JP6937432B2 - 共振型電力変換装置の制御方法および共振型電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、共振型電力変換装置の制御方法、共振型電力変換装置に関する。

Ｅ級回路を構成するスイッチング素子への印加電圧を低減させるために、Ｅ級回路と、ソフトスイッチング動作の際に動作周波数の整数倍の高調波を重畳する共振回路と、を備えたＥ／Ｆ級回路が知られている（特許文献１）。

特開２０１１−１０１４０８号公報

従来技術では、共振回路により動作周波数の整数倍の高調波が重畳されるため、Ｅ級回路のみを用いた共振型電力変換装置と比べてスイッチング損失が増大する、という問題がある。

本発明が解決しようとする課題は、ソフトスイッチング動作の際に発生するスイッチング損失を低減させることが可能な共振型電力変換装置の制御方法、共振型電力変換装置を提供することである。

本発明は、第１共振回路の共振に応じて動作する第１スイッチング素子のターンオフ期間中のうち所定期間に、分流回路に含まれる第２スイッチング素子を制御することで、第１スイッチング素子に並列接続された第１コンデンサに流れる電流を分流することで、上記課題を解決する。

本発明によれば、ソフトスイッチング動作の際に発生するスイッチング損失を低減させることができる。

図１は、第１実施形態に係る共振型電力変換装置を備える電力変換システムの構成図である。 図２は、第１実施形態に係る第２スイッチング素子への制御信号を説明するための図である。 図３は、第１実施形態に係る共振型電力変換装置の動作の一例である。 図４は、第１実施形態に係る共振型電力変換装置の入力インピーダンス特性である。 図５は、参考例に係る共振型電力変換装置を備える電力変換システムの構成図である。 図６は、図５に示す共振型電力変換装置の動作の一例である。 図７は、比較例に係る共振型電力変換装置の動作の一例である。 図８は、第１実施形態に係る共振型電力変換装置と、図５、６を用いて説明した参考例に係る共振型電力変換装置と、図７を用いて説明した比較例に係る共振型電力変換装置、それぞれのエネルギー損失の比較結果の例である。 図９は、第２実施形態に係る共振型電力変換装置を備える電力変換システムの構成図である。 図１０は、第２実施形態に係る第２スイッチング素子への制御信号を説明するための図である。 図１１は、第２実施形態に係る共振型電力変換装置の動作の一例である。 図１２は、第２実施形態に係る共振型電力変換装置の入力インピーダンス特性である。

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。

≪第１実施形態≫
図１は、第１実施形態に係る共振型電力変換装置を備える電力変換システムの構成を示す図である。第１実施形態に係る電力変換システム１０は、モータを駆動源として走行することが可能なハイブリッド車両や、モータを駆動源として走行する電気自動車等で利用される。なお、電力変換システム１０が利用される場面は特に限定されない。

図１に示すように、電力変換システム１０は、入力電圧源１の直流電力が本実施形態に係る共振型電力変換装置により変換されて負荷２へ供給されるシステムである。本実施形態の共振型電力変換装置は、インバータであり、負荷２への電力の供給状態に応じて出力電力の制御を行う。

入力電圧源１は、直流電力を生成して出力する。例えば、入力電圧源１は、商用電源から入力される交流電圧（例えば、２００Ｖ）を整流回路（不図示）によって整流し、平滑回路（不図示）によって平滑することで、直流電圧に変換する。そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ（不図示）によって、所定の目標電圧の直流電圧に変換する。なお、入力電圧源１の構成は限定されず、所定の直流電圧を出力するものであればよい。

インバータは、入力電圧源１から入力される直流電圧を交流電圧に変換する。インバータは、入力コイルＬ_ｃと、第１スイッチング素子Ｓ_１と、シャントキャパシタＣ_ｓと、コイルＬ_０及びコンデンサＣ_０の直列共振回路と、分流回路３を備えている。インバータは、Ｅ級動作が可能な、いわゆるＥ級インバータである。

入力コイルＬ_ｃは、入力電圧源１の高電位側の出力端子と第１スイッチング素子Ｓ_１との間に直列接続されている。具体的には、入力コイルＬ_ｃの一端は入力電圧源１と接続し、入力コイルＬ_ｃの他端は第１スイッチング素子Ｓ_１と接続している。入力電圧源１が一定の直流電圧を出力することにより、入力コイルＬ_ｃは、第１スイッチング素子Ｓ_１に一定の直流電流を供給する。入力コイルＬ_ｃは、いわゆるチョークコイルである。

第１スイッチング素子Ｓ_１は、コントローラ４から入力される制御信号に応じて、オン状態とオフ状態を切り替える。第１スイッチング素子Ｓ_１は、ターンオンすることで、オフ状態からオン状態に切り替わる。反対に、第１スイッチング素子Ｓ_１は、ターンオフすることで、オン状態からオフ状態に切り替わる。

本実施形態では、第１スイッチング素子Ｓ_１をＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）として説明するが、第１スイッチング素子Ｓ_１は特に限定されるものではない。第１スイッチング素子Ｓ_１としては、例えば、電流での制御が可能なバイポーラトランジスタ、電圧での制御が可能なＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等であってもよい。第１スイッチング素子Ｓ_１のドレイン端子は、入力コイルＬ_ｃの他端と接続されている。第１スイッチング素子Ｓ_１のソース端子は、入力電圧源１の低電位側の出力端子に接続されている。

第１スイッチング素子Ｓ_１のゲート端子には、コントローラ４から制御信号が入力される。制御信号は、所定の周波数でハイレベルとローレベルを繰り返すパルス信号である。所定の周波数は、第１スイッチング素子Ｓ_１をスイッチングさせる周波数であり、以降では、スイッチング周波数ｆ_ｓとも称す。制御信号がハイレベルからローレベルに変わると、第１スイッチング素子Ｓ_１はターンオフし、制御信号がローレベルからハイレベルに変わると、第１スイッチング素子Ｓ_１はターンオンする。

第１スイッチング素子Ｓ_１は、素子の内部にダイオードを有している。図１に示すように、ダイオードのアノード端子は、第１スイッチング素子Ｓ_１のソース端子に接続され、ダイオードのカソード端子は、第１スイッチング素子Ｓ_１のドレイン端子に接続されている。このようなダイオードを設けることで、第１スイッチング素子Ｓ_１のスイッチングにより発生する逆起電力から、第１スイッチング素子Ｓ_１を保護することができる。

シャントキャパシタＣ_ｓは、第１スイッチング素子Ｓ_１に並列接続されている。シャントキャパシタＣ_ｓには、第１スイッチング素子Ｓ_１がオフ状態のときに電流が流れ込む。シャントキャパシタＣ_ｓは、電気エネルギーを蓄積するコンデンサである。そして、シャントキャパシタＣ_ｓの両端の電圧がピークになった後は放電を行ない、電気エネルギーを放出する。シャントキャパシタＣ_ｓの両端の電圧がゼロ電圧になったタイミングで、第１スイッチング素子Ｓ_１がオフ状態からオン状態に切り替わる。コントローラ４による第１スイッチング素子Ｓ_１の制御については後述する。

コイルＬ_０及びコンデンサＣ_０は、共振周波数がスイッチング周波数ｆ_ｓと一致するように設計されている直列共振回路である。コイルＬ_０の一端は、第１スイッチング素子Ｓ_１のドレイン端子及び入力コイルＬ_ｃの他端と接続されている。コイルＬ_０の他端は、コンデンサＣ_０の一端と接続されている。コンデンサＣ_０の他端は、後述する負荷２と接続されている。以降では、説明の便宜上、コイルＬ_０及びコンデンサＣ_０の直列共振回路を、第１共振回路と称して説明する。第１共振回路の共振特性により、インバータの出力電圧は、正弦波に沿って共振周波数（スイッチング周波数ｆ_ｓ）で振動する電圧となる。

負荷２は、インバータの出力側に設けられている。負荷２としては、例えば、モータ、二次電池等で構成されるバッテリ等が挙げられる。負荷２がバッテリの場合、バッテリは、整流器を介してインバータに接続される。なお、本実施形態では、負荷２の種別は、特に限定されるものではない。

分流回路３は、シャントキャパシタＣ_ｓに並列接続され、シャントキャパシタＣ_ｓに流れ込む電流を分流する。本実施形態では、分流回路３は、コイルＬ及びコンデンサＣ_１の直列共振回路と、この直列共振回路に直列接続された第２スイッチング素子Ｓ_２とで構成されている。コイルＬの一端は、入力コイルＬ_ｃの他端と接続され、コイルＬの他端は、コンデンサＣ_１の一端と接続されている。以降では、説明の便宜上、コイルＬ及びコンデンサＣ_１の直列共振回路を、第２共振回路と称して説明する。なお、シャントキャパシタＣ_ｓに流れ込む電流を分流するとは、シャントキャパシタＣ_ｓに流れ込む電流を本流とした場合、本流から分かれて流れることである。以降の説明では、説明の便宜上、分流には、本流の電流そのものが、分かれることなく、別の方向へ流れることも含むものとする。

第２スイッチング素子Ｓ_２は、コントローラ４から入力される制御信号に応じて、オン状態とオフ状態を切り替える。第２スイッチング素子Ｓ_２は、ターンオンすることで、オフ状態からオン状態に切り替わる。反対に、第２スイッチング素子Ｓ_２は、ターンオフすることで、オン状態からオフ状態に切り替わる。

本実施形態では、第２スイッチング素子Ｓ_２を、第１スイッチング素子Ｓ_１と同様に、ＭＯＳＦＥＴとして説明するが、第２スイッチング素子Ｓ_２は特に限定されるものではない。第２スイッチング素子Ｓ_２としては、例えば、電流での制御が可能なバイポーラトランジスタ、電圧での制御が可能なＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等であってもよい。第２スイッチング素子Ｓ_２のドレイン端子は、コイルＬの他端と接続されている。第２スイッチング素子Ｓ_２のソース端子は、入力電圧源１の低電位側の出力端子に接続されている。

本実施形態では、第２スイッチング素子Ｓ_２のソース端子の電位が、第１スイッチング素子Ｓ_１のソース端子の電位と共通するように、第２スイッチング素子Ｓ_２を配置している。これにより、第２スイッチング素子Ｓ_２へのノイズの影響を低減させることができる。なお、第２スイッチング素子Ｓ_２と、第２共振回路との配置関係は、特に限定されない。例えば、図１とは異なり、第２スイッチング素子Ｓ_２を、第２共振回路よりも、入力電圧源１の高電位側に配置してもよい。

第２スイッチング素子Ｓ_２のゲート端子には、コントローラ４から制御信号が入力される。制御信号は、第１スイッチング素子Ｓ_１の状態に応じて、所定のタイミングでハイレベルとなる。その後、制御信号は、第１スイッチング素子Ｓ_１の状態に応じて、所定時間が経過した後、ローレベルとなる。制御信号がハイレベルからローレベルに変わると、第２スイッチング素子Ｓ_２はターンオフし、制御信号がローレベルからハイレベルに変わると、第２スイッチング素子Ｓ_２はターンオンする。制御信号は、第１スイッチング素子Ｓ_１がターンオフ又はターンオンするタイミングに応じて、ハイレベル又はローレベルに切り替わる。コントローラ４による第２スイッチング素子Ｓ_２の制御については後述する。

第２スイッチング素子Ｓ_２は、素子の内部にダイオードを有している。図１に示すように、ダイオードのアノード端子は、第２スイッチング素子Ｓ_２のソース端子に接続され、ダイオードのカソード端子は、第２スイッチング素子Ｓ_２のドレイン端子に接続されている。

コントローラ４は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）を備えるマイクロコンピュータやＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ−Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）で構成される。

コントローラ４は、第１スイッチング素子Ｓ_１を制御することで、インバータの出力電力を制御する。また、コントローラ４は、第２スイッチング素子Ｓ_２を制御することで、シャントキャパシタＣｓに流れる込む電流を分流させて、分流回路３に電流を流す。

まず、コントローラ４による第１スイッチング素子Ｓ_１の制御について説明する。コントローラ４は、第１スイッチング素子Ｓ_１をオン及びオフさせるための制御信号を生成して、第１スイッチング素子Ｓ_１のゲート端子に対して出力する。例えば、コントローラ４は、基準クロックに基づいて、スイッチング周波数ｆ_ｓのパルス信号を生成する。そして、コントローラ４は、当該パルス信号をドライブ回路（不図示）にて第１スイッチング素子Ｓ_１が駆動可能なレベルに増幅し、制御信号として第１スイッチング素子Ｓ_１のゲート端子に出力する。これにより、第１スイッチング素子Ｓ_１は、ターンオン又はターンオフを繰り返す。

また、コントローラ４には、第１スイッチング素子Ｓ_１の制御のために、出力電流を検出する電流センサ（不図示）から、検出値が入力される。コントローラ４は、出力電流値に基づくフィードバック制御を行う。例えば、コントローラ４は、出力電流値に基づいて、制御信号の周波数及びデューティ比を変更したり、又は調整したりする。これにより、第１スイッチング素子Ｓ_１のスイッチング周波数ｆ_ｓ及びデューティ比が変更され、インバータの出力電力を制御することができる。なお、デューティ比とは、第１スイッチング素子Ｓ_１のオン期間及びオフ期間を単位周期とした際に、単位周期に対するオン期間の割合を示す値である。

また、コントローラ４は、第１スイッチング素子Ｓ_１のドレイン端子及びソース端子間にかかる電圧がゼロ電圧の状態において、第１スイッチング素子Ｓ_１をターンオンさせる制御信号を生成する。一般的には、第１スイッチング素子Ｓ_１には、内部構造に起因してドレイン端子及びソース端子間にオン抵抗が存在する。このため、例えば、所定の電圧がスイッチング素子の両端子間にかかった状態で、スイッチング素子がターンオンすると、スイッチング素子の両端子間の電圧とオン抵抗に基づく消費電力が発生し、インバータの電力変換効率を低下させる（スイッチング損失ともいう）。

本実施形態のように、コイルＬ_０及びコンデンサＣ_０で構成される第１共振回路を備えるインバータでは、共振回路の共振特性により、第１スイッチング素子Ｓ_１のドレイン端子及びソース端子の間にかかる電圧は、正弦波に沿って経時的に変化する電圧となる。このため、例えば、ドレイン端子及びソース端子間の電圧がゼロ電圧の状態で、第１スイッチング素子Ｓ_１がターンオンすると、第１スイッチング素子Ｓ_１で発生する消費電力は大幅に低減され、インバータの電力変換効率を向上させることができる。以降の説明では、説明の便宜上、このような第１スイッチング素子Ｓ_１の動作を、ＺＶＳ（Ｚｅｒｏ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）、ゼロ電圧スイッチング、又はソフトスイッチングと称する。なお、ＺＶＳ等の動作には、ドレイン端子及びソース端子間の電圧がゼロ電圧の状態において、第１スイッチング素子Ｓ_１がターンオフする動作も含まれる。

次に、コントローラ４による第２スイッチング素子Ｓ_２の制御について説明する。コントローラ４は、第２スイッチング素子Ｓ_２をオン及びオフさせるための制御信号を生成して、第２スイッチング素子Ｓ_２のゲート端子に対して出力する。コントローラ４は、第２スイッチング素子Ｓ_２の制御信号を生成するにあたり、第１スイッチング素子Ｓ_１の制御と同様に、ドライブ回路にて第２スイッチング素子Ｓ_２が駆動可能なレベルに増幅させる。

第２スイッチング素子Ｓ_２をターンオン又はターンオフさせるタイミング及び第２スイッチング素子Ｓ_２のターンオン期間について、図２を参照しながら説明する。

図２は、第２スイッチング素子Ｓ_２への制御信号を説明するための図である。図２のうち、上側のグラフは、第１スイッチング素子Ｓ_１への制御信号を示し、下側のグラフは、第２スイッチング素子Ｓ_２への制御信号を示す。

図２に示すように、コントローラ４は、第１スイッチング素子Ｓ_１への制御信号がローレベルの間に、第２スイッチング素子Ｓ_２に対して制御を行う。コントローラ４は、第１スイッチング素子Ｓ_１のターンオフ期間中のうち所定の期間において、第２スイッチング素子Ｓ_２をターンオンさせる。そして、コントローラ４は、所定の時間経過後に、第２スイッチング素子Ｓ_２をターンオフさせる。具体的には、コントローラ４は、第１スイッチング素子Ｓ_１がターンオフするよりも遅く、第２スイッチング素子Ｓ_２をターンオンさせる。第２スイッチング素子Ｓ_２がオンすると、コントローラ４は、第１スイッチング素子Ｓ_１がターンオンするよりも早く、第２スイッチング素子Ｓ_２をターンオフさせる。これにより、第１スイッチング素子Ｓ_１のターンオフ期間中に、シャントキャパシタＣ_ｓに流れる電流を分流させることができる。

図２の例では、コントローラ４は、第１スイッチング素子Ｓ_１をターンオフさせ（時間Ｔ_１）、所定の時間が経過した後、第２スイッチング素子Ｓ_２をターンオンさせる（時間Ｔ_{ｓ２＿ｏｎｓ}）。そして、コントローラ４は、ターンオン期間Ｔ_{ｓ２＿ｏｎ}の間、第２スイッチング素子Ｓ_２をオンさせ、第２スイッチング素子Ｓ_２をターンオフさせる（時間Ｔ_{ｓ２＿ｏｎｅ}）。第２スイッチング素子Ｓ_２への制御が終了すると、コントローラ４は、第１スイッチング素子Ｓ_１をターンオンさせる（時間Ｔ_２）。

次に、図１、図３を参照しながら、本実施形態に係る共振型電力変換装置の動作について説明する。図３は、本実施形態に係る共振型電力変換装置の動作の一例である。図３（ａ）は、第１スイッチング素子Ｓ_１への制御信号を示し、図２の上側のグラフに対応する。図３（ｂ）は、第２スイッチング素子Ｓ_２への制御信号を示し、図２の下側グラフに対応する。また、図３（ｃ）は、第１スイッチング素子Ｓ_１のドレイン端子及びソース端子間にかかる電圧Ｖ_{ｓ１＿ｄｓ}を示し、図３（ｄ）は、シャントキャパシタＣ_ｓに流れる電流Ｉ_ｃｓを示し、図３（ｄ）は、分流回路３に流れる電流Ｉ_ｃを示す。以降、図３に示す時系列の順で、共振型電力変換装置の動作を説明する。

第１スイッチング素子Ｓ_１がターンオフしてから、第２スイッチング素子Ｓ_２がターンオンするまでの動作について説明する。図３（ｂ）、（ｄ）、（ｅ）に示すように、第１スイッチング素子Ｓ_１がコントローラ４によりターンオフすると、電圧Ｖ_{ｓ１＿ｄｓ}はゼロ電圧から立ち上がり、また電流Ｉ_ｃｓはゼロ電流から急峻に立ち上がる。これは、第１スイッチング素子Ｓ_１がターンオフすることで、シャントキャパシタＣ_ｓへの充電が開始され、シャントキャパシタＣ_ｓに並列接続する第１スイッチング素子Ｓ_１の両端子にかかる電圧が、上昇を開始したことを示している。一旦、第１スイッチング素子Ｓ_１がオフ状態になると、シャントキャパシタＣ_ｓには、満充電状態になるまで、容量値に応じた電流が流れ続ける。このため、シャントキャパシタＣ_ｓが満充電状態になるまで、電圧Ｖ_{ｓ１＿ｄｓ}は上昇する。

次に、第２スイッチング素子Ｓ_２がターンオンした時点の動作について説明する。図３（ｂ）、（ｄ）、（ｅ）に示すように、第１スイッチング素子Ｓ_１がオフ状態において、第２スイッチング素子Ｓ_２がコントローラ４によりターンオンすると、電流Ｉ_ｃはゼロ電流から立ち上がるともに、電流Ｉ_ｃｓは急峻に立ち下がる。これは、図１に示すように、第２スイッチング素子Ｓ_２がターンオンすることで、第２共振回路は導通し、コンデンサＣ_１には、電流Ｉ_ｃｓから分流された電流（以降、単に分流電流と称す）が流れ始めたことを示している。この分流電流が分流回路３に流れることで、シャントキャパシタＣ_ｓに流れる電流Ｉ_ｃｓは大幅に低減される。

次に、第２スイッチング素子Ｓ_２のターンオン期間中の動作について説明する。図３（ｃ）に示すように、電圧Ｖ_{ｓ１＿ｄｓ}の上昇は抑制される。これは、第２スイッチング素子Ｓ_２のターンオン期間中には、本来、シャントキャパシタＣ_ｓに流れる予定の電流が分流されたため、シャントキャパシタＣ_ｓの両端にかかる電圧が抑制されていることを示している。また、図３（ｅ）に示すように、電流Ｉ_ｃは、正弦波の波形で示される電流となる。本実施形態では、図１に示すように、分流回路３として、第２共振回路を含んでいる。そのため、第２スイッチング素子Ｓ_２のターンオン期間中には、第２共振回路は共振している。第２共振回路の共振特性については後述する。

次に、第２スイッチング素子Ｓ_２がターンオフしてから、第１スイッチング素子Ｓ_１がターンオンするまでの動作について説明する。図３（ｅ）に示すように、第２スイッチング素子Ｓ_２がターンオフすると、電流Ｉ_ｃはゼロ電流を示す。これは、第２スイッチング素子Ｓ_２がターンオフすることで、分流回路３に電流が流れていないことを示している。また、図３（ｃ）、（ｄ）に示すように、電圧Ｖ_{ｓ１＿ｄｓ}は、正弦波に沿ってゼロ電圧に向かうような形状を示し、電流Ｉ_ｃｓは負の電流を示している。第２スイッチング素子Ｓ_２のターンオン期間中には、コイルＬ_０及びコンデンサＣ_０による共振によって、シャントキャパシタＣｓでは放電が開始されている。このため、第２スイッチング素子Ｓ_２がターンオフしてから、第１スイッチング素子Ｓ_１がターンオンするまでの間では、シャントキャパシタＣ_ｓは放電し、第１スイッチング素子Ｓ_１の両端にかかる電圧は、ゼロ電圧に向かって減少している。

このように、本実施形態に係る共振型電力変換装置では、第１スイッチング素子Ｓ_１のターンオフ期間中に、第２スイッチング素子Ｓ_２を制御することで、シャントキャパシタＣ_ｓに流れる電流を分流させて、第１スイッチング素子Ｓ_１の両端にかかる電圧を抑制させることができる。その結果、ピークの電圧値を低減させ、第１スイッチング素子Ｓ_１にかかる負荷を低減させることができる。

次に、分流回路３を構成する第２共振回路の共振特性について説明する。コントローラ４は、第１スイッチング素子Ｓ_１のターンオフ期間Ｔ_{ｓ１＿ｏｎ}に対して、下記式（１）を満たすように、第２スイッチング素子Ｓ_２のターンオン期間Ｔ_{ｓ２＿ｏｎ}を設定する。

また、コントローラ４は、コイルＬ及びコンデンサＣ_１による共振周波数ｆ_ｓ１との関係において、下記式（２）を満たすように、第２スイッチング素子Ｓ_２のターンオン期間Ｔ_{ｓ２＿ｏｎ}を設定する。

ただし、Ｔ_{ｓ２＿ｏｎ}は、第２スイッチング素子Ｓ_２のターンオン期間、Ｎは実数、Ｔ_ｓ１は、式（３）で示すように、コイルＬ及びコンデンサＣ_１による共振周波数ｆ_ｓ１の逆数、Ｄｓ_２は、単位時間当たりの第２スイッチング素子Ｓ_２のオン期間を示す比率（デューティ比）である。

本実施形態では、コントローラ４は、上記式（１）〜（３）を満たすように、第２スイッチング素子Ｓ_２のターンオン期間Ｔ_{ｓ２＿ｏｎ}を設定する。言い換えると、コントローラ４は、第２スイッチング素子Ｓ_２に対するデューティ比を制御する。これにより、周期的に、共振電流である分流電流を分流回路３に流すことができるとともに、第１スイッチング素子Ｓ_１のターンオフ期間のうち所定のタイミングで、分流電流を分流回路３に流すことができる。また、第１スイッチング素子Ｓ_１のターンオン期間中には、分流回路３に流さないため、断続的に分流を行うことができる。

次に、図４を参照しながら、本実施形態に係る共振型電力変換装置の入力インピーダンス特性について説明する。図４は、本実施形態に係る共振型電力変換装置の入力インピーダンス特性である。図４は、図１に示す共振型電力変換装置のうち、入力電圧源１から負荷２側を見た場合の入力インピーダンス特性である。

図４に示すＳ_１の動作領域は、ソフトスイッチング動作を実行する周波数帯域である。この動作領域に対応する入力インピーダンスは、ソフトスイッチング動作を実行するための誘導性となるインピーダンス特性である。コントローラ４は、Ｓ_１の動作領域にて、第１スイッチング素子Ｓ_１のターンオン及びターンオフの制御を実行する。

また、図４に示すサブ共振点は、コイルＬ及びコンデンサＣ_１による共振周波数ｆ_ｓ１である。本実施形態に係るコントローラ４は、共振周波数ｆ_ｓ１がＳ_１の動作領域よりも高い周波数帯域になるように、第２スイッチング素子Ｓ_２を制御する。これにより、第１スイッチング素子Ｓ_１により実行されるソフトスイッチング動作への影響を抑制させつつ、シャントキャパシタＣ_ｓに流れる電流を分流させることができる。

次に、参考例と比較例を挙げながら、本実施形態に係る共振型電力変換装置による作用・効果について説明する。

図５は、参考例に係る共振型電力変換装置を備える電力変換システムの構成図であり、図６は、図５に示す共振型電力変換装置の動作の一例を示す。また、図７は、比較例に係る共振型電力変換装置の動作の一例を示す。なお、図６（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は、それぞれ、図３（ａ）、（ｃ）、（ｄ）に対応しているため、上述した説明を援用する。また、図７（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は、それぞれ、図３（ａ）、（ｃ）、（ｄ）に対応しているため、上述した説明を援用する。

まず、参考例に係る共振型電力変換装置について説明する。参考例に係る共振型電力変換装置は、分流回路３が設けられていない点、コントローラ１４が第１スイッチング素子Ｓ_１のみを実行する点以外は、本実施形態に係る共振型電力変換装置と同様の構成及び機能を有している。説明の便宜上、コントローラ１４が有する機能は、図１に示すコントローラ４が有する機能と同様の機能とする。言い換えると、参考例に係る共振型電力変換装置は、いわゆる一般的なＥ級回路である。

図６に示すように、第１スイッチング素子Ｓ_１のターンオフ期間中には、シャントキャパシタＣ_ｓの充電及び放電により、第１スイッチング素子Ｓ_１の両端には、正弦波に沿って経時的に変化する電圧がかかる。第１スイッチング素子Ｓ_１の両端子にかかる電圧Ｖ_ｄｓは、下記式（４）で示す。

ただし、Ｖ_ｄｓは、第１スイッチング素子Ｓ_１の両端子にかかる電圧、Ｉ_ｃｓは、シャントキャパシタＣ_ｓに流れる電流、Ｃ_ｓは、シャントキャパシタＣ_ｓの容量値である。

ここで、第１スイッチング素子Ｓ_１の両端子にかかる電圧を低減する方法について考えると、式（４）から、シャントキャパシタＣ_ｓに流れる電流Ｉ_ｃｓ又はシャントキャパシタＣ_ｓの容量値を変更すればよい。しかし、シャントキャパシタＣ_ｓの容量値は、ソフトスイッチング動作を実行させるためのパラメータであるため、ソフトスイッチング動作を確保しようとする場合、容量値を変更させることは難しい。このため、第１スイッチング素子Ｓ_１の両端子にかかる電圧を低減させようとした場合、シャントキャパシタＣ_ｓに流れる電流Ｉ_ｃｓを低減させる。本実施形態では、既述のとおり、第２スイッチング素子Ｓ_２を制御することで、シャントキャパシタＣ_ｓに流れる電流Ｉ_ｃｓを低減させ、その結果、第１スイッチング素子Ｓ_１の両端子にかかる電圧を低減させることができる。

次に、図７に示す比較例に係る共振型電力変換装置について説明する。比較例に係る共振型電力変換装置は、シャントキャパシタに流れる電流を低減させて、第１スイッチング素子の両端子にかかる電圧を低減させることを目的とした装置である。比較例に係る共振型電力変換装置は、常時、第１スイッチング素子の動作周波数の整数倍の高調波を重畳する共振回路を備えている。比較例に係る共振型電力変換装置は、いわゆるＥ／Ｆ級回路である。図７（ｄ）は、Ｅ／Ｆ級回路の共振回路に流れる電流Ｉ’を示している。

図７に示すように、比較例に係る共振型電力変換装置では、常時、シャントキャパシタに流れる電流を共振回路に分流させることで、シャントキャパシタに流れる電流Ｉ_ｃｓを低減させている。その結果、第１スイッチング素子の両端子にかかる電圧のピーク値を低減させているが、一方で、第１スイッチング素子がターンオフした際の、第１スイッチング素子の両端にかかる電圧の立ち上がり速度を速めている。図７では、両端の電圧の立ち上がり速度は、第１スイッチング素子がターンオフした際の電圧Ｖ_ｄｓに対する傾きで示している。両端の電圧の立ち上がり速度が速くなることで、第１スイッチング素子がターンオフした際に発生するスイッチング損失は増大する。

これに対して、本実施形態に係る共振型電力変換装置は、入力電圧源１に並列接続する第１スイッチング素子Ｓ_１と、第１スイッチング素子Ｓ_１に接続し、コイルＬ_０及びコンデンサＣ_０の直列共振回路（第１共振回路）と、第２スイッチング素子Ｓ_２を含み、第２スイッチング素子Ｓ_２の動作に応じてシャントキャパシタＣ_ｓに流れる電流を分流回路３と、第１スイッチング素子Ｓ_１及び第２スイッチング素子Ｓ_２を制御するコントローラ４と、を備えている。コントローラ４は、第１スイッチング素子Ｓ_１のターンオフ期間中のうち所定期間に、第２スイッチング素子Ｓ_２を制御することで、シャントキャパシタＣ_ｓに流れる電流を分流させる。これにより、第１スイッチング素子Ｓ_１のターンオフ期間中に、適切なタイミングでシャントキャパシタＣ_ｓに流れる電流を分流し、その結果、ソフトスイッチング動作の際に発生するスイッチング損失を低減させることができる。

図８は、本実施形態に係る共振型電力変換装置と、図５、６を用いて説明した参考例に係る共振型電力変換装置と、図７を用いて説明した比較例に係る共振型電力変換装置、それぞれのエネルギー損失の比較結果の例である。エネルギー損失には、第１スイッチング素子Ｓ_１で定常的に発生する定常損失と、第１スイッチング素子Ｓ_１がターンオン及びターンオンする際に発生するスイッチング損失が含まれている。図８に示すように、本実施形態では、参考例に係る共振型電力変換装置と、比較例に係る共振型電力変換装置とに比べて、スイッチング損失を大幅に低減させることができる。

また、本実施形態では、コントローラ４は、第１スイッチング素子Ｓ_１がターンオフするよりも遅く、第２スイッチング素子Ｓ_２をターンオンさせる。これにより、第１スイッチング素子がターンオフした際の、第１スイッチング素子Ｓ_１の両端にかかる電圧の立ち上がり速度を抑制させることができ、その結果、第１スイッチング素子Ｓ_１がターンオフした際に発生するスイッチング損失を低減させることができる。

さらに、本実施形態では、コントローラ４は、第１スイッチング素子Ｓ_１がターンオンするよりも早く、第２スイッチング素子Ｓ_２をターンオフさせる。これにより、第１スイッチング素子Ｓ_１がターンオンする前まで、シャントキャパシタＣ_ｓに流れる電流を分流することができる。その結果、ゼロ電圧スイッチング動作が確保され、第１スイッチング素子Ｓ_１がターンオンした際に発生するスイッチング損失を低減させることができる。

加えて、本実施形態では、分流回路３に含まれるコイルＬ及びコンデンサＣ_１により構成される直列共振回路（第２共振回路）での共振現象を利用して、シャントキャパシタＣ_ｓに流れる電流を分流する。これにより、コイルＬ及びコンデンサＣ_１による共振回路で分流回路３を構成することができ、分流回路３の小型化を図ることができる。

また、本実施形態では、コントローラ４は、第２共振回路の共振周波数が第１スイッチング素子Ｓ_１の動作周波数よりも高くなるように、第２スイッチング素子Ｓ_２の動作周波数を制御する。これにより、第２共振回路の共振周波数が、第１スイッチング素子Ｓ_１の動作領域の範囲外に設定されるため、第１スイッチング素子Ｓ_１のゼロ電圧スイッチング動作への影響を抑制することができる。言い換えると、Ｅ級回路の特徴を変えることなく、スイッチング損失をさらに低減させることができる。

さらに、本実施形態では、コントローラ４は、第２共振回路の共振周波数の逆数に応じて、第２スイッチング素子Ｓ_２を制御する。これにより、第２スイッチング素子Ｓ_２のターンオン期間を、第２共振回路の共振周波数の逆数で示す周期の実数倍で設定することができる。言い換えると、第２スイッチング素子Ｓ_２に対するターンオン期間のデューティ比を制御することで、分流を実現することができる。その結果、例えば、周囲温度の変化により、分流回路３を構成するコイルＬのインダクタンス値やコンデンサＣ_１の容量値にばらつきが発生した場合でも、シャントキャパシタＣ_ｓに流れる電流を精度良く分流することができる。

なお、本実施形態に係る第２共振回路は、第１スイッチング素子Ｓ_１へのノイズを抑制するためのスナバ回路と似ているが、第２共振回路による共振周波数は、第１スイッチング素子Ｓ_１の動作領域の範囲外に設定されるため、作用効果がスナバ回路による作用効果とは異なる。

≪第２実施形態≫
次に、第２実施形態に係る共振型電力変換装置について説明する。図９は、第２実施形態に係る共振型電力変換装置を備える電力変換システムの構成を示す図である。第２実施形態に係る共振型電力変換装置は、分流回路５の回路構成と、コントローラ６による第２スイッチング素子Ｓ_２への制御方法が異なる以外は、第１実施形態に係る共振型電力変換装置と同様の構成及び機能を有する。そのため、第１実施形態に係る共振型電力変換装置と同様の構成及び機能については、上述の実施形態で用いた説明を援用する。

分流回路５は、シャントキャパシタＣ_ｓに並列接続され、シャントキャパシタＣ_ｓに流れ込む電流を分流する。本実施形態では、分流回路５は、コンデンサＣ_２と、コンデンサＣ_２に直列接続された第２スイッチング素子Ｓ_２とで構成されている。コンデンサＣ_２の一端は、入力コイルＬ_ｃの他端と接続され、コンデンサＣ_２の他端は、第２スイッチング素子Ｓ_２のソース端子と接続されている。第２スイッチング素子Ｓ_２のドレイン端子は、入力電圧源１の低電位側の出力端子に接続されている。

また、コンデンサＣ_２の容量値は、シャントキャパシタＣ_ｓの容量値よりも大きい値で設定されている。これにより、シャントキャパシタＣ_ｓに流れる電流を、コンデンサＣ_２で流すことができる。コンデンサＣ_２に流れる電流については後述する。

また、第２スイッチング素子Ｓ_２は、素子の内部にダイオードを有している。図９に示すように、ダイオードのアノード端子は、第２スイッチング素子Ｓ_２のソース端子に接続され、ダイオードのカソード端子は、第２スイッチング素子Ｓ_２のドレイン端子に接続されている。言い換えると、第１実施形態とは異なり、ダイオードのアノード端子は、入力電圧源１の高電位側に配置され、ダイオードのカソード端子は、入力電圧源１の低電位側に配置されている。これにより、第１スイッチング素子Ｓ_１の両端の電圧Ｖ_{ｓ１＿ｄｓ}が、コンデンサＣ_２の両端の電圧Ｖ_ｃ２よりも高い場合、シャントキャパシタＣ_ｓに流れる電流を、ダイオードを介して、自動的にコンデンサＣ_２に流すことができる。なお、分流回路５は、第１スイッチング素子Ｓ_１の両端の電圧Ｖ_{ｓ１＿ｄｓ}に対して制限をかける回路構成であればよく、図９に示す回路構成に限定されるものではない。

コントローラ６は、第２スイッチング素子Ｓ_２を制御することで、シャントキャパシタＣｓに流れる込む電流を分流させて、分流回路５に電流を流す。

第２スイッチング素子Ｓ_２をターンオン又はターンオフさせるタイミング及び第２スイッチング素子Ｓ_２のターンオン期間について、図１０を参照しながら説明する。

図１０は、第２スイッチング素子Ｓ_２への制御信号を説明するための図である。図１０は、図２に対応するため、各符号の説明は適宜援用する。

図１０に示すように、コントローラ６は、第１スイッチング素子Ｓ_１への制御信号がローレベルの間に、第２スイッチング素子Ｓ_２に対して制御を行う。コントローラ６は、第１スイッチング素子Ｓ_１のターンオフ期間中のうち所定の期間において、第２スイッチング素子Ｓ_２をターンオンさせ、所定の時間経過後に、第２スイッチング素子Ｓ_２をターンオフさせる。具体的には、コントローラ６は、第１スイッチング素子Ｓ_１がターンオフするよりも遅く、第２スイッチング素子Ｓ_２をターンオンさせる。第２スイッチング素子Ｓ_２がオンすると、コントローラ６は、第１スイッチング素子Ｓ_１がターンオンするよりも早く、第２スイッチング素子Ｓ_２をターンオフさせる。

また、本実施形態では、コントローラ６は、第１スイッチング素子Ｓ_１の両端の電圧Ｖ_{ｓ１＿ｄｓ}と、コンデンサＣ_２の両端の電圧Ｖ_ｃ２との関係に応じて、第２スイッチング素子Ｓ_２をターンオンさせる。具体的には、コントローラ６は、第１スイッチング素子Ｓ_１の両端の電圧Ｖ_{ｓ１＿ｄｓ}が、コンデンサＣ_２の両端の電圧Ｖ_ｃ２よりも高い場合、第２スイッチング素子Ｓ_２をターンオンさせる。各電圧を検出可能な構成としては、第１スイッチング素子Ｓ_１の両端の電圧Ｖ_{ｓ１＿ｄｓ}を検出する電圧センサ（不図示）と、コンデンサＣ_２の両端の電圧Ｖ_ｃ２を検出する電圧センサ（不図示）を設けて、それぞれの電圧値がコントローラ６に入力させる構成が例示できる。

図１０の例では、コントローラ６は、第１スイッチング素子Ｓ_１をターンオフさせ（時間Ｔ_１）、第１スイッチング素子Ｓ_１の両端の電圧Ｖ_{ｓ１＿ｄｓ}が、コンデンサＣ_２の両端の電圧Ｖ_ｃ２よりも高い場合、第２スイッチング素子Ｓ_２をターンオンさせる（時間Ｔ_{ｓ２＿ｏｎｓ}）。そして、コントローラ６は、ターンオン期間Ｔ_{ｓ２＿ｏｎ}の間、第２スイッチング素子Ｓ_２をオンさせ、第２スイッチング素子Ｓ_２をターンオフさせる（時間Ｔ_{ｓ２＿ｏｎｅ}）。第２スイッチング素子Ｓ２への制御が終了すると、コントローラ４は、第１スイッチング素子Ｓ_１をターンオンさせる（時間Ｔ_２）。

次に、図９、図１１を参照しながら、本実施形態に係る共振型電力変換装置の動作について説明する。図１１は、本実施形態に係る共振型電力変換装置の動作の一例である。図１１（ａ）、（ｂ）、（ｄ）、（ｅ）は、図３（ａ）、（ｂ）、（ｄ）、（ｅ）に対応しているため、上述の実施形態で用いた説明を援用する。図１１（ｃ）は、第１スイッチング素子Ｓ_１のドレイン端子及びソース端子間にかかる電圧Ｖ_{ｓ１＿ｄｓ}と、コンデンサＣ_２の両端にかかる電圧Ｖ_ｃ２を示している。以降、図１１に示す時系列の順で、共振型電力変換装置の動作を説明する。

第１スイッチング素子Ｓ_１がターンオフしてから、第２スイッチング素子Ｓ_２がターンオンするまでの動作について説明する。図１１（ｂ）、（ｄ）、（ｅ）に示すように、第１スイッチング素子Ｓ_１がターンオフすることで、シャントキャパシタＣ_ｓへの充電が開始され、シャントキャパシタＣ_ｓに並列接続する第１スイッチング素子Ｓ１の両端子にかかる電圧が、上昇を開始する。

次に、第２スイッチング素子Ｓ_２がターンオンした時点の動作について説明する。図１１（ｂ）、（ｄ）、（ｅ）に示すように、第１スイッチング素子Ｓ_１がオフ状態において、第２スイッチング素子Ｓ_２がコントローラ６によりターンオンすると、電流Ｉ_ｃはゼロ電流から立ち上がるともに、電流Ｉ_ｃｓはゼロ電流となる。これは、図９に示すように、第２スイッチング素子Ｓ_２がターンオンすることで、コンデンサＣ_２には、シャントキャパシタＣｓに流れていた電流が流れ始めたことを示している。そして、電圧Ｖ_{ｓ１＿ｄｓ}は、コンデンサＣ２の両端にかかる電圧Ｖ_ｃ２の電圧値で制限がかけられる。

次に、第２スイッチング素子Ｓ_２のターンオン期間中の動作について説明する。図１１（ｃ）に示すように、電圧Ｖ_{ｓ１＿ｄｓ}は電圧Ｖ_ｃ２の電圧値で維持される。これは、第２スイッチング素子Ｓ_２のターンオン期間中には、本来、シャントキャパシタＣ_ｓに流れる予定の電流が分流され、容量値がシャントキャパシタＣ_ｓの容量値よりも大きいコンデンサＣ_２に流れていることを示している。また、図３（ｅ）は、コンデンサＣ_２の充電及び放電が行われていることを示している。

なお、第２スイッチング素子Ｓ_２がターンオフしてから、第１スイッチング素子Ｓ_１がターンオンするまでの動作は、第１実施形態における動作と同様のため、その説明を適宜援用する。

このように、本実施形態に係る共振型電力変換装置では、第１スイッチング素子Ｓ_１のターンオフ期間中に、第２スイッチング素子Ｓ_２を制御することで、シャントキャパシタＣｓに流れる電流を分流させて、第１スイッチング素子Ｓ_１の両端子にかかる電圧に制限をかけることができる。ピークの電圧値を低減させることで、第１スイッチング素子Ｓ_１にかかる負荷を低減させることができる。

次に、図１２を参照しながら、本実施形態に係る共振型電力変換装置の入力インピーダンス特性について説明する。図１２は、本実施形態に係る共振型電力変換装置の入力インピーダンス特性である。図１２は、図９に示す共振型電力変換装置のうち、入力電圧源１から負荷２側を見た場合の入力インピーダンス特性である。

図１２に示すＳ_１の動作領域は、ソフトスイッチング動作を実行する周波数帯域である。本実施形態では、コンデンサＣ_２の容量値は、シャントキャパシタＣ_ｓの容量値よりも大きく設定されている。これにより、コンデンサＣ_２の容量性のインピーダンス特性は、Ｓ_１の動作領域よりも高い周波数帯域となる。なお、図１２では、コンデンサＣ_２によるサブ共振点は示されていない。

以上のように、本実施形態では、分流回路５に含まれるコンデンサＣ_２に電荷を蓄えることで、シャントキャパシタＣ_ｓに流れる電流を分流する。これにより、分流回路５を構成する素子数を低減させることができ、その結果、分流回路５の低コスト化を図ることができる。

また、本実施形態では、コンデンサＣ_２を、シャントキャパシタＣ_ｓの容量値よりも大きい容量値のコンデンサを用いて、第１スイッチング素子Ｓ_１の両端子にかかる電圧に制限をかける。これにより、コンデンサＣ_２の容量性のインピーダンス特性は、第１スイッチング素子Ｓ_１の動作領域の範囲外に設定されるため、第１スイッチング素子Ｓ_１のゼロ電圧スイッチング動作への影響を抑制することができる。言い換えると、Ｅ級回路の特徴を変えることなく、スイッチング損失をさらに低減させることができる。

さらに、本実施形態では、コントローラ６は、第１スイッチング素子Ｓ_１の両端の電圧Ｖ_{ｓ１＿ｄｓ}が、コンデンサＣ_２の両端の電圧Ｖ_ｃ２よりも時点で、第２スイッチング素子Ｓ_２をターンオンさせる。これにより、シャントキャパシタＣｓに蓄積された電荷を、容量値の大きいコンデンサＣ_２で充電するように抜くことができる。その結果、シャントキャパシタＣ_ｓの両端電圧及び第１スイッチング素子Ｓ_１の両端電圧の電圧上昇を抑制することができる。

なお、以上に説明した実施形態は、本発明の理解を容易にするために記載されたものであって、本発明を限定するために記載されたものではない。したがって、上記の実施形態に開示された各要素は、本発明の技術的範囲に属する全ての設計変更や均等物をも含む趣旨である。

例えば、上述した実施形態では、入力電圧源１を用いた構成を例に挙げて説明したがこれに限られない。例えば、入力電圧源１と入力コイルＬｃの代わりに、入力電流源を用いてもよい。

例えば、上述した第１実施形態では、第２スイッチング素子Ｓ_２のターンオン期間Ｔ_{ｓ２＿ｏｎ}は、上記式（１）〜（３）を満たすように設定される構成を例に挙げて説明したが、これに限られない。第２スイッチング素子Ｓ_２のターンオン期間Ｔ_{ｓ２＿ｏｎ}を、上記式（１）のみを満たすように設定してもよい。

また、例えば、本明細書では、本発明に係る共振型電力変換装置を、インバータを例に説明するが、本発明はこれに限定されるものではない。また、本明細書では、本発明に係る第１スイッチング素子を、第１スイッチング素子Ｓ_１を例に挙げて説明するが、本発明はこれに限定されるものではない。また、本明細書では、本発明に係る第２スイッチング素子を、第２スイッチング素子Ｓ_２を例に挙げて説明するが、本発明はこれに限定されるものではない。また、本明細書では、本発明に係る第１共振回路を、コイルＬ_０及びコンデンサＣ_０の直列共振回路を例に挙げて説明するが、本発明はこれに限定されるものではない。本明細書では、本発明に係る第２共振回路を、コイルＬ及びコンデンサＣ_１の直列共振回路を例に挙げて説明するが、本発明はこれに限定されるものではない。また、本明細書では、本発明に係る分流回路を、分流回路３、５を例に挙げて説明するが、本発明はこれに限定されるものではない。また、本明細書では、本発明に係る第１コンデンサを、シャントキャパシタＣ_ｓを例に挙げて説明するが、本発明はこれに限定されるものではない。また、本明細書では、本発明に係る第２コンデンサを、コンデンサＣ_２を例に挙げて説明するが、本発明はこれに限定されるものではない。

１０…電力変換システム
１…入力電圧源
２…負荷
３…分流回路
４…コントローラ

Claims (10)

1. 第１共振回路及び分流回路を含み、直流電源の電力を変換して出力する共振型電力変換装置を制御する方法であって、
   前記第１共振回路の共振に応じて動作する第１スイッチング素子のターンオフ期間中のうち所定期間に、前記分流回路に含まれる第２スイッチング素子を制御することで、前記第１スイッチング素子に並列接続された第１コンデンサに流れる電流を分流する共振型電力変換装置の制御方法。
2. 請求項１記載の共振型電力変換装置の制御方法であって、
   前記第１スイッチング素子がターンオフするよりも遅く、前記第２スイッチング素子をターンオンさせる共振型電力変換装置の制御方法。
3. 請求項１又は２記載の共振型電力変換装置の制御方法であって、
   前記第１スイッチング素子がターンオンするよりも早く、前記第２スイッチング素子をターンオフさせる共振型電力変換装置の制御方法。
4. 請求項１〜３の何れか一項に記載の共振型電力変換装置の制御方法であって、
   前記分流回路に含まれる第２共振回路を共振させて、前記電流を分流する共振型電力変換装置の制御方法。
5. 請求項４記載の共振型電力変換装置の制御方法であって、
   前記第２共振回路の共振周波数が、前記第１スイッチング素子のスイッチング周波数よりも高くなるように、前記第２スイッチング素子を制御する共振型電力変換装置の制御方法。
6. 請求項４又は５記載の共振型電力変換装置の制御方法であって、
   前記第２共振回路の共振周波数の逆数に応じて、前記第２スイッチング素子を制御する前記所定期間を設定する共振型電力変換装置の制御方法。
7. 請求項１〜３の何れか一項に記載の共振型電力変換装置の制御方法であって、
   前記分流回路に含まれる第２コンデンサに電荷を蓄えることで、前記電流を分流する共振型電力変換装置の制御方法。
8. 請求項７記載の共振型電力変換装置の制御方法であって、
   前記第１コンデンサの容量よりも大きい前記第２コンデンサの容量を用いて、前記第１スイッチング素子の両端の電圧に制限をかける共振型電力変換装置の制御方法。
9. 請求項７又は８記載の共振型電力変換装置の制御方法であって、
   前記第２コンデンサの両端の電圧が前記第１スイッチング素子の両端の電圧よりも高い時点で、前記第２スイッチング素子をターンオンさせる共振型電力変換装置の制御方法。
10. 直流電源に並列接続する第１スイッチング素子と、
    前記第１スイッチング素子と接続する共振回路と、
    前記第１スイッチング素子に並列接続する第１コンデンサと、
    第２スイッチング素子を含み、前記第２スイッチング素子の動作に応じて前記第１コンデンサに流れる電流を分流する分流回路と、
    前記第２スイッチング素子を制御するコントローラと、を備え、
    前記コントローラは、前記共振回路の共振に応じて動作する第１スイッチング素子のターンオフ期間中のうち所定期間に、前記第２スイッチング素子を制御する共振型電力変換装置。

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