WO2004055361A1

WO2004055361A1 - Ｉｇｂｔを用いた車載イグナイタ

Info

Publication number: WO2004055361A1
Application number: PCT/JP2002/013067
Authority: WO
Inventors: Junpei Uruno; Yasuhiko Kouno
Original assignee: Hitachi, Ltd.
Priority date: 2002-12-13
Filing date: 2002-12-13
Publication date: 2004-07-01
Also published as: US20040216724A1; US7051724B2

Abstract

本発明のイグナイタは、コレクタ端子とエミッタ端子とゲート端子を有する絶縁ゲート半導体素子と、絶縁ゲート半導体素子に流れる電流が一定の値を超えたときにゲート端子の電圧を制御して電流を制限する電流制御回路と、コレクタの電位を検出する電圧監視回路と、電圧監視回路の出力をうけてゲート端子に流れる電流を制御する制御電流調整回路を備える。

Description

明細書

I GB Tを用いた車載ィグナイタ技術分野

本発明は自動車の点火装置であるイダナイ夕と、それに使用する絶縁ゲート型半導体装置とに係り、特に定電流制御機能を有する絶縁ゲート型半導体装置に関する。背景技術

現在、自動車の点火装置であるィグナイタのスィツチには絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ I G B T) が広く使用されており、中でも近年は、保護機能を内蔵したイダナイ夕用 I G B Tが増えてきている。保護機能を内蔵した I GB Tが、特開平 9一 2 8 0 1 4 7号公報に開示されている。

前記特開平 9 - 2 8 0 1 4 7号公報には、電流制限機能を内蔵した

1 G B Tの電流振動の抑制方法が開示されている。第 2図に特開平 9一

2 8 0 1 4 7号公報に開示の I G B T及びその電流制限回路を示す。第 2図において、符号 2 0 1はバッテリー、 2 0 2はイダニッシヨンコィル、 2 0 3は 1 。 8丁、 2 0 4はスパークプラグ、 2 0 5は抵抗、 206 は高耐圧定電流素子、 2 0 7はツエナーダイオード、 2 0 8はダイォ一ド、 2 0 9， 2 1 0は抵抗、 2 1 1はコンデンサ、 2 1 2はトランジス夕、 2 1 3は抵抗、 2 1 4は駆動回路である。

この回路の動作を説明する。はじめに I G B T 2 0 3がオフの状態を考える。この状態では駆動回路 2 1 4からは信号が出ておらず、 IGBT203 のゲートは 0 Vになっている。一方、 I GB T 2 0 3がオフであるのでバッテリー 2 o iからィグニッシヨンコイル 2 0 2を介して I GBT204に至るいわゆる主回路には電流が流れておらず、 I G B T 2 0 4のコレク夕とエミッ夕の間にはバッテリ一電圧が印加されている。

次に I G B Tのオン状態を説明する。駆動回路 2 1 4からオンの信号が I G B T 2 0 4のゲ一トに入力されると、 I G B T 2 0 3がオンし、主回路に電流が流れはじめる。次に I G B Tを再びオフにすると、主回路の電流が急激に遮断されるために、ィグニッシヨンコイル 2 0 2の 1 次端子の両端には数百 Vの高電圧が発生する。この電圧がィグニッションコイルの 2次時側に数万 Vに昇圧されて伝わり、スパークプラグを放電させる。

前記回路には二種類の保護回路が記載されている。一つは過電圧保護回路である。前述の I G B Tがオン状態からオフ状態に移る時、スパ一クプラグに何らかのトラブルがあって放電できなかった場合には、ィグニッシヨンコイル 2 0 2の 1次端子の電圧は増大し続ける。このため、予め定められた所定の電圧以上になると電圧を制限するツエナ一ダイォード 2 0 7が I G B Tのコレクタとゲートの間に設けられている。

二つ目は電流制限回路である。 I G B Tに流れる電流の最大値は駆動回路により I G B Tがオンしている時間に比例して大きくなるが、何らかの卜ラブルでこの時間が長くなった場合に I G B Tに大電流が流れる場合がある。そこで、 I G B Tの電流が予め定められた電流値を超えると、 2 0 5の両端に発生する電圧がトランジスタ 2 1 2をオンさせて I G B Tのゲート電圧を引き下げ、 I G B Tに流れる電流を制限する機能を有している。

この電流制限回路には電流振動が起こりやすいと言う問題があつたが、特開平 9一 2 8 0 1 4 7号公報では、電流制限動作時にコレク夕からゲ一トに低電流を供給する回路、すなわち高耐圧低電流素子 2 0 6 , 抵抗 2 0 9を付加する事でこの問題を解決している。

しかしながら、特開平 9 - 2 8 0 1 4 7号公報では、振動抑制のためにコレクタからゲ一トへ電流を供給する構成となっているため、コレク夕からゲ一卜への漏れ電流が大きい問題がある。この漏れ電流とは、 I G B Tがオフしている状態でバッテリーから流れ続ける電流や、スパークプラグの放電時の高い電圧印加時などにコレクタからゲートに流れる電流を指す。

漏れ電流を減らすためにはコレクタからゲートへの電流供給量を低減すればよいが、一方で電流振動を抑制するためには、コレクタからゲートにある程度の電流を供給する必要がある。ある程度の電流とは、電流振動の原因となるゲート電圧の振動が発生しそうになった時にこれを押さえ込めるだけの電流であり、これは駆動回路のィンピ一ダンスや I GBT のゲートェミツ夕間の容量などにより決まる。特に大きい I G B Tチップになるとゲートェミッタ間の容量も大きくなるために、これに応じた大きな電流をコレクタから供給する必要が生じ、漏れ電流も増大する。この漏れ電流が増大すると、オフ状態での損失が増大し、バッテリーに蓄えられた電気を消費する問題がある。また、スパークプラグへの点火の際に漏れ電流による損失の分だけ点火エネルギーが減少し、自動車の燃焼効率の悪化などの原因となる。さらに、 I G B Tの初期不良の選別の際に実施するコレク夕とエミッタ間の漏れ電流チェックができなくなり、信頼性が低下する問題も有している。

本発明の目的は上記の問題を解決し、損失が少なく信頼性の高い内燃機関用点火回路を提供することである。発明の開示

本発明のイダナイ夕は、コレクタ端子とエミッタ端子とゲート端子を有する絶縁ゲート半導体素子と、絶縁ゲート半導体素子に流れる電流が一定の値を超えたときにゲート端子の電圧を制御して電流を制限する電流制御回路と、コレクタの電位を検出する電圧監視回路と、電圧監視回路の出力をうけてゲ一ト端子に流れる電流を制御する制御電流調整回路を備える。

本発明のィダナイタによれば、コレクタ端子からは電圧監視回路による信号だけにし、この信号に応じて振動抑制電流をゲー卜から供給するため、コレクタの漏れ電流を低減でき、漏れ電流による損失を削減できる。また、漏れ電流を低減できると、 I G B Tの漏れ電流検査を実施できるので、 I G B Tの信頼性が向上する。図面の簡単な説明

第 1図は実施例 1のイダナイ夕の回路図である。

第 2図は従来技術のィグナイ夕の回路図である。

第 3図は実施例 1のイダナイ夕の動作波形である。

第 4図は実施例 1 における振動抑制回路の回路条件を示すグラフである。

第 5図は実施例 2のィグナイタの回路図である。

第 6図は実施例 3のィグナイタの回路図である。

第 7図は実施例 4のィグナイタの回路図である。

第 8図は実施例 5の I G B Tの断面模式図である。

第 9図は実施例 6のイダナイ夕の回路図である。

第 1 0図は実施例 7のイダナイ夕の回路図である。発明を実施するための最良の形態

以下、図面を用いて本発明の実施例を詳しく説明する。

(実施例 1 )

第 1図に本実施例のイダナイ夕の等価回路を示す。第 1図において第 2図と同一の構成要素には同じ符号が付してある。第 1図の構成を説明すると、バッテリー 2 0 1 とイダニッシヨンコイル 2 0 2の 1次側コィルと電流検出端子を有する I GB T 1 0 0 とが直列接続されている。ィグニッシヨンコイル 2 0 2の 2次側はスパークプラグ 2 0 4に続されている。 I GB T 1 0 0の電流検出端子には、電流検出用の抵抗 2 0 5が接続されており、 I G B T 1 0 0 と抵抗 2 0 5 との接続点がコンパレー夕 1 1 0に入力されている。コンパレータ 1 1 0には基準電圧を生成する定電圧電源 1 1 1からの信号も入力されている。一方、コンパレ一夕 1 1 0の出力は I G B Tのゲ一トとェミツ夕の間に接続された M0SFET 1 0 4のゲートに接続されている。 I GB T 1 0 0のゲートは抵抗 107 と 1 0 8とを介してゲート端子に接続されている。抵抗 1 0 7にはダイオード 1 0 6が並列に接続されている。抵抗 1 0 1 と抵抗 1 0 2の直列接続回路は I GB T 1 0 0 と並列に接続され、この直列接続された抵抗の中点が MO S F E T 1 0 4のゲートに接続されている。 MO S F E T 1 0 4のソースは I G B T 1 0 0のゲートに接続され、ドレインは、抵抗 1 0 5を介して駆動回路 2 1 4に接続されている。

本実施例では、振動抑制電流をコレクタ電圧に同期して駆動回路から供給した。この動作を第 1図の等価回路図および第 3図の動作波形図で説明する。

初めに I GB Tがオフの状態を説明する。駆動回路の出力は 0 Vになつており、 I GB Tはオフしている。この時、 I G B T 1 0 0の両端にはバッテリ一電圧が印加しており、 MO S F E T 1 0 4のゲートには抵抗 1 0 1 と 1 0 2で分圧された電圧が印加され、 MO S F E T 1 0 4はオンしている。しかし、入力電力が 0 Vであるため、 MO S F E T104 には電流は流れない。

次に時刻 t lで、 I G B Tがオンした状態を説明する。第 3図において時刻 t 1で駆動回路からゲートに駆動電圧が出力されると、 I GB T がオンし、バッテリ一からィグニッションコイルの 1次側を通って IGBT に電流が流れる。 I G B T 1 0 0に電流が流れると、コレクタ電圧は急激に減少し、数 V程度まで低下する。このとき、抵抗 1 0 1 , 1 0 2の接続点の電圧は、非常に小さな値になり、 MO S F E T 1 0 4のしきい値電圧以下になるよう設定してあるため、 MO S F E T 1 0 4は動作しない。

I GB Tがオンの状態で電流値が増加し続け、予め定められた所定の電流値を超えると、抵抗 2 0 5の両端に発生する検出電圧が定電圧源 1 1 1により生成される基準電圧より高くなり、コンパレータ 1 1 0が信号を出力し、 MO S F E T 1 0 9がオンする。 MO S F E T 1 0 9がオンすると I GB Tのゲート電圧が低減し、 I GB Tの電流の増加が制限される。コレクタ電流が一定値に制限されるとコレク夕電圧が急激に増大し振動が発生する。しかしながら、本実施例によれば、コレクタ電圧が増大すると抵抗 1 0 1 と 1 0 2の中点の電位も増加し、 M0SFET104 をオンさせる。 MO S F E T 1 0 4がオンすると、抵抗 1 0 7 , 1 0 8 とダイォードを通して、ゲ一ト端子から I G B Tのゲートに電流が流れ込み、ゲート電圧を増大させ、コレクタ電圧の増大を抑制して振動を防止する。

この時に供給される振動抑制電流が大きいほど振動抑制の効果が高い。 2013067

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しかし、供給電流が大きすぎると I G B Tのゲート電圧が過剰に増大するため一定電流に制御できなくなる。発明者の実験によればゲ一ト電流制御回路である MO S F E T l 0 9の出力電流の最小値及び最大値は第 4図のような範囲である。第 4図はゲート端子から MO S F E T l 0 4 を通して供給される振動抑制電流と、イダニッシヨンコイルの 2次側に発生する電圧の関係を示す。振動抑制電流を増大するとィグニッシヨンコィルの 2次側に発生する電圧を抑制できる。この 2次側の電圧が 1000 Vを超えると、点火プラグが放電し、エンジンの誤動作を引き起こす。このため、振動抑制電流を 1 A以上にすることが好ましい。一方、この供給電流を増加させてゆくと I GB Tのゲート電圧そのものが増大し、精度が高い定電流制御が困難になる。

次に I GB Tがオン状態からオフ状態になる、所謂ターンオフ時の説明をする。 I G B Tをオフするために入力電圧を 0 Vもしくは負の電圧にすると、 I G B Tがオフしコレクタ電流が減少する。コレクタ電流が減少し始めるとイダニッシヨンコイルのインダクタンス成分により、 I G B Tのコレクタ端子側に高い電圧が発生し、 I G B Tに印加される。印加された電圧は抵抗 1 0 1 と 1 0 2の中点の電位を増大させ MOSFET 1 0 4をオンさせる。しかしこの時、入力電圧が 0 Vもしくは負の電圧になっているため MO S F E T l 0 4がオンしてもゲ一ト端子から IGBT のゲートには電流が流れず、 I G B Tが誤動作することはない。

以上説明したように本実施例によれば、振動の発生する電流制限開始時だけに、コレクタ電圧の増加に呼応した電流が駆動回路から I G B T のゲートに供給されることで振動を抑制できる。この構成によれば、振動抑制のために I GB Tに供給する電流をコレクタから供給するのではなくゲ一トから供給することで、. コレクタの漏れ電流を極めて小さくできる。コレク夕の漏れ電流を小さくできるために I G B T本体のコレク夕漏れ電流による選別が可能になり、 I G B Tの信頼性が向上する。 (実施例 2 )

第 5図に本実施例のィグナイ夕の回路図を示す。第 5図において第 1 図乃至第 4図と同一の構成要素には同じ符号が付してある。本実施例では振動抑制電流を外部の電源から供給するための端子 5 0 1を設けた。振動抑制電流を駆動回路から供給する方法では、駆動電圧が何らかの原因で低下した場合に、十分な振動抑制電流を供給できなくなる場合がある。特に、 I G B Tの制御の応答性を向上させるためにマイクロコントローラなどにより直接 I G B Tを駆動する場合には、駆動電圧が 5 V程度と低く、振動抑制電流を供給しにくい。本実施例によれば、外部の別電源より振動抑制電流を供給することで常に十分な振動抑制電流を供給できるために、安定した振動抑制動作を実現できる。

(実施例 3 )

第 6図に本実施例のイダナイ夕を示す。第 6図において第 1図乃至第 5図と同一の構成要素には同じ符号が付してある。本実施例では抵抗 1 0 1 と 1 0 2 とを I G B Tのゲートに接続し、コレクタからの電流をゲートに供給できるようにした。このような構成で、駆動回路からの振動抑制電流の供給に加えて、コレクタからも直接振動抑制電流が供給されるので、実施例 2で説明したように駆動電圧が低下して振動抑制電流の供給が減少したときでも、コレクタからの直接電流の供給があるために、安定した振動抑制動作を維持できる。また、従来技術と異なり、振動抑制電流は駆動回路から大部分は供給される構成となっているために、コレクタからゲートへの供給電流は十分に小さくてもよく、従って、コレクタの漏れ電流は最小限に抑制できる。また、本実施例は MOSFET 104 に生じる若干の遅れ時間の間に、抵抗 1 0 1 と 1 0 2とから、直接振動抑制電流を供給することで、時間応答の早い動作を実現できる。

(実施例 4)

第 7図に本実施例のィダナイタの等価回路を示す。第 7図において第 1図乃至第 6図と同一の構成要素には同じ符号を付してある。本実施例では MO S F E T 7 0 1のゲートを定電圧回路 1 1 1の出力端子に接続し、 MO S F E T 1 0 4に流れる電流を一定に保つ。

本実施例の動作を説明する。入力電圧が印加されると I G B Tが動作しコレクタ電流が流れはじめる。コレク夕電流が所定の電流値を超えると定電流制御回路が動作しコレクタ電流を一定に制限すると、抵抗 101 と、 1 0 2 との接続点に電圧が発生し MO S F E T 1 0 4がオンし振動抑制電流を流す。この振動抑制電流は MO S F E T 7 0 1のゲ一ト電圧が、定電圧回路 1 1 1の出力より決まるため一定の電流を供給できる。このような構成により、安定した振動抑制電流を供給でき制限電流値のばらつきを抑えることができるため I G B Tの電流容量を小さくでき、チップサイズを小型化できる。

(実施例 5 )

第 8図は本実施例のイダナイ夕用 I G B Tの断面図を示す。本実施例では、チップ表面の酸化膜上に回路を構成したことにより、通常の製造工程によってワンチップ化ができ、回路素子が酸化膜によって分離されているため寄生動作がない。

第 8図において、符号 1 2 0 1はェミッタ電極、 1 2 0 2はゲート電極、 1 2 0 3は層間絶縁膜、 1 2 0 4はゲート酸化膜、 1 2 0 5は

MO S F E Tのソース電極、 1 2 0 6は MO S F E Tのゲート電極、 1 2 0 7は MO S F E Tのドレイン電極、 1 2 0 8は抵抗のエミッ夕側電極、 1 2 0 9は抵抗の中間電極、 1 2 1 0はガ一ドリング、 1 2 1 1 は I GB Tの n型ソース層、 1 2 1 2は p型ベース層、 1 2 1 3は p型 F L R層、 1 2 1 4は1^03 £丁の 11型ソース層、 1 2 1 5は M0SFET のチャネル層、 1 2 1 6は n型ドレイン層、 1 2 1 8は P o l y— S i 抵抗、 1 2 1 9は n型チャネルストッパー層、 1 2 2 0は n型ドリフト層、 1 2 2 1は n型バッファ層、 1 2 2 2は p型コレクタ層、 1 2 2 3 はコレクタ電極、 1 2 2 4は 1 8丁領域、 1 2 2 5は耐圧保持領域、 1 2 2 6は振動抑制電流供給回路、 1 2 2 7はコレクタ電圧監視回路である。 n型ドリフト層 1 2 2 0に p型ベース層 1 2 1 2を形成し、この p型ベース層 1 2 1 2内に n型ソース層 1 2 1 1を形成する。 n型ドリフト層 1 2 2 0上にゲ一ト酸化膜 1 2 0 4を介して、ゲート電極 1202 を形成する。さらにゲート電極 1 2 0 2上に層間絶縁膜 1 2 0 3を形成し、その上にエミッ夕電極 1 2 0 1 を p型べ一ス層 1 2 1 2と n型ソ一ス層 1 2 1 1を短絡するように形成する。以上が I G B T領域 1 2 2 4 である。

次に I GB Tの動作の説明をする。エミッ夕電極 1 2 0 1に対して、コレクタ電極 1 2 2 3、及びゲート電極 1 2 0 2に正の電圧を印加すると、ゲー卜酸化膜 1 2 1 9を介してゲート電極 1 2 0 2下に形成されている p型'ベース層 1 2 1 2表面部分にチャネル領域が形成され、 n型ソース層 1 2 1 1からチャネル領域を通り n型ドリフト層 1 2 2 0 に電子電流が流れる。この電子電流は p型ベース層 1 2 1 2 , n型ドリフト層 1 2 2 0， p型コレクタ層 1 2 2 2で形成される p n pバイポーラトランジス夕のベース電流となり、この p η ρパイポーラトランジスタがォンして正孔がコレクタ電極 1 2 2 3からェミッタ電極 1 2 0 1 に流れる。この正孔電流と電子電流が I GB Tの導通電流となる。 1

I G B Tをオフする場合には、ゲート電極 1 2 0 2の電位を 0 もしくは負にする。これによりゲート電極 1 2 0 2下のチャネル領域が消滅し、電子電流が遮断される。電子電流の供給が止まると正孔電流も遮断され I GB Tはオフする。このように I G B Tがオンの時には p型コレクタ層 1 2 2 2から n型ドリフト層 1 2 2 0に正孔が注入され、高抵抗の n 型ドリフト層 1 2 2 0内に正孔が蓄積される。この蓄積した正孔により高抵抗の n型ドリフト層 1 2 2 0の抵抗が大幅に低減される、いわゆる電導度変調現象が起こり、オン電圧を低減できる。

コレク夕電圧監視回路 1 2 2 7は n型ドリフト層 1 2 2 0の上に酸化膜 1 2 1 7を形成する。さらにその酸化膜 1 2 1 7上に P o l y— S i 抵抗 1 2 1 8を形成し、 P o l y— S i抵抗 1 2 1 8の一方をガードリング 1 2 1 0に接するように形成し、他方を I GB Tのゲート電極 1202 と同電位になるように電極を形成する。また、 P o 1 y— S i抵抗 1218 の中点に電極を形成し、 MO S F E Tのゲ一ト電極 1 2 0 6 と接続するように形成する。

コレクタ電圧監視回路 1 2 2 7の動作を説明する。コレクタ電圧が増大すると P型コレクタ層 1 2 2 2， n型バッファ層 1 2 2 1， n型ドリフト層， n型チャネルストッパ層を通りガードリングにコレク夕電圧が発生し P o l y— S i抵抗 1 2 1 8に加わると P o l y— S i抵抗 12 18 の中点に電圧信号が発生する。

振動抑制電流供給 MO S F E Tは n型ドリフト層 1 2 2 0上に酸化膜 1 2 1 7を形成し、その酸化膜 1 2 1 7上に P 0 1 y - S i を形成する。その P o 1 y - S i に選択的に形成された MO S F E Tの n型ソース層 1 2 1 4 , MO S F E Tの n型ドレイン層 1 2 1 6を形成する。 MOSFET の n型ソース層 1 2 1 4と MO S F E Tの n型ドレイン層 1 2 1 6に挟まれる領域に P型チャネル層 1 2 1 5を形成する。

振動抑制電流供給 M〇 S F E Tの動作を説明する。コレクタ電圧監視回路 1 0 8より信号が加わると振動抑制電流供給 M〇 S F E Tがオンし電流が供給される。電流が供給される期間は入力電圧が印加されていて、コレクタ電圧が高くなつている期間のみである。 '

以上説明したように、本実施例によれば回路素子が酸化膜上に形成できるため回路の寄生動作がなくなるため回路の構成要素の自由度が増し、回路を小さくすることができチップサイズを小さくできる。

(実施例 6 )

第 9図は本実施例のィダナイタの回路図を示す。第 9図において第 1 図乃至第 8図と同一の構成要素には同じ符号が付してある。第 9図の構成を説明すると、 I G B Tのコレクタとェミッタの間にコンデンサ 901 と 9 0 2を直列接続し、この接続点を M O S F E T 1 0 4のゲートに接続する。本実施例ではコレクタ，エミッ夕間の電圧をコンデンサで分圧した。コンデンサ分圧することによりコレクタからの漏れ電流が問題となる I G B Tオフ状態での漏れ電流を除去できる。

(実施例 7 )

第 1 0図は本実施例のイダナイ夕の等価回路を示す。第 1 0図において第 1図乃至第 9図と同一の構成要素には同じ符号が付してある。第 1 0図の構成を説明する。ツエナーダイオード 2 0 7は 1段あたり数 V 程度のダイォードを逆直列に数十段接続した構成となっている。数段分の所に端子を設けゲート電流制御 M〇 S F E T 1 0 4のゲート端子に接続する構成となっている。本実施例ではクランプダイオードの一部に端子を設けコレクタ電圧監視回路として使うことにより、回路面積が小さくなりチップサイズが小さくできる。また、コレクタリーク電流も低減できることから I G B Tのスクリーニングが可能となり初期不良の検出ができる。

このように本実施例によれば回路面積が小さくなり、チップサイズが低減でき低コスト化できる。また、コレクタリーク電流が低減できるため、 I G B T本体の特性が評価できるため不良の検出が可能となり信頼性が向上する。さらにコレクタリーク電流が低減されることにより、点火エネルギーが増大し燃焼効率が良くなる。このため燃料の消費量が減少する。

Claims

請求の範囲

1 . 主電流を通電する一対の主端子と、前記主電流を制御する制御端子を有する絶縁ゲート半導体素子と、前記主電流が一定の値を超えたときに、前記制御電極の電圧を制御して前記主電流を制限する電流制御回路と、前記一対の主端子の電圧を検出する電圧監視回路と、前記電圧監視回路の出力をうけて前期制御端子に流れる電流を制御する制御電流調整回路とを備えることを特徴とする車載ィダナイタ。

2 . 前記電圧監視回路が、前記一対の主端子間に接続された少なくとも 2個以上の抵抗の直列回路と、この直列回路の接続点の電位を出力することを特徴とする請求の範囲第 1項に記載の車載ィダナイタ。

3 . 前記制御電流調整回路が、前記制御端子に接続された制御電極抵抗と、前記制御電極抵抗と並列に接続され、前記電圧監視回路から信号が出力されているときに電流を流すバイパス回路とからなることを特徴とする請求の範囲第 1項乃至第 2項のいずれかに記載の車載ィダナイタ。

4 . 前記バイパス回路が、ドレインが前記制御電極抵抗の一方の端子に、ソースが前記制御電極抵抗の他方の端子に、ゲ一トが前記電圧監視回路の出力に接続された M O S F E T備えていることを特徴とする請求の範囲第 1項乃至第 3項のいずれかに記載の車載ィダナイタ。

5 . 前記バイパス回路の M O S F E Tのドレインと前記制御電極抵抗の一方の端子との間に、抵抗とダイォードの直列回路が接続されたことを特徴とする請求の範囲第 1乃至第 4項のいずれかに記載の車載ィグナイタ。

6 . 前記 M O S F E Tのゲートと、前記一対の主端子の電位の低い方の端子との間に、前記ゲ一トの電位を一定に制限するダイォードを接続したことを特徴とする請求の範囲第 1項乃至第 5項のいずれかに記載の車載ィグナイ夕。

7 . 前記制御電極調整回路が、ドレインが電源回路に、ソースが前記制御電極に、ゲートが前記電圧監視回路の出力に接続された M O S F E T を備えていることを特徴とする請求の範囲第 1項乃至第 2項のいずれかに記載の車載ィダナイタ。

8 . 前記電圧監視回路が、前記一対の主端子の電位の高い方の端子と前記制御端子の間に接続された少なくとも 2個以上の抵抗の直列回路であり、この直列回路の接続点の電位を出力する請求の範囲第 1項に記載の車載ィグナイ夕。

9 . 前記バイパス回路の M O S F E Tのドレインと前記制御電極抵抗の一方の端子の間に、抵抗とダイオードと電流制限用 M〇 S F E Tの直列回路が接続され、前記電流制限用 M O S F E Tのゲ一トが定電圧電源の出力に接続されていることを特徴とする請求の範囲第 1項乃至第 4項のいずれかに記載の車載ィグナイ夕。

1 0 . 前記絶縁ゲート半導体装置が、絶縁ゲートバイポーラトランジス夕（ I G B T ) であることを特徴とする請求の範囲第 1項乃至第 9項のいずれかに記載の車載ィグナイ夕。

1 1 . 一対の主表面を有する半導体基体と前記半導体基体の一方の主表面に隣接する一方導電型の第 1の層と前記半導体基体の、他方の主表面と前記第 1の層に隣接して形成された第 2導電型の第 2の層を備えこの半導体基体は互いに隣接する第 1の領域と第 2の領域とを有し、第 1の領域および第 2の領域の他方の主表面には第 1の電極を設け、第 1の領域には、その第 1の層内に一方の主表面に隣接して選択的に形成される他方導電型の第 3の層と、第 3の層内に一方の主表面に隣接して選択的に形成される一方導電型の第 4の層と、第 1の層内に一方の主表面に隣接して、他方導電型の第 3の層内に一方導電型の第 4の層と離れて選択的に形成される一方導電型の第 5の層と、

一方の主表面において第 3層と第 4の層に接触する第 2の電極と、一方の主表面の第 2電極と反対側の第 3の層の露出部分に絶縁膜を介して形成される第 1の制御電極とを設け、

第 2の領域には、第 1の層内に一方の主表面に隣接して選択的に形成される他方導電型の第 6の層と、第 6の層の一方の主表面に絶縁膜を介して第 1の半導体層が形成され、前記第 1の半導体層に選択的に形成される他方導電型の第 7の層及び第 8の層と、他方導電型の第 7の層と第 8の層に挟まれる一方導電型の第 9の層が形成され、前記第 1の半導体層と離れて第 2の半導体層を形成され、前記第 2の半導体層に選択的に形成される一方導電型の第 1 0の層と、第 1の主表面に隣接して選択的に形成される一方導電型の第 1 1の層を設け、

一方の主表面の第 1の半導体層において第 7の層に接触する第 1領域の第 1の制御電極と接続する第 3の電極と、一方の主表面の第 1の半導体層において第 8層に接触する第 4の電極と、第 9層の露出部分に絶縁膜を介して形成される第 2の制御電極と、一方の主表面の第 2の半導体層において一方に第 1 0の層に接触する第 5の電極と、他方に第 1 0の層に接触し第 1 1の層と接続する第 6の電極と、第 5の電極と第 6の電極に挟まれる第 1 0の層に接触する第 7の電極を設け、

第 1の領域の第 2の電極と第 2の領域の第 3の電極が接続され、第 1 領域の第 1の制御電極と第 2の領域の第 8の電極が接続され、第 2の領域の第 7の電極が第 2の制御電極に接続される構成であることを特徴とした車載イダナイ夕用 I G B T。

1 2 . 前記電圧監視回路が、前記一対の主端子間に接続された少なくとも 2個以上のコンデンサの直列回路であり、この直列回路の接続点の電位を出力する請求の範囲第 1項に記載の車載用ィグナイタ。

1 3 . 前期電圧監視回路がツエナーダイォ一ドの一部から電位を検出する構成となっていることを特徴とする、請求の範囲第 1項に記載の車載用イダナイ夕。