：Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）であっても構わない。この場合、後述するｐ+コレクタ層およびコレクタ電極に代えて、ｎ+ドレイン層（第６半導体層）およびドレイン（第３主電極）電極を設ければよい。また、マルチチップイグナイタ２０１はイグナイタ２００の一種であり２つの半導体チップＡ１、Ａ２で構成される。
この内燃機関用点火装置１００は、イグナイタ２００（総称）、点火コイル２０２および点火プラグ２０３を備える。イグナイタ２００は、ＩＧＢＴ部１、制御ＩＣ部（制御回路）２、バッテリー抵抗ＲＢおよびコンデンサＣＢＧを有する。
図１において、半導体チップＡ１に形成されるＩＧＢＴ部１は、メインＩＧＢＴ３、センスＩＧＢＴ４、ＧＣ間ツェナーダイオード５を備える。メインＩＧＢＴ３は、点火コイル２０２の一次側に流れる一次電流を遮断する機能を有する。センスＩＧＢＴ４は、メインＩＧＢＴ３に流れる電流を検出（検知）する。センスＩＧＢＴ４は、メインＩＧＢＴ３と共通のコレクタ３ａを有する。ＧＣ間ツェナーダイオード５は、センスＩＧＢＴ４およびメインＩＧＢＴ３のコレクタ３ａと、メインＩＧＢＴ３のゲート３ｂとの間に接続されている。ＧＣ間ツェナーダイオード５は、センスＩＧＢＴ４およびメインＩＧＢＴ３のコレクタ電圧ＶＣＥをクランプする機能を有する。
図１７に、イグナイタ２００の半導体チップＡ１のＩＧＢＴ部１に形成されるＩＧＢＴの単位セルの構成を示す。図１７は、本発明にかかるイグナイタ２００を構成するＩＧＢＴの構成を示す断面図である。メインＩＧＢＴ３およびセンスＩＧＢＴ４は、同一の半導体チップＡ１に、例えば同一構造の単位セルが並列に配置されてなる。単位セルの構造について、具体的に説明する。ｐ+コレクタ層（第６半導体層）４０となる高濃度半導体基板のおもて面上に、ｎ+バッファ層４１およびｎ-ドリフト層（第１半導体層）４２がエピタキシャル層として順に形成される。ｎ-ドリフト層４２の、ｎ+バッファ層４１側に対して反対側の表面層には、ｐベース層（第２，４半導体層）４３が選択的に形成されている。ｐベース層４３の内部には、ｎ+エミッタ層４４が選択的に形成されている。
互いに隣接するｎ+エミッタ層（第３，５半導体層）４４、ｐベース層４３、ｎ-ドリフト層４２をそれぞれ跨ぐようにこれらの表面上に形成されたゲート絶縁膜（第１，２ゲート絶縁膜）４５と、ゲート絶縁膜４５上に形成されたゲート電極４６（第１，２ゲート電極）と、を備えた周知のＭＯＳゲート構造が設けられている。エミッタ電極（第１，２主電極）４７は、ｎ+エミッタ層４４およびｐベース層４３に接し、かつ層間絶縁膜４９によってゲート電極４６と電気的に絶縁されている。コンタクト抵抗低減のために、ｐベース層４３の内部にｐ型の高濃度コンタクト層を形成し、エミッタ電極４７と接させてもよい。ｐ+コレクタ層４０の表面（高濃度半導体基板の裏面）にはコレクタ電極（第３主電極）４８が形成される。ｎ-ドリフト層４２の厚さおよび不純物濃度は、例えば素子の定格電圧から決められる。定格電圧は、例えば４００Ｖ〜６００Ｖである。
図１に戻り、ＩＧＢＴ部１は、さらに、サージ保護用のＧＥ間ツェナーダイオード６、ダイオード７（非対称双方向ツェナーダイオード）、抵抗８、サージ保護用のセンスＧＥ間ツェナーダイオード９、サージ保護用の抵抗１０、サージ保護用のツェナーダイオード１１を備える。ＧＥ間ツェナーダイオード６は、メインＩＧＢＴ３のゲート３ｂとエミッタ３ｃとの間に接続されている。ダイオード７は、メインＩＧＢＴ３のエミッタ３ｃとセンスＩＧＢＴ４のエミッタ４ｃとの間に接続されている。ダイオード７は、センスＩＧＢＴ４のエミッタ電圧をメインＩＧＢＴ３のエミッタ電圧より高くする機能を有する。
抵抗８は、メインＩＧＢＴ３のゲート３ｂとセンスＩＧＢＴ４のゲート４ｂとの間に接続されている。抵抗８は、センスＩＧＢＴ４のゲート電圧をメインＩＧＢＴ３のゲート電圧ＶＧＥより低くする機能を有する。センスＧＥ間ツェナーダイオード９は、センスＩＧＢＴ４のゲート４ｂとエミッタ４ｃとの間に接続されている。抵抗１０の一端は、メインＩＧＢＴ３のゲート３ｂとＧＣ間ツェナーダイオード５と抵抗８との接続点８ａに接続されている。ツェナーダイオード１１は、抵抗１０の他端とグランドとの間に接続されている。抵抗１０とツェナーダイオード１１との接続点１１ａは、制御ＩＣ部２のゲート端子ＧＡＴＥに接続されている。また、センスＩＧＢＴ４のエミッタ４ｃは、制御ＩＣ部２のセンス端子ＳＮＳに接続されている。これらＩＧＢＴ部１を構成するダイオードや抵抗は、例えば半導体チップＡ１のおもて面上に配置される。
半導体チップＡ２に形成される制御ＩＣ部２は、センス抵抗Ｒｓｎｓ、センス端子ＳＮＳ、ゲート端子ＧＡＴＥ、バッテリー端子ＢＭ、制御端子ＳＩＮおよびグランド端子ＧＮＤなどを備える。この制御ＩＣ部２には、図示しない電流制限回路、過熱検出回路などが形成される。
前記のバッテリー端子ＢＭは、バッテリー抵抗ＲＢを介してマルチチップイグナイタ２０１のバッテリー端子Ｂに接続されている。また、バッテリー抵抗ＲＢとコンデンサＣＢＧとの接続点は、点火コイル２０２の一端に接続されている。
制御ＩＣ部２の制御端子ＳＩＮは、マルチチップイグナイタ２０１の制御端子Ｓに接続されている。制御ＩＣ部２のグランド端子ＧＮＤは、マルチチップイグナイタ２０１のグランド端子Ｇに接続されている。メインＩＧＢＴ３のコレクタ３ａは、ＩＧＢＴ部１のコレクタ端子ＣＭに接続されている。ＩＧＢＴ部１のコレクタ端子ＣＭは、マルチチップイグナイタ２０１のコレクタ端子Ｃに接続されている。
マルチチップイグナイタ２０１のコレクタ端子Ｃは、点火コイル２０２の一次側の他端に接続されている。点火コイル２０２の二次側の他端は、点火プラグ２０３の一端に接続されている。点火プラグ２０３の他端はグランドに接続されている。
マルチチップイグナイタ２０１のバッテリー端子Ｂは、外部のバッテリーに接続されている。マルチチップイグナイタ２０１の制御端子Ｓは、図示しないＥＣＵ（エンジン・コントロール・ユニット）に接続されている。マルチチップイグナイタ２０１のグランド端子Ｇは、外部のグランドに接続されている。
次に、マルチチップイグナイタ２０１（本発明品）を構成するＩＧＢＴ部１のメインＩＧＢＴ３およびセンスＩＧＢＴ４の配置について説明する。図２は、図１のマルチチップイグナイタ２０１を構成するＩＧＢＴ部１のメインＩＧＢＴ３およびセンスＩＧＢＴ４の平面配置を示す平面図である。図２には、２つの本発明品（以下、本発明品Ｎｏ１，Ｎｏ２とする）を示す。本発明品Ｎｏ１，Ｎｏ２は、センスＩＧＢＴ４とメインＩＧＢＴ３との間の距離Ｌが異なる。図２では、センスＩＧＢＴ４とメインＩＧＢＴ３との間の距離Ｌの違いを明確にするために本発明品Ｎｏ１，Ｎｏ２を１図に示しているが、本発明品Ｎｏ１，Ｎｏ２はそれぞれ異なるマルチチップイグナイタ２０１の一例を示している。すなわち、本発明品Ｎｏ１，Ｎｏ２はともにセンスＩＧＢＴ４とメインＩＧＢＴ３とを１つずつ配置した構成であり、図２中の４つのセンスＩＧＢＴ４のうち、最も右側が本発明品Ｎｏ１のセンスＩＧＢＴ４であり、本発明品Ｎｏ１の左側が本発明品Ｎｏ２のセンスＩＧＢＴ４である。
図２に示すように、メインＩＧＢＴ３は、例えば、少なくとも１つの内角が１８０度よりも大きい角度（凹角）をなし、当該内角をつくる２辺３１，３２によって内側に凹んだＬ字状部分を有する凹多角形状の平面形状を有する。本発明品Ｎｏ１，Ｎｏ２において、センスＩＧＢＴ４は、メインＩＧＢＴ３の凹角をなす内角をつくる２つの辺に対向して近接配置されている。具体的には、本発明品Ｎｏ１においては、例えば、センスＩＧＢＴ４と、メインＩＧＢＴ３の凹角をなす内角をつくる一方の辺との距離Ｌは１５０μｍ程度である。本発明品Ｎｏ２においては、例えば、センスＩＧＢＴ４と、メインＩＧＢＴ３の凹角をなす内角をつくる一方の辺との距離Ｌは４００μｍ程度である。
図２には、参考までに、後述する図１１（ｂ）の実験品Ｎｏ１，Ｎｏ２を点線で示す。図２中の４つのセンスＩＧＢＴ４のうち、本発明品Ｎｏ２の左側が実験品Ｎｏ１のセンスＩＧＢＴ４であり、最も左側が実験品Ｎｏ２のセンスＩＧＢＴ４である。実験品Ｎｏ１では、センスＩＧＢＴ４と、メインＩＧＢＴ３の凹角をなす内角をつくる一方の辺との距離Ｌは８００μｍである。実験品Ｎｏ２では、センスＩＧＢＴ４と、メインＩＧＢＴ３の凹角をなす内角をつくる一方の辺との距離Ｌが１０００μｍである。すなわち、本発明品Ｎｏ１，Ｎｏ２のセンスＩＧＢＴ４はともに、実験品Ｎｏ１，Ｎｏ２よりも、メインＩＧＢＴ３の凹角をなす内角をつくる２つの辺に近接配置されている。
図１５には、図１のマルチチップイグナイタ２０１のうち、半導体チップＡ１に形成される各構成部の配置の一例を示す。図１５は、本発明のイグナイタ２００を構成するＩＧＢＴ部１の要部の平面配置を示す平面図である。図１５には本発明品Ｎｏ１を示す。センスＩＧＢＴ４は、メインＩＧＢＴ３の凹角をなす内角をつくる２つの辺３１，３２（２辺）に対向して近接配置されている。メインＩＧＢＴ３の２つの辺３１，３２とセンスＩＧＢＴ４との距離Ｌはともに例えば１５０μｍ程度である。このように、センスＩＧＢＴ４をメインＩＧＢＴ３の２辺（または１辺）に対向して近接配置することは、センス比（＝コレクタ電流Ｉｃ／センス電流Ｉｓｎｓ）の安定化を図る上で効果がある。
図１６には、図１のマルチチップイグナイタ２０１のうち、半導体チップＡ１に形成される各構成部の配置の別の一例を示す。図１６は、本発明のイグナイタ２００を構成するＩＧＢＴ部１の別の一例の要部の平面配置を示す平面図である。図１６では、ダイオード７およびセンスＧＥ間ツェナーダイオードを図示省略する。図１６には本発明品Ｎｏ３を示す。本発明品Ｎｏ３は、センスＩＧＢＴ４とメインＩＧＢＴ３との位置関係が図１５に示す本発明品Ｎｏ１のセンスＩＧＢＴ４と異なる。具体的には、メインＩＧＢＴ３は、例えば、少なくとも隣り合う２つの内角が凹角をなし、当該２つの内角をつくる３辺３１，３２，３３によって内側に凹んだ凹状部分を有する凹多角形状の平面形状を有する。センスＩＧＢＴ４は、メインＩＧＢＴ３の凹角をなす隣り合う２つの内角をつくる３つの辺３１，３２，３３に対向して近接配置されている。メインＩＧＢＴ３の３辺３１，３２，３３とセンスＩＧＢＴ４との距離Ｌは、それぞれ例えば１５０μｍ程度である。
メインＩＧＢＴ３の３つの辺３１，３２，３３とセンスＩＧＢＴ４とを近接させると、センス電流Ｉｓｎｓが多く流れるようになり、センス比が小さくなる。センス比の低減によりコレクタ電流Ｉｃのピーク値Ｉｐを減らすことができるため、点火コイル２０２の二次側電圧（オーバーシュート電圧）も低減することができるが、メインＩＧＢＴ３からセンスＩＧＢＴ４へのキャリアの流入も多くなるため、センス比が安定しない虞がある。そこで、メインＩＧＢＴ３の３つの辺３１，３２，３３とセンスＩＧＢＴ４とを近接させる場合は、特に、ｎ+バッファ層４１（図１７参照）の不純物濃度を、比較的高濃度とするとよい。具体的には、ｎ+バッファ層４１の不純物濃度は、例えば５×１０16／ｃｍ3以上、ｐ+コレクタ層４０の不純物濃度未満、好ましくは１×１０18／ｃｍ3以下とする。また、ｎ+バッファ層４１の厚さは、例えば１５μｍ以上３０μｍ以下程度とする。ｎ+バッファ層４１を高不純物濃度かつこのような厚さとすることで、ｐ+コレクタ層４０からの正孔の注入が抑えられ、センスＩＧＢＴ４への正孔電流の流入が低減される。これにより、センス比を安定化することができる。
また、センスＩＧＢＴ４の周囲には、正孔を引き抜くｐ+引き抜き領域４ｅが例えば５０μｍ以上１００μｍ以下程度の幅で配置されている。ｐ+引き抜き領域４ｅは例えば矩形状の平面形状を有し、例えば図１５に示すマルチチップイグナイタ２０１の場合、ｐ+引き抜き領域４ｅの、矩形状の平面形状を構成する隣り合う２辺は、それぞれメインＩＧＢＴ３の２つの辺３１，３２と対向する。また、例えば図１６に示すマルチチップイグナイタ２０１の場合、ｐ+引き抜き領域４ｅの、矩形状の平面形状を構成する隣り合う３辺は、それぞれメインＩＧＢＴ３の３つの辺３１，３２，３３と対向する。センスＩＧＢＴ４の周囲にｐ+引き抜き領域４ｅを配置することは、センス比を１００以上とするために有効である。また、センスＩＧＢＴ４に多量の正孔が流れ込んでセンスＩＧＢＴ４がラッチアップするのを防止する効果もある。ｐ+引き抜き領域４ｅは、センス比を重要視しない用途やラッチアップが起こりにくい用途では配置されなくてもよい。
図１５において、センスＧＥ間ツェナーダイオード９は、センスＩＧＢＴ４のゲート４ｂ（ゲート電極）とエミッタ４ｃとに接続されている。このセンスＧＥ間ツェナーダイオード９の占有面積は、ダイオード７の占有面積より大きい。また、図１に示すように、センスＧＥ間ツェナーダイオード９の一端とダイオード７の一端とは、ともにセンスＩＧＢＴ４のエミッタ４ｃに接続されている。ダイオード７の他端は、メインＩＧＢＴ３のエミッタ３ｃに接続されている。そのため、メインＩＧＢＴ３、センスＩＧＢＴ４、センスＧＥ間ツェナーダイオード９およびダイオード７はそれぞれ近接配置する必要がある。すなわち、ダイオード７およびセンスＧＥ間ツェナーダイオード９は、それぞれ、センスＩＧＢＴ４の、メインＩＧＢＴ３に対向していない部分に対向するように配置される。センスＩＧＢＴ４に近接して配置されるセンスＧＥ間ツェナーダイオード９およびダイオード７は、例えばセンスＩＧＢＴ４の保護回路を構成する。
次に、上記した本発明のイグナイタ２００の動作を説明するにあたって、まず、比較対象となる実験用のマルチチップイグナイタ８０１およびマルチチップイグナイタ８０１の動作について説明する。本発明者は、従来のマルチチップイグナイタ６０１（図１０の従来品Ｎｏ１，Ｎｏ２）からデプレッション型ＩＧＢＴ２０を取り除いた構成の実験用のマルチチップイグナイタ８０１を作製（製造）した。マルチチップイグナイタ８０１は、従来品Ｎｏ１に対応する実験品Ｎｏ１および従来品Ｎｏ２に対応する実験品Ｎｏ２の２つの実験品を用意した。実験品Ｎｏ１，Ｎｏ２は、デプレッション型ＩＧＢＴ２０を設けていない点を除いて、それぞれ従来品Ｎｏ１，Ｎｏ２と同様の構成を有する。
図１１は、実験用のマルチチップイグナイタ８０１（実験品）を搭載した実験用の内燃機関用点火装置７００の構成を示す説明図である。図１１（ａ）には、内燃機関用点火装置７００の要部の回路構成を示す。図１１（ｂ）には、マルチチップイグナイタ８０１を構成するＩＧＢＴ部６１のメインＩＧＢＴ３とセンスＩＧＢＴ４の平面配置を示す。図１１（ｂ）では、センスＩＧＢＴ４とメインＩＧＢＴ３との間の距離Ｌの違いを明確にするために実験品Ｎｏ１，Ｎｏ２を１図に図示しているが、実験品Ｎｏ１，Ｎｏ２はそれぞれ異なるマルチチップイグナイタ８０１の一例を示している。図１１中の２つのセンスＩＧＢＴ４のうち、右側が実験品Ｎｏ１のセンスＩＧＢＴ４であり、左側が実験品Ｎｏ２のセンスＩＧＢＴ４である。図１１中の符号で６１はＩＧＢＴ部、６２は制御ＩＣ部、８００はイグナイタ（総称）、８０１はマルチチップイグナイタである。デプレッション型ＩＧＢＴ２０は設けられていない。
図１２は、実験品Ｎｏ１の電流制限時の動作波形（電流・電圧波形）を示す特性図である。図１２には、実験品Ｎｏ１の電流制限時のメインＩＧＢＴ３のコレクタ電流Ｉｃ、センスＩＧＢＴ４のセンス電流Ｉｓｎｓとセンス抵抗Ｒｓｎｓとの積で発生するセンス電圧Ｖｓｎｓ、メインＩＧＢＴ３のコレクタ電圧ＶＣＥ、および、メインＩＧＢＴ３のゲート電圧ＶＧＥの各動作波形を示す。図１２には、実験品Ｎｏ１の動作中の任意の時点を、時間経過に沿って順に符号ａ，ｚ，ｅ，ｆ，ｍ，ｇと示す（図１３についても同様）。
実験品Ｎｏ１のメインＩＧＢＴ３では、メインＩＧＢＴ３のコレクタ電流Ｉｃが飽和を開始した動作開始から約６ｍｓ後の時点ｆ（コレクタ電流Ｉｃのピーク値Ｉｐ付近）において、センス電圧Ｖｓｎｓは上昇しており、その後Ｖｓｎｓｏで飽和する。この飽和したセンス電圧（以下、飽和センス電圧とする）Ｖｓｎｓｏは、制御ＩＣ部６２内の電流制限回路（不図示）を構成するオペアンプに入力され、オペアンプの比較電圧Ｖｒｅｆと比較される。そして、オペアンプの比較電圧Ｖｒｅｆと飽和センス電圧Ｖｓｎｓｏとの比較により、コレクタ電流Ｉｃの過電流制限電流値Ｉｏが算出され、過電流制限電流値Ｉｏのコレクタ電流Ｉｃを流すゲート電圧（以下、ゲート電圧特定値とする）ＶＧＥｏが決定される。メインＩＧＢＴ３のコレクタ電流Ｉｃは、過電流制限電流値Ｉｏに到達した時点ｚでは出力特性Ｅ１（または後述する図１３の動作軌跡Ｅ２）の線形領域にあり、その後も過電流制限電流値Ｉｏを超えて上昇を続ける。過電流制限電流値Ｉｏに到達した時点ｚでゲート電圧ＶＧＥを絞る指令が制御ＩＣ部６２から出力される。
ゲート電圧ＶＧＥが２．７Ｖに低下した時点ｆで、コレクタ電流Ｉｃはこの２．７Ｖのゲート電圧ＶＧＥで抑制されて上昇を停止しピーク値Ｉｐになる。その後、ゲート電圧ＶＧＥは、過電流制限電流値Ｉｏのコレクタ電流Ｉｃを流すゲート電圧特定値ＶＧＥｏ（＝２．６Ｖ）まで低下する。また、ゲート電圧ＶＧＥが２．７Ｖとなった時点ｆからゲート電圧特定値ＶＧＥｏまで低下する時点ｍまでの期間で、コレクタ電流Ｉｃは、ピーク値Ｉｐから過電流制限電流値Ｉｏに急激に低下して、時点ｍ以降一定になり過電流制限電流値Ｉｏを維持する（飽和する）。コレクタ電流Ｉｃのピーク値Ｉｐから過電流制限電流値Ｉｏへの低下（落差）が、コレクタ電流Ｉｃのオーバーシュート（ＩＣＬｏｓｃ）になる。
コレクタ電流Ｉｃが飽和を開始した動作開始から約６ｍｓ後の時点ｆのときに、電流制限時のコレクタ電流Ｉｃのオーバーシュート（ＩＣＬｏｓｃ）は２．１７Ａ（＝ピーク値Ｉｐ−過電流制限電流値Ｉｏ）である。点火コイル２０２のインダクタンスＬは２．２ｍＨであり、コレクタ電流Ｉｃの電流変化率ｄＩｃ／ｄｔは１Ａ／μｓ（＝（ピーク値Ｉｐ−過電流制限電流値Ｉｏ）／２．１７μｓ）となる。このため、点火コイル２０２の二次側電圧は、点火コイル２０２のインダクタンスＬと電流変化率ｄＩｃ／ｄｔとによる誘導起電力（＝Ｌ×ｄＩｃ／ｄｔ）により２．２ｋＶとなる。このように、点火コイル２０２の二次側電圧は、点火プラグ２０３が放電を起こす１ｋＶを超えている。このため、点火プラグ２０３は誤点火を起こし、エンジンを誤動作させる。
さらに、デプレッション型ＩＧＢＴ２０を設けないことによるイグナイタ８００の動作への影響を説明する。デプレッション型ＩＧＢＴ２０を設けていない実験品Ｎｏ１では、メインＩＧＢＴ３のコレクタ電圧ＶＣＥが増加するときに、デプレッション型ＩＧＢＴ２０によるメインＩＧＢＴ３のゲート電圧ＶＧＥの持ち上げがなくなる。そのため、コレクタ電流Ｉｃの電流制限時には、ゲート電圧ＶＧＥは過電流制限電流値Ｉｏのコレクタ電流Ｉｃを流すゲート電圧特定値ＶＧＥｏまで低下する。しかし、ゲート電圧ＶＧＥがゲート電圧特定値ＶＧＥｏに低下する時点ｍに至るまでは、点火コイル２０２のインダクタンスとバッテリー電源の電圧とで決まる電流増加率にしたがい、メインＩＧＢＴ３のコレクタ電流Ｉｃは過電流制限電流値Ｉｏを超えて流れる。そのため、ゲート電圧ＶＧＥがゲート電圧特定値ＶＧＥｏに低下した時点ｍで、コレクタ電流Ｉｃはピーク値Ｉｐを経て急激に過電流制限電流値Ｉｏまで低下する。したがって、コレクタ電流Ｉｃの落差は大きくなり、コレクタ電流Ｉｃのオーバーシュートは大きくなる。その結果、点火コイル２０２の二次側電圧が放電電圧（１０００Ｖ）を超えて誤点火を起こす。
次に、メインＩＧＢＴ３のコレクタ電流Ｉｃがオーバーシュートするメカニズムについて説明する。図１３は、実験品Ｎｏ１のメインＩＧＢＴ３のコレクタ電圧ＶＣＥ−コレクタ電流Ｉｃの動作軌跡Ｅ２を示す特性図である。図１３には、実験品Ｎｏ１のメインＩＧＢＴ３の出力特性Ｅ１に、メインＩＧＢＴ３のコレクタ電圧ＶＣＥ−コレクタ電流Ｉｃの動作軌跡Ｅ２を重ね合わせて示す。この動作軌跡Ｅ２は、メインＩＧＢＴ３の電流制限時のコレクタ電流Ｉｃおよびコレクタ電圧ＶＣＥを同時刻でプロットしたものである。図１３の中に記載した符号ａ，ｚ，ｅ，ｆ，ｍ，ｇは、図１２の各時点ａ，ｚ，ｅ，ｆ，ｍ，ｇである（図１４においても同様）。図１３には、メインＩＧＢＴ３の動作時の各時点ａ，ｅ，ｆ，ｇでのゲート電圧ＶＧＥも数値で示した。
図１３に示すように、実験品Ｎｏ１の動作軌跡Ｅ２において、時点ａを経由して、時点ｚでゲート電圧ＶＧＥを絞る指令が制御ＩＣ部６２から出力される。それにより、時点ｅでゲート電圧ＶＧＥが５．０Ｖから低下し始めてコレクタ電流Ｉｃが飽和を開始する。時点ｆでゲート電圧ＶＧＥが２．７Ｖに低下するが、時点ｆになるまではメインＩＧＢＴ３はまだ線形領域にあるため、コレクタ電流Ｉｃは増加を続ける。この時点ｆでのコレクタ電流Ｉｃが、コレクタ電流Ｉｃのピーク値Ｉｐとなる。その後、ゲート電圧ＶＧＥは出力特性Ｅ１により過電流制限電流値Ｉｏのコレクタ電流Ｉｃを流すゲート電圧特定値ＶＧＥｏ（＝２．６Ｖ）に低下するため、コレクタ電流Ｉｃは減少する。そして、ゲート電圧ＶＧＥがゲート電圧特定値ＶＧＥｏ（＝２．６Ｖ）になる時点ｍで、コレクタ電流Ｉｃは過電流制限電流値Ｉｏになり一定値となる（飽和する）。ゲート電圧ＶＧＥは、時点ａ〜時点ｅまでの期間は５．０Ｖであり、時点ｅで絞られ時点ｆで２．７Ｖになり、その後、時点ｍで２．６Ｖに低下して一定になる（飽和する）。
このように、実験品Ｎｏ１の動作軌跡Ｅ２によれば、実験品Ｎｏ１の場合、電流制限を開始する時点ｚにおいてメインＩＧＢＴ３は線形領域にあり、時点ｚから時点ｅまでの期間においてもコレクタ電流Ｉｃは上昇を続ける。そして、制御ＩＣ部６２からの信号でメインＩＧＢＴ３のゲート電圧ＶＧＥが絞られ、ゲート電圧ＶＧＥが２．７Ｖに低下した時点ｆのときに初めて、コレクタ電流Ｉｃは上昇をやめる。その後、ゲート電圧ＶＧＥが過電流制限電流値Ｉｏのコレクタ電流Ｉｃを流すゲート電圧特定値ＶＧＥｏである２．６Ｖにまで低下する間に、コレクタ電流Ｉｃは過電流制限電流値Ｉｏまで大きく低下する。すなわち、コレクタ電流Ｉｃは、ゲート電圧ＶＧＥが２．７Ｖのときにピーク値Ｉｐとなり、その後、ゲート電圧ＶＧＥが２．７Ｖから２．６Ｖに低下するまでの期間にピーク値Ｉｐから過電流制限電流値Ｉｏへ低下する。この落差（＝ピーク値Ｉｐ−過電流制限電流値Ｉｏ）がコレクタ電流Ｉｃのオーバーシュート（ＩＣＬｏｓｃ）となり、その値は大きい。
ゲート電圧ＶＧＥの低下を指令するのはセンス電圧Ｖｓｎｓである。過電流レベルであると判定するセンス判定電圧（飽和センス電圧Ｖｓｎｓｏ）にセンス電圧Ｖｓｎｓが達すると、その信号が制御ＩＣ部５２で処理されて、ＧＡＴＥ端子からゲート電圧ＶＧＥ低下の指令が発せられる。ゲート電圧ＶＧＥは、この指令に基づいて、この指令から多少遅れて低下を開始し過電流制限電流値Ｉｏのコレクタ電流Ｉｃを流すゲート電圧特定値ＶＧＥｏまで低下する。過電流制限電流値Ｉｏのコレクタ電流Ｉｃを流すゲート電圧特定値ＶＧＥｏを決めているのは、センス電圧Ｖｓｎｓの飽和値である飽和センス電圧Ｖｓｎｓｏである。
図１４は、実験品Ｎｏ１のセンスＩＧＢＴ４のコレクタ電圧ＶＣＥ−センス電圧Ｖｓｎｓの動作軌跡Ｆ２を示す特性図である。図１４には、実験品Ｎｏ１のセンスＩＧＢＴ４の出力特性Ｆ１に、センスＩＧＢＴ４のコレクタ電圧ＶＣＥ−センス電圧Ｖｓｎｓの動作軌跡Ｆ２を重ね合わせて示す。センス電圧Ｖｓｎｓは、センス抵抗Ｒｓｎｓ×センス電流Ｉｓｎｓである。図１４には、センスＩＧＢＴ４の動作時の各時点ｅ，ｆ，ｇでのゲート電圧ＶＧＥも数値で示した。時点ｅでゲート電圧ＶＧＥは５．０Ｖから絞られ、センスＩＧＢＴ４のコレクタ電流Ｉｃの上昇は鈍化する。時点ｆでゲート電圧ＶＧＥは２．７Ｖとなり、メインＩＧＢＴ３のコレクタ電流Ｉｃがピーク値Ｉｐになる。この時点ｆでもセンス電圧Ｖｓｎｓは飽和せずに上昇過程、すなわち線形領域にある。このように、メインＩＧＢＴ３のコレクタ電流Ｉｃのピーク値Ｉｐの時点ｆでは、センス電圧Ｖｓｎｓはまだ上昇する線形領域にあり飽和しておらず、ゲート電圧ＶＧＥは２．７Ｖである。時点ｇでは、ゲート電圧ＶＧＥが２．６Ｖになり、センス電圧Ｖｓｎｓは上昇し、飽和センス電圧Ｖｓｎｓｏで飽和する。メインＩＧＢＴ３のコレクタ電流Ｉｃは大幅に低下して過電流制限電流値Ｉｏで落ち着く。その後、ゲート電圧ＶＧＥはゲート電圧特定値ＶＧＥｏの２．６Ｖで一定になる。
以上のようにゲート電圧ＶＧＥが２．７Ｖから２．６Ｖとなることで、コレクタ電流Ｉｃが２．１７Ａだけ急激に減少してから飽和する理由をまとめると、以下のようになる。異常発生時に、メインＩＧＢＴ３がある値（過電流制限電流値Ｉｏ）以上にならないように、制御ＩＣ部６２は、メインＩＧＢＴ３のゲート電圧ＶＧＥを５Ｖから減少させ始める。具体的には、センス抵抗Ｒｓｎｓから決まるセンス電圧Ｖｓｎｓ（＝センス抵抗Ｒｓｎｓ×センス電流Ｉｓｎｓ）が所定の値（Ｖｓｎｓ１）となったら、制御ＩＣ部６２はメインＩＧＢＴ３のコレクタ電流Ｉｃが過電流制限電流値Ｉｏ（＜ピーク値Ｉｐ）に達したと判断し、メインＩＧＢＴ３のゲート電圧ＶＧＥを減少させ始める。
さらに、制御ＩＣ部６２は、センス電圧Ｖｓｎｓを検知し続けて、センス電圧Ｖｓｎｓが所定の値Ｖｓｎｓ２（＞Ｖｓｎｓ１）となったら、メインＩＧＢＴ３のコレクタ電流Ｉｃが過電流制限電流値Ｉｏとなったと判断し、メインＩＧＢＴ３のゲート電圧ＶＧＥの減少を停止し、そのときの値を保持する。
このとき、メインＩＧＢＴ３のコレクタ電流Ｉｃが過電流制限電流値Ｉｏにて飽和し始めるためには、同一チップ上に近接して配置されるセンスＩＧＢＴ４の電流（センス電流Ｉｓｎｓ）も飽和しているか、少なくとも飽和し始めなければならない。そうでなければ、コレクタ電圧ＶＣＥが増加したときにはセンス電流Ｉｓｎｓは線形領域にあるため、センス電流Ｉｓｎｓも増加する。これによって、制御ＩＣ部６２はさらにゲート電圧ＶＧＥを絞ろうとする。
特に、センスＩＧＢＴ４がメインＩＧＢＴ３から十分離れていると、たとえ基本的な構造が同じでも、センスＩＧＢＴ４を流れる電流の密度は、メインＩＧＢＴ３に流れている電流の密度よりも小さい。そのため、メインＩＧＢＴ３のコレクタ電流Ｉｃが仮に飽和したとしても、センス電流Ｉｓｎｓはまだ飽和していないので、上記のようにメインＩＧＢＴ３のコレクタ電圧ＶＣＥが増加するとセンス電流Ｉｓｎｓも増加し、制御ＩＣ部６２はさらにゲート電圧ＶＧＥを絞ろうとする。
特に図１２の場合、上記の理由でゲート電圧ＶＧＥが２．７Ｖとなってコレクタ電流Ｉｃが減少を始めるときには、少なくとも飽和し始めるべきセンス電流Ｉｓｎｓが飽和していない。そのため、コレクタ電圧ＶＣＥが増加し始めると、コレクタ電圧ＶＣＥの増加に応じて、センス電流Ｉｓｎｓは増加する。すると、制御ＩＣ部６２はさらにゲート電圧ＶＧＥを絞ろうとする。これが、時点ｆから時点ｍに至るときのゲート電圧ＶＧＥの減少分−０．１Ｖ（２．７Ｖ→２．６Ｖ）となり、それに応じて、メインＩＧＢＴ３のコレクタ電流Ｉｃは２．１７Ａ減少する。
メインＩＧＢＴ３に直列に接続している点火コイル２０２のインダクタンスはとても大きい。このため、メインＩＧＢＴ３のコレクタ電流Ｉｃが２．１７Ａ減少するときの電流減少率に比例して、コレクタ電圧ＶＣＥは１４Ｖ以上（図１２）となり、点火コイル２０２の２次側に接続されている点火プラグ２０３は、誤点火する。
次に、本発明の実施例１にかかるイグナイタ２００の動作について説明する。図３は、本発明品Ｎｏ１の電流制限時の動作波形を示す特性図である。図３には、本発明品Ｎｏ１の電流制限時のメインＩＧＢＴ３のコレクタ電流Ｉｃ、センス抵抗Ｒｓｎｓで発生するセンス電圧Ｖｓｎｓ、メインＩＧＢＴ３のコレクタ電圧ＶＣＥ、および、メインＩＧＢＴ３のゲート電圧ＶＧＥの各動作波形を示す。また、図３には、本発明品Ｎｏ１の動作中の任意の時点を、時間経過に沿って順に符号ａ（またはＰ），ｂ，ｃ，ｄ１（またはＱ），ｄ２（またはＲ）と示す（図４，５についても同様）。ＩＣＬｏｓｃ（＝０．３５Ａ）は、電流制限時のメインＩＧＢＴ３のコレクタ電流Ｉｃのオーバーシュートである。本発明品Ｎｏ２の動作波形は図示省略するが、本発明品Ｎｏ２についても本発明品Ｎｏ１と類似した動作波形になる。
図３に示すように、本発明品Ｎｏ１において、コレクタ電流Ｉｃのオーバーシュート（ＩＣＬｏｓｃ）が０．３５Ａで、点火コイル２０２の二次側電圧（オーバーシュート電圧）は、０．５ｋＶとなる。このように、センスＩＧＢＴ４をメインＩＧＢＴ３から１５０μｍの位置に配置することで、コレクタ電流Ｉｃのオーバーシュート（ＩＣＬｏｓｃ）および点火コイル２０２の二次側電圧を実験品よりも大幅に低減することができる。
図３を用いて、本発明の実施例１にかかるイグナイタ２００の動作を詳しく説明する。何らかの異常（例えば過電流）が発生したとき、メインＩＧＢＴ３のコレクタ電流Ｉｃが過電流制限電流値Ｉｏより小さく正常動作電流より大きな所定の電流（異常と判断される電流）に達した時点Ｐで、センス電圧Ｖｓｎｓに基づいて制御ＩＣ部２からのゲート電圧ＶＧＥの低下の指令が発せられる。この指令に基づいて、ゲート電圧ＶＧＥは、過電流制限電流値Ｉｏのコレクタ電流Ｉｃを流すゲート電圧特定値ＶＧＥｏに低下する（時点Ｑ）。このとき、センス電圧Ｖｓｎｓは、ゲート電圧特定値ＶＧＥｏを決めている飽和センス電圧Ｖｓｎｓｏまで上昇して、時点Ｑ以降一定になりほぼ飽和センス電圧Ｖｓｎｓｏを維持する（飽和する）。この時点Ｑでは、コレクタ電流Ｉｃは飽和領域になく線形領域にある。コレクタ電流Ｉｃは、ゲート電圧特定値ＶＧＥｏで抑えられる過電流制限電流値Ｉｏまで上昇してこの過電流制限電流値Ｉｏで一定になる（飽和する）。そのために、従来品のようにコレクタ電流Ｉｃには電流制限時に落差がほぼ生じず、オーバーシュート（ＩＣＬｏｓｃ）が実験品よりも抑制される。
このことから、次のことがわかる。メインＩＧＢＴ３のコレクタ電流Ｉｃが過電流制限電流値Ｉｏで一定になる（飽和する）前に、センス電圧Ｖｓｎｓが飽和センス電圧Ｖｓｎｓｏで一定になる（飽和する）。さらに、このセンス電圧Ｖｓｎｓが飽和する前に、ゲート電圧ＶＧＥの低下の指令が制御ＩＣ部２から与えられ（時点Ｐ）、ゲート電圧ＶＧＥは５．０Ｖから低下して過電流制限電流値Ｉｏのコレクタ電流Ｉｃを流すゲート電圧特定値ＶＧＥｏ（＝２．６Ｖ）になり一定になる。ゲート電圧ＶＧＥがゲート電圧特定値ＶＧＥｏ（＝２．６Ｖ）に低下した時点Ｑでは、メインＩＧＢＴ３のコレクタ電流Ｉｃはまだ線形領域にあり、ゲート電圧特定値ＶＧＥｏで抑制されないため上昇を続ける。コレクタ電流Ｉｃがゲート電圧特定値ＶＧＥｏで抑えられる過電流制限電流値Ｉｏに達した時点Ｒで、コレクタ電流Ｉｃは過電流制限電流値Ｉｏとなり一定となる（飽和する）。そのため、メインＩＧＢＴ３のコレクタ電流Ｉｃのオーバーシュート（ＩＣＬｏｓｃ）は極めて小さくなる。
本発明品でこのような現象が起こるのは、メインＩＧＢＴ３のコレクタ電流Ｉｃの一部（正孔電流）がセンスＩＧＢＴ４へ流れ込むためである。この流れ込みによって、センスＩＧＢＴ４に流れる電流が大きくなり、センスＩＧＢＴ４が飽和電流（飽和センス電圧Ｖｓｎｓｏに相当するセンス電流Ｉｓｎｓ）に到達する時点Ｑが早まる。その結果、時点Ｑでは、ゲート電圧ＶＧＥはゲート電圧特定値ＶＧＥｏに低下するが、コレクタ電流Ｉｃは過電流制限電流値Ｉｏに達する前であり、かつ飽和領域にある。そのため、ゲート電圧特定値ＶＧＥｏで抑制される過電流制限電流値Ｉｏまでコレクタ電流Ｉｃは上昇を続ける。その後、コレクタ電流Ｉｃが過電流制限電流値Ｉｏに達した段階（時点Ｒ）で一定になる。そのため、コレクタ電流Ｉｃのオーバーシュートは小さくなる。このことは、センスＩＧＢＴ４をメインＩＧＢＴ３に近づけるほど効果が大きくなる（図６、図７参照）。
次に、上記の本発明品Ｎｏ１の作用効果について説明する。図４は、本発明品Ｎｏ１のメインＩＧＢＴ３のコレクタ電圧ＶＣＥ−コレクタ電流Ｉｃの動作軌跡Ｂ２を示す特性図である。図４において、本発明品Ｎｏ１のメインＩＧＢＴ３およびセンスＩＧＢＴ４の出力特性をそれぞれＢ１，Ｃ１とし、実験品Ｎｏ１のメインＩＧＢＴ３およびセンスＩＧＢＴ４の出力特性をそれぞれＥ１，Ｆ１とする。そして、電流制限時の本発明品のメインＩＧＢＴ３およびセンスＩＧＢＴ４のコレクタ電圧ＶＣＥ−コレクタ電流Ｉｃの動作軌跡をそれぞれＢ２、Ｃ２とする。実験品Ｎｏ１のメインＩＧＢＴ３およびセンスＩＧＢＴ４のコレクタ電圧ＶＣＥ−コレクタ電流Ｉｃの動作軌跡をそれぞれＥ２，Ｆ２とする。
図４には、本発明品Ｎｏ１のメインＩＧＢＴ３の出力特性Ｂ１に、電流制限時のメインＩＧＢＴ３のコレクタ電圧ＶＣＥ−コレクタ電流Ｉｃの動作軌跡Ｂ２を重ね合わせて示す。また、図４には、実験品Ｎｏ１（図１３参照）のセンスＩＧＢＴ４のコレクタ電圧ＶＣＥ−コレクタ電流Ｉｃの動作軌跡Ｅ２も参考までに点線で示した。また、ゲート電圧ＶＧＥも数値で示した。
図４の本発明品Ｎｏ１は、上述したようにメインＩＧＢＴ３とセンスＩＧＢＴ４との間の距離Ｌは１５０μｍである。一方、図１３の実験品Ｎｏ１は、上述したようにメインＩＧＢＴ３とセンスＩＧＢＴ４との間の距離Ｌは８００μｍである。このように、メインＩＧＢＴ３とセンスＩＧＢＴ４との間の距離Ｌは本発明品Ｎｏ１と実験品Ｎｏ１とでそれぞれ異なるが、メインＩＧＢＴ３の出力特性Ｂ１、Ｅ１は本発明品Ｎｏ１と実験品Ｎｏ１とで殆ど同じである。
ここで、線形領域での本発明品Ｎｏ１の出力特性Ｂ１と電流制限時のコレクタ電圧ＶＣＥ−コレクタ電流Ｉｃの動作軌跡Ｂ２とに若干のずれがあることの理由を説明する。本発明品Ｎｏ１の出力特性Ｂ１は、メインＩＧＢＴ３のみを半導体チップの状態でプロービング（ｐｒｏｂｉｎｇ）して測定している。一方、電流制限時のコレクタ電圧ＶＣＥ−コレクタ電流Ｉｃの動作軌跡Ｂ２は、メインＩＧＢＴ３の半導体チップと制御ＩＣ部２の半導体チップとを組み合わせモールドパッケージにパッケージングした上で測定している。すなわち、出力特性と電流制限時のコレクタ電圧ＶＣＥ−コレクタ電流Ｉｃの動作軌跡とでは、測定系、パッケージなどに起因する接触抵抗や寄生容量、寄生インダクタンスが異なるためであり、これらの条件を厳密に合わせれば出力特性と電流制限時のコレクタ電圧ＶＣＥ−コレクタ電流Ｉｃの動作軌跡との値は十分近くなる。なお、出力特性および電流制限時のコレクタ電圧ＶＣＥ−コレクタ電流Ｉｃの動作軌跡を測定するときにはゲート電圧ＶＧＥも同時に測定した。
本発明品Ｎｏ１の動作軌跡Ｂ２において、ゲート電圧ＶＧＥは、時点ａ（ゲート電圧ＶＧＥ低下開始時）で５．０Ｖであり、時点ｂから時点ｃまでの期間で２．７Ｖであり、時点ｄ１、ｄ２では２．６Ｖ（＝ゲート電圧特定値ＶＧＥｏ）である。時点ｃでコレクタ電流Ｉｃは実験品Ｎｏ１よりも小さなピーク値Ｉｐとなる。
一方、点線で示す実験品Ｎｏ１の動作軌跡Ｆ２において、ゲート電圧ＶＧＥは、時点ａから時点ｅまでの期間で５．０Ｖであり、時点ｆで２．７Ｖであり、時点ｇで２．６Ｖ（＝ゲート電圧特定値ＶＧＥｏ）である。また、時点ｅでゲート電圧ＶＧＥが低下を開始し、時点ｆでコレクタ電流Ｉｃはピーク値Ｉｐとなる。
実験品Ｎｏ１の動作軌跡Ｅ２では、時点ｆにおいてゲート電圧ＶＧＥが２．７Ｖであり、コレクタ電流Ｉｃが出力特性Ｅ１により抑えられてピーク値Ｉｐとなる。その後、ゲート電圧ＶＧＥがゲート電圧特定値ＶＧＥｏ（＝２．６Ｖ）に低下して、コレクタ電流Ｉｃは過電流制限電流値Ｉｏまで急激に低下して一定になる（飽和する）。すなわち、コレクタ電流Ｉｃは、ゲート電圧ＶＧＥがゲート電圧特定値ＶＧＥｏ（＝２．６Ｖ）になる時点ｍではなく、その直前の時点ｆの２．７Ｖで抑えられる。この抑えられたコレクタ電流Ｉｃがピーク値Ｉｐとなり、それに続いてゲート電圧ＶＧＥがゲート電圧特定値ＶＧＥｏ（＝２．６Ｖ）に低下して、コレクタ電流Ｉｃはピーク値Ｉｐから過電流制限電流値Ｉｏに急激に低下し、その後一定になる（飽和する）。このとき、ゲート電圧特定値ＶＧＥｏを決めるセンス電圧Ｖｓｎｓは、飽和センス電圧Ｖｓｎｓｏになり一定になる（飽和する）。そのため、コレクタ電流Ｉｃは、ピーク値Ｉｐから過電流制限電流値Ｉｏまで大きく急激に低下する。すなわち、大きなオーバーシュート（ＩＣＬｏｓｃ）が発生する。
一方、本発明品Ｎｏ１の動作軌跡Ｂ２においては、過電流が流れてコレクタ電流Ｉｃが過電流制限電流値Ｉｏに達すると、それに対応するセンス電圧Ｖｓｎｓに基づいて、ゲート電圧ＶＧＥを低下させる指令を発する（時点ａ）。この指令に基づいて、ゲート電圧ＶＧＥは、図３からもわかるように過電流制限電流値Ｉｏのコレクタ電流Ｉｃを流すゲート電圧特定値ＶＧＥｏ（＝２．６Ｖ）まで低下して一定になる（飽和する。時点ｄ１）。しかし、このゲート電圧特定値ＶＧＥｏに低下した時点ｄ１ではコレクタ電流Ｉｃは線形領域にあり、コレクタ電圧ＶＣＥが増加を始めてもコレクタ電流Ｉｃは過電流制限電流値Ｉｏを超えて流れ続ける。コレクタ電流Ｉｃが、このゲート電圧特定値ＶＧＥｏ（＝２．６Ｖ）で流れる過電流制限電流値Ｉｏに達した時点ｄ２で、出力特性Ｂ１によりコレクタ電流Ｉｃは一定になる（飽和する。ピーク値Ｉｐ≒過電流制限電流値Ｉｏ）。コレクタ電流Ｉｃが一定になる時点ｄ２では小さな振動が発生するが、コレクタ電流Ｉｃの落差は殆どなくオーバーシュート（ＩＣＬｏｓｃ）は０．３５Ａに抑制される。また、ゲート電圧ＶＧＥが低下して一定になった時点ｄ１で、ゲート電圧特定値ＶＧＥｏ（＝２．６Ｖ）を決めるセンス電圧Ｖｓｎｓは飽和センス電圧Ｖｓｎｓｏに上昇し一定になる（飽和する）。
図５は、本発明品Ｎｏ１のセンスＩＧＢＴ４のコレクタ電圧ＶＣＥ−センス電圧Ｖｓｎｓの動作軌跡Ｃ２を示す特性図である。図５には、本発明品Ｎｏ１のセンスＩＧＢＴ４の出力特性Ｃ１に、センスＩＧＢＴ４のコレクタ電圧ＶＣＥ−センス電圧Ｖｓｎｓの動作軌跡Ｃ２を重ね合わせて示す。図５の動作軌跡Ｃ２の時点ａ〜ｄ１、ｄ２は、図４の動作軌跡Ｂ２の時点ａ〜ｄ１、ｄ２の時点と一致する。コレクタ電流Ｉｃが一定になる時点ｄ２（メインＩＧＢＴ３のコレクタ電流Ｉｃのピーク値Ｉｐの時点）には、センス電圧Ｖｓｎｓは、すでに飽和領域（飽和センス電圧Ｖｓｎｓｏ）にあり、ゲート電圧ＶＧＥはゲート電圧特定値ＶＧＥｏ（＝２．６Ｖ）に維持されている。
前記したように、図１２において、実験品Ｎｏ１では、コレクタ電流Ｉｃは過電流制限電流値Ｉｏを超えて上昇し、コレクタ電流Ｉｃが過電流制限電流値Ｉｏになる時点ｍまでセンス電圧Ｖｓｎｓも上昇している。そのため、メインＩＧＢＴ３のコレクタ電流Ｉｃは過電流制限電流値Ｉｏを大きく超えて流れ、その後、過電流制限電流値Ｉｏまで絞られる。そのため、コレクタ電流Ｉｃは、ピーク値Ｉｐから大幅に落ち込んで低下し過電流制限電流値Ｉｏに落ち着く。すなわち、コレクタ電流Ｉｃが大きくオーバーシュートすることになる。
それに対して、図４および図５に示すように、本発明品Ｎｏ１のメインＩＧＢＴ３の出力特性Ｂ１、センスＩＧＢＴ４の出力特性Ｃ１およびそれぞれの動作軌跡Ｂ２，Ｃ２から、本発明品Ｎｏ１においては、ゲート電圧ＶＧＥが出力特性Ｂ１により過電流制限電流値Ｉｏのコレクタ電流Ｉｃを流すゲート電圧特定値ＶＧＥｏに低下して一定になった（飽和した）後、すなわち、センス電圧Ｖｓｎｓが飽和センス電圧Ｖｓｎｓｏで飽和した直後、メインＩＧＢＴ３は線形領域にあり飽和していない。このため、センス電圧Ｖｓｎｓが飽和センス電圧Ｖｓｎｓｏで飽和した直後もコレクタ電流Ｉｃは上昇を続けて、ゲート電圧特定値ＶＧＥｏで流せる過電流制限電流値Ｉｏに達した時点でコレクタ電流Ｉｃは一定になる（飽和する）。そのため、コレクタ電流Ｉｃの増加から一定の過電流制限電流値Ｉｏへの移行が滑らかに行なわれ、メインＩＧＢＴ３のコレクタ電流Ｉｃの落ち込みが極めて小さくなる。その結果、コレクタ電流Ｉｃのオーバーシュート（ＩＣＬｏｓｃ）は極めて小さくなる。
以上より、本発明品のイグナイタ２００で、オーバーシュート（ＩＣＬｏｓｃ）が抑えらえる理由をまとめると、以下のようになる。センスＩＧＢＴ４とメインＩＧＢＴ３とを十分近づけると、メインＩＧＢＴ３のコレクタ電流Ｉｃが飽和すれば、センスＩＧＢＴ４のセンス電流Ｉｓｎｓも飽和する。したがって、制御ＩＣ部２がＶｓｎｓ１でゲート電圧ＶＧＥを絞り始めて、Ｖｓｎｓ２にてコレクタ電流Ｉｃが飽和値（過電流制限電流値Ｉｏ）となったと判断してゲート電圧ＶＧＥの減少を止めたときは、センス電流Ｉｓｎｓは飽和しているか、少なくとも飽和し始める。すると、メインＩＧＢＴ３のコレクタ電流Ｉｃは飽和しつつ、コレクタ電圧ＶＣＥも増加を始めるが、センス電流Ｉｓｎｓは既に飽和領域にあるので、コレクタ電圧ＶＣＥが増加しても、センス電流Ｉｓｎｓが増加することは殆ど無く、センス電圧Ｖｓｎｓも殆ど増加しない。よって、制御ＩＣ部２はさらにゲート電圧ＶＧＥを絞る必要はなく、あっても極めて少量が減少するだけである。そのため、メインＩＧＢＴ３のコレクタ電流Ｉｃが飽和値（過電流制限電流値Ｉｏ）に達するべく減少する量（ＩＣＬｏｓｃ）とその電流減少率とはわずかとなり、点火コイル２０２の誘導起電力によるコレクタ電圧ＶＣＥの増加も抑えられ、点火コイル２０２の二次側電圧は点火プラグ２０３の点火閾値以下となる。
次に、メインＩＧＢＴ３とセンスＩＧＢＴ４との間の距離Ｌについて説明する。図６は、メインＩＧＢＴ３−センスＩＧＢＴ４間の距離（メインＩＧＢＴ３とセンスＩＧＢＴ４との間の距離）Ｌとセンス電流Ｉｓｎｓとの関係を示す特性図である。メインＩＧＢＴ３とセンスＩＧＢＴ４との間の距離Ｌが５０μｍ〜１０００μｍの範囲の複数の試料を作製してそれぞれセンス電流Ｉｓｎｓを測定した結果を図６に示す。図６に示す結果より、センスＩＧＢＴ４とメインＩＧＢＴ３との距離Ｌを小さくすることで、センス電流Ｉｓｎｓが大きくなることが確認された。
これは、メインＩＧＢＴ３とセンスＩＧＢＴ４とはコレクタ３ａが共通でかつ並列に配置していることから、メインＩＧＢＴ３とセンスＩＧＢＴ４との間の距離Ｌを近づけるとメインＩＧＢＴ３の電流がセンスＩＧＢＴ４へ流れ込みセンス電流Ｉｓｎｓが増加するためである。その結果、前記に説明したように、メインＩＧＢＴ３のオーバーシュートが抑制される。
図７は、メインＩＧＢＴ３−センスＩＧＢＴ４間の距離ＬとＩＣＬｏｓｃとの関係を示す特性図である。メインＩＧＢＴ３とセンスＩＧＢＴ４との間の距離Ｌが５０μｍ〜１０００μｍの範囲の複数の試料を作製してそれぞれＩＣＬｏｓｃを測定した結果を図７に示す。図７に示す結果より、メインＩＧＢＴ３とセンスＩＧＢＴ４との間の距離Ｌを小さくすることで、オーバーシュート（ＩＣＬｏｓｃ）は小さくなることが確認された。これは、前述したように、このメインＩＧＢＴ３とセンスＩＧＢＴ４との間の距離Ｌを近づけると、センス電圧Ｖｓｎｓの飽和が早まり、センス電圧Ｖｓｎｓの飽和後にメインＩＧＢＴ３が飽和するようになるためである。センス電圧ＶｓｎｓがメインＩＧＢＴ３より前に飽和するため、コレクタ電流ＩｃはメインＩＧＢＴ３の低いゲート電圧特定値ＶＧＥｏで抑えられる過電流制限電流値Ｉｏまで上昇した後に一定になる（飽和する）。その結果、コレクタ電流Ｉｃのオーバーシュートは極めて少なくなる。さらに、本発明品Ｎｏ３の場合、センスＩＧＢＴ４をメインＩＧＢＴ３の３辺に近接配置している。そのため、センス電流Ｉｓｎｓは本発明品Ｎｏ１の２辺の近接配置よりもさらに減少し、これによりオーバーシュートをより一層低減することができる。
図７に示す結果から、メインＩＧＢＴ３とセンスＩＧＢＴ４との間の距離Ｌを７００μｍ以下にすることにより、オーバーシュートが実験品Ｎｏ１より小さくなることが確認された。また、メインＩＧＢＴ３とセンスＩＧＢＴ４との間の距離Ｌを２００μｍ以下とすることにより、大幅にオーバーシュートは小さくなる。その結果、点火プラグ２０３の誤点火を防止することができる。
しかし、メインＩＧＢＴ３とセンスＩＧＢＴ４との間の距離Ｌを１００μｍ未満にすると、オーバーシュート（ＩＣＬｏｓｃ）は逆に急激に大きくなり、メインＩＧＢＴ３のコレクタ電圧ＶＣＥは逆に発振するようになる。これは、メインＩＧＢＴ３とセンスＩＧＢＴ４との間の距離Ｌが近すぎてセンスＩＧＢＴ４にメインＩＧＢＴ３から流れ込む電流が極めて大きくなり、見かけ上、センスＩＧＢＴ４のゲイン（＝コレクタ電流／ゲート電圧）が大きくなるためと推測される。
そのため、メインＩＧＢＴ３とセンスＩＧＢＴ４との距離Ｌを１００μｍ以上７００μｍ以下にするとよい。好ましくは、メインＩＧＢＴ３とセンスＩＧＢＴ４との間の距離Ｌを１００μｍ以上２００μｍ以下にするとよい。上述したメインＩＧＢＴ３とセンスＩＧＢＴ４との間の距離Ｌが近すぎることにより生じるコレクタ電圧ＶＣＥの発振現象は、制御ＩＣ部２を調整することで防止することが可能である。
＜実施例２＞
次に、実施例２にかかる内燃機関用点火装置の構成について説明する。図８は、この発明の実施例２にかかる内燃機関用点火装置３００の要部の構成を示す回路図である。図８には、内燃機関用点火装置３００に搭載されるワンチップイグナイタ４０１の要部回路図も示す。
実施例２にかかる内燃機関用点火装置３００が実施例１にかかる内燃機関用点火装置１００と異なる点は、ＩＧＢＴ部１と制御ＩＣ部２とを同一の半導体基板３０（一つの半導体チップ）に形成している点である。この場合も、図８のワンチップイグナイタ４０１によって、図１のマルチチップイグナイタ２０１の場合と同じ効果が得られる。
図８のワンチップイグナイタ４０１は内燃機関用点火装置３００に搭載される。このような内燃機関用点火装置３００においても、実施例１の内燃機関用点火装置１００と同様の効果を得ることができる。
以上、説明したように、本発明によれば、デプレッション型ＩＧＢＴを設けなくても、電流制限時にメインＩＧＢＴのコレクタ電流のオーバーシュートを防止することができる。また、本発明によれば、デプレッション型ＩＧＢＴを設けないことでイグナイタの小型化を図り、かつメインＩＧＢＴのコレクタ電流のオーバーシュートの抑制を可能とし、小型で誤点火を防止した内燃機関用点火装置を提供することができる。
以上において本発明は種々変更可能であり、上述した各実施の形態において、たとえば各部の寸法や表面濃度等は要求される仕様等に応じて種々設定される。また、上述した各実施例では、プレーナ型ゲート構造のＩＧＢＴを例に説明しているが、これに限るものではなく本発明はトレンチ型ゲート構造のＩＧＢＴにも適用可能である。また、本発明は、導電型を反転させても同様に成り立つ。
以上のように、本発明にかかるイグナイタ、イグナイタの制御方法および内燃機関用点火装置は、自動車のイグナイタなどに使用されるパワー半導体装置に有用である。
１ ＩＧＢＴ部
２ 制御ＩＣ部
３ メインＩＧＢＴ
３ａ コレクタ
３ｂ，４ｂ ゲート
３ｃ，４ｃ エミッタ
４ センスＩＧＢＴ
４ｅ ｐ+引き抜き領域
５ ＧＣ間ツェナーダイオード
６ ＧＥ間ツェナーダイオード
７ ダイオード
８，１０ 抵抗
８ａ，１１ａ 接続点
９ センスＧＥ間ツェナーダイオード
１１ ツェナーダイオード
４０ ｐ+コレクタ層
４１ ｎ+バッファ層
４２ ｎ-ドリフト層
４３ ｐベース層
４４ ｎ+エミッタ層
４５ ゲート絶縁膜
４６ ゲート電極
４７ エミッタ電極
４８ コレクタ電極
４９ 層間絶縁膜
１００，３００ 内燃機関用点火装置
２００ イグナイタ
２０１ マルチチップイグナイタ
２０２ 点火コイル
２０３ 点火プラグ
４０１ ワンチップイグナイタ
Ａ１，Ａ２ 半導体チップ
ＢＭ，Ｂ バッテリー端子
Ｂ１、Ｃ１ 出力特性
Ｂ２，Ｃ２ 動作軌跡
Ｃ，ＣＭ コレクタ端子
ＣＢＧ コンデンサ
Ｇ，ＧＮＤ グランド端子
Ｉｃ コレクタ電流
Ｉｏ コレクタ電流の過電流制限電流値
Ｉｐ コレクタ電流のピーク値
Ｉｓｎｓ センス電流
ＲＢ バッテリー抵抗
Ｒｓｎｓ センス抵抗
ＳＩＮ，Ｓ 制御端子
ＳＮＳ センス端子
ＶＣＥ コレクタ電圧
ＶＧＥ ゲート電圧
ＶＧＥｏ 過電流制限電流値のコレクタ電流を流すゲート電圧特定値
Ｖｓｎｓ センス電圧
Ｖｓｎｓｏ 飽和センス電圧

Claims (23)

  1. 主たる電流の通電または遮断を制御するメイン絶縁ゲート型トランジスタと、
    前記メイン絶縁ゲート型トランジスタと同一の半導体基板に、当該メイン絶縁ゲート型トランジスタに並列に配置され、当該メイン絶縁ゲート型トランジスタの電流値を検知するセンス絶縁ゲート型トランジスタと、
    前記センス絶縁ゲート型トランジスタに流れるセンス電流値から前記メイン絶縁ゲート型トランジスタの電流値を算出し、当該算出された前記メイン絶縁ゲート型トランジスタの電流値に応じて当該メイン絶縁ゲート型トランジスタのゲート電圧を制御することにより前記メイン絶縁ゲート型トランジスタの電流を制御する制御回路と、
    を備えるイグナイタの制御方法であって、
    前記メイン絶縁ゲート型トランジスタに過電流が流れて当該過電流の値が所定の上限値に達する前に、前記制御回路によって、前記センス絶縁ゲート型トランジスタに流れるセンス電流値から前記メイン絶縁ゲート型トランジスタの電流値を算出して、当該メイン絶縁ゲート型トランジスタの電流が前記過電流の所定の上限値になるように前記ゲート電圧を低下させることを特徴とするイグナイタの制御方法。
  2. 前記メイン絶縁ゲート型トランジスタの前記過電流が所定の上限値に達する前に、前記センス絶縁ゲート型トランジスタに流れるセンス電流を飽和させることを特徴とする請求項１に記載のイグナイタの制御方法。
  3. 主たる電流の通電または遮断を制御するメイン絶縁ゲート型トランジスタと、
    前記メイン絶縁ゲート型トランジスタと同一の半導体基板に、当該メイン絶縁ゲート型トランジスタに並列に配置され、当該メイン絶縁ゲート型トランジスタの電流値を検知するセンス絶縁ゲート型トランジスタと、
    前記センス絶縁ゲート型トランジスタに流れるセンス電流値から前記メイン絶縁ゲート型トランジスタの電流値を算出し、当該算出された前記メイン絶縁ゲート型トランジスタの電流値に応じて当該メイン絶縁ゲート型トランジスタのゲート電圧を制御することにより前記メイン絶縁ゲート型トランジスタの電流を制御する制御回路と、
    を備え、
    前記制御回路は、当該制御回路から出力される前記ゲート電圧を減少させて前記メイン絶縁ゲート型トランジスタに流れる過電流を制限し、
    前記制御回路によって前記メイン絶縁ゲート型トランジスタの電流が前記過電流の所定の上限値になるときの前記ゲート電圧の電圧値に前記ゲート電圧が減少された時点において、前記センス絶縁ゲート型トランジスタに流れるセンス電流が飽和領域にあることを特徴とするイグナイタ。
  4. 前記メイン絶縁ゲート型トランジスタと前記センス絶縁ゲート型トランジスタとの間隔は、１００μｍ以上７００μｍ以下であることを特徴とする請求項３に記載のイグナイタ。
  5. 前記センス絶縁ゲート型トランジスタの周囲は、前記メイン絶縁ゲート型トランジスタから前記センス絶縁ゲート型トランジスタに流入するキャリアを引き抜くキャリア引き抜き層で矩形状に囲まれていることを特徴とする請求項３に記載のイグナイタ。
  6. 第１導電型の第１半導体層と、
    前記第１半導体層の第１主面側の表面層に選択的に設けられた第２導電型の第２半導体層と、
    前記第２半導体層の内部に選択的に設けられた第１導電型の第３半導体層と、
    前記第２半導体層の、前記第３半導体層と前記第１半導体層とに挟まれた部分の表面上に第１ゲート絶縁膜を介して設けられた第１ゲート電極と、
    前記第２半導体層および前記第３半導体層に電気的に接続された第１主電極と、を有するメイン絶縁ゲート型トランジスタと、
    前記第１半導体層の第１主面側の表面層に、前記第２半導体層と離して選択的に設けられた第２導電型の第４半導体層と、
    前記第４半導体層の内部に選択的に設けられた第１導電型の第５半導体層と、
    前記第４半導体層の、前記第５半導体層と前記第１半導体層とに挟まれた部分の表面上に第２ゲート絶縁膜を介して設けられた第２ゲート電極と、
    前記第１主電極、前記第４半導体層および前記第５半導体層に電気的に接続された第２主電極と、を有するセンス絶縁ゲート型トランジスタと、
    前記第１半導体層の第１主面側の表面上に、
    前記第２ゲート電極と前記第１主電極との間に接続されるサージ保護用のセンスツェナーダイオードと、
    前記第１主電極と前記第２主電極との間に接続され、前記第２主電極の電位を前記第１主電極の電位よりも高くする非対称双方向ダイオードと、
    を備え、
    前記センスツェナーダイオードおよび前記非対称双方向ダイオードは、それぞれ、前記センス絶縁ゲート型トランジスタの、前記メイン絶縁ゲート型トランジスタに対向していない部分に対向するように配置されていることを特徴とするイグナイタ。
  7. 前記メイン絶縁ゲート型トランジスタおよび前記センス絶縁ゲート型トランジスタは、前記第１主電極と前記第２主電極とが前記非対称双方向ダイオードの電極を介して接続されるように配置されていることを特徴とする請求項６に記載のイグナイタ。
  8. 前記センスツェナーダイオードの平面上の面積は、前記非対称双方向ダイオードの平面上の面積よりも大きいことを特徴とする請求項６に記載のイグナイタ。
  9. 第１導電型の第１半導体層と、
    前記第１半導体層の第１主面側の表面層に選択的に設けられた第２導電型の第２半導体層と、
    前記第２半導体層の内部に選択的に設けられた第１導電型の第３半導体層と、
    前記第２半導体層の、前記第３半導体層と前記第１半導体層とに挟まれた部分の表面上に第１ゲート絶縁膜を介して設けられた第１ゲート電極と、
    前記第２半導体層および前記第３半導体層に電気的に接続された第１主電極と、を有するメイン絶縁ゲート型トランジスタと、
    前記第１半導体層の第１主面側の表面層に、前記第２半導体層と離して選択的に設けられた第２導電型の第４半導体層と、
    前記第４半導体層の内部に選択的に設けられた第１導電型の第５半導体層と、
    前記第４半導体層の、前記第５半導体層と前記第１半導体層とに挟まれた部分の表面上に第２ゲート絶縁膜を介して設けられた第２ゲート電極と、
    前記第１主電極、前記第４半導体層および前記第５半導体層に電気的に接続された第２主電極と、を有するセンス絶縁ゲート型トランジスタと、
    前記メイン絶縁ゲート型トランジスタのゲート電圧を減少させて前記メイン絶縁ゲート型トランジスタに流れる過電流を制限する制御回路と、
    を備え、
    前記制御回路によって前記メイン絶縁ゲート型トランジスタの電流が前記過電流の所定の上限値になるときの前記ゲート電圧の電圧値に前記ゲート電圧が減少された時点において、前記センス絶縁ゲート型トランジスタに流れるセンス電流が飽和領域にあることを特徴とするイグナイタ。
  10. 第１導電型の第１半導体層と、
    前記第１半導体層の第１主面側の表面層に選択的に設けられた第２導電型の第２半導体層と、
    前記第２半導体層の内部に選択的に設けられた第１導電型の第３半導体層と、
    前記第２半導体層の、前記第３半導体層と前記第１半導体層とに挟まれた部分の表面上に第１ゲート絶縁膜を介して設けられた第１ゲート電極と、
    前記第２半導体層および前記第３半導体層に電気的に接続された第１主電極と、を有するメイン絶縁ゲート型トランジスタと、
    前記第１半導体層の第１主面側の表面層に、前記第２半導体層と離して選択的に設けられた第２導電型の第４半導体層と、
    前記第４半導体層の内部に選択的に設けられた第１導電型の第５半導体層と、
    前記第４半導体層の、前記第５半導体層と前記第１半導体層とに挟まれた部分の表面上に第２ゲート絶縁膜を介して設けられた第２ゲート電極と、
    前記第１主電極、前記第４半導体層および前記第５半導体層に電気的に接続された第２主電極と、を有するセンス絶縁ゲート型トランジスタと、
    前記メイン絶縁ゲート型トランジスタに過電流が流れて当該過電流の値が所定の上限値に達する前に、前記センス絶縁ゲート型トランジスタに流れるセンス電流値から前記メイン絶縁ゲート型トランジスタの電流値を算出して、前記メイン絶縁ゲート型トランジスタの電流が前記過電流の所定の上限値になるように前記メイン絶縁ゲート型トランジスタのゲート電圧を低下させる制御回路と、
    を備えることを特徴とするイグナイタ。
  11. 前記メイン絶縁ゲート型トランジスタと前記センス絶縁ゲート型トランジスタのと間の距離は、１００μｍ以上７００μｍ以下であることを特徴とする請求項６〜１０のいずれか一つに記載のイグナイタ。
  12. 前記距離は、１００μｍ以上２００μｍ以下であることを特徴とする請求項１１に記載のイグナイタ。
  13. 前記センス絶縁ゲート型トランジスタの周囲は、前記メイン絶縁ゲート型トランジスタから前記センス絶縁ゲート型トランジスタに流入するキャリアを引き抜くキャリア引き抜き層で矩形状に囲まれていることを特徴とする請求項６〜１２のいずれか一つに記載のイグナイタ。
  14. 前記メイン絶縁ゲート型トランジスタは、前記センス絶縁ゲート型トランジスタの周囲の一部を囲むように当該センス絶縁ゲート型トランジスタに対向する隣り合う２辺からなるＬ字状部分または隣り合う３辺からなる凹状部分をもつ多角形状の平面形状を有することを特徴とする請求項６〜１３のいずれか一つに記載のイグナイタ。
  15. 少なくとも前記メイン絶縁ゲート型トランジスタおよび前記センス絶縁ゲート型トランジスタが形成される第１半導体チップと、
    前記メイン絶縁ゲート型トランジスタおよび前記センス絶縁ゲート型トランジスタを制御する制御回路が形成される第２半導体チップと、で構成されるマルチチップイグナイタであることを特徴とする請求項６〜１４のいずれか一つに記載のイグナイタ。
  16. 少なくとも前記メイン絶縁ゲート型トランジスタと、前記センス絶縁ゲート型トランジスタと、前記メイン絶縁ゲート型トランジスタおよび前記センス絶縁ゲート型トランジスタを制御する制御回路とを同一の半導体チップに形成したワンチップイグナイタであることを特徴とする請求項６〜１４のいずれか一つに記載のイグナイタ。
  17. 前記メイン絶縁ゲート型トランジスタおよび前記センス絶縁ゲート型トランジスタは、
    前記第１半導体層の第２主面側に設けられた第２導電型の第６半導体層と、
    前記第６半導体層に電気的に接続された第３主電極を備えた絶縁ゲート型バイポーラトランジスタであることを特徴とする請求項６〜１６のいずれか一つに記載のイグナイタ。
  18. 前記メイン絶縁ゲート型トランジスタおよび前記センス絶縁ゲート型トランジスタは、
    前記第１半導体層の第２主面側に設けられた第１導電型の第６半導体層と、
    前記第６半導体層に電気的に接続された第３主電極を備えた絶縁ゲート型電界効果トランジスタであることを特徴とする請求項６〜１６のいずれか一つに記載のイグナイタ。
  19. 前記メイン絶縁ゲート型トランジスタは、プレーナ型ゲート構造、または、前記第３半導体層および前記第２半導体層を貫通して前記第１半導体層に達するトレンチの内部に前記第１ゲート絶縁膜を介して前記第１ゲート電極が設けられたトレンチゲート構造であることを特徴とする請求項６〜１８のいずれか一つに記載のイグナイタ。
  20. 前記センス絶縁ゲート型トランジスタは、プレーナ型ゲート構造、または、前記第５半導体層および前記第４半導体層を貫通して前記第１半導体層に達するトレンチの内部に第２ゲート絶縁膜を介して前記第２ゲート電極が設けられたトレンチゲート構造であることを特徴とする請求項６〜１９のいずれか一つに記載のイグナイタ。
  21. 請求項３〜２０のいずれか一つに記載のイグナイタを搭載することを特徴とする内燃機関用点火装置。
  22. 主たる電流の通電または遮断を制御するメイン絶縁ゲート型トランジスタと、
    前記メイン絶縁ゲート型トランジスタと同一の半導体基板に、当該メイン絶縁ゲート型トランジスタに並列に配置され、当該メイン絶縁ゲート型トランジスタの電流値を検知するセンス絶縁ゲート型トランジスタと、
    前記センス絶縁ゲート型トランジスタに流れるセンス電流値から前記メイン絶縁ゲート型トランジスタの電流値を算出し、当該算出された前記メイン絶縁ゲート型トランジスタの電流値に応じて当該メイン絶縁ゲート型トランジスタのゲート電圧を制御することにより前記メイン絶縁ゲート型トランジスタの電流を制御する制御回路と、を備えたイグナイタを搭載し、
    前記イグナイタを制御して、前記メイン絶縁ゲート型トランジスタに過電流が流れて当該過電流の値が所定の上限値に達する前に、前記制御回路によって、前記センス絶縁ゲート型トランジスタに流れるセンス電流値から前記メイン絶縁ゲート型トランジスタの電流値を算出して、当該メイン絶縁ゲート型トランジスタの電流が前記過電流の所定の上限値になるように前記ゲート電圧を低下させることを特徴とする内燃機関用点火装置。
  23. 前記イグナイタを制御して、前記メイン絶縁ゲート型トランジスタの前記過電流が所定の上限値に達する前に、前記センス絶縁ゲート型トランジスタに流れるセンス電流を飽和させることを特徴とする請求項２２に記載の内燃機関用点火装置。
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Families Citing this family (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2015119521A (ja) * 2013-12-17 2015-06-25 サンケン電気株式会社 半導体装置及びスイッチング回路
JP6497144B2 (ja) 2015-03-13 2019-04-10 富士電機株式会社 スイッチング電源装置の制御回路およびスイッチング電源装置
JP6565244B2 (ja) * 2015-03-20 2019-08-28 富士電機株式会社 イグナイタ用半導体装置、イグナイタシステム及び点火コイルユニット
JP6376188B2 (ja) 2015-11-04 2018-08-22 株式会社デンソー イグナイタ
JP6690246B2 (ja) * 2016-01-12 2020-04-28 富士電機株式会社 半導体装置
JP6805496B2 (ja) * 2016-01-15 2020-12-23 富士電機株式会社 半導体装置
JP6766443B2 (ja) * 2016-05-20 2020-10-14 富士電機株式会社 半導体集積回路
US10607949B2 (en) 2017-05-30 2020-03-31 STMicroelectronics (Alps) SAS Electrostatic discharge (ESD) protection for a high side driver circuit
DE112019001263T5 (de) * 2018-03-13 2020-12-17 Rohm Co. Ltd. Schaltsteuerschaltung und zündvorrichtung
JP7205091B2 (ja) * 2018-07-18 2023-01-17 富士電機株式会社 半導体装置
US10907607B2 (en) * 2019-04-24 2021-02-02 Semiconductor Components Industries, Llc Circuit and method for controlling a coil current during a soft shut down
KR102539366B1 (ko) * 2019-10-09 2023-06-01 세미컨덕터 콤포넨츠 인더스트리즈 엘엘씨 제너 다이오드를 사용하는 감지 igbt에 대한 정전기 방전 처리
US11201144B2 (en) * 2019-10-09 2021-12-14 Semiconductor Components Industries, Llc Electrostatic discharge handling for sense IGBT using Zener diode
WO2023145317A1 (ja) * 2022-01-28 2023-08-03 ローム株式会社 半導体モジュールおよび半導体ユニット

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH07245394A (ja) * 1994-03-04 1995-09-19 Fuji Electric Co Ltd 絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ
JPH10325384A (ja) * 1997-05-26 1998-12-08 Hitachi Ltd 内燃機関用点火装置
JP2000310173A (ja) * 1999-04-28 2000-11-07 Fuji Electric Co Ltd 内燃機関点火用半導体装置
JP2004316469A (ja) * 2003-04-11 2004-11-11 Denso Corp 内燃機関用点火装置およびそのイグナイタ
JP2009117786A (ja) * 2007-10-15 2009-05-28 Fuji Electric Device Technology Co Ltd 半導体装置
JP2009138547A (ja) * 2007-12-04 2009-06-25 Fuji Electric Device Technology Co Ltd イグナイタシステム
JP2010045141A (ja) * 2008-08-11 2010-02-25 Fuji Electric Systems Co Ltd 半導体装置および内燃機関用点火装置

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3226075B2 (ja) 1994-06-22 2001-11-05 富士電機株式会社 たて型ｍｏｓ半導体装置
JPH09162391A (ja) * 1995-12-06 1997-06-20 Fuji Electric Co Ltd 絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ
JP3186619B2 (ja) 1995-12-18 2001-07-11 富士電機株式会社 内燃機関点火用回路装置および内燃機関点火用半導体装置
EP0780570B1 (en) 1995-12-18 2002-08-14 Fuji Electric Co., Ltd. Semiconductor ignition circuit device with current limitation for internal combustion engine
JP3484123B2 (ja) * 2000-01-12 2004-01-06 株式会社日立製作所 内燃機関用点火装置
JP4052815B2 (ja) * 2001-06-15 2008-02-27 株式会社ルネサステクノロジ 車載イグナイタおよび車載イグナイタ用ｉｇｂｔ
WO2004055361A1 (ja) 2002-12-13 2004-07-01 Hitachi, Ltd. Ｉｇｂｔを用いた車載イグナイタ
JP4449772B2 (ja) * 2004-04-09 2010-04-14 株式会社デンソー パワー半導体スイッチング素子及びそれを用いた半導体パワーモジュール
JP4432825B2 (ja) * 2005-04-22 2010-03-17 株式会社デンソー 内燃機関用点火装置
JP5098264B2 (ja) * 2006-09-21 2012-12-12 株式会社デンソー Ｍｏｓ型パワー素子を有する半導体装置およびそれを備えた点火装置

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH07245394A (ja) * 1994-03-04 1995-09-19 Fuji Electric Co Ltd 絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ
JPH10325384A (ja) * 1997-05-26 1998-12-08 Hitachi Ltd 内燃機関用点火装置
JP2000310173A (ja) * 1999-04-28 2000-11-07 Fuji Electric Co Ltd 内燃機関点火用半導体装置
JP2004316469A (ja) * 2003-04-11 2004-11-11 Denso Corp 内燃機関用点火装置およびそのイグナイタ
JP2009117786A (ja) * 2007-10-15 2009-05-28 Fuji Electric Device Technology Co Ltd 半導体装置
JP2009138547A (ja) * 2007-12-04 2009-06-25 Fuji Electric Device Technology Co Ltd イグナイタシステム
JP2010045141A (ja) * 2008-08-11 2010-02-25 Fuji Electric Systems Co Ltd 半導体装置および内燃機関用点火装置

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