JP3211463B2 - スイッチ回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、スイッチング素子によ
るスイッチ回路及びそのスイッチ回路を用いた直流電源
を昇圧，降圧する直流−直流変換装置，交流電源の力率
を改善する電源装置，直流電源を任意の周波数の交流に
変換する直流−交流変換装置，交流電源を直流に変換す
る交流−直流変換装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、スイッチ回路のスイッチング素子
のスイッチング損失を低減する方式として、スイッチン
グ素子と、リアクトルとコンデンサによる共振回路を組
み合わせた共振スイッチ回路が、雑誌「電子技術」日刊
工業新聞社、１９９０年３月特別増刊号Ｖo１３２，Ｎ
o.３,９〜１９ｐに記載されている。この中で、直流電
源を昇圧する直流−直流変換装置の共振形電源装置に
は、図２が例示される。

【０００３】図２において、１は直流電源、２は直流リ
アクトル、３と５はダイオード、４はスイッチング素
子、６は共振用コンデンサ、７は共振用リアクトル、８
は平滑コンデンサ、９は負荷である。

【０００４】以上の回路構成によれば、スイッチング素
子４をターンオンさせると、共振用リアクトル７に流れ
る共振電流ＩＬが、図３に示すように、正弦波状にな
り、逆方向電流がダイオード３に流れている期間ＴＢに
スイッチング素子４のベースに印加した電圧Ｖbeをオフ
することによりスイッチング素子を零電流でオフするこ
とができ、スイッチング損失が低減できる。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかし、従来方式の図
２に示すような電流共振形では、スイッチング素子に共
振電流が流れる時間（図３のＴ_A ）が共振回路の時定数
で決定される。したがって、共振周波数が固定されてい
れば、スイッチング素子を零電流期間でオフして通流比
を制御するためにはスイッチング周波数を可変しなけれ
ばならない。しかし、スイッチング周波数を変えること
はスイッチの開閉に伴うノイズのスペクトラムを変動さ
せることになり、ノイズ対策上好ましくない。また、ス
イッチング回路を用いた変換装置の大きさを決定する磁
気部品やコンデンサは最低周波数で設計する必要があり
必ずしも小型化が望めない。

【０００６】また、スイッチング周波数を固定した場
合、共振回路を構成するリアクトルまたはコンデンサの
値を変えて共振周波数を変化させる方法や、磁気増幅器
や鉄共振回路を出力側に結合する方法がある。

【０００７】しかし、上記方法では、制御回路が複雑化
したり、磁気増幅器や鉄共振回路を構成する可飽和磁心
の損失が増大する問題があった。

【０００８】本発明の目的は、共振周波数，スイッチン
グ周波数を固定とし、簡単な回路構成で通流比を制御で
きるスイッチ回路を提供することにある。

【０００９】

【課題を解決するための手段】上記目的は、主たる電流
をオン，オフする主スイッチング素子と、前記主スイッ
チング素子とは逆方向極性のダイオードを前記素子に並
列に接続してなるスイッチ回路において、リアクトルと
コンデンサを直列接続した共振回路と補助スイッチング
素子と前記補助スイッチング素子に逆方向極性のダイオ
ードを並列に接続した補助スイッチ回路を直列接続し、
前記共振回路と前記補助スイッチ回路の直列回路を前記
スイッチ回路に並列に接続した構成とし、前記共振回路
によって発生する共振電流が、前記主スイッチング素子
をオフするときに前記主スイッチング素子に並列に接続
したダイオードに流れるように補助スイッチ回路を制御
することによって達成できる。

【００１０】

【作用】上記構成において、主スイッチング素子がター
ンオンすると、共振用コンデンサに蓄えられていた電荷
が、主スイッチング素子，補助スイッチング素子に並列
接続されているダイオード及び、共振用リアクトルを通
って、共振電流として流れ、これと同時に主電流も主ス
イッチング素子を流れ始める。共振電流は主スイッチン
グ素子がオン状態中に、共振用コンデンサを逆充電す
る。このとき、スイッチ回路中の補助スイッチング素子
はオフ状態であり、逆充電されたコンデンサは、その電
荷を維持する。その後も主電流は流れ続ける。

【００１１】次に、主スイッチング素子をターンオフす
るときには、その前に補助スイッチング素子をターンオ
ンさせる。これにより逆充電されていた共振用コンデン
サは、主スイッチング素子及び共振用リアクタンスの直
列回路の両端に電気的に接続され、直列回路を逆バイア
スし、共振動作が再開され、共振電流が共振用リアクト
ル及び主スイッチング素子に並列接続されているダイオ
ードを通して流れる。共振電流が主スイッチング素子に
並列接続されているダイオードに流れ、主電流を打ち消
し主スイッチング素子に主電流が流れていない期間に主
スイッチング素子をターンオフすると零電流スイッチン
グが可能になり低損失化が図れることになる。

【００１２】このように主スイッチング素子及び補助ス
イッチング素子を通流比に従い動作させれば、常に零電
流スイッチング動作可能な通流比制御が可能になる。

【００１３】また、主電流の大きさにより、共振回路の
インピーダンスを変更すれば、常に零電流スイッチング
動作が可能で、スイッチング損失が最小になる最適条件
で動作できる。

【００１４】ここで、主スイッチング素子及び補助スイ
ッチング素子を用い共振動作させた場合に零電流スイッ
チング動作が可能になる条件を、共振用コンデンサ電圧
Ｖｃ，主スイッチング素子にオン時に流れる最大ピーク
電流Ｉｐ，共振回路の特性インピーダンスＺｎとして数
１に示す。

【００１５】

【数１】

【００１６】すなわち、主スイッチング素子にオン時に
流れる主電流の最大ピーク電流Ｉｐを打ち消せるだけの
エネルギを共振用コンデンサが逆充電時に蓄えられなけ
ればならない。そのために、数１を満足するように、共
振回路の定数を選ばなければならない。但し、主スイッ
チング素子にオン時に流れる主電流の最大ピーク電流を
打ち消せるだけのエネルギ以上に共振用コンデンサが逆
充電時に蓄えると、そのエネルギ分だけスイッチング損
失が増加する。言い換えれば、上記式の両辺を常に等し
く保てばスイッチング損失が最小になる。

【００１７】そこで、主電流の大きさによりインピーダ
ンスを変更すれば更に高効率な共振スイッチング動作が
可能になる。

【００１８】

【実施例】以下、本発明の第１の実施例を図１，図４及
び図５により説明する。図１は、本発明のスイッチ回路
を用いた昇圧形の直流−直流変換装置の系統図である。

【００１９】直流電源１は、トランジスタ４によるスイ
ッチング動作とリアクトル２によるエネルギ蓄積効果を
利用した昇圧チョッパ回路により、ダイオード５，平滑
コンデンサ８を介して昇圧された直流電圧ＥＤに変換さ
れ負荷９に供給される。

【００２０】トランジスタ４を零電流でスイッチング動
作させるために、トランジスタ４にダイオード３が並列
接続され、また、共振用コンデンサ６と共振用リアクト
ル７の直列共振回路と補助スイッチ用トランジスタ１０
とダイオード１１の並列回路が直列接続され、直列共振
回路とトランジスタ１０とダイオード１１の並列回路の
直列回路がトランジスタ４に並列に接続されている。

【００２１】このように、共振用コンデンサ６と共振用
リアクトル７により、直列共振回路が構成されており、
回路定数は、数１及び、共振周波数を満足するように決
定されている。また、補助スイッチ用トランジスタ１０
及びダイオード１１により、補助スイッチ回路が構成さ
れており、本回路により共振電流を制御している。

【００２２】直流電圧ＥＤを所定の電圧に制御する制御
手段は、直流電圧ＥＤを検出する電圧検出回路１２，出
力電圧指令値ＥＤ* と電圧検出回路１２の出力値との偏
差が零となるように通流比を作成する通流比作成手段１
３，通流比作成手段１３により作成された通流比によ
り、各トランジスタを動作させる動作信号を出力するス
イッチタイミング回路１４及び、ドライバ１５０，１５
１より構成されている。通流比作成手段１３は、出力電
圧指令値ＥＤ* と電圧検出回路１２の出力値との偏差が
零となるように通流比信号を作成する電圧制御回路１３
１，三角波発振回路１３２，通流比信号と三角波を比較
して通流比を出力するコンパレータ133より構成されて
いる。

【００２３】なお、スイッチング素子としてトランジス
タを使用したが、ＦＥＴを用いれば、トランジスタに並
列に接続されているダイオードは、ＦＥＴの寄生ダイオ
ードを使用してよい。

【００２４】図４にスイッチタイミング回路及びスイッ
チタイミング回路の動作波形図を示す。スイッチタイミ
ング回路は、ＮＡＮＤ回路１４１，バッファー回路１４
２及び、抵抗とコンデンサによる遅延回路１４３より構
成されている。

【００２５】スイッチタイミング回路に入力された信号
ＩＮ、つまり、トランジスタ４の通流比は、二つに分岐
され、一つは、直接、ＮＡＮＤ回路１４１に入力され、
もう一つは遅延回路１４３に入力されΔｔだけ遅延され
た信号ＩＮ１となり、NAND回路１４１及びバッファー回
路１４２に入力される。バッファー回路１４２及びＮＡ
ＮＤ回路１４１のそれぞれの出力がＯＵＴ１，ＯＵＴ
２、つまり、トランジスタ４及び補助スイッチ用トラン
ジスタ１０の動作信号となる。ここで、Δｔは共振周期
の４分の１周期分に設定する。なお、本実施例では遅延
回路１４３をアナログ回路としたがフリップフロップ回
路等を用いたデジタル回路とすれば正確な遅延時間が作
成できる。

【００２６】スイッチタイミング回路により、トランジ
スタ４のターンオン信号と同時に補助スイッチ用トラン
ジスタ１０のターンオフ信号を発生し、トランジスタ４
のターンオフ信号より、共振回路の共振周期の４分の１
周期分の時間だけ前に、補助スイッチ用トランジスタ１
０のターンオン信号を発生し、トランジスタ４及び補助
スイッチ用トランジスタ１０を動作できる。

【００２７】以上のような回路構成により本直流−直流
変換装置を動作させる。

【００２８】図５にトランジスタ４及び補助スイッチ用
トランジスタ１０の動作信号ＳＷ１，ＳＷ２，共振用リ
アクトル７に流れる電流ＩＬ及び、トランジスタ４の電
流と電圧ＩＳＷ１，ＶＳＷ１の波形図を示す。

【００２９】図５を用いて零電流スイッチング動作につ
いて説明する。

【００３０】ｔ１で、トランジスタ４がターンオン，ト
ランジスタ１０がターンオフすると、直流電源１はリア
クトル２を通して短絡される。また、コンデンサ６に充
電された電荷は、トランジスタ４，ダイオード１１，リ
アクトル７を通って共振電流として流れコンデンサ６を
逆充電する。ここで、コンデンサ６に充電されていた電
圧値は直流電圧ＥＤと同じであり、コンデンサ６の電圧
値が直流電源１の電圧値より低下するまでトランジスタ
４には直流電源１からの短絡電流は流れない。また、ｔ
１以前では、リアクトル２，ダイオード５を介して電力
を負荷側に供給しており、トランジスタ４には電流が流
れていない。

【００３１】ｔ２で、コンデンサ６の逆充電が完了し、
再度逆電流を流して放電を開始しようとするが、ダイオ
ード１１により阻止され、コンデンサ６は、逆充電され
たまま回路から電気的に切り離され、共振動作が中断さ
れる。その後、トランジスタ４には直流電源１からの短
絡電流のみが流れ続けリアクトル２に電磁エネルギを蓄
える。

【００３２】ｔ３で、トランジスタ１０がターンオンす
ると、電気的に切り離されていたコンデンサ６が接続さ
れ、コンデンサ６に逆充電されていた逆電圧がリアクト
ル７，トランジスタ４にかかり、先程と逆方向に共振電
流が、リアクトル７，ダイオード３を通って流れ始め、
共振動作が再開される。

【００３３】その後、トランジスタ４に電流が流れてい
ないｔ４で、トランジスタ４がターンオフする。さら
に、共振電流は流れ続け、コンデンサ６を再充電する。

【００３４】ｔ５で、コンデンサ６の充電が完了する
と、再度放電を開始しようとするが、ダイオード３によ
り阻止され、共振動作が停止する。ここで、リアクトル
７には電源からコンデンサ６への充電電流が流れる。ま
た、リアクトル２に蓄えられていた電磁エネルギは、ダ
イオード５を通して負荷側に供給される。

【００３５】以上ｔ３からｔ５の動作により、トランジ
スタ４は電圧と電流の重ならない、言い換えれば、スイ
ッチング損失の無いスイッチングが可能になる。

【００３６】これまでトランジスタ１０について述べて
いないが、ｔ１でターンオフするときは、共振動作が停
止しており、コンデンサ６の充電も完了しているため電
流が流れていず、ダイオード１１が導通しているため零
電流スイッチングが可能になる。

【００３７】なお、今までトランジスタ１０のターンオ
フのタイミングをトランジスタ４のターンオンと同時で
説明したが、トランジスタ１０のターンオフのタイミン
グは、コンデンサ６の再充電完了後逆充電が終了するま
での間ならいつでも良い。

【００３８】以上説明した動作を通流比に従い繰り返す
ことにより、零電流スイッチング動作が可能となり、共
振周波数，スイッチング周波数を固定とし、簡単な回路
構成で通流比を制御して出力電圧を制御できる。

【００３９】図６は本発明の他の実施例に係るもので、
第１の実施例で説明したスイッチ回路を力率改善電源装
置に適用したものであり、図１と同じ番号のものは同様
の動作をするものである。本実施例で、第１の実施例と
異なるところは、トランジスタに与える通流比を作成す
るまでの手段、及び交流電源と整流回路である。通流比
を作成するまでの手段の構成について説明する。

【００４０】電源電流検出増幅手段１６０は、電源電流
を検出する電流検出回路１６１と前記電流検出回路１６
１の出力値を増幅度係数倍増幅する乗算器１６２より構
成されており、乗算器１６２は、昇圧チョッパ回路のト
ランジスタ４のオフの通流比指令値信号を出力してい
る。

【００４１】直流電圧制御手段１２０は、電圧検出回路
１２と電圧検出回路１２の出力と直流電圧指令値ＥＤ*
との偏差が零となるように電源電流検出増幅手段１６０
の増幅度係数を出力する電圧制御回路１２１より構成さ
れている。

【００４２】通流比作成回路１３３は、三角波発振回路
１３２の三角波と電源電流検出増幅手段１６０のオフの
通流比指令値信号を比較して通流比を出力するコンパレ
ータである。

【００４３】通流比作成回路１３３の出力に従い、第１
の実施例同様にトランジスタを制御すれば零電流スイッ
チング動作が可能である。また、本実施例のように力率
改善回路と組合わせることにより低損失の力率改善電源
装置が実現できる。

【００４４】図７は本発明の他の実施例に係るもので、
図６に示した実施例で説明した力率改善電源装置の負荷
としてモータ制御装置を接続し、電源の力率改善とモー
タ制御を同時に行うモータ駆動装置の構成図である。図
１及び図６と同じ番号のものは同様の動作をするもので
ある。

【００４５】図６に示す力率改善電源装置と図７に示す
モータ駆動装置の力率改善電源装置部で異なるのは共振
用リアクトル３０が追加されているところである。この
共振用リアクトル３０を図７に示すようにトランジスタ
４がオンしたときのみできる共振回路ループ内に接続す
ることにより、トランジスタ４のオン時とオフ時で共振
回路のインピーダンスを変え、トランジスタ４のオン時
に流れる共振電流を低減し、図６に示す力率改善電源装
置よりさらに損失を低減できる。

【００４６】モータ制御装置はインバータ回路２０，モ
ータ２１，インバータドライバ２３，速度検出回路２４
及び、モータ制御回路２５から構成されている。速度検
出回路２４はモータの回転信号より速度を算出しモータ
制御回路に速度信号を伝達するものである。モータ制御
回路２５はモータ２１を制御するための各種プログラ
ム、例えば速度検出回路２４からの速度信号と速度指令
の取り込み，ドライブ信号演算，インバータドライバ２
３へのインバータドライブ信号出力，コンバータ制御回
路２２への直流電圧指令ＥＤ＊出力などの処理が実行さ
れ、モータ２１の速度制御を行うものである。インバー
タドライバ２３はインバータドライブ信号を基にインバ
ータ２０の各トランジスタを駆動するものである。

【００４７】コンバータ制御回路２２は図６で説明した
力率改善電源装置の通流比を作成するまでの手段と同様
のもので構成されており、モータ制御回路２５からの直
流電圧指令ＥＤ＊に基づいて直流電圧制御及び力率改善
を行う。

【００４８】以上のように力率改善電源装置とモータ制
御回路を組み合わせることにより、高力率，高効率なモ
ータ駆動装置が実現できる。

【００４９】図８は本発明の他の実施例に係るもので、
図７に示すその他の実施例で説明したモータ駆動装置の
モータ制御回路２５にコンバータ制御回路２２内の直流
電圧制御手段を取り込んだものである。

【００５０】コンバータ制御回路３１は制御回路３２か
らの増幅度係数信号よりスイッチ回路の主トランジスタ
４及び補助トランジスタ１０のドライブ信号を出力する
ものである。制御回路３２は速度指令に基づきインバー
タ２０及び直流電圧を制御するものである。

【００５１】以上により一つの制御回路で力率改善とモ
ータ制御が同時に行える。

【００５２】

【発明の効果】本発明によれば、スイッチ回路を構成す
る主スイッチング素子に、共振回路と補助スイッチング
素子を設け、補助スイッチング素子により共振動作を操
作することにより、零電流スイッチングを共振回路の周
波数に依存されずに行うことができる。さらにこのスイ
ッチ回路を各種の変換装置のスイッチング部に適用する
ことにより、スイッチング周波数を固定としても補助ス
イッチング素子の動作により、共振回路の周波数に依存
されずに通流比制御が可能になり、零電流スイッチング
動作における制御範囲が広がり、装置として小型化，高
効率化がはかれる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例に係る昇圧形直流−直流
変換装置の系統図。

【図２】従来技術の昇圧形の共振形電源装置の回路図。

【図３】従来技術を用いたときのスイッチ回路の動作波
形図。

【図４】本発明の第１の実施例に係る昇圧形直流−直流
変換装置のスイッチタイミング回路と動作波形図。

【図５】本発明の第１の実施例に係る昇圧形直流−直流
変換装置のスイッチ回路の動作波形図。

【図６】本発明の他の実施例の力率改善電源装置の回路
図。

【図７】本発明の他の実施例のモータ駆動装置の回路
図。

【図８】本発明の他の実施例のモータ駆動装置の回路
図。

【符号の説明】

１…直流電源、２…リアクトル、３，５，１１…ダイオ
ード、４…主トランジスタ、６…共振用コンデンサ、
７，３０…共振用リアクトル、８…平滑コンデンサ、９
…負荷、１０…補助トランジスタ、１２…電圧検出回
路、１３…通流比作成手段、１４…スイッチタイミング
回路、１５０，１５１…ドライバ。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平２−155468（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−84062（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−157918（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−243941（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−217542（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H03K 17/00 - 17/70

Claims (5)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】一方向に流れる主たる電流をオン，オフす
   る主スイッチング素子と、前記主スイッチング素子とは
   逆方向極性のダイオードを前記主スイッチング素子に並
   列に接続したスイッチ回路において、リアクトルとコン
   デンサを直列接続した共振回路と補助スイッチ素子と前
   記補助スイッチ素子に逆方向極性のダイオードを並列に
   接続した補助スイッチ回路を直列接続し、前記共振回路
   と前記補助スイッチ回路の直列回路を前記スイッチ回路
   に並列に接続し、前記共振回路によって発生する共振電
   流が、前記主スイッチング素子をオフするときに前記主
   スイッチ素子に並列に接続したダイオードに流れるよう
   に補助スイッチ回路を制御することを特徴とするスイッ
   チ回路。
2. 【請求項２】請求項１において、前記主スイッチング素
   子がオン時に形成される前記共振回路のループのインピ
   ーダンスが、前記主スイッチング素子がオフ時に形成さ
   れる前記共振回路のループのインピーダンスより大きく
   なるようにするスイッチ回路。
3. 【請求項３】請求項２において、前記共振回路にはイン
   ダクタンスとコンデンサを含み、前記主スイッチング素
   子がオン時に形成される前記共振回路のループのインダ
   クタンスが、前記主スイッチング素子がオフ時に形成さ
   れる前記共振回路のループのインダクタンスより大きく
   なるようにするスイッチ回路。
4. 【請求項４】請求項１において、前記主スイッチング素
   子をターンオフするタイミングは、前記補助スイッチン
   グ素子をターンオンした後とするスイッチ回路。
5. 【請求項５】請求項１において、前記主スイッチング素
   子に流れる主たる電流の大きさに応じて、前記共振回路
   のループのインピーダンスを可変にするスイッチ回路。