CN107852104B - 电源*** - Google Patents

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Abstract

准谐振元件(130)在比由磁能再生开关构成的逆变器部(120)的输出端靠感性负载(180)侧的位置，相对于感性负载(180)串联配置。

Description

电源***
技术领域
本发明涉及一种电源***，尤其涉及适合使用于将直流电转换为交流电的电源***。
背景技术
作为将直流电转换为交流电的装置，有使用了磁能再生开关的装置(参照专利文献1)。专利文献1所记载的磁能再生开关具有4个开关和电容器。4个开关以构成全桥电路的方式连接。电容器连接在全桥电路的直流端子之间。负载连接在全桥电路的输出端子之间。4个开关具有正极端子和负极端子。4个开关的从负极端子向正极端子导通的导通状态是始终流经电流的状态。另一方面，4个开关的从正极端子向负极端子导通的导通状态通过来自外部的信号被切换为流经电流的状态和不流经电流的状态。这样的磁能再生开关电路能够通过改变切换4个开关接通、切断的频率而改变从直流电转换的交流电的频率。
另外，专利文献2记载了在磁能再生开关的输入侧设置改善磁能再生开关的输入侧的功率因数的电容器的方案。另外，专利文献2记载了如下方案，在磁能再生开关的电容器的两端连接变压器，并且在变压器与磁能再生开关的电容器上串联地连接电容器。该电容器用于增大变压器的输入电压。
另外，专利文献3公开了使用2个磁能再生开关构成DCDC转换装置的方案。
另外，专利文献4公开了在磁能再生开关的交流端子之间与感性负载并联地连接电容器的方案。在专利文献4中，通过与感性负载并联地连接电容器，由此能够减小流过磁能再生开关的电流。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：国际公开第2011/74383号
专利文献2：日本国特开2012-125064号公报
专利文献3：日本国特开2012-34522号公报
专利文献4：日本国专利第4460650号公报
发明内容
如上，作为磁能再生开关，提出了各种方案。但是，在将磁能再生开关用作逆变器而向感性负载供给交流电的情况下，从逆变器的输出侧观察到的感性负载的阻抗根据基于感性负载的电感得到的电抗和电阻而确定。因此，磁能再生开关需要向感性负载在供给有效功率的基础上还供给无效功率。因此，磁能再生开关的电容量(额定输出)增大。
在专利文献4记载的技术中，从逆变器(磁能再生开关)的输出侧观察到的感性负载的电抗减少。但是，在专利文献4记载的技术中，以减小流过磁能再生开关的电流作为目的。为了实现该目的，在磁能再生开关的交流端子之间，与感性负载并联地连接电容器。这样一来，通过感性负载和与该感性负载连接的电容器形成闭路。若在这样的状态下使磁能再生开关动作，则在该闭路中流过振荡电流。其结果是，从磁能再生开关输出的电流与在该闭路中流动的振荡电流重合而得到的电流流过感性负载。因此，预想外的电流流过感性负载。因此，无法使流过感性负载的电流稳定。因此，考虑追加用于抑制流过该闭路的振荡电流的电路。但是，追加这样的电路会导致成本增大。
本发明是鉴于以上课题而完成的，其目的在于实现不使用特定装置就使向负载传送的电流稳定，并降低磁能再生开关的电容量。
本发明的电源***的一例具有磁能再生开关、频率设定装置、控制装置以及准谐振元件，将直流电转换为交流电，将该交流电供给至感性负载，其中，所述磁能再生开关具有一个或多个第一电容器以及多个开关，所述频率设定装置设定所述磁能再生开关的输出频率，所述控制装置根据利用所述频率设定装置设定的输出频率控制所述多个开关的接通、切断的动作，所述磁能再生开关利用所述多个开关的接通、切断来回收所述感性负载中储存的磁能，作为静电能向所述第一电容器储存，并且将存储的该静电能供给至所述感性负载，所述准谐振元件由至少一个包含第二电容器的被动元件构成，所述第一电容器相对于所述感性负载串联配置，所述第二电容器在比所述磁能再生开关的输出端靠所述感性负载侧，相对于所述感性负载串联连接，所述磁能再生开关的比输出端靠所述感性负载侧的感抗的值大于所述磁能再生开关的比输出侧靠所述感性负载侧的容抗的值，所述多个开关在所述第一电容器的两端的电压为0(零)时，进行接通、切断的切换。
附图说明
图1是示出第一实施方式的电源***的结构的图。
图2是示出与图1的电源***等效的电源***的结构的一例。
图3是对于第一实施方式的电源***说明逆变器部中电流的流动的图。
图4A是对第一实施方式的电源***说明第二开关与第三开关的切换信号、施加于第一电容器的电压、以及从逆变器部输出的电流之间的关系的第一例的图。
图4B是对第一实施方式的电源***说明第二开关与第三开关的切换信号、施加于第一电容器的电压、以及从逆变器部输出的电流之间的关系的第二例的图。
图5是示出第一实施方式的电源***中的施加于滤波电容器的电压的一例的图。
图6A是示出第一实施方式的电源***中的电源***的动作模拟结果的第一例的图。
图6B是示出第一实施方式的电源***中的电源***的动作模拟结果的第二例的图。
图7是以表形式示出发明例的电源***与比较例的电源***的模拟结果的图。
图8是示出第二实施方式的电源***的结构的图。
图9是示出第三实施方式的电源***的结构的图。
图10是对第三实施方式的电源***说明逆变器部中的电流的流动的图。
图11A是对第一开关的切换信号、施加于高侧电容器的电压、施加于低侧电容器的电压、以及从逆变器部输出的电流之间的关系的第一例进行说明的图。
图11B是对第一开关的切换信号、施加于高侧电容器的电压、施加于低侧电容器的电压、以及从逆变器部输出的电流之间的关系的第二例进行说明的图。
具体实施方式
以下，参照附图对本发明的实施方式进行说明。
(第一实施方式)
首先，说明第一实施方式。
<电路结构>
图1是示出第一实施方式的电源***100的结构的图。电源***100具有直流电源部110、逆变器部120、准谐振元件130、电流互感器140、开关控制装置150、电流控制装置160以及频率设定装置170。电源***100的各结构例如也可以是通过经由通信部连接为能够通信而分散配置。此外，电源***100不具有用于抑制振荡电流的特定的装置(振荡抑制电路)。
[直流电源部110]
直流电源部110向逆变器部120供给直流电。直流电源部110具有交流电源111、整流器112以及电抗器113。交流电源111输出交流电。在整流器112的输入端连接交流电源111。在整流器112的输出侧的一端连接电抗器113的一端。整流器112对从交流电源111供给的交流电进行整流，输出直流电。作为整流器112，例如使用晶闸管整流器。但是，整流器112不限于此。例如，整流器112也可以使用二极管整流器与电压控制电路(升压降压斩波器)等而构成。电抗器113用于使从整流器112输出的直流电的波形变平滑。在本实施方式中，直流电源部110采用将交流电转换为直流电的结构。但是，直流电源部110不限于此。例如，直流电源部110也可以是直接供给直流电流的电源装置。例如，直流电源部110也可以使用电池与电流控制电路等构成。
[逆变器部120]
逆变器部120将从直流电源部110输出的直流电转换为与切换逆变器部120的各开关的开关频率相同的频率的交流电。并且，逆变器部120将该频率的交流电向感性负载180供给。逆变器部120具有磁能再生开关(MERS：Magnetic Energy Recovery Switch)。
对本实施方式的逆变器部120(磁能再生开关)的结构的一例进行说明。
逆变器部120具有第一开关U、第二开关X、第三开关V、第四开关Y、第一交流端子121、第二交流端子122、第一直流端子123、第二直流端子124以及第一电容器125。
首先，对第一开关U、第二开关X、第三开关V以及第四开关Y进行说明。
在本实施方式中，第一开关U、第二开关X、第三开关V以及第四开关Y具有相同结构。由第一开关U、第二开关X、第三开关V以及第四开关Y构成全桥电路。
第一开关U具有自灭弧元件S1以及回流二极管D1。第二开关X具有自灭弧元件S2以及回流二极管D2。第三开关V具有自灭弧元件S3以及回流二极管D3。第四开关Y具有自灭弧元件S4以及回流二极管D4。
自灭弧元件S1～S4能够利用来自外部的信号将电流能够流动的状态与电流不能流动的状态中的某一种状态作为导通状态而切换。
回流二极管D1～D4具有第一端部与第二端部。回流二极管D1～D4仅具有电流从第一端部向第二端部通过但电流不从第二端部向第一端部通过的状态作为导通状态。将回流二极管D1～D4的从第一端部朝向第二端部的方向设为回流二极管D1～D4中的正向。将回流二极管D1～D4的第一端部作为正向侧的端部。将回流二极管D1～D4的第二端部作为与正向相反侧的端部。
自灭弧元件S1～S4具有第一端部与第二端部。自灭弧元件S1～S4在处于能够使电流流动的状态的情况下，使电流从第一端部向第二端部通过。自灭弧元件S1～S4在处于无法使电流流动的状态的情况下，不使电流从第一端部向第二端部通过。此外，在上述任一状态下，自灭弧元件S1～S4都不使电流从第二端部向第一端部通过。将自灭弧元件S1～S4的从第一端部朝向第二端部的方向设为自灭弧元件S1～S4中的正向。将自灭弧元件S1～S4的第一端部作为正向侧的端部。将自灭弧元件S1～S4的第二端部设为与正向相反侧的端部。自灭弧元件S1～S4不限于双极型晶体管。例如，自灭弧元件S1～S4能够采用场效晶体管(FET)、绝缘栅双极型晶体管(IGBT)、电子注入增强栅晶体管(IEGT)、可关断晶闸管(GTO晶闸管)或者门极换向晶闸管(GCT晶闸管)。
自灭弧元件S1以及回流二极管D1以正向彼此相反的方式并联连接。这对于自灭弧元件S2与回流二极管D2、自灭弧元件S3与回流二极管D3、以及自灭弧元件S4与回流二极管D4也相同。
将回流二极管D1、D2、D3、D4的正向侧的端部与自灭弧元件S1、S2、S3、S4的和正向相反侧的端部的连接点作为负极端子。将自灭弧元件S1、S2、S3、S4的正向侧的端部与回流二极管D1、D2、D3、D4的和正向相反侧的端部的连接点作为正极端子。
第一开关U的负极端子与第二开关X的正极端子相互连接。第一开关U的正极端子与第三开关V的正极端子相互连接。第四开关Y的负极端子与第二开关X的负极端子相互连接。第四开关Y的正极端子与第三开关V的负极端子相互连接。
第一交流端子121连接于第一开关U的负极端子与第二开关X的正极端子的连接点。第二交流端子122连接于第三开关V的负极端子与第四开关Y的正极端子的连接点。在本实施方式中，第一交流端子121与第二交流端子122是逆变器部120的输出端。
第一直流端子123连接于第一开关U的正极端子与第三开关V的正极端子的连接点。第一直流端子123上连接电抗器113的另一端。第二直流端子124连接于第二开关X的负极端子与第四开关Y的负极端子的连接点。在本实施方式中，第一直流端子123与第二直流端子124是逆变器部120的输入端。
如上，在第一直流端子123与第二直流端子124之间连接直流电源部110。
第一开关U、第二开关X、第三开关V以及第四开关Y只要具有上述的导通状态，也可以不必一定具有回流二极管D1、D2、D3、D4与自灭弧元件S1、S2、S3、S4。例如，第一开关U、第二开关X、第三开关V以及第四开关Y也可以是内置寄生二极管的金属氧化膜半导体场效晶体管(MOS晶体管)。
第一电容器125连接于第一直流端子123与第二直流端子124之间。即，第一电容器125的一端与第一直流端子123相互连接。第一电容器125的另一端与第二直流端子124相互连接。第一电容器125是具有极性的电容器。
[准谐振元件130]
准谐振元件130用于使从逆变器部120的输出端观察到的感性负载180的电感在表观上降低。准谐振元件130由至少一个包括第二电容器的被动元件构成。在本实施方式中，准谐振元件130由第二电容器构成。第二电容器是无极性的电容器。
准谐振元件130相对于感性负载180串联地连接在逆变器部120的第一端子121与第二交流端子122之间。在图1所示的例子中，准谐振元件130与逆变器部120的第二交流端子122相互连接。
[感性负载180]
感性负载180相对于第一电容器125串联地连接在逆变器部120的第一交流端子121与第二交流端子122之间。在图1所示的例子中，感性负载180的一端与准谐振元件130的另一端相互连接。感性负载180的另一端与逆变器部120的第一交流端子121相互连接。如上，感性负载180连接在第一交流端子121与第二交流端子122之间。另外，准谐振元件130相对于感性负载180串联地连接在第一交流端子121与第二交流端子122之间。
感性负载180是具有电感成分的负载。感性负载180的感抗比感性负载180的容抗大。为了简化说明，在以下说明中，感性负载180的容抗是0(零)。感性负载180例如是被加热物与用于对钢板等被加热物进行感应加热的线圈。感性负载180的对被加热物进行感应加热的线圈在从逆变器部120供给交流电流时产生磁感线。通过该磁感线使涡流流过被加热物。通过该涡流以非接触方式对被加热物进行加热。此外，感性负载180不限于用于对被加热物进行感应加热的线圈。例如，感性负载180也可以是被实施电阻点焊的多个金属板(例如钢板)。在该情况下，成为感性负载180的多个金属板被通电加热。另外，在本实施方式中，不存在相对于第一电容器125并联连接的负载。
[电流互感器140]
电流互感器140测定流过感性负载180的交流电流值。
[频率设定装置170]
频率设定装置170设定切换第一开关U、第二开关X、第三开关V以及第四开关Y的开关频率。在感性负载180是用于对被加热物进行感应加热的线圈的情况下，适合于对被加热物进行感应加热的频率设为开关频率。适合于对被加热物进行感应加热的频率例如根据包括感应加热装置的规格和被加热物的形状、宽度、厚度、加热温度在内的条件而确定。例如，作为适合于对被加热物进行感应加热的频率，从业者预先查询使感应加热装置的规格和被加热物的形状、宽度、厚度以及加热温度不同的情况下的开关频率。频率设定装置170能够预先将以此方式查询到的频率存储于ROM等存储装置。另外，频率设定装置170还能够基于从业者经由用于输入频率的画面等输入界面进行的操作而输入开关频率的信息。
[开关控制装置150]
开关控制装置150以利用频率设定装置170设定的开关频率生成用于切换第一开关U、第二开关X、第三开关V以及第四开关Y的切换信号。然后，开关控制装置150向第一开关U、第二开关X、第三开关V以及第四开关Y输出切换信号。根据该切换信号，切换第一开关U、第二开关X、第三开关V以及第四开关Y的自灭弧元件S1、S2、S3、S4的导通状态。以下，将自灭弧元件S1、S2、S3、S4能够使电流流通的状态称为接通。另外，将自灭弧元件S1、S2、S3、S4无法使电流流通的状态称为切断。
开关控制装置150在第一开关U与第四开关Y接通的情况下，使第二开关X与第三开关V切断。另外，开关控制装置150在第一开关U与第四开关Y切断的情况下，使第二开关X与第三开关V接通。另外，开关控制装置150以利用频率设定装置170设定的开关频率切换第一开关U、第二开关X、第三开关V以及第四开关Y各自的接通、切断。此外，逆变器部120输出的电流Iinv的频率被设定为切换频率(之后叙述这方面的详细内容)。在本实施方式中，切换第一开关U、第二开关X、第三开关V以及第四开关Y的开关频率成为磁能再生开关的输出频率。
开关控制装置150将切换第一开关U、第二开关X、第三开关V以及第四开关Y的开关频率设为f。在该情况下，逆变器部120向感性负载180供给频率为f的电流Iinv。
[电流控制装置160]
电流控制装置160监控通过电流互感器140测定的电流。并且，电流控制装置160控制整流器112的动作，以使得通过电流互感器140测定的电流达到目标值。在感性负载180是用于对被加热物进行感应加热的线圈的情况下，目标值根据被加热物的物理特性值以及尺寸等确定。在被加热物是钢板的情况下，物理特性值包括例如透磁率以及电阻率。
<等效电路>
在此，将具有从感性负载180的感抗减去准谐振元件130的容抗得到的电抗的感性负载假定位从逆变器部120观察时的表观上的感性负载。如后所述，感性负载180的感抗高于准谐振元件130的容抗。因此，表观上的感性负载具有电感成分。
角频率ω[rad/s]使用频率f[Hz]由2πf表示。将感性负载180的电感设为L。将表观上的感性负载的电感设为L’。并且，将准谐振元件130的第二电容器的静电容设为Cr。于是，表观上的感性负载的电抗ωL’如以下的(1)式所示。
[式1]
Figure GDA0002209211580000091
Figure GDA0002209211580000092
即，电源***100的电路结构与在逆变器部120的第一交流端子121与第二交流端子122之间连接有(2)式所示的电感L’的感性负载的电路等效。
图2是示出与图1的电源***100等效的电源***的结构的一例的图。图2是代替图1所示的准谐振元件130与感性负载180而配置有表观上的感性负载210的图。
如图2所示，电源***200不具有准谐振元件130，具有电感为L’的表观上的感性负载210。这样，图2所示的电源***200与图1所示的电源***100在构成电路的元件方面不同。但是，图2所示的电源***200与图1所示的电源***100等效。即，本实施方式的电源***100通过具有相对于感性负载180串联连接的准谐振元件130而在表观上降低感性负载180的电感。
<逆变器部120的动作>
接下来，说明逆变器部120的动作的一例。图3是对逆变器部120中电流的流动的一例进行说明的图。图4A是对第二开关X与第三开关V的切换信号V-Xgate、施加于第一电容器125的电压Vmersc、以及从逆变器部120输出的电流Iinv之间的关系的第一例进行说明的图。图4B是对第二开关X与第三开关V的切换信号V-Xgate、施加于第一电容器125的电压Vmersc、以及从逆变器部120输出的电流Iinv之间的关系的第二例进行说明的图。
首先，参照图3以及图4A，对施加于第一电容器125的电压Vmersc保持为0(零)的期间T0超过0(零)的情况下的逆变器部120的动作的一例进行说明。
初始状态设为如下状态，第一电容器125被充电，第一开关U以及第四开关Y切断，第二开关X以及第三开关V接通。
如图3的状态A那样，当第一电容器125开始放电时，从第一电容器125输出的电流趋近第一直流端子123。由于第一开关U切断，第三开关V接通，因此向第一直流端子123流入的电流经由第三开关V流向第二交流端子122。并且，由于第四开关Y切断，因此流入第二交流端子122的电流无法流向第四开关Y的正极端子侧，而是流向准谐振元件130以及感性负载180。通过感性负载180后的电流趋近第一交流端子121。由于第二开关X接通，因此流入第一交流端子121的电流经由第二开关X趋近第二直流端子124。流入第二直流端子124的电流朝第一电容器125返回。
使用图4A，对第一电容器125开始放电后的施加于第一电容器125的电压的变化、以及从逆变器部120输出的电流的变化进行说明。V-Xgate是开关控制装置150向第二开关X以及第三开关V发送的信号，且是第二开关X以及第三开关V的接通、切断的切换信号。此外，在切换信号V-Xgate显示接通的值时，第二开关X以及第三开关V处于接通的状态，在切换信号V-Xgate显示切断的值时，第二开关X以及第三开关V处于切断的状态。另外，在此，虽省略图示，开关控制装置150也向第一开关U以及第四开关Y发送切换信号U-Ygate。切换信号U-Ygate的值示出与向第二开关X以及第三开关V发送的切换信号相反的值。即，切换信号U-Ygate的值在切换信号V-Xgate示出接通的值时示出切断的值，在切换信号V-Xgate示出切断的值时示出接通的值。Vmersc表示施加于第一电容器125的电压。Iinv表示从逆变器部120输出的电流。t0表示第一电容器125开始放电的时刻。当第一电容器125开始放电时，从逆变器部120输出的电流Iinv在正的方向上增加，施加于第一电容器125的电压Vmersc开始减少。当第一电容器125结束放电时，施加于第一电容器125的电压Vmersc为0(零)。t1表示第一电容器125结束放电的时刻。
在时刻t1，当第一电容器125的放电结束时，从逆变器部120输出的电流Iinv达到峰值，第一电容器125的电压Vmersc为0(零)。由于第一直流端子123与第二直流端子124之间的电压为0(零)，因此电流不再在第一直流端子123与第二直流端子124之间流动。在该情况下，如图3的状态B，流入第一交流端子121的电流的一部分经由第一开关U的回流二极管D1而趋近第一直流端子123，经由第三开关V而趋近第二交流端子122。流入第一交流端子121的电流的剩余部分经由第二开关X而趋近第二直流端子124，经由第四开关Y的回流二极管D4而趋近第二交流端子122。在该情况下，施加于第一电容器125的电压Vmersc为0(零)。由此，施加于第一开关U、第二开关X、第三开关V以及第四开关Y的电压也为0(零)。将施加于第一电容器125的电压Vmersc为0(零)的期间设为T0。
在图3的状态B下，流过逆变器部120以及感性负载180的电流随着根据感性负载180的电感以及电阻成分确定的时间常数而逐渐减少。如图4A所示，从逆变器部120输出的电流Iinv在时刻t1～时刻t2的期间减少。
开关控制装置150在从第一电容器125的放电结束的时刻t1经过期间T0的时刻t2，将第一开关U以及第四开关Y切换为接通，将第二开关X以及第三开关V切换为切断。此时，由于施加于第一电容器125的电压Vmercs为0(零)，因此形成软开关(soft switching)。此外，软开关指的是，在施加于开关的电压理论上为0(零)时该开关从接通切换为切断或者从切断切换为接通。
当第一开关U以及第四开关Y切换为接通，第二开关X以及第三开关V切换为切断时，如图3的状态C，由于第二开关X切断，因此向第一交流端子121流入的电流无法流向第二开关X，经由第一开关U而趋近第一直流端子123。由于第三开关V切断，因此，流入第一直流端子123的电流无法流向第三开关V，而是趋近第一电容器125。流入第一电容器125的电流使用于第一电容器125的充电，逐渐减少。该电流在第一电容器125结束充电之前如图3的状态C那样流动，在第一电容器125的充电结束的时刻为0(零)。在图4A中，第一电容器125在时刻t3结束充电。
如图4A所示，在时刻t2～时刻t3期间，施加于第一电容器125的电压Vmersc上升。另外，与施加于第一电容器125的电压Vmersc的上升相应地，从逆变器部120输出的电流Iinv减少。当在时刻t3第一电容器125的充电结束时，施加于第一电容器125的电压Vmersc达到峰值，此时，从逆变器部120输出的电流Iinv为0(零)。
在第一电容器125的充电结束之后，第一电容器125开始放电。如图3的状态D，从第一电容器125放出的电流趋近第一直流端子123。由于第一开关U接通，第三开关V切断，因此该电流经由第一开关U而趋近第一交流端子121，向感性负载180以及准谐振元件130流入。流入准谐振元件130的电流趋近第二交流端子122，经由第四开关Y、第二直流端子124而趋近第一电容器125。如此，初始状态下从第二交流端子122经由准谐振元件130以及感性负载180流向第一交流端子121的电流变为，从第一交流端子121经由感性负载180以及准谐振元件130流向第二交流端子122。即，向准谐振元件130以及感性负载180流入的电流的朝向与状态A～C时相反。这样，逆变器部120以通过开关控制装置150设定的开关频率f来切换第一开关U、第二开关X、第三开关V以及第四开关Y的接通、切断，由此输出与开关频率f相同频率的电流Iinv。
在图4A中，第一电容器125在时刻t4完成放电。如图4A所示，施加于第一电容器125的电压Vmersc与第一电容器125的放电相应地从时刻t3持续减少，在时刻t4变为0(零)。另外，从逆变器部120输出的电流Iinv与第一电容器125的放电对应地在与时刻t0～时刻t3中的朝向相反的方向上增加。并且，从逆变器部120输出的电力路Iinv在第一电容器125的放电结束的时刻t4，达到与时刻t0～时刻t3中的朝向反向的峰值。在时刻t3～时刻t4期间从逆变器部120输出的电流Iinv的方向与在时刻t0～t1之间从逆变器部120输出的电流Iinv的方向相反。因此，在图4A的图表中，在时刻t3～时刻t4期间从逆变器部120输出的电流Iinv的值是负值。
在时刻t4，当第一电容器125的放电结束时，施加于第一电容器125的电压Vmersc为0(零)。由于第一直流端子123与第二直流端子124之间的电压为0(零)，因此如图3的状态E那样，电流不再在第一直流端子123与第二直流端子124之间流动。在该情况下，流入第二交流端子122的电流的一部分经由第三开关V的回流二极管D3而趋近第一直流端子123，经由第一开关U而趋近第一交流端子121。流入第二交流端子122的电流中的剩余部分经由第四开关Y而趋近第二直流端子124，经由第二开关X的回流二极管D2而趋近第一交流端子121。
在图3的状态E下，向逆变器部120以及感性负载180流动的电流随着基于感性负载180的电感以及电阻成分得到的时间常数而逐渐接近0(零)。如图4A所示，从逆变器部120输出的电流Iinv在时刻t4～时刻t5的期间接近0(零)。
开关控制装置150在从第一电容器125的放电完成的时刻t4经过了期间T0的时刻t5，将第一开关U以及第四开关Y切换为切断，将第二开关X以及第三开关V切换为接通。此时，由于施加于第一电容器125的电压Vmersc为0(零)，因此形成软开关。
当第一开关U以及第四开关Y切换为切断，第二开关X以及第三开关V切换为接通时，如图3的状态F，由于第四开关Y切断，因此，流入第二交流端子122的电流经由第三开关V而趋近第一直流端子123。由于第一开关U切断，因此，流入第一直流端子123的电流趋近第一电容器125。流入第一电容器125的电流进一步接近0(零)。该电流在第一电容器125结束充电之前如图3的状态F那样流动，在第一电容器125的充电完成的时刻为0(零)。
如图4A所示，在时刻t5～时刻t6期间，施加于第一电容器125的电压Vmersc上升。另外，与施加于第一电容器125的电压Vmersc的上升相应地，从逆变器部120输出的电流Iinv接近0(零)。当在时刻t6第一电容器125的充电结束时，施加于第一电容器125的电压Vmersc达到峰值。此时，从逆变器部120输出的电流Iinv为0(零)。
在时刻t6，当第一电容器125完成充电时，第一开关U以及第四开关Y切断，第二开关X以及第三开关V接通，因此返回作为初始状态的状态A。逆变器部120重复进行以上动作。
如图3的状态C以及状态F所示那样，在进行第一电容器125的充电时，电流从第一直流端子123向第一电容器125流入。即，第一电容器125必定在第一直流端子123侧积存正电荷，在第二直流端子124侧积存负电荷。因此，作为第一电容器125，能够利用具有极性的电容器。另外，向准谐振元件130所包含的第二电容器流入的电流的方向并非恒定。因此，作为第二电容器，无法利用具有极性的电容器，而是利用无极性的电容器。
如图4A所示，作为从逆变器部120输出的电流Iinv，输出交流电流的一个周期的电流。即，逆变器部120输出与开关频率f相同频率的交流电流。
在图4A中，示出施加于第一电容器125的电压Vmersc保持为0(零)的期间T0超过0(零)的情况。与此相对，在图4B中，示出施加于第一电容器125的电压Vmersc保持为0(零)的期间T0为0(零)的情况。以下，参照图3以及图4B说明施加于第一电容器125的电压Vmersc保持为0(零)的期间T0为0(零)的情况下的逆变器部120的动作的一例。
初始状态被设为如下状态，第一电容器125被充电，第一开关U以及第四开关Y切断，第二开关X以及第三开关V接通。
在施加于第一电容器125的电压Vmersc保持为0(零)的期间T0为0(零)的情况下，如图4B所示，第一电容器125在时刻t0～时刻t1进行放电。并且，在时刻t1施加于第一传感器125的电压Vmersc为0(零)。图4B所示的时刻t0～时刻t1的逆变器部120的动作与图4A所示的时刻t0～时刻t1的逆变器部120的动作相同。
在图4A所示的例子中，设置在时刻t1之后，施加于第一电容器125的电压Vmersc保持为0(零)的期间T0。相对于此，在图4B所示的例子中，施加于第一电容器125的电压Vmersc保持为0(零)的期间T0为0(零)。因此，开关控制装置150在第一电容器125的放电结束的时刻t1(即，在第一电容器125的放电结束后不间隔时间地)将第一开关U以及第四开关Y切换为接通，将第二开关X以及第三开关V切换为切断。
于是，第一电容器125在时刻t1～时刻t2期间进行充电，在时刻t2～时刻t3期间进行放电。然后，在时刻t3施加于第一电容器125的电压Vmersc为0(零)。如此，在图4B所示的例子中，第一开关U、第二开关X、第三开关V以及第四开关Y从图3的状态A向状态C转变，不形成状态B。图4B所示的时刻t1～时刻t3期间的逆变器部120的动作与图4A所示的时刻t2～时刻t4期间的逆变器部120的动作相同。
之后，在如4A所示的例子中，设置施加于第一电容器125的电压Vmersc保持为0(零)的期间T0。相对于此，在图4B所示的例子中，施加于第一电容器125的电压Vmersc保持为0(零)的期间T0为0(零)。因此，开关控制装置150在第一电容器125的放电结束的时刻t3(即，第一电容器125的放电结束后不间隔时间地)将第一开关U以及第四开关Y切换为切断，将第二开关X以及第三开关V切换为接通。
于是，第一电容器125在时刻t3～时刻t4期间进行充电。如此，在图4B所示的例子中，第一开关U、第二开关X、第三开关V以及第四开关Y从图3的状态D向状态F转变，不形成状态E。图4B所示的时刻t3～时刻t4期间的逆变器部120的动作与图4A所示的时刻t5～时刻t6期间的逆变器部120的动作相同。
如图4B所示，从逆变器部120输出的电流Iinv从时刻t0随着第一电容器125的放电而在正方向上增加。并且，从逆变器部120输出的电流Iinv在第一电容器125的放电结束的时刻t1达到峰值。从逆变器部120输出的电流Iinv从时刻t1随着第一电容器125的充电而接近0(零)。并且，从逆变器部120输出的电流Iinv在第一电容器125的充电完成的时刻t2为0(零)。
从逆变器部120输出的电流Iinv的朝向从时刻t2起与时刻t0～时刻t2中的朝向相反。从逆变器部120输出的电流Iinv从时刻t2起随着第一电容器125的放电而在与时刻t0～时刻t2的朝向相反的方向上增加。并且，从逆变器部120输出的Iinv在第一电容器125的放电结束的时刻t3达到与时刻t0～时刻t2的朝向相反方向的峰值。从逆变器部120输出的电流Iinv从时刻t3开始随着第一电容器125的充电而接近0(零)。并且，从逆变器部120输出的电流Iinv在第一电容器125的充电完成的时刻t4变为0(零)。
开关控制装置150在施加于第一电容器125的电压Vmersc为0(零)的时刻t1以及时刻t3，对第一开关U以及第四开关Y和第二开关X以及第三开关V的接通、切断进行切换。通过这样做，开关控制装置150即便在施加于第一电容器125的电压Vmersc保持为0(零)的期间T0为0(零)的情况下也能够实现软开关。
另外，第一电容器125的充电以及放电所消耗的期间是根据第一电容器125的静电容Cm与表观上的感性负载210的电感L’确定的谐振频率的半个周期。因此，如图4B所示，在施加于第一电容器125的电压Vmersc保持为0(零)的期间T0为0(零)的情况下从逆变器部120输出的电流Iinv的频率，与根据第一电容器125的静电容Cm与表观上的感性负载210的电感L’确定的谐振频率相等。
根据以上说明明显可知，在通过第一开关U以及第四开关Y和第二开关X以及第三开关V的接通、切断的切换而流过第一开关U、第二开关X、第三开关V以及第四开关Y的全部或一部分的交流电流的路径上，串联配置第一电容器125以及准谐振元件130。此外，在本实施方式中，该交流电流在逆变器部120中除了处于图3所示的状态B以及状态E的情况之外不分流。
另外，如图1所示，在对第一电容器125施加有电压的状态(正进行充放电的状态)下，逆变器部120、准谐振元件130以及感性负载180能够视为第一电容器125、准谐振元件130以及电感为L的感性负载180串联连接的串联谐振电路。另外，准谐振元件130以及感性负载180与具有电感L’的表观上的感性负载210等效。由此，逆变器部120、准谐振元件130以及感性负载180串联连接而成的串联谐振电路能够视为第一电容器125以及表观上的感性负载210串联连接而成的串联谐振电路。
因此，第一电容器125以根据第一电容器125的静电容Cm与表观上的感性负载210的电容L’确定的谐振频率fres(＝2π×√(L’×Cm))的半周期进行充电以及放电。即，施加于第一电容器125的电压Vmersc在第一电容器125的充电开始时为0(零)，随第一电容器125的充电同时上升，随第一电容器125的放电同时减少。并且，在从第一电容器125的充电开始的时刻经过频率fres的半周期的时刻，施加于第一电容器125的电压Vmersc再次变为0(零)。
即，第一电容器125与表观上的感性负载210以根据第一电容器125的静电容Cm与表观上的感性负载210的电感L’确定的谐振频率fres进行谐振。为了使第一电容器125与表观上的感性负载210进行谐振，需要存在第一电容器125与表观上的感性负载210的合成电抗(＝ωL’-1/(ω×Cm))变为0(零)时的角频率ω。为了存在ω＝1/√(L’×Cm)的角频率ω，需要L’×Cm是正的实数。第一电容器125的静电容Cm是标量值，因此是正值。由此，为了使L’×Cm是正值，需要表观上的感性负载210的电感L’是正值(即，大于0(零)的值)。
当施加于第一电容器125的电压Vmersc变为0(零)时，在进行第一开关U以及第四开关Y和第二开关X以及第三开关V的接通、切断的切换之前，电流不向第一电容器125流动。开关控制装置150在该时刻切换第一开关U以及第四开关Y和第二开关X以及第三开关V的接通、切断，由此能够实现软开关。
另外，开关控制装置150通过调整施加于第一电容器125的电压Vmersc变为(零)0的期间，由此能够调整从逆变器120输出的电流Iinv的频率。从施加于第一电容器125的电压Vmersc变为0(零)的时刻到进行第一开关U以及第四开关Y和第二开关X以及第三开关V的接通、切断的切换的时刻为止的期间，与施加于第一电容器125的电压Vmersc变为0(零)的期间T0相同。于是，以下(3)式的关系式成立。
[式2]
Figure GDA0002209211580000171
根据(3)式，谐振频率fres的一个周期的期间用以下的(4)式表示。
[式3]
Figure GDA0002209211580000172
施加于第一电容器125的电压Vmersc变为0(零)的期间T0是0(零)以上的值。由此，根据第一电容器125的静电容Cm与表观上的感性负载210的电感L’确定的谐振频率fres的一个周期为逆变器部120的开关频率f的一个周期以下。即，根据第一电容器125的静电容Cm与表观上的感性负载210的电感L’确定的谐振频率fres需要是比开关频率f大的值。由此，第一电容器125的静电容Cm需要是满足以下(5)式的值。
[式4]
Figure GDA0002209211580000181
假设在谐振频率fres低于逆变器部120的开关频率f的情况下，逆变器部120不会发生施加于第一电容器125的电压Vmersc变为0(零)的情况，无法进行软开关。
这样，逆变器部120的开关频率f变为包括第一电容器125、准谐振元件130以及感性负载180在内的谐振电路的谐振频率fres以下。
如上，电源***100在逆变器部120的开关频率是f的情况下，需要具有满足L’＞0以及(5)式的第一电容器125、准谐振元件130以及感性负载180。在满足(5)式的情况下，√(L’×Cm)为正值。第一电容器125的静电容Cm为正值。因此，也满足L’＞0的关系式。
由此，电源***100只要具有在逆变器部120的开关频率为f的情况下满足(5)式的第一电容器125、准谐振元件130以及感性负载180即可。
如以上说明，电源***100通过降低从逆变器部120观察到的感性负载180的表观上的电感，由此能够降低感性负载180的表观上的电抗，能够降低从逆变器部120输出的电压Vinv。若从逆变器部120输出的电流相同，则与不具有准谐振元件130的情况相比，具有准谐振元件130的情况下的逆变器部120的容量较少。
另外，电源***100通过以逆变器部120的开关频率f以上的频率使第一电容器125与表观上的感性负载210谐振，由此能够产生施加于第一电容器125的电压Vmersc变为0(零)的期间。并且，电源***1000通过在此期间切换第一开关U以及第四开关Y、第二开关X以及第三开关V的接通、切断，由此能够实现软开关。
另外，电源***100具有在能够作为逆变器部120的开关频率获取的全部频率下满足(5)式的、第一电容器125、准谐振元件130以及感性负载180。通过这样做，电源***100即便在通过开关控制装置150改变了逆变器部120的开关频率f的情况下，也能够实现从逆变器部120输出的电压Vinv的降低(即，逆变器部120的容量的降低)以及软开关。
另外，准谐振元件130与感性负载180串联连接，并非并联连接。另外，在比逆变器部120靠感性负载180侧的位置，不存在与感性负载180并联连接的电容器(具有容抗的被动元件)。因此，准谐振元件130以及感性负载180不构成闭路。由此，不产生振荡电流。因此，能够抑制预想外的电流向感性负载180流入。根据以上内容，逆变器部120即便不使用振动抑制电路等特定装置，也能够将振动得到抑制的所希望的电流传送至感性负载180。
逆变器部120如前述那样进行第一开关U以及第四开关Y、第二开关X以及第三开关V的接通、切断的切换。因此，逆变器部120反复进行回收积蓄在感性负载180的磁能并作为静电能积蓄而向第一电容器125充电、以及将第一电容器125中积蓄的静电能向感性负载180供给。由此，施加于第一电容器125的电压Vmercs变为如图4A以及图4B所示那样包括变为0(零)的期间的交流电压。即，第一电容器125并非用于使从整流器112输出的直流电的波形变平滑。假设在第一电容器125用于使从整流器112输出的直流电的波形变平滑的情况下，虽然施加于第一电容器125的电压产生脉动流所带来的变动，但如图5所示那样大体为恒定值Ed，不会取得0(零)值。此外，在该情况下，需要仅使准谐振元件130以及感性负载180谐振。但是，在(5)式所示的条件下，仅准谐振元件130以及感性负载180不进行谐振。
(逆变器部120的容量的降低方法)
将从逆变器部120输出的电压作为Vinv，将从逆变器部120输出的电流作为Iinv，将施加于准谐振元件130的电压作为Vr，将施加于感性负载180的电压设为Vload。逆变器部120的容量是Iinv×Vinv。另外，施加于感性负载180的电压Vload是从逆变器部120供给的电压Vinv与施加于准谐振元件130的电压Vr之和。由此，以下(6)式成立。
Vload＝Vinv+Vr···(6)
即，逆变器部120与准谐振元件130分担施加于感性负载180的电压。
电流控制装置160控制整流器112的动作，以使得从逆变器部120输出的电流Iinv达到目标值。因此，为了降低逆变器部120的容量(＝Iinv×Vinv)的值，只要降低从逆变器部120输出的电压Vinv即可。从逆变器部120输出的电压Vinv用以下(7)式表示。
[式5]
Figure GDA0002209211580000201
因此，越是增大第一电容器125的静电容Cm，从逆变器部120输出的电压Vinv越小。
在向第一电容器125施加有电压的状态下，第一电容器125、准谐振元件130以及感性负载180以谐振频率fres进行谐振(关于谐振频率fres，参照(5)式)。若谐振频率fres不变，则越是增大第一电容器125的静电容Cm，电感L’越小。由于电感L’用如下的(8)式表示，因此准谐振元件130的第二电容器的静电容Cr越小，电感L’越小。
[式6]
Figure GDA0002209211580000202
(具体设计方法)
在此，具体说明设计第一电容器125的静电容Cm的方法的具体例。在此，开关控制装置150以9.9[kHz]～7.0[kHz]的开关频率f切换第一开关U以及第四开关Y、第二开关X以及第三开关V。在该情况下，从逆变器部120输出的电流Iinv的频率为9.9[kHz]～7.0[kHz]。
准谐振元件130的第二电容器的静电容Cr设为30[μF]。从逆变器部120输出的电流Iinv的每个频率的感性负载180的电感L被预先测定，如下所示。
9.9[kHz]时；23.7[μH]
7.0[kHz]时；24.2[μH]
在本实施方式中，利用具有准谐振元件130与感性负载180的合成电抗的表观上的感性负载210、以及第一电容器125引起谐振。但是，该谐振也能够视为具有第一电容器125与准谐振元件130的合成静电容作为静电容的电容器以及感性负载180的谐振。在此，假定电容器具有第一电容器125与准谐振元件130的合成静电容作为静电容。另外，将该电容器称作合成电容器。另外，将合成电容器的静电容设为Cres。于是，合成电容器的静电容Cres因与感性负载180的电感L谐振而如以下(9)式所示。
[式7]
Figure GDA0002209211580000211
从逆变器部120输出的电流Iinv的频率为9.9[kHz]时的合成电容器的静电容Cres约为10[μF](≒1/(2π×9.9×103)2×23.7×10-6)。由于从逆变器部120观察到的准谐振元件130以及感性负载180的合成电抗(＝ω×L’)用以下(10)式表示，因此以下的(11)式成立。
[式8]
Figure GDA0002209211580000212
Figure GDA0002209211580000213
由于表观上的感性负载210的电感L’需要超过0(零)的值，因此根据(11)式，进一步满足如下的(12)式。
[式9]
Figure GDA0002209211580000214
只要利用以上条件设计第一电容器125的静电容Cm，使得第一开关U以及第四开关Y、第二开关X以及第三开关V的接通、切断的切换变为软开关即可。
在从逆变器部120输出的电流Iinv的频率为9.9[kHz]的情况下，将施加于第一电容器125的电压Vmersc保持为0(零)的期间T0设为2.5[μsec](T0＝2.5[μsec])。施加于第一电容器125的电压Vmersc保持为0(零)的期间T0根据(3)式，能够利用如下的(13)式表示。
[式10]
Figure GDA0002209211580000221
在此，f是逆变器部120的开关频率(＝9.9[kHz])。fres是根据第一电容器125的静电容Cm与表观上的感性负载210的电感L’确定的谐振频率。
根据该(13)式，谐振频率fres用如下(14)式表示，约为10.4[kHz](≒1/(1/9.9×103-2×(2.5×10-6))。
[式11]
Figure GDA0002209211580000222
在此，频率为根据第一电容器125的静电容Cm与表观上的感性负载210的电感L’确定的谐振频率fres时的角频率ωres用如下(15)式表示。
ωres＝2πfres···(15)
由于第一电容器125的静电容Cm与表观上的感性负载210的电感L’谐振，因此如下(16)式成立。
[式12]
Figure GDA0002209211580000223
由于L＝23.7[μH]、Cr＝30[μF]，因此，根据(16)式，Cm≒15[μF]。即，作为第一电容器125，只要使用静电容为15[μF]的电容器即可。此外，(16)式是使用(8)式使(5)式的等式的部分变形而得到的算式。第一电容器125的静电容Cm根据(5)式，只要满足如下的(17)式即可。
[式13]
Figure GDA0002209211580000224
接下来，说明Cm＝15[μF]，开关控制装置150将逆变器部120的开关频率f变更为7.0[kHz]的情况。
由于L’＞0，因此根据(8)式，准谐振元件130的第二电容器的静电容Cr的值需要满足如下(18)式的关系式。将(18)式变形为如下(19)式那样。
[式14]
Figure GDA0002209211580000231
Figure GDA0002209211580000232
频率为逆变器部120的开关频率f时的角频率ω是2π×7.0×103[rad/s]。逆变器部120的开关频率f为7.0[kHz]的情况下的感性负载180的电感L如前述那样是24.2[μH]。
由此，根据(19)式，准谐振元件130的第二电容器的静电容Cr需要超过约21.4[μF](≒1/((2π×7×103)2×24.2×10-6))。在此，由于准谐振元件130的第二电容器的静电容Cr为30[μF]，因此满足(19)式。即，由于表观上的感性负载210的电感L’的值为正值，因此准谐振元件130以及感性负载180与第一电容器125谐振。
另外，逆变器部120的开关频率f为7.0[kHz]的情况下的表观上的感性负载210的电感L’根据(8)式约为7.0[μH](＝24.2×10-6-1/((2π×7.0×103)2×30×10-6))。根据表观上的感性负载210的电感L’与第一电容器125的静电容Cm确定的谐振频率fres根据(5)式约为15.5[kHz](＝1/(2π×√(7.0×10-6×15×10-6))。因此，谐振频率fres比7.0[kHz]高。由此，逆变器部120在开关频率f为7.0[kHz]的情况下也能够实现软开关。
准谐振元件130的第二电容器的静电容Cr根据感性负载180的电感L与开关频率f确定为满足(18)式。第一电容器125的静电容Cm使用如此确定的准谐振元件130的第二电容器的静电容Cr确定为满足(17)式。例如，在感性负载180是用于对钢板等被加热物进行感应加热的线圈与被加热物的情况下，准谐振元件130的第二电容器的静电容Cr例如从6.5[μF]～250[μF]的范围选择合适的值，第一电容器125的静电容Cm例如从0.06[μF]～20[μF]的范围选择合适的值。
(模拟结果)
图6A以及图6B是示出本实施方式的电源***100的动作模拟结果的一例的图。图6A的波形是逆变器部120的开关频率f为9.9[kHz]、且感性负载180的电感L为23.7[μH]时的波形。图6B的波形是逆变器部120的开关频率f为7.0[kHz]、且感性负载180的电感L为24.2[μH]时的波形。另外，图6A以及图6B所示的波形是第一电容器125的静电容Cm为15[μF]、且准谐振元件130的第二电容器的静电容Cr为30[μF]时的波形。
Iinv表示从逆变器部120输出的电流。Vinv表示从逆变器部120输出的电压。Vmersc表示施加于第一电容器125的电压。此外，在图6A以及图6B中，从逆变器部120输出的电流Iinv的波形的附近附加的Arms表示该波形(电流Iinv)的有效值。另外，从逆变器部120输出的电压Vinv以及施加于第一电容器125的电压Vmersc的波形的附近附加的Vrms表示该波形(电压Vinv、Vmersc)的有效值。
U-Ygate表示从开关控制装置150向第一开关U以及第四开关Y发送的切换信号。开关控制装置150向第二开关X以及第三开关V发送与U-Ygate表示的切换信号相反的切换信号V-Xgate。
在图6A以及图6B中，当观察切换信号U-Ygate与施加于第一电容器125的电压Vmersc时可知，在任一开关频率f下，在施加于第一电容器125的电压Vmersc的值为0(零)时，进行切换信号U-Ygate的切换。即，可知第一开关U、第二开关X、第三开关V以及第四开关Y在不向第一电容器125施加电压的状态下进行接通、切断的切换。因此，可知实现了软开关。另外，还可知不会因从逆变器部120输出的电流Iinv而产生振荡电流。
图7是以表形式示出发明例的电源***与比较例的电源***的模拟结果的图。发明例的电源***是本实施方式的电源***100。比较例的电源***相对于本实施方式的电源***100除去了准谐振元件130。除了准谐振元件130的有无之外，发明例的电源***与比较例的电源***没有区别。此外，图7所示的Arms、Vrms与图6A以及图6B同样的表示有效值。
在图7中，示出逆变器部120的开关频率f为9.9[kHz]以及7.0[kHz]的两次模拟的结果。另外，各电源***的第一电容器125的静电容Cm为15[μF]。发明例的电源***的准谐振元件130(第二电容器)的静电容Cr是30[μF]。比较例的电源***的第一电容器125的静电容是9.3[μF]。另外，感性负载180的电感L在开关频率f为9.9[kHz]的情况下为23.7[μH]，在7.0[kHz]的情况下为24.2[μH]。另外，在模拟中，发明例以及比较例的逆变器部120输出相同的电流。
如图7所示，在任一开关频率f下，从逆变器部120输出的电压Vinv均表现出，发明例的电源***100的情况下较小。结果是，发明例的电源***100的逆变器部120的容量比比较例的电源***的逆变器部120的容量小。即，能够通过使用准谐振元件130降低电源***的逆变器部120的容量。
<变形例>
在本实施方式中，举例说明准谐振元件130由第二电容器构成的情况。但是，准谐振元件130只要包含第二电容器即可。另外，第二电容器既可以是一个电容器，也可以是彼此相连的多个电容器。上述多个电容器可以彼此串联连接，可以彼此并联连接，也可以混合存在串联连接的部分与并联连接的部分。在利用彼此相连的多个电容器构成第二电容器的情况下，在本实施方式的说明中，准谐振元件130的第二电容器的静电容Cr成为上述多个电容器的合成静电容。
另外，在基于准谐振元件130所包含的第二电容器的静电容的容抗比感性负载180的感抗大的情况下，准谐振元件130也可以在第二电容器的基础上进一步具有电抗器。然而，与本实施方式中说明的相同，磁能再生开关的比输出端靠近感性负载180侧的感抗的值大于磁能再生开关的比输出端靠近感性负载180侧的容抗的值。
在该情况下，在本实施方式的说明中，例如，只要将感性负载180的电感L替换为感性负载180和准谐振元件130所包含的电抗器的合成电感即可。由此，准谐振元件130的感抗与感性负载180的感抗的合成电抗的值超过准谐振元件130的容抗的值。于是，第二电容器的静电容Cr大于和对第一开关U、第二开关X、第三开关V以及第四开关Y进行切换的开关频率f对应的角频率ω(＝2πf)的平方与准谐振元件130的电感和感性负载180的电感的合成电感相乘的值的倒数。即，第二电容器的静电容Cr满足将(19)式的L设为准谐振元件130的电感与感性负载180的电感的合成电感的条件。
另外，在本实施方式中，举例说明了第一电容器125由一个电容器构成的情况。但是，第一电容器125只要使用至少一个电容器构成即可。也可以将多个电容器相互连接而用作第一电容器125。上述的多个电容器可以相互串联连接，可以相互并联连接，也可以混合存在串联连接的部分与并联连接的部分。在该情况下，在本实施方式的说明中，第一电容器125的静电容Cm是上述多个电容器的合成静电容。
(第二实施方式)
接下来，说明第二实施方式。在本实施方式中，说明能够调整从逆变器部120输出的电流Iinv的电源***。具体而言，在逆变器部120与准谐振元件130以及感性负载180之间配置变压器。这样，本实施方式相对于第一实施方式追加了变压器。因此，在本实施方式的说明中，对于与第一实施方式相同的部分标注与图1～图7所标注符号相同的符号等，省略详细说明。另外，在本实施方式中，与第一实施方式相同，也举例说明准谐振元件130由第二电容器构成的情况。
图8是示出电源***800的结构的一例的图。电源***800在直流电源部110、逆变器部120、准谐振元件130、电流互感器140、开关控制装置150、电流控制装置160以及频率设定装置170的基础上还具有变压器810。此外，电源***800不具有用于抑制振荡电流的特定装置(振动抑制电路)。
变压器810使从逆变器部120输出的电压Vinv升压或降压。变压器810的一次绕组(输入侧的绕组)的一端与第二交流端子122相互连接。变压器810的一次绕组的另一端与第一交流端子121相互连接。变压器810的二次绕组(输出侧的绕组)的一端与准谐振元件130的一端相互连接。变压器810的二次绕组的另一端与感性负载180的另一端相互连接。此外，感性负载180的一端与准谐振元件130的另一端连接。
在此，将变压器810的匝数比设为n。匝数比n是变压器810的一次绕组的匝数除以二次绕组的匝数的比值(n＝一次绕组的匝数÷二次绕组的匝数)。在变压器810是降压变压器的情况下，匝数比n大于1。在变压器810是升压变压器的情况下，匝数比n小于1。
以下，为了简化说明，变压器810设为理想变压器。变压器810的一次电压(施加于一次绕组的电压)是从逆变器部120输出的电压Vinv。变压器810的二次电压(产生于二次绕组的电压)用一次电压与匝数比的倒数之积(＝(1/n)Vinv)表示。另外，变压器810的一次电流(一次绕组中流动的电流)是从逆变器部120输出的电流Iinv。变压器810的二次电流量(二次绕组中流动的电流)用一次电流与匝数比n之积(＝nIinv)表示。由此，流向感性负载180的电流是从逆变器部120流出的电流Iinv的n倍。
在使用降压变压器作为变压器810的情况下，向感性负载180流动的电流比从逆变器部120输出的电流Iinv大。另一方面，在使用升压变压器作为变压器810的情况下，向感性负载180流动的电流比从逆变器部120输出的电力路Iinv小。由此，本实施方式的电源***800能够利用变压器810的匝数比n调整向感性负载180流动的电流。在使用降压变压器作为变压器810的情况下，即便不使大电流向逆变器部120流动，也能够使大电流向感性负载180流动。由此，例如作为第一开关U、第二开关X、第三开关V、第四开关Y以及第一电容器125，不需要使用大电流用的元件。
从逆变器部120的输出端观察感性负载180侧时的电感Z用如下(20)式表示。
[式15]
Figure GDA0002209211580000271
在此，R是感性负载180的电阻[Ω]。L是感性负载180的电感[H]。Cr是准谐振元件130的第二电容器的静电容[F]。n是变压器810的匝数比。j是虚数单位。
如通过第一实施方式说明那样，从逆变器部120观察到的准谐振元件130以及感性负载180的合成电抗(＝ω×L’)用(10)式表示。另外，由于表观上的感性负载210的电感L’大于0(零)，因此根据(11)式，(12)式成立。另一方面，在本实施方式中，从逆变器部120观察到的准谐振元件130以及感性负载180的合成电抗(＝ω×L’)在(20)式的右边第二项的小括号内示出。由此，为了使表观上的感性负载210的电感L’超过0(零)，需要满足如下(21)式。
[式16]
Figure GDA0002209211580000281
根据(21)式，(12)式成立。即，即便是变压器810，准谐振元件130的第二电容器的静电容Cr设定为与第一实施方式相同。
另外，根据(20)式，在本实施方式中，表观上的感性负载210的电感L’用如下(22)式表示。
[式17]
Figure GDA0002209211580000282
因此，若将(22)式代入(5)式，则以下的(23)式成立。
[式18]
Figure GDA0002209211580000283
由此，在本实施方式中，只要将第一电容器125的静电容Cm设计为，代替(17)式而满足(23)式即可。
此外，在本实施方式中，也能够采用第一实施方式中说明的变形例。
(第三实施方式)
接下来，说明第三实施方式。在第一实施方式以及第二实施方式中，举例说明利用全桥电路构成磁能再生开关的情况。相对于此，在本实施方式中，举例说明利用半桥电路构成磁能再生开关的情况。这样，本实施方式、第一实施方式以及第二实施方式主要是磁能再生开关的构成不同。因此，，在本实施方式的说明中，对于与第一实施方式以及第二实施方式相同的部分，标注与图1～图8中标注的标记相同的标记等，省略详细说明。
<电路结构>
图9是示出电源***900的结构的一例的图。电源***900具有直流电源部110、逆变器部920、准谐振元件130、电流互感器140、开关控制装置150、电流控制装置160以及频率设定装置170。此外，电源***900不具有用于抑制振荡电流的特定装置(振动抑制电路)。
[逆变器部920]
逆变器部920与第一实施方式以及第二实施方式的逆变器部120相同，将从直流电源部110输出的直流电转换为与切换逆变器部920的各开关的开关频率相同频率的交流电。并且，逆变器部920向感性负载180供给该频率的交流电。逆变器部920具有磁能再生开关。
说明本实施方式的逆变器部920(磁能再生开关)的结构的一例。
逆变器部920具有第一开关U、第二开关X、第一二极管D5、第二二极管D6、第一交流端子921、第二交流端子922、925、第一直流端子923、第二直流端子924、以及多个第一电容器。在本实施方式中，逆变器部920具有高侧电容器926以及低侧电容器927作为多个第一电容器。
第一开关U与第一实施方式中说明的第一开关U相同。第二开关X与第一实施方式中说明的第二开关X相同。因此，在此，省略第一开关U以及第二开关X的详细说明。与第一实施方式相同，将回流二极管D1、D2的正向侧的端部与自灭弧元件S1、S2的和正向相反侧的端部的连接点作为负极端子。将自灭弧元件S1、S2的正向侧的端部与回流二极管D1、D2的和正向相反侧的端部的连接点作为正极端子。
二极管D5、D6具有第一端部与第二端部。二极管D5、D6作为导通状态而仅具有使电流从第一端部流向第二端部但不使电流从第二端部流向第一端部的状态。将二极管D5、D6的从第一端部朝向第二端部的方向设为二极管D5、D6的正向。将二极管D5、D6的第一端部作为负极端子。将二极管D5、D6的第二端部设为正极端子。
说明逆变器部920的各部分的连接方式。
第一开关U的负极端子与第二开关X的正极端子相互连接。第一二极管D5的负极端子与第二二极管D6的正极端子相互连接。第一开关U的正极端子与第一二极管D5的正极端子相互连接。第二开关X的负极端子与第二二极管D6的负极端子相互连接。
第一交流端子921连接于第一开关U的负极端子与第二开关X的正极端子的连接点。第二交流端子922、925连接于第一二极管D5的负极端子与第二二极管D6的正极端子的连接点。在第二交流端子922、925上连接准谐振元件130的一端。在本实施方式中，第一交流端子921以及第二交流端子922、925是逆变器部920的输出端。此外，在图9中，为了方便记载，示出了两个第二交流端子922、925，单能够将它们视为一个端子。
第一直流端子923连接于第一开关U的正极端子与第一二极管D5的正极端子的连接点。在第一直流端子923上连接电抗器113的另一端。第二直流端子924连接于第二开关X的负极端子与第二二极管D6的负极端子的连接点。在第二直流端子924上连接整流器112的输出侧的另一端。在本实施方式中，第一直流端子923以及第二直流端924是逆变器部920的输入端。如上，在第一直流端子923与第二直流端子924之间连接直流电源部110。
高侧电容器926连接于第一开关U的正极端子以及第一二极管D5的正极端子的连接点、和第一二极管D5的负极端子以及第二二极管D6的正极端子的连接点之间。如上所述，在第一开关U的正极端子与第一二极管D5的正极端子的连接点上还连接第一直流端子923。另外，在第一二极管D5的负极端子与第二二极管D6的正极端子的连接点上还连接第二交流端子922。高侧电容器926是具有极性的电容器。
低侧电容器927连接于第二开关的负极端子以及第二二极管D6的负极端子的接触点、和第一二极管D5的负极端子以及第二二极管D6的正极端子的连接点之间。如上所述，在第二开关X的负极端子与第二二极管D6的负极端子的连接点上还连接第二直流端子924。另外，在第一二极管D5的负极端子与第二二极管D6的正极端子的连接点上连接高侧电容器926的一端。即，构成多个第一电容器的高侧电容器926以及低侧电容器927中的、作为一方的第一电容器的高侧电容器926的一端与作为另一方的第一电容器的低侧电容器927的一端相互连接。低侧电容器927是具有极性的电容器。
[感性负载180]
感性负载180在逆变器部920的第一交流端子921与第二交流端子922、925之间，相对于高侧电容器926以及低侧电容器927串联连接。在图9所示的例子中，感性负载180的一端与准谐振元件130的另一端相互连接。感性负载180的另一端与逆变器部920的第一交流端子921相互连接。如上，感性负载180连接在第一交流端子921与第二交流端子922、925之间。另外，准谐振元件130在第一交流端子921与第二交流端子922、925之间相对于感性负载180串联连接。
<逆变器部920的动作>
接下来，说明逆变器部920的动作的一例。图10是说明逆变器部920的电流的流动的一例的图。图11A是说明第一开关U的切换信号Ugate、施加于高侧电容器926的电压Vmersc1、施加于低侧电容器927的电压Vmersc2以及从逆变器部920输出的电流Iinv之间的关系的第一例的图。图11B是说明第一开关U的切换信号Ugate、施加于高侧逆变器926的电压Vmersc1、施加于低侧电容器927的电压Vmersc2以及从逆变器部920输出的电流Iinv之间的关系的第二例的图。
首先，说明施加于高侧电容器926以及低侧电容器927的电压Vmersc1、Vmersc2保持为0(零)的期间T0超过0(零)的情况的、逆变器部920的动作的一例。
初始状态被设为如下状态，高侧电容器926被充电，低侧电容器927的充电结束，第一开关U接通，第二开关X切断。
如图10的状态A，当高侧电容器926开始放电时，从高侧电容器926放出的电流趋近第一直流端子923。由于第一开关U接通，因此，向第一直流端子923流入的电流经由第一开关U而流向第一交流端子921。并且，由于第二开关X切断，因此，流入第一交流端子921的电流无法流向第二开关X的正极端子侧，而是流向感性负载180以及准谐振元件130流动。通过准谐振元件130后的电流向第二交流端子922流入，向高侧电容器926返回。
使用图11A说明高侧电容器926开始放电后的施加于高侧电容器926以及低侧电容器927的电压的变化、以及从逆变器部920输出的电流的变化。Ugate是开关控制装置150向第一开关U发送的信号，且是第一开关U的接通、切断的切换信号。此外，在切换信号Ugate示出接通的值时，第一开关U处于接通的状态，在切换信号Ugate示出切断的值时，第一开关U处于切断的状态。另外，在此，虽省略图示，开关控制装置150还向第二开关X发送切换信号Xgate。切换信号Xgate的值表示与向第一开关U发送的切换信号相反的值。即，切换信号Xgate的值在切换信号Ugate示出接通的值时示出切断的值，在切换信号Ugate示出切断的值时示出接通的值。Vmersc1表示施加于高侧电容器926的电压。Vmersc2表示施加于低侧电容器927的电压。Iinv表示从逆变器部920输出的电流。t0表示高侧电容器926开始放电的时刻。
当高侧电容器926开始放电时，从逆变器部920输出的电流Iinv在正方向上增加，施加于高侧电容器926的电压Vmersc1开始减少。当高侧电容器926结束放电时，施加于高侧电容器926的电压Vmersc1变为0(零)。t1表示高侧电容器926结束放电的时刻。在时刻t0，低侧电容器927结束放电。另外，在时刻t0～时刻t1期间，电流不向低侧电容器927流动。由此，该期间中的施加于低侧电容器927的电压Vmersc2变为0(零)。
在时刻t1，当高侧电容器926的放电完成时，从逆变器部920输出的电流Iinv达到峰值，高侧电容器926的电压Vmersc1变为0(零)。由此，第一直流端子923与第二直流端子924之间的电压变为0(零)。在该情况下，如图10的状态B，流入第二交流端子922的电流经由二极管D5而趋近第一直流端子923，经由第一开关U而趋近第一交流端子921。在该情况下，施加于高侧电容器926以及低侧电容器927的电压Vmersc1、Vmersc2是0(零)。由此，施加于第一开关U以及第二开关X的电压也为0(零)。将施加于高侧电容器926以及低侧电容器927的电压Vmersc1、Vmersc2为0(零)的期间设为T0。
在图10的状态B下，向逆变器部920以及感性负载180流动的电流随着根据感性负载180的电感以及电阻成分确定的时间常数而逐渐减少。如图11A所示，从逆变器部920输出的电流Iinv在时刻t1～时刻t2的期间减少。
开关控制装置150在从高侧电容器926的放电结束的时刻t1经过了期间T0的时刻t2，将第一开关U切换为切断，将第二开关X切换为接通。此时，由于施加于高侧电容器926以及低侧电容器927的电压Vmersc1、Vmersc2为0(零)，因此形成软开关。
当第一开关U切换为切断，第二开关X切换为接通时，如图10的状态C，由于第一开关U切断，因此，流入第二交流端子922、925的电流趋近低侧电容器927。流入低侧电容器927的电流被利用于低侧电容器927并逐渐减少。该电流在低侧电容器927结束充电之前如图10的状态C那样流动，在低侧电容器927的充电结束的时刻变为0(零)。在图11A中，低侧电容器927在时刻t3结束充电。
如图11A所示，在时刻t2～时刻t3期间，施加于低侧电容器927的电压Vmersc2上升。另外，与施加于低侧电容器927的电压Vmersc2的上升相应地，从逆变器部920输出的电流Iinv减少。当在时刻t3低侧电容器927的充电结束时，施加于低侧电容器927的电压Vmersc2达到峰值。此时，从逆变器部920输出的电流Iinv变为0(零)。在时刻t1，高侧电容器926的放电结束。另外，在时刻t1～时刻t3的期间，电流不向高侧电容器926流动。由此，该期间中的施加于高侧电容器926的电压Vmersc1为0(零)。
在低侧电容器927的充电结束后，低侧电容器927开始放电。如图10的状态D，从低侧电容器927放出的电流趋近第二交流端子922、925。由于第一开关U切断，因此该电流向准谐振元件130以及感性负载180流入。向感性负载180流入的电流趋近第一交流端子921，向第一交流端子921流入。由于第一开关U切断，第二开关X接通，因此，流入第一交流端子921的电流经由第二开关X而返回低侧电容器927。即，向准谐振元件130以及感性负载180流入的电流的朝向与状态A～C时相反。这样，逆变器部920以利用开关控制装置150设定的开关频率f切换第一开关U以及第二开关X的接通、切断，由此输出与开关频率f相同频率的电流Iinv。
在图11A中，低侧电容器927在时刻t4结束放电。如图11A所示，施加于低侧电容器927的电压Vmersc2与低侧电容器927的放电相应地从时刻t3开始持续减少，在时刻t4变为0(零)。另外，从逆变器部920输出的电流Iinv与低侧电容器927的放电相应地在与时刻t0～时刻t3的朝向相反的方向上增加。并且，从逆变器部920输出的电流Iinv在低侧电容器927的放电结束的时刻t4达到与时刻t0～时刻t3的朝向相反方向的峰值。
在时刻t3～时刻t4之间从逆变器部920输出的电流Iinv的方向与在时刻t0～时刻t1之间从逆变器部920输出的电流Iinv相反。因此，在图11A的图表中，在时刻t3～时刻t4之间从逆变器部920输出的电流Iinv的值为正值。此外，在时刻t3～时刻t4的期间，电流也不向高侧电容器926流动，因此施加于高侧电容器926的电压Vmersc1为0(零)。
在时刻t4，当低侧电容器927的放电结束时，施加于低侧电容器927的电压Vmersc2变为0(零)。由此，第一直流端子923与第二直流端子924之间的电压变为0(零)。在该情况下，如图10的状态E，流入第一交流端子921的电流经由第二开关X而趋近第二直流端子924，经由第二二极管D6而趋近第二交流端子922。
在图10的状态E下，向逆变器部920以及感性负载180流动的电流根据基于感性负载180的电感以及电阻成分得到的时间常数而逐渐接近0(零)。如图11A所示，从逆变器部920输出的电流Iinv在时刻t4～时刻t5的期间接近0(零)。
开关控制装置150在从低侧电容器927的放电完成的时刻t4经过了期间T0的时刻t5，将第一开关U切换为接通，将第二开关X切换为切断。此时，由于施加于高侧电容器926以及低侧电容器927的电压Vmersc1、Vmersc2为0(零)，因此形成软开关。
当第一开关U切换为接通，第二开关X切换为切断时，如图10的状态F，由于第一开关U接通，第二开关X切断，因此，流入第一交流端子921的电流经由第一开关U而趋近第一直流端子923。流入第一直流端子923的电流趋近高侧电容器926。流入高侧电容器926的电流进一步接近0(零)。该电流高侧电容器926的充电结束之前如图10的状态F那样流动，在高侧电容器926的充电结束的时刻变为0(零)。
如图11A所示，在时刻t5～时刻t6期间，施加于高侧电容器926的电压Vmersc1上升。另外，与施加于高侧电容器926的电压Vmersc1的上升相应地，从逆变器部920输出的电流Iinv接近0(零)。当在时刻t6高侧电容器926的充电结束时，施加于高侧电容器926的电压Vmersc1达到峰值。此时，从逆变器部920输出的电流Iinv变为0(零)。在时刻t4，低侧电容器927的放电结束。另外，在时刻t4～时刻t6的期间，电流不向低侧电容器927流动。由此，该期间中施加于低侧电容器927的电压Vmersc2为0(零)。
在时刻t6，当高侧电容器926结束充电时，第一开关U接通，第二开关X切断，因此返回作为初始状态的状态A。逆变器部920重复进行以上操作。
如图10的状态C所示，在进行低侧电容器927的充电时，电流从第二交流端子922、925向低侧电容器927流入。另外，如图10的状态F所示，在进行高侧电容器926的充电时，电流从第一直流端子923向高侧电容器926流入。即，高侧电容器926必定在第一直流端子923侧储存正电荷，在第二交流端子922、925侧储存负电荷。低侧电容器927必定在第二交流端子922、925侧储存正电荷，在第二直流端子924侧储存负电荷。因此，作为高侧电容器926以及低侧电容器927，能够利用具有极性的电容器。另外，向准谐振元件130所包含的第二电容器流入的电流的方向并非恒定。因此，作为第二电容器，无法利用具有极性的电容器，而是利用无极性的电容器。
如图11A所示，作为从逆变器部920输出的电流Iinv，输出交流电流的一个周期的电流。即，逆变器部920输出与开关频率f相同频率的交流电流。在本实施方式中，切换第一开关U以及第二开关X的开关频率f变为磁能再生开关的输出频率。
在图11A中，示出施加于高侧电容器926以及低侧电容器927的电压Vmersc1、Vmersc2保持为0(零)的期间T0大于0(零)的情况。与此相对，在图11B中，示出施加于高侧电容器926以及低侧电容器927的电压Vmersc1、Vmersc2保持为0(零)的期间T0为0(零)的情况。以下，说明施加于高侧电容器926以及低侧电容器927的电压Vmersc1、Vmersc2保持为0(零)的期间T0为0(零)的情况下的、逆变器部920的动作的一例。
初始状态被设为如下状态，高侧电容器926被充电，低侧电容器927的放电结束，第一开关U接通，第二开关X切断。
在施加于高侧电容器926以及低侧电容器927的电压Vmersc1、Vmersc2保持为0(零)的期间T0为0(零)的情况下，如图11B所示，高侧电容器926在时刻t0～时刻t1进行放电。并且，在时刻t1施加于高侧电容器926的电压Vmersc1变为0(零)。图11B所示的时刻t0到时刻t1期间的逆变器部920的动作与图11A所示的时刻t0～时刻t1期间的逆变器部920的动作相同。
在图11A的例子中，设置时刻t1之后施加于高侧电容器926以及低侧电容器927的电压Vmersc1、Vmersc2保持为0(零)的期间T0。相对于此，在图11B所示的例子中，施加于高侧电容器926以及低侧电容器927的电压Vmersc1、Vmersc2保持为0(零)的期间T0为0(零)。因此，开关控制装置150在高侧电容器926的放电结束的时刻t1(即，从高侧电容器926的放电结束后不间隔时间地)将第一开关U切换为切断，将第二开关X切换为接通。
于是，低侧电容器927在从时刻t1到时刻t2的期间进行充电，在从时刻t2到时刻t3的期间进行放电。并且，在时刻t3，施加于低侧电容器927的电压Vmersc2变为0(零)。这样，在图11B所示的例子中，第一开关U以及第二开关X从图10的状态A向状态C转变，不形成状态B。图11B所示的时刻t1～时刻t3期间的逆变器部920的动作与图11A所示的时刻t2～t4期间的逆变器部920的动作相同。
之后，在图11A所示的例子中，设置施加于低侧电容器927的电压Vmersc2保持为0(零)的期间T0。相对于此，在图11B所示的例子中，施加于低侧电容器927的电压Vmersc2保持为0(零)的期间T0为0(零)。因此，开关控制装置150在低侧电容器927的放电结束的时刻t2(即，在低侧电容器927的放电结束后不间隔时间地)将第一开关U切换为接通，将第二开关X切换为切断。
于是，高侧电容器926在时刻t3～时刻t4之间进行充电。这样，在图11B所示的例子中，第一开关U以及第二开关X从图10的状态D向状态F转变，不形成状态E。图11B所示的时刻t3～时刻t4之间的逆变器部920的动作与图11A所示的时刻t5～时刻t6之间的逆变器部920的动作相同。
如图11B所示，从逆变器部920输出的电流Iinv从时刻t0伴随着高侧电容器926的放电在正方向上增加。并且，从逆变器部920输出的电流Iinv在高侧电容器926的放电结束的时刻t1达到峰值。从逆变器部920输出的电流Iinv从时刻t1随着低侧电容器927的充电而接近0(零)。并且，从逆变器部920输出的电流Iinv在低侧电容器927的充电结束的时刻t2变为0(零)。
从逆变器部920输出的电流Iinv的朝向从时刻t2变为与时刻t0～时刻t2中的朝向相反。从逆变器部920输出的电流Iinv从时刻t2随着低侧电容器927的放电在与时刻t0到时刻t2中的朝向相反的方向上增加。并且，从逆变器部920输出的电流Iinv在低侧电容器927的放电结束的时刻t3达到与时刻t0～时刻t2中的朝向相反方向的峰值。从逆变器部920输出的电流Iinv从时刻t3随着高侧电容器926的充电而接近0(零)。并且，从逆变器部920输出的电流Iinv在高侧电容器926的充电完成的时刻t4变为0(零)。
开关控制装置150在施加于高侧电容器926以及低侧电容器927的电压Vmersc1、Vmersc2变为0(零)的时刻t1以及时刻t3，切换第一开关U和第二开关X的接通、切换。通过这样做，开关控制装置150即便在施加于高侧电容器926以及低侧电容器927的电压Vmersc1、Vmersc2保持为0(零)的期间T0为0(零)的情况下，也能够实现软开关。
另外，高侧电容器926以及低侧电容器927的充电所耗费的期间以及放电所耗费的期间是根据高侧电容器926和低侧电容器927的静电容Cm1、Cm2、与表观上的感性负载210的电感L’确定的谐振频率的半个周期。因此，如图11B所示，在施加于高侧电容器926以及低侧电容器927的电压Vmersc1、Vmersc2保持为0(零)的期间T0为0(零)的情况下，从逆变器部920输出的电流量Iinv与根据高侧电容器926和低侧电容器927各自的静电容Cm1、Cm2、与表观上的感性负载210的电感L’确定的谐振频率相等。
根据以上说明显而易见，在借助第一开关U与第二开关X的接通、切断的切换而流过第一开关U以及第二开关X的一部分的交流电路的路径上，串联配置高侧电容器926、低侧电容器927以及准谐振元件130。
通过将第一实施方式中说明的第一电容器125的静电容Cm分别替换为高侧电容器926以及低侧电容器927的静电容Cm1、Cm2，由此能够实现高侧电容器926以及低侧电容器927的静电容Cm1、Cm2的设计。例如，在将高侧电容器926以及低侧电容器927的静电容Cm1、Cm2均设为Cm的情况下，高侧电容器926以及低侧电容器927的静电容Cm1、Cm2确定为与第一实施方式中说明的第一电容器125的静电容Cm相同。
即，高侧电容器926以及低侧电容器927的静电容Cm1、Cm2需要满足以下的(24)式、(25)式。电源***900在逆变器部920的开关频率为f的情况下，需要具有满足(24)式以及(25)式的高侧电容器926、低侧电容器927、准谐振元件130以及感性负载180。
[式19]
Figure GDA0002209211580000381
Figure GDA0002209211580000382
(逆变器部920的容量的降低方法)
准谐振元件130的第二电容器的静电容Cr、与高侧电容器926以及低侧电容器927的静电容Cm1、Cm2在第一实施方式中说明(逆变器部120的容量的降低方法)一栏中，将第一电容器125的静电容Cm分别替换为高侧电容器926以及低侧电容器927的静电容Cm1、Cm2。
即，高侧电容器926以及低侧电容器927的静电容Cm1、Cm2只要满足如下的(26)式、(27)式即可。
[式20]
Figure GDA0002209211580000383
Figure GDA0002209211580000384
换言之，关于高侧电容器926以及低侧电容器927各自的静电容Cm1、Cm2，只要满足第一实施方式中说明的(17)式即可。另外，准谐振元件130的第二电容器的静电容Cr只要满足第一实施方式中说明的(19)式即可。
如上，即便利用半桥电路构成磁能再生开关，也能够得到第一实施方式中说明的效果。
此外，在本实施方式中，也能够采用第一实施方式中说明的变形例。另外，也可以将本实施方式应用于第二实施方式。在该情况下，使高侧电容器926以及低侧电容器927各自的静电容Cm1、Cm2满足第二实施方式中说明的(23)式。
以上说明的本发明的实施方式均仅仅示出了实施本发明时的具体化的例子，由此并不限定性地解释本发明的权利要求书范围。即，本发明只要不脱离其技术构思或主要特征，能够以各种方式实施。
工业上的可利用性
本发明能够利用于通过交流电进行的通电或加热等。

Claims (9)

1.一种电源***，其具有磁能再生开关、频率设定装置、控制装置以及准谐振元件，将直流电转换为交流电，将该交流电供给至感性负载，其特征在于，
所述磁能再生开关具有一个或多个第一电容器以及多个开关，
所述频率设定装置设定所述磁能再生开关的输出频率，
所述控制装置根据利用所述频率设定装置设定的输出频率控制所述多个开关的接通、切断的动作，
所述磁能再生开关利用所述多个开关的接通、切断来回收所述感性负载中储存的磁能，作为静电能储存于所述第一电容器，并且将储存的该静电能供给至所述感性负载，
所述准谐振元件由至少一个包含第二电容器的被动元件构成，
所述第一电容器相对于所述感性负载串联配置，
所述第二电容器在比所述磁能再生开关的输出端靠近所述感性负载侧，相对于所述感性负载串联连接，
所述准谐振元件的感抗与所述感性负载的感抗的合成电抗的值大于所述准谐振元件的容抗的值，
所述多个开关在所述第一电容器的两端的电压为0时，进行接通、切断的切换。
2.根据权利要求1所述的电源***，其特征在于，
所述第二电容器的静电容的值，大于第一值和第二值相乘得到的值的倒数，所述第一值是所述准谐振元件的电感和所述感性负载的电感的合成电感，所述第二值是所述开关的接通、切断的频率为所述输出频率时的角频率的平方。
3.根据权利要求1所述的电源***，其特征在于，
所述输出频率是谐振频率以下，
所述谐振频率是包含所述第一电容器、所述准谐振元件以及所述感性负载的谐振电路中的谐振频率。
4.根据权利要求1所述的电源***，其特征在于，
在将所述第一电容器的静电容设为Cm[F]，将所述准谐振元件的电感与所述感性负载的电感的合成电感设为L[H]，将所述第二电容器的静电容设为Cr[F]，将所述开关的接通、切断的频率为所述输出频率时的角频率设为ω[rad/s]的情况下，
Figure FDA0002209211570000021
上述的(A)式成立。
5.根据权利要求1所述的电源***，其特征在于，
所述电源***还具有变压器，该变压器配置在所述磁能再生开关的输出端与所述准谐振元件及所述感性负载之间，
在将所述第一电容器的静电容设为Cm[F]、将所述准谐振元件的电感与所述感性负载的电感的合成电感设为L[H]、将所述第二电容器的静电容设为Cr[F]，将所述开关的接通、切断的频率为所述输出频率时的角频率设为ω[rad/s]，将所述变压器的一次绕组的匝数除以所述变压器的二次绕组的匝数而得的值即匝数比设为n的情况下，
Figure FDA0002209211570000022
上述的(B)式成立。
6.根据权利要求1所述的电源***，其特征在于，
所述准谐振元件由第二电容器构成，
所述准谐振元件的感抗以及电感为0。
7.根据权利要求1所述的电源***，其特征在于，
所述磁能再生开关还具有第一交流端子、第二交流端子、第一直流端子以及第二直流端子，
所述多个开关是第一开关、第二开关、第三开关以及第四开关这四个开关，
所述四个开关分别具有正极端子与负极端子，
所述四个开关各自的从所述负极端子朝向所述正极端子的导通状态是电流能够始终流动的状态，
所述四个开关各自的从所述正极端子朝向所述负极端子的导通状态是，通过基于来自所述控制装置的信号进行的所述开关的接通、切断而电流能够流动的状态和电流不能流动的状态中的某一个状态，
所述第一开关的所述负极端子与所述第二开关的所述正极端子相互连接，所述第一开关的所述正极端子与所述第三开关的所述正极端子相互连接，
所述第四开关的所述负极端子与所述第二开关的所述负极端子相互连接，所述第四开关的所述正极端子与所述第三开关的所述负极端子相互连接，
所述第一交流端子连接于所述第一开关与所述第二开关的连接点，
所述第二交流端子连接于所述第三开关与所述第四开关的连接点，
所述第一直流端子连接于所述第一开关的所述正极端子与所述第三开关的所述正极端子，
所述第二直流端子连接于所述第二开关的所述负极端子与所述第四开关的所述负极端子，
所述第一电容器连接于所述第一直流端子与所述第二直流端子之间，
在所述第一直流端子与所述第二直流端子之间连接直流电源，
所述感性负载连接于所述第一交流端子与所述第二交流端子之间，
所述第二电容器在所述第一交流端子与所述第二交流端子之间相对于所述感性负载串联连接，
所述控制装置根据利用所述频率设定装置设定的输出频率来控制以下两个时间，这两个时间是：所述第一开关以及所述第四开关的从所述正极端子朝向所述负极端子的导通状态为电流能够流动的状态、且所述第二开关以及所述第三开关的从所述正极端子朝向所述负极端子的导通状态为电流不能流动的状态的时间；以及所述第一开关以及所述第四开关的从所述正极端子朝向所述负极端子的导通状态为电流不能流动的状态、且所述第二开关以及所述第三开关的从所述正极端子朝向所述负极端子的导通状态为电流能够流动的状态的时间。
8.根据权利要求1所述的电源***，其特征在于，
所述磁能再生开关还具有第一整流元件、第二整流元件、第一交流端子、第二交流端子、第一直流端子以及第二直流端子，
所述第一电容器为两个，
所述多个开关是第一开关以及第二开关这两个开关，
所述两个开关分别具有正极端子与负极端子，
所述两个开关各自的从所述负极端子朝向所述正极端子的导通状态是电流能够始终流动的状态，
所述两个开关各自的从所述正极端子朝向所述负极端子的导通状态是，通过基于来自所述控制装置的信号进行的所述开关的接通、切断而电流能够流动的状态和电流不能流动的状态中的某一个状态，
所述第一整流元件以及所述第二整流元件分别具有正极端子与负极端子，
所述第一整流元件以及所述第二整流元件各自的从所述负极端子朝向所述正极端子的导通状态是电流能够始终流动的状态，
所述第一整流元件以及所述第二整流元件各自的从所述正极端子朝向所述负极端子的导通状态是电流无法始终流动的状态，
所述第一开关的所述负极端子与所述第二开关的所述正极端子相互连接，
所述第一整流元件的所述负极端子与所述第二整流元件的所述正极端子相互连接，
所述第一开关的所述正极端子与所述第一整流元件的所述正极端子相互连接，
所述第二开关的所述负极端子与所述第二整流元件的所述负极端子相互连接，
所述两个所述第一电容器的一方连接于所述第一开关以及所述第一整流元件的连接点与所述第一整流元件以及所述第二整流元件的连接点之间，
所述两个所述第一电容器的另一方连接于所述第二开关以及所述第二整流元件的连接点与所述第一整流元件以及所述第二整流元件的连接点之间，
所述第一交流端子连接于所述第一开关与所述第二开关的连接点，
所述第二交流端子连接于所述第一整流元件与所述第二整流元件的连接点，
所述第一直流端子连接于所述第一开关的所述正极端子与所述第一整流元件的所述正极端子，
所述第二直流端子连接于所述第二开关的所述负极端子与所述第二整流元件的所述负极端子，
在所述第一直流端子与所述第二直流端子之间连接直流电流，
所述感性负载连接于所述第一交流端子与所述第二交流端子之间，
所述第二电容器在所述第一交流端子与所述第二交流端子之间相对于所述感性负载串联连接，
所述控制装置根据利用所述频率设定装置设定的输出频率来控制以下两个时间，这两个时间是：所述第一开关的从所述正极端子朝向所述负极端子的导通状态为电流能够流动的状态、且所述第二开关的从所述正极端子朝向所述负极端子的导通状态为电流不能流动的状态的时间；以及所述第一开关的从所述正极端子朝向所述负极端子的导通状态为电流不能流动的状态、且所述第二开关的从所述正极端子朝向所述负极端子的导通状态为电流能够流动的状态的时间。
9.根据权利要求1所述的电源***，其特征在于，
所述感性负载包括对被加热物进行感应加热的线圈、或被通电加热的至少一个被加热物。
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