JP5868344B2

JP5868344B2 - 直流電源装置

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Inventors: 健志篠宮; 一史村岡; 徹郎児島; 健泰川本; 徹杉浦
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Description

本発明は、直流電源装置に関し、特に半導体スイッチング素子を用いたＤＣ−ＤＣ変換による直流電源装置に関するものである。

直流電圧の大きさを任意の値に変える場合や、不安定な直流電源を安定化させる場合、あるいは入力と電気的に絶縁された直流電源を必要とする場合などにおいて、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータが用いられる。絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流から交流を生成する一次回路と、絶縁用変圧器と、交流を直流に変換する二次回路（整流回路）から構成される。

ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、印加周波数を高くすることで絶縁用変圧器を小型化することができるが、高周波化に伴うスイッチング損失の抑制が課題となる。この課題を解決するため共振回路を利用してスイッチング損失を低減させるソフトスイッチング方式が知られており、図１０にこの回路の構成例を示す。このＤＣ−ＤＣコンバータは、直流を交流に変換する一次回路と、変圧器と、交流を直流に変換する二次回路と、平滑回路から構成され、直流負荷に給電している。

このＤＣ−ＤＣコンバータは、一次回路でのスイッチング損失を低減させるために、二次回路の出力端子間に共振コンデンサとスイッチング素子（以下、共振スイッチと略称する）の直列回路を接続している。そして、共振コンデンサと変圧器の二次側漏れインダクタンスにより共振回路を形成し、一次回路の主スイッチング素子のターンオフに先立って共振スイッチをオンさせ、共振コンデンサの充放電電流を利用して主スイッチング素子が遮断すべき変圧器の二次電流をゼロ、一次電流を変圧器の励磁電流のみのレベルまで低減させることで、擬似ゼロ電流遮断（以下、ゼロ電流遮断）を実現し、一次回路のターンオフ損失を大幅に低減させることができる。このような回路構成が、例えば特許文献１に示されている。

特開２０１２−７５２１０号

このようなＤＣ−ＤＣコンバータでは、共振スイッチのターンオン時に、以下に示す二つの課題がある。

一つ目に、共振スイッチのターンオン時に共振回路に共振電流が流れるが、共振スイッチターンオンの瞬間において、共振コンデンサにわずかに充電されていたエネルギーの放電電流が、二次回路の整流ダイオード部と共振回路を通して流れる。この二次回路と共振回路の経路で構成される回路の抵抗およびインダクタンスが小さいと、この電流は大きな電流変化（突入サージ電流）となる。また共振コンデンサと配線によるインダクタンスが支配的であるため、この電流は振動的となる。この突入サージ電流によって、共振回路に流れる電流は振動的で急変し、共振スイッチにかかる電圧は振動的になる。この急変する電流・電圧はノイズ発生要因となり外部の機器に悪影響を与える恐れがある。とくに高周波で変化するような波形の場合には、電磁ノイズとなって外部機器に悪影響を与える。この課題を解決するため、例えば共振スイッチがＩＧＢＴである場合、ターンオンのためのＩＧＢＴゲート抵抗を大きく設定することで、ターンオンの速度を緩やかにさせてターンオン時の突入電流を緩慢にさせ、ノイズを抑制する方法がある。しかし、この方法は共振スイッチのターンオン損失が大きくなり、回路を実装する装置の冷却器が大型化するといった課題がある。

二つ目に、共振スイッチのターンオン時に上記に示した突入サージ電流によって、共振スイッチのターンオン損失が大きくなるといった課題がある。

上記の課題を解決するために本発明は、直流電力を交流電力に変換する一次回路と、一次回路の出力する交流電力を入力する変圧器と、前記変圧器の出力する交流電力を直流電力に変換する二次回路と、前記二次回路の直流出力側に接続され共振用スイッチング素子と共振コンデンサの直列回路を含む共振回路と、を備え、二次回路の正側出力から共振回路を介して二次回路の負側出力へ至る電流経路の間に、リアクトルを直列に接続して、二次回路と共振回路で構成される電流経路のインダクタンス成分にリアクトルのインダクタンス成分を加算させ、前記一次回路のスイッチング素子がターンオンする際に前記共振用スイッチング素子に印加される最大電圧が、前記共振用スイッチング素子の許容耐圧値を超えない範囲で、かつ、前記最大電圧が前記共振用スイッチング素子の許容耐圧値近傍の値となるように、前記変圧器の漏れインダクタンスと前記第１のリアクトルのインダクタンスの和に対する前記第１のリアクトルのインダクタンスの比を設定する。

また、トランスの漏れインダクタンスと突入サージ電流抑制用リアクトルのインダクタンスの和（共振インダクタンス）に対する、突入サージ抑制用リアクトルのインダクタンスの比を、共振スイッチの許容耐圧値以内で、前記共振スイッチのターンオン損失が小さくなるように設定して、前記突入サージ電流を抑制するようにする。

本発明の望ましい実施形態によれば、共振スイッチのターンオン動作時のノイズとターンオン損失を抑制でき、効率的なシステムとすることができる。

本発明の実施例１の直流電源装置の主回路の構成例を示す図である。図１に示した直流電源装置における動作波形例を示す図である。図１に示した直流電源装置における共振スイッチ動作時の波形例を示す図である。本発明の実施例１における共振インダクタンスに対する突入サージ抑制用リアクトルのインダクタンスの比の設定例を示す図である。図１に示した構成で、共振インダクタンスに対する突入サージ抑制用リアクトルのインダクタンスの比を変えた場合の、共振スイッチターンオン時の共振スイッチの電圧と共振回路の電流の実測波形を示す図である。本発明の実施例２の直流電源装置の主回路の構成例を示す図である。本発明の実施例３の直流電源装置の主回路の構成例を示す図である。図７に示した直流電源装置における動作波形例を示す図である。本発明の実施例４の直流電源装置の主回路の構成例を示す図である。従来の直流電源装置の構成例を示す図である。

以下、本発明の実施形態について図面を用いて説明する。

図１は、本発明の実施例１を適用できる直流電源装置の主回路の構成例を示す図である。この直流電源装置は、直流電圧源１０の電圧を入力し、直流を交流に変換する一次回路１３、変圧器１４、交流を直流に変換する二次回路１５の組合せにより、絶縁して、電圧の異なる直流電圧を負荷２０に供給するＤＣ−ＤＣコンバータによって構成されている。

一次回路１３は、直流電圧源１０に並列接続された２つのフィルタコンデンサ１１（ＦＣ１１）および１２（ＦＣ１２）の直列回路に接続された２レベル回路である。すなわち、それぞれが逆並列ダイオードを有する２つの主スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が直列接続され、それぞれ上下アームを形成し、前記フィルタコンデンサ１１（ＦＣ１１）および１２（ＦＣ１２）に並列接続されている。そして、上下のアームの直列接続点ａと、フィルタコンデンサ１１（ＦＣ１１）および１２（ＦＣ１２）の直列接続点ｂとの間が交流出力端子となり、変圧器１４の一次巻線が接続されている。

一次回路１３の交流出力電力を入力する変圧器１４は、二次巻線で二次回路１５と接続さえており、降圧（または昇圧）した交流電力を二次回路１５に出力する。二次回路１５の直流出力側には、共振スイッチ１６（Ｑｚ）と共振コンデンサ１７（Ｃｚ）と突入サージ電流抑制用リアクトル２３ａ（Ｌｚ）との直列回路が接続され、共振スイッチ１６がオンすると、変圧器１４の漏れインダクタンスと変圧器１４から二次回路１５および共振回路２１との分岐点までの配線インダクタンスの和と共振回路とにより共振回路が形成される。ここでは、変圧器１４の漏れインダクタンスと、ここに説明した配線インダクタンスの和を変圧器１４の漏れインダクタンス（Ｌｓ２）とする。変圧器１４の漏れインダクタンスＬｓ２の配線インダクタンス分や、突入サージ電流抑制用リアクトルＬｚは、インダクタンスが小さいため、通常は配線の長さや形状変更でインダクタンス分を調整し、その配線インダクタンスとして利用することができる。ここでは、共振スイッチ１６（Ｑｚ）と共振コンデンサ１７（Ｃｚ）の直列回路を共振回路２１と呼ぶことにする。さらに、二次回路１５の出力する直流電力を平滑化するフィルタリアクトル１８（Ｌｄ）とフィルタコンデンサ１９（ＦＣ２）が接続され、このフィルタコンデンサＦＣ２の両端電圧が、負荷２０に供給される。なお、突入サージ電流抑制用リアクトルＬｚは、共振回路２１内のどこに直列接続してもよい。つまり、突入サージ電流抑制用リアクトルＬｚは、共振コンデンサ１７（Ｃｚ）よりも高圧側、または共振コンデンサ１７（Ｃｚ）と共振スイッチ１６（Ｑｚ）の間、または共振スイッチ１６（Ｑｚ）よりも低圧側のいずれかに直列接続されれば良い。

以上の主回路構成に対し、制御回路として、一次回路１３を構成する主スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２および共振スイッチ１６を構成するスイッチング素子Ｑｚのゲートパルス信号Ｇ１、Ｇ２およびＧｚを出力する制御装置２２が備えられている。

このＤＣ−ＤＣコンバータは、一次回路１３内の主スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のターンオフのタイミングに合わせて共振スイッチＱｚを制御装置２２により動作させ、共振電流Ｉｚを変圧器１４の二次電流Ｉ２に重畳させることによって、一時的に二次電流Ｉ２をゼロ、一次電流Ｉ１を変圧器１４の励磁電流のみのレベルまでに低減させることができる。このタイミングに合わせて一次回路１３内の主スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２をターンオフさせることで、一次回路１３のターンオフ損失を大幅に低減させることができる。

一次回路１３を構成する主スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がオフしている間、一次電流Ｉ１および二次電流Ｉ２はゼロとなっているが、二次回路１５を構成するダイオードには還流電流が流れ続けている。その状態から、一次回路１３を構成する主スイッチング素子Ｑ１あるいはＱ２がターンオンすると、一次電流Ｉ１と二次電流Ｉ２が流れ始め、二次電流Ｉ２の大きさは負荷電流Ｉｄに一致する。このとき、二次回路１５を構成するダイオードの半数には二次電流Ｉ２と同じ大きさの電流が流れ、残りの半数のダイオードは電流ゼロとなる。

図２は、図１に示した直流電源装置における動作波形を示す図である。この動作波形を用いて、図１の直流電源装置の通常の動作を説明する。

時刻ｔ０において、主スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がオフ状態である。この状態から、時刻ｔ１において主スイッチング素子Ｑ１がターンオンし、主スイッチング素子Ｑ１には電流Ｉｐが流れる。このとき、二次回路１５のダイオードＤ２１、Ｄ２４には電流Ｉｒが流れる。また、電流Ｉoは減少する。

時刻ｔ３において、共振スイッチＱｚがターンオンする。そのとき、まず共振コンデンサＣｚには充電電流が二次回路１５より流れ込む。このとき、はじめに共振コンデンサＣｚに負バイアスにわずかに充電された電圧がゼロになるまでの期間、時刻ｔ４まで二次回路１５のダイオードとＤ２１〜Ｄ２４と共振回路を通して還流電流が流れる。その後、共振コンデンサＣｚが正バイアスとなると電流Ｉｏはゼロとなり、共振コンデンサＣｚには充電電流が二次回路１５より流れ込む。この電流Ｉｚは変圧器の漏れインダクタンスＬｓ２と突入サージ抑制用リアクトルＬｚのインダクタンスと共振コンデンサＣｚの直列共振電流の和である。この共振動作に伴って、主スイッチング素子Ｑ１に流れる電流Ｉｐと、ダイオードＤ２１、Ｄ２４を流れる電流Ｉｒも増加する。

その後、時刻ｔ５で、主スイッチング素子Ｑ１と共振スイッチＱｚのゲート信号がオフになるが、共振コンデンサＣｚが放電状態となっており、このとき負荷電流Ｉｄは共振回路２１から供給されている状態であり、ダイオードＤ２１、Ｄ２４の電流Ｉｒはゼロになっている。したがって、このとき主スイッチング素子Ｑ１を流れる電流Ｉｐも、僅かに変圧器Ｔｒの励磁電流分だけが流れている。したがって、主スイッチング素子Ｑ１と共振スイッチＱｚがオフすることによって、ソフトスイッチングが可能となる。

時刻ｔ６までは、主スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がオフ状態である。このとき、共振コンデンサＣｚからの放電が終わった状態では、二次回路１５のダイオードＤ２１〜Ｄ２４には負荷電流Ｉｄが還流して流れている。

時刻ｔ６で、主スイッチング素子Ｑ２がターンオンし、主スイッチング素子Ｑ２には電流Ｉｎが流れる。このとき、二次回路１５のダイオードＤ２２、Ｄ２３には電流Ｉｏが流れる。また、電流Ｉｒは減少する。

時刻ｔ８において、共振スイッチＱｚがターンオンする。そのとき、まず共振コンデンサＣｚには充電電流が二次回路１５より流れ込む。時刻ｔ３のときと同様、このときはじめに、共振コンデンサＣｚに負バイアスにわずかに充電された電圧がゼロになるまでの期間、時刻ｔ９まで二次回路１５のダイオードとＤ２１〜Ｄ２４と共振回路を通して還流電流が流れる。その後、共振コンデンサＣｚが正バイアスとなると電流Ｉｒはゼロとなり、共振コンデンサＣｚには充電電流が二次回路１５より流れ込む。この共振動作に伴って、主スイッチング素子Ｑ２に流れる電流Ｉｎと、ダイオードＤ２２、Ｄ２３を流れる電流Ｉｏも増加する。

その後、時刻ｔ１０で、主スイッチング素子Ｑ２と共振スイッチＱｚのゲート信号がオフになるが、共振コンデンサＣｚが放電状態となっており、このとき負荷電流Ｉｄは共振回路２１から供給されている状態であり、ダイオードＤ２２、Ｄ２３の電流Ｉｏはゼロになっている。したがって、このとき主スイッチング素子Ｑ２を流れる電流Ｉｎも、僅かに変圧器Ｔｒの励磁電流分だけが流れている。したがって、主スイッチング素子Ｑ２と共振スイッチＱｚがオフすることによって、ソフトスイッチングが可能となる。

時刻ｔ１０以降は、主スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がオフ状態である。このとき、共振コンデンサＣｚからの放電が終わった状態では、二次回路１５のダイオードＤ２１〜Ｄ２４には負荷電流Ｉｄが還流して流れている。

ここで、図２における時刻ｔ３から時刻ｔ４までの共振回路２１の動作についてさらに詳しく説明する。

時刻ｔ３において、共振スイッチＱｚがターンオンし、共振コンデンサＣｚにわずかに負バイアスに充電された電圧分が放電するが、共振回路２１と二次回路１５のダイオードＤ２１〜Ｄ２４を通して還流電流が流れる。このとき、共振回路２１と二次回路１５のダイオードＤ２１〜Ｄ２４の閉回路で構成される回路のインダクタンスが変圧器１４の漏れインダクタンスＬｓ２に対して十分小さいと、共振スイッチＱｚのターンオンの瞬間に共振コンデンサＣｚの負バイアスを放電する電流は、変圧器１４を通して流れる分の電流を無視でき、共振回路２１と二次回路１５の閉回路で流れる。このときの共振回路２１の電流ｉｚは共振コンデンサＣｚの初期充電をＶｚ₀とすると、数１で表され、電流ｉｚの最大電流（突入サージ電流の最大値）Ｉｚｓｍは、数２にて表される。

ここで、共振コンデンサＣｚの容量をＣｚ、突入サージ電流抑制リアクトルＬｚのインダクタンスをＬｚとして記号を用いている。なお、ここでは、突入サージ抑制用リアクタンスのインダクタンスＬｚは、共振回路２１と二次回路１５の閉回路の配線インダクタンス全てを含んでいる。

この数２より、最大電流Ｉｚｓｍは、突入サージ電流抑制用リアクトルのインダクタンスＬｚが小さいほど、大きくなることがわかる。従って、突入サージ電流抑制用リアクトルＬｚを大きくすれば最大電流Ｉｚｓｍを小さくでき、共振スイッチＱｚターンオン時の共振回路に急激に流れる電流を抑制できる。また、数１を微分すると、数３のようになる。

この数３より、共振回路の電流ｉｚの電流変化率は、突入サージ電流抑制用リアクトルのインダクタンスＬｚが小さいと大きくなり（このためサージ電流となる）、突入サージ電流抑制用リアクトルのインダクタンスＬｚを大きくすれば小さくできる。この最大電流Ｉｚｓｍと電流変化率dｉz/dtを小さくすることで、共振スイッチＱｚターンオン時の共振回路への突入サージ電流ｉｚを抑制できるため、放射ノイズが低減でき、さらに、スイッチング時の電流値も抑制できるため、共振スイッチＱｚのターンオン損失も抑制することができる。

なお、共振スイッチＱｚに用いるスイッチング素子は、一般的には、ブリッジ回路を成して使用し、誘導性負荷に使用されるため、スイッチング素子のターンオン時には回路のインダクタンス成分が大きいと、ブリッジ回路対アーム側のスイッチング素子への電圧変動が過大となって、放射ノイズは悪化するが、本実施例の構成ではそのような動作はないため、ノイズ要因にはならない。

また、スイッチング素子のターンオフにおいても、本実施例の方式では、共振スイッチＱｚのターンオフ時は逆並列に接続されたダイオードを通して電流が流れた状態でターンオフするため、ターンオフに伴うサージ電圧の発生も無い。

ただし、突入サージ電流抑制用リアクトルＬｚのインダクタンスが大きすぎると、共振回路からの放電が完了するときに、共振スイッチＱｚにかかる電圧の最大値が大きくなるため、共振スイッチＱｚの許容耐圧値を超えない範囲以内で、突入サージ電流抑制用リアクトルＬｚのインダクタンスを設定する。

ところで、図２における時刻ｔ３から時刻ｔ５、および時刻ｔ８から時刻ｔ１０までの共振動作は、共振コンデンサＣｚの容量を一定とすると、変圧器１４の漏れインダクタンスＬｓ２と突入サージ電流抑制用リアクトルのインダクタンスＬｚの和によって、共振周期が変わる。いま、共振周期を変えずに先に述べた課題を解決するためには、漏れインダクタンスＬｓ２と突入サージ抑制用リアクトルのインダクタンスＬｚの比率を変えれば良い。図３に、変圧器１４の漏れインダクタンスＬｓ２と突入サージ電流抑制用リアクトルのインダクタンスＬｚの和Ｌｓ２＋Ｌｚ（共振インダクタンス）に対する、突入サージ電流抑制用インダクタンスＬｚの比Ｌｚ／（Ｌｓ２＋Ｌｚ）が小さい場合と、大きい場合の共振回路２１の電流Ｉｚと共振スイッチＱｚの電圧を示す。共振インダクタンスＬｓ２＋Ｌｚに対する突入サージ電流抑制用リアクトルのインダクタンスＬｚの比Ｌｚ／（Ｌｓ２＋Ｌｚ）が小さい場合は、共振スイッチがターンオンした瞬間に、電流Ｉｚに過大な突入電流と電流変化率の大きい電流が流れ、Ｉｚと共振スイッチＶｚの電圧が激しく振動する。このため、ノイズへの影響が大きくなり、共振スイッチＱｚのターンオン損失も大きい。一方、共振インダクタンスＬｓ２＋Ｌｚに対する突入サージ電流抑制用リアクトルのインダクタンスＬｚの比Ｌｚ／（Ｌｓ２＋Ｌｚ）が大きい場合は、共振スイッチがターンオンした瞬間の、電流Ｉｚの突入電流も小さくなり、電流変化率も小さいため、Ｉｚと共振スイッチＶｚの電圧振動は小さい。このため、ノイズへの影響が共振インダクタンスＬｓ２＋Ｌｚに対する突入サージ電流抑制用リアクトルのインダクタンスＬｚの比Ｌｚ／（Ｌｓ２＋Ｌｚ）が小さい場合に比べ小さくなり、共振スイッチＱｚのターンオン損失も小さくなる。

そのため、共振回路２１にインダクタンスＬｚを備えることにより、Ｌｚ／（Ｌｓ２＋Ｌｚ）を大きくすることが可能となり、共振スイッチＶｚの電圧振動を抑え、共振スイッチＱｚのターンオン損失を小さくすることができる。

図４には、共振インダクタンスＬｓ２＋Ｌｚに対する突入サージ電流抑制用リアクトルのインダクタンスＬｚの比Ｌｚ／（Ｌｓ２＋Ｌｚ）に対する、共振スイッチのターンオン損失Ｐｏｎ、電流Iｚの突入サージ電流の最大値Ｉｚｓｍ、共振スイッチＱｚの過電圧Ｖｚｐの関係の一例を示す。共振スイッチＱｚの特性によってこの関係は変わってくるが、共振スイッチＱｚにＩＧＢＴを使用する場合には、この関係になるものも多い。また、共振スイッチＱｚはスイッチング素子Ｑ１またはＱ２がターンオンする際に最も電圧が高くなり、過電圧Ｖｚｐの値をとる。共振インダクタンスＬｓ２＋Ｌｚに対する突入サージ電流抑制用リアクトルのインダクタンスＬｚの比Ｌｚ／（Ｌｓ２＋Ｌｚ）が大きくなるに従い、共振スイッチのターンオン損失Ｐｏｎ、電流Ｉｚの突入サージ電流の最大値Ｉｚｓｍは減少するが、共振スイッチＱｚの過電圧Ｖｚｐは増加する。

そのため、共振インダクタンスＬｓ２＋Ｌｚに対する突入サージ電流抑制用リアクトルのインダクタンスＬｚの比Ｌｚ／（Ｌｓ２＋Ｌｚ）はこの共振スイッチＱｚの過電圧Ｖｚｐが共振スイッチＱｚの耐圧を超えない範囲で可能な限り大きな値に設定すれば、使用可能な範囲内で電流Ｉｚの突入サージ電流の抑制と共振スイッチＱｚのターンオン損失を最小にすることができる。つまり、Ｌｚ／（Ｌｓ２＋Ｌｚ）は、過電圧Ｖｚｐの値が共振スイッチＱｚの許容耐圧値よりも小さくなる値であって、過電圧Ｖｚｐの値が共振スイッチＱｚの許容耐圧値よりも小さくなる値に設定すると良い。

図５には、共振インダクタンスＬｓ２＋Ｌｚに対する突入サージ電流抑制用リアクトルのインダクタンスＬｚの比Ｌｚ／（Ｌｓ２＋Ｌｚ）を変えた場合の、共振スイッチターンオン時の共振スイッチの電圧Ｖｚと共振回路の電流Ｉｚ（電流は図１に対して逆向きのため−Ｉｚとしている）の実測波形を示す。共振インダクタンスＬｓ２＋Ｌｚに対する突入サージ電流抑制用リアクトルのインダクタンスＬｚの比Ｌｚ／（Ｌｓ２＋Ｌｚ）が０．０６（比が小さい場合）と、０．１８の場合（比が大きい場合）を示す。このように、共振インダクタンスＬｓ２＋Ｌｚに対する突入サージ電流抑制用リアクトルのインダクタンスＬｚの比Ｌｚ／（Ｌｓ２＋Ｌｚ）を大きくすると、電流Ｉｚと電圧Ｖｚの振動が小さくなっていることが読み取れる。

図６は、本発明の実施例２を適用できる直流電源装置の主回路の構成例を示す図である。

基本的な回路構成と動作は実施例１と同様であるため、ここでは実施例１との相違点について説明する。

図６は図１に対し、突入サージ抑制用リアクトルＬｚを二次回路１５の正側出力と、共振回路２１の正側入力の間に設けている点が異なる。

この場合、図２に示した動作波形のうちｔ５及びｔ１０から共振コンデンサＣｚの放電が完了するまでの期間を除いた期間で突入サージ抑制用リアクトルＬｚに電流が流れる。突入サージ抑制用リアクトルＬｚが、フィルタリアクトルＬｄに対してインダクタンスが十分小さい（１／１００程度以下）場合に図６に示すような構成が可能である。艤装上、共振回路内への突入サージ抑制用リアクトルＬｚの艤装が困難な場合等に本実施例に示した艤装方式が有功である。なお、実施例１における突入サージ電流抑制用リアクトルＬｚ（２３ａ）と、本実施例におけるＬｚ（２３b）とを組合せて接続してもよい。

また、突入サージ抑制用リアクトルＬｚは、二次回路１５の正側出力と、共振回路２１の正側入力の間ではなく、二次回路１５の負側出力と、共振回路２１の負側入力の間に接続しても良い。

図７は、本発明の実施例３を適用できる直流電源装置の主回路の構成例を示す図である。

実施例１との相違点は、スナバ回路２４が接続されている点である。フィルタリアクトルＬｄとフィルタコンデンサＦＣ２の中点ｈと点ｆとをダイオード２５（Ｄｓ１）とスナバコンデンサＣｓ放電用ダイオード２６（Ｄｓ２）の直列接続で結び、その中点を点ｇとし、二次回路１５の出力点ｅと前記点ｇとをスナバコンデンサ２７（Ｃｓ）で結んだスナバ回路２４を付加する。このスナバ回路２４は、二次回路１５の整流ダイオードＤ２１〜Ｄ２４のリカバリ時に発生するサージ電圧を吸収する役割を果たす。なお、突入サージ抑制用リアクトルＬｚは、実施例１にて示したように、共振回路２１内に接続したり（例えば図７のＬｚａ）、実施例２に示したように二次回路の正側の出力点ｅと共振回路との接続点の間（例えば図７のＬｚｂ）に接続したり、あるいは両方に接続してもよい。

図８は、図７の主回路の構成での動作波形を示した図である。基本的な動作は図２と同様であるため、図２との相違点を説明する。

時刻ｔ４において、共振スイッチＱｚがターンオンし、スナバコンデンサＣｓが放電し、電流がスナバコンデンサＣｓ放電用ダイオードＤｓ２を通して共振コンデンサＣｚに流れ込む。このとき二次回路１５から流れ込む分は小さいので無視し、スナバコンデンサＣｓからの放電電流のみが共振コンデンサＣｚに流れ込むとすると、電流ｉｚはスナバコンデンサＣｓの初期充電をＶｓ₀とすると、電流ｉｚの最大電流Ｉｚｓｍ（突入サージ電流の最大値）は、数２のＣｚをＣｓに、Ｖｚ₀をＶｓ₀に置き換えた数４で表される。

ここで、スナバコンデンサＣｓの容量もＣｓとして記号を用いている。時刻ｔ５ａでスナバコンデンサＣｓが放電しきった直後に、共振回路２１と二次回路１５の還流電流が流れ、時刻ｔ５ｂで電流Ｉｏはゼロとなり、共振コンデンサＣｚには充電電流が二次回路１５より流れ込む。時刻ｔ１０から時刻ｔ１１ｂについても、主スイッチング素子Ｑ１とＱ２、電流ＩｐとＩｎ、電流Ｉｒと電流Ｉｏの関係が逆になる以外は、時刻ｔ４から時刻ｔ５ｂと同様である。

実施例１の場合に比べ、スナバコンデンサＣｓの放電分があるため、突入サージ電流の最大値Ｉｚｓｍは大きくなる。また、電流ｉｚの電流変化率も大きくなる。このため、共振スイッチＱｚのターンオン時の放射ノイズとターンオン損失への影響が大きくなる。しかし、実施例１で説明したように、共振インダクタンスＬｓ２＋Ｌｚに対する突入サージ電流抑制用リアクトルを設けることにより、インダクタンスＬｚの比Ｌｚ／（Ｌｓ２＋Ｌｚ）を大きな値にすることができ、電流Ｉｚの突入サージ電流の抑制と共振スイッチＱｚのターンオン損失を抑制することができる。さらに、望ましくは、共振スイッチＱｚの過電圧Ｖｚｐが共振スイッチＱｚの耐圧を超えない範囲で大きな値に設定すれば、電流Ｉｚの突入サージ電流の抑制と共振スイッチＱｚのターンオン損失を最小にすることができる。

図９は、本発明の実施例４を適用できる直流電源装置の主回路の構成例を示す図である。

上述した各実施例においては、一次回路として図１に示すような２レベルハーフブリッジ回路を適用した例を説明したが、図９に示すような２レベル回路にも適用することが可能である。この場合、図９におけるＱ１及びＱ４のスイッチングタイミングは、図２におけるＱ１、図９におけるＱ２及びＱ３のスイッチングタイミングは、図２におけるＱ４に置き換えるものとする。また、図１におけるＱ１を図９におけるＱ１及びＱ４と、図１におけるＱ４を図９におけるＱ２及びＱ３と置き換えることで、図７の回路においても本発明を適用できる。なお、一次回路１３は、２レベルだけに限らず、３レベル以上の回路構成としても本発明を適用可能である。

上述した各実施例で説明したように、二次回路の正側出力から共振回路を介して二次回路の負側出力へ至る電流経路の間に、突入サージ電流抑制用リアクトルを直列に接続して、二次回路と共振回路で構成される電流経路のインダクタンス成分に突入サージ電流抑制用リアクトルのインダクタンス成分を加算することにより、Ｌｚ／（Ｌｓ２＋Ｌｚ）を従来よりも大きな値とすることができるため、共振スイッチのターンオン動作時のノイズとターンオン損失を抑制するという本発明の効果を達成することができる。

上述した各実施例で説明した直流電源装置は、特定の用途に限られるものではないが、例えば鉄道車両の空調装置や照明機器などの補機に変圧器で降圧された電力を供給する直流電源装置に適用することができる。この場合には、直流電源10の電圧が比較的高いため、一次回路のスイッチング素子でのスイッチング損失を低減する効果が大きい。

１０…直流電圧源、１１、１２…フィルタコンデンサ（ＦＣ１１、ＦＣ１２）、１３…一次回路、１４…変圧器、１５…二次回路、１６…共振スイッチ（Ｑｚ）、１７…共振コンデンサ（Ｃｚ）、１８…フィルタリアクトル（Ｌｄ）、１９…フィルタコンデンサ（ＦＣ２）、２０…負荷（ＲＬ）、２１…共振回路、２２…制御装置、２３ａ、２３b…突入サージ電流抑制用リアクトル（Ｌｚ、Ｌｚａ、Ｌｚｂ）、２４…スナバ回路、２５…スナバダイオード（Ｄｓ１）、２６…スナバコンデンサＣｓ放電用ダイオード（Ｄｓ２）、２７…スナバコンデンサ（Ｃｓ）、Ｄ２１〜Ｄ２４…整流ダイオード、Ｅ…直流電圧源の電圧、Ｇ１、Ｇ２…Ｑ１、Ｑ２へのオンゲート信号、Ｇｚ…共振スイッチＱｚへのオンゲート信号、Ｉ１…一次電流、Ｉ２…二次電流、Ｉｄ…負荷電流、Ｉｐ、Ｉｎ…一次回路内電流、Ｉｏ、Ｉｒ…二次回路内電流、Ｉｓ…スナバコンデンサ電流、Ｉｚ…共振電流、Ｌｓ２…変圧器の漏れインダクタンス（変圧器と二次回路及び共振回路との分岐点までの配線インダクタンスを含む）、Ｑ１、Ｑ２…インバータ内主スイッチング素子、Ｖｃｚ…共振コンデンサ電圧、Ｖｚ…共振スイッチの両端電圧

Claims

スイッチング素子の動作により前記直流電圧源の直流電力を交流電力に変換する一次回路と、
前記一次回路の出力する交流電力を一次巻線に入力する変圧器と、
前記変圧器の二次巻線から出力される交流電力を直流電力に変換する二次回路と、
前記二次回路の直流出力側に並列接続され、共振用スイッチング素子と共振コンデンサが直列に接続された直列回路を有する共振回路と、
を備え、
前記二次回路の正側出力から前記共振回路を介して前記二次回路の負側出力へ至る経路の間に、第１のリアクトルを直列に接続し、
前記二次回路と前記共振回路で構成される経路のインダクタンス成分に前記第１のリアクトルのインダクタンス成分を加算させ、
前記一次回路のスイッチング素子がターンオンする際に前記共振用スイッチング素子に印加される最大電圧が、前記共振用スイッチング素子の許容耐圧値を超えない範囲で、かつ、前記最大電圧が前記共振用スイッチング素子の許容耐圧値近傍の値となるように、前記変圧器の漏れインダクタンスと前記第１のリアクトルのインダクタンスの和に対する前記第１のリアクトルのインダクタンスの比を設定したことを特徴とする直流電源装置。
請求項１に記載の直流電源装置において、
前記第１のリアクトルを、前記共振回路と直列接続、または共振用スイッチング素子と共振コンデンサの間に直列に接続したことを特徴とする直流電源装置。
請求項１または請求項２に記載の直流電源装置において、
前記二次回路の正側出力と前記共振回路の正側入力の間に第２のリアクトルを直列に接続したことを特徴とする直流電源装置。
請求項１ないし請求項３のいずれかに記載の直流電源装置において、
前記第１のリアクトルのインダクタンス成分は配線インダクタンスで調整することを特徴とする直流電源装置。
請求項１ないし請求項４のいずれかに記載の直流電源装置において、
フィルタリアクトルとフィルタコンデンサを有し、前記二次回路の出力する直流電力を平滑するフィルタ回路と、
スナバダイオードとスナバコンデンサ放電用ダイオードを直列接続した回路を、前記フィルタ回路のフィルタコンデンサと並列接続し、前記二次回路の正側出力から前記直列接続した前記スナバダイオードと前記スナバコンデンサ放電用ダイオードの中点にスナバコンデンサを接続したスナバ回路と、を備えた直流電源装置。