JP5683760B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

この発明は、直流電力を交流電力に、逆に交流電力を直流電力に変換する電力変換装置、特に３レベル電力変換回路を適用した電力変換装置に関する。

従来から、複数の半導体スイッチング素子を有するインバータ回路と、これら半導体スイッチング素子の駆動を制御するスイッチング制御部とを備えた電力変換装置が知られている。このような電力変換装置は、例えばモータの回転数やトルクを制御する必要がある家電機器や産業機器などに広く用いられている。

また、これらモータを効率よく運転させるためには、モータの速度・回転子位置に応じて電圧・電流を制御する、いわゆるベクトル制御を実施することが望ましい。このベクトル制御を実施する際に、モータの速度・回転子位置の検出には所定のセンサを設けることにより検出可能であるが、電力変換装置のコストアップにつながる。

そのため、モータの速度・回転子位置をセンサによって検出することなくモータ制御を行う、いわゆるセンサレスベクトル制御が広く適用されるようになった。このセンサレスベクトル制御では、モータの速度・回転子位置を、モータに印加される電圧とモータに流れる電流とから推定することが行われる。また、一般的な電力変換装置では、その際にモータに印加される電圧として電圧指令が用いられる。

ところで、上記電力変換装置では、一般的に、半導体スイッチング素子に対して逆並列に還流用のダイオードが接続されている。これらの半導体スイッチング素子や還流用のダイオードに電流が流れる際のオン電圧降下によって、実際のモータに印加される電圧は上記の電圧指令に対して誤差を生じている。その結果、出力電流やトルクに歪みが生じることになる。しかも、このように実際のモータに印加される電圧は電圧指令に対して誤差を生じているため、センサレスベクトル制御の不安定等を招くことにもなる。

これに対し、例えば下記の特許文献１のように、半導体スイッチング素子や還流用のダイオードに電流が流れる際のオン電圧降下を考慮して、電圧指令を補正する方法が考えられている。

特開２０１０−１５４７２６号公報

しかしながら、特許文献１記載の従来技術は、２レベルインバータに対する電圧指令の補正方法であり、３レベルインバータに適用する際の詳細な記述はなされていない。

２レベルインバータは、前述の特許文献１に記載されているように、２つの電圧レベルをインバータの出力端子に選択的に導出して出力電圧を制御するものであり、インバータの主回路は６個のスイッチング素子を備えており、これらの各スイッチング素子をＰＷＭ変調制御（以下、ＰＷＭ制御という）する際に使用するキャリアも単一である。

これに対して、３レベルインバータは、直流電源電圧を直列接続されたコンデンサにより２つの直流電圧に分圧し、正（高電位）、ゼロ（中間電位）、負（低電位）の３つの電圧レベル（電位）を作り、インバータの主回路を構成するスイッチング素子のオン・オフ動作により、これら３つの電圧レベルをインバータ出力端子に選択的に導出して出力電圧を制御するものである。この場合、３レベルインバータの主回路は１２個のスイッチング素子を備えており、これらの各スイッチング素子をＰＷＭ制御する際に使用するキャリアも２つ使用する。

このように、２レベルインバータと３レベルインバータとでは、主回路構成が異なるだけでなく、出力電圧も異なり、さらにＰＷＭ制御する際に使用するキャリアの数も異なる。このため、半導体スイッチング素子や還流用のダイオードに電流が流れる際のオン電圧降下を考慮して電圧指令を補正する場合、特許文献１記載のような２レベルインバータに対する技術をそのまま３レベルインバータに適用することは困難である。

この発明は、上記の課題を解決するためになされたものであり、３レベルの電圧を生成する３レベル電力変換回路を適用した電力変換装置において、半導体スイッチング素子や還流用のダイオードに電流が流れる際のオン電圧降下を正確に補償することができる電力変換装置を提供することを目的とする。

この発明に係る第１の電力変換装置は、複数の半導体スイッチング素子と複数の還流用のダイオードを有し、直流電圧を正の電圧と負の電圧及びゼロ電圧の３つの電位を有する電圧に変換する３レベル電力変換回路と、上記３レベル電力変換回路の３つの電位を有する端子に入出力する電流値を検出する電流検出部と、上記直流電圧を検出する電圧検出部と、電圧指令値に基づいて上記３レベル電力変換回路の半導体スイッチング素子をオン／オフ制御する制御部とを有する電力変換装置において、上記制御部は、予め設定された一定の期間内における上記３つの電位の時間比率と上記電流検出部からの電流値に基づいて、上記半導体スイッチング素子と上記ダイオードに電流が流れる際のオン電圧降下に伴って生じるオン電圧誤差を演算し、上記オン電圧誤差を補正する電圧補正量でもって上記電圧指令値を補正し、上記補正後の電圧指令値に基づいて上記３レベル電力変換回路の半導体スイッチング素子をオン／オフ制御するものである。

この発明に係る第２の電力変換装置は、複数の半導体スイッチング素子と複数の還流用のダイオードを有し、直流電圧を正の電圧と負の電圧及びゼロ電圧の３つの電位を有する電圧に変換する３レベル電力変換回路と、上記３レベル電力変換回路の３つの電位を有する端子に入出力する電流値を検出する電流検出部と、上記直流電圧を検出する電圧検出部と、電圧指令値に基づいて上記３レベル電力変換回路の半導体スイッチング素子をオン／オフ制御する制御部とを有する電力変換装置において、上記制御部は、上記電圧指令値と上記直流電圧との割合と上記電流検出部からの電流値に基づいて、上記半導体スイッチング素子と上記ダイオードに電流が流れる際のオン電圧降下に伴って生じるオン電圧誤差を演算し、上記オン電圧誤差を補正する電圧補正量でもって上記電圧指令値を補正し、上記補正後の電圧指令値に基づいて上記３レベル電力変換回路の半導体スイッチング素子をオン／オフ制御するものである

この発明に係る第１の電力変換装置は、上記のように構成されているため、オン電圧降下を補償することが可能となり、電圧誤差による出力電流やトルクに歪みが生じることがなく、更に、電圧指令に対して誤差なく電圧を出力できるため、センサレスベクトル制御の安定性を向上できる。

この発明に係る第２の電力変換装置は、上記のように構成されているため、オン電圧降下を補償することが可能となり、電圧誤差による出力電流やトルクに歪みが生じることがなく、更に、電圧指令に対して誤差なく電圧を出力できるため、センサレスベクトル制御の安定性を向上できる。

この発明の実施の形態１における電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態１における電力変換装置の構成図である。 同電力変換装置の３レベル電力変換回路を構成する半導体スイッチング素子をダイポーラ変調によってＰＷＭ制御する時の一例を示す説明図である。 同電力変換装置の３レベル電力変換回路におけるオン電圧降下によるオン電圧誤差の発生原理の説明図である。 同電力変換装置の３レベル電力変換回路におけるオン電圧降下によるオン電圧誤差の発生原理の説明図である。 同電力変換装置の３レベル電力変換回路におけるオン電圧降下を補正する原理の説明図である。 同電力変換装置の３レベル電力変換回路におけるオン電圧降下を補正する原理の説明図である。 ダイポーラ変調時においてオン電圧降下を補正する際の相電圧のＤｕｔｙ計算の説明図である。 同電力変換装置の３レベル電力変換回路を制御する制御部を構成するオン電圧演算回路の構成図である。 この発明の実施の形態２における電力変換装置の３レベル電力変換回路を制御する制御部を構成するオン電圧演算回路の構成図である。 電力変換装置の３レベル電力変換回路を構成する半導体スイッチング素子をユニポーラ変調によってＰＷＭ制御する時の一例を示す説明図である。 この発明の実施の形態３における電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態３における電力変換装置の構成図である。 ユニポーラ変調時においてオン電圧降下を補正する際の相電圧のＤｕｔｙ計算の説明図である。 同電力変換装置の３レベル電力変換回路を制御する制御部を構成するオン電圧演算回路の構成図である。

実施の形態１．
図１、図２はこの発明の実施の形態１における電力変換装置の構成図であり、中性点クランプ方式の３レベルインバータを電気鉄道車両に適用した場合の一例を示している。

図１、図２において、符号１は中性点クランプ方式の３レベルインバータを構成する３レベル電力変換回路（以下、主回路という）、２は直流電圧源である電気架線、３は集電装置、４は車輪、５はレール、６は電圧検出部、７Ｕ、７Ｖ、７Ｗは電流検出部である。また、ＦＣ１、ＦＣ２は電気架線２から交流電圧出力側のゼロ電位に相当する中間電圧（中性点電圧）を作り出すための分圧コンデンサである。ここで、電気架線２の電圧をＥｄ、分圧コンデンサＦＣ１、ＦＣ２の各電圧をＥｄ／２としている。また、８は負荷であり、この実施の形態１では誘導電動機の場合を示す。９は主回路１を制御する制御部である。

上記の主回路１は、自己消弧可能な計１２個の半導体スイッチング素子（以下、単にスイッチング素子という）ＳＵ１〜ＳＵ４、ＳＶ１〜ＳＶ４、ＳＷ１〜ＳＷ４と、各スイッチング素子ＳＵ１〜ＳＵ４、ＳＶ１〜ＳＶ４、ＳＷ１〜ＳＷ４に対して個別に逆並列に接続された還流用のダイオードＤＵ１〜ＤＵ４、ＤＶ１〜ＤＶ４、ＤＷ１〜ＤＷ４を備える。この場合、４つのスイッチング素子ＳＵ１〜ＳＵ４と４つのダイオードＤＵ１〜ＤＵ４とでＵ相分のスイッチングアームを構成する。同様に、スイッチング素子ＳＶ１〜ＳＶ４とダイオードＤＶ１〜ＤＶ４でＶ相分のスイッチングアーム、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４とダイオードＤＷ１〜ＤＷ４でＷ相分のスイッチングアームを構成する。なお、ここでは各スイッチング素子ＳＵ１〜ＳＵ４、ＳＶ１〜ＳＶ４、ＳＷ１〜ＳＷ４はＩＧＢＴとしたが、ＧＴＯ、トランジスタ、ＭＯＳＦＥＴであってもよい。これらＵＶＷ各相のスイッチングアームは、それぞれ相ごとに独立動作が可能であり、制御部９から出力されるＵ相スイッチング指令ＳＵ＊、Ｖ相スイッチング指令ＳＶ＊、Ｗ相スイッチング指令ＳＷ＊に基づいてオン・オフ制御され、３レベルの出力電圧を発生する。

電圧検出部６は、Ｐ−Ｎ間の直流電圧Ｅｄを検出して制御部９に送る。また、各電流検出部７Ｕ、７Ｖ、７Ｗは、主回路１が負荷８に供給する各相電流ＩＵ、ＩＶ、ＩＷを個別に検出して制御部９に送る。なお、各電流検出部７Ｕ、７Ｖ、７Ｗは、主回路１と負荷８との結線に流れる電流を検出するＣＴ（Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）に限られず、シャント抵抗等に流れる電流を検出するようにしてもよい。また、各相電流はＩＵ＋ＩＶ＋ＩＷ＝０という関係を満たすので、例えば電流検出部７Ｕ、７Ｖ、７Ｗのうちの１つ、例えば７Ｗを省略し、２つの電流検出部７Ｕ、７Ｖがそれぞれ検出した相電流ＩＵ、ＩＶから残りの相電流ＩＷを算出してもよい。

制御部９は、図示しない上位の制御手段から与えられるＵ相電圧指令値ＶＵ＊を入力し、直流電圧Ｅｄ、電流ＩＵ、およびダイポーラ率Ｄ（後述で説明）に基づいてＵ相スイッチング指令ＳＵ＊を生成して主回路１に出力する。なお、Ｕ相スイッチング指令ＳＵ＊は、Ｕ相スイッチングアームを構成する４つのスイッチング素子ＳＵ１〜ＳＵ４をそれぞれオン・オフ制御するための４つの信号を含む。また、制御部９は、Ｖ相電圧指令値ＶＶ＊を入力し、直流電圧Ｅｄ、電流ＩＶ、およびダイポーラ率Ｄ（後述で説明）に基づいてＶ相スイッチング指令ＳＶ＊を生成して主回路１に出力する。更に、制御部９は、Ｗ相電圧指令値ＶＷ＊を入力し、直流電圧Ｅｄ、電流ＩＷ、およびダイポーラ率Ｄ（後述で説明）に基づいてＷ相スイッチング指令ＳＷ＊を生成して主回路１に出力する。

次に、３レベルインバータのＰＷＭ制御について説明する。代表的なＰＷＭ制御の一例としてダイポーラ変調が知られている。このダイポーラ変調では、基準信号波の半周期内、つまり主回路１の出力電圧の半周期内に電圧パルスを、ゼロ電圧を介して正負に交互に出力することで出力電圧を制御するものである。

なお、その他のＰＷＭ制御法として、ユニポーラ変調（基準信号波の半周期内、つまり主回路１の出力電圧の半周期内）に単一極性のパルス電圧を出力することにより出力電圧を制御）、部分ダイポーラ変調（上記ダイポーラ変調と上記ユニポーラ変調が同一周期内に交互に混在する制御方法）を用いた方法が知られている。なお、これらの詳細は、例えば、特開平５−１４６１６０号公報などに記載されている。

この実施の形態１では、ダイポーラ変調時におけるオン電圧降下を補正する方法について説明する。
図３は主回路１を構成するスイッチング素子をダイポーラ変調によってＰＷＭ制御する時の一例を示す説明図であり、ここではオン電圧降下が発生していない場合の理想的な状態を示す。このダイポーラ変調では、例えばＵ相の出力電圧を得る場合、図３（Ａ）に示すように、正にシフトした上位キャリアと、負にシフトした下位キャリアと、基準信号波であるＵ相変調波とを用いてＵ相スイッチング指令ＳＵ＊を生成する。

具体的には、図３（Ｂ）に示すように、上位キャリアとＵ相変調波との大小関係により、スイッチング素子ＳＵ１をオン・オフ制御し、また、図３（Ｃ）に示すように、下位キャリアとＵ相変調波との大小関係により、スイッチング素子ＳＵ２をオン・オフ制御する。なお、図には記載していないが、スイッチング素子ＳＵ３はスイッチング素子ＳＵ１の反転動作、スイッチング素子ＳＵ４はスイッチング素子ＳＵ２の反転動作させている。これにより、３レベルインバータでダイポーラ変調した場合には、図３（Ｄ）に示すＰＷＭ波形、すなわちＵ相変調波の半周期内に電圧パルスを、ゼロ電圧を介して正負に交互に出力する波形が得られる。

ここで、２つのキャリア波形が正負にシフトするシフト量Ｂと、各キャリア波形の振幅Ｃとの比率をダイポーラ率Ｄと称するものとすれば、ダイポーラ率Ｄ＝｛シフト量Ｂ／キャリア波形の振幅Ｃ｝で定義される。例えば、一例として示した図３（Ａ）の場合のダイポーラ率Ｄ＝０．５／１＝０．５となる。このダイポーラ率Ｄはキャリアのゼロレベルからのオフセット量を示しており、このダイポーラ率Ｄを調整することで、ゼロ電圧の出力時間を調整することができ、２レベルインバータに比べて、低電圧出力時の電流リプルを低減できる。

以上のことを踏まえて、次に制御部９の動作を説明する。なお、ここではＵ相、Ｖ相、Ｗ相の内、Ｕ相のスイッチング指令ＳＵ＊を出力する場合について説明する。

まず、乗算器９１により電圧検出部６で検出したＰ−Ｎ間の直流電圧Ｅｄに０．５を掛けて半電圧Ｅｄ／２を演算する。ここで、半電圧Ｅｄ／２の演算は、ＦＣ１とＦＣ２の電圧をそれぞれ検出して平均演算する方法でもよい。また、除算器９２によりＵ相電圧指令値ＶＵ＊を半電圧Ｅｄ／２で割って電圧指令値と直流電圧との割合を示すＵ相変調波ａを演算する。

オン電圧演算回路９３は、上記のＵ相変調波ａとダイポーラ率ＤとＵ相電流ＩＵとに基づいてＵ相アームの各スイッチング素子と還流用のダイオードに電流が流れる際のオン電圧降下に伴って生じるオン電圧誤差ΔＶ_ＯＮを算出して出力する。このオン電圧誤差ΔＶ_ＯＮの算出手法については後に詳述する。次いで、除算器９４は、オン電圧誤差ΔＶ_ＯＮを半電圧Ｅｄ／２で割って電圧指令値と上記直流電圧との割合を示す変調率に換算してこれをオン電圧補正量とし、続いて減算器９５により除算器９２から出力されるＵ相変調波ａを上記のオン電圧補正量でもって補正する。

キャリア生成器９６は、ダイポーラ率Ｄを受けて上位キャリアと下位キャリアを生成し、ＰＷＭ演算器９７に出力する。ＰＷＭ演算器９７は、図３に示したように、上位キャリアとオン電圧降下が補償された後のＵ相変調波ａｈとの大小関係によりスイッチング素子ＳＵ１を制御するためのスイッチング指令ＳＵ１＊を生成し、また、下位キャリアとオン電圧誤差が補正された後のＵ相変調波ａｈとの大小関係によりスイッチング素子ＳＵ２を制御するスイッチング指令ＳＵ２＊を生成する。

反転論理器９８は、スイッチング指令ＳＵ１＊を反転してスイッチング素子ＳＵ３を制御するスイッチング指令ＳＵ３＊を、またスイッチング指令ＳＵ２＊を反転してスイッチング素子ＳＵ４を制御するスイッチング指令ＳＵ４＊をそれぞれ生成する。ゲート論理器９９は、これらスイッチング指令ＳＵ１＊〜ＳＵ４＊を受けて、最小オン・オフ時間の確保、素子短絡を防止するデッドタイム時間の設定、デッドタイム時間の設定による出力電圧誤差を補正するデッドタイム補正をそれぞれ実施し、図示しないゲートドライバを介してＵ相スイッチング指令ＳＵ＊を主回路１に出力する。同様に、制御部９は、Ｖ相、Ｗ相についても同様の機能を備えており、Ｖ相スイッチング指令ＳＶ＊とＷ相スイッチング指令ＳＷ＊をそれぞれ主回路１に出力する。

ところで、主回路１を構成するスイッチング素子や還流用のダイオードに電流が流れる際のオン電圧降下によって、負荷８に実際に印加される電圧は、初期の電圧指令に対して誤差を生じている。ここでは、図３、図４を用いて主回路１において上記オン電圧降下に伴うオン電圧誤差の発生原理について説明する。

図３、図４には主回路１におけるＵ相スイッチングアームを抽出した部分を示している。なお、図中、黒矢印はＵ相電流ＩＵが流れる経路と向きを示しており、また、白矢印はＵ相と中性点Ｏ間の電圧Ｖ_ＵＯの向きを示している。

図４（Ａ）はスイッチング素子ＳＵ１、ＳＵ２をオン、スイッチング素子ＳＵ３、ＳＵ４をオフにして正（高電位）を出力し、Ｕ相電流ＩＵが正方向に流れた場合の状態を示している。この時、スイッチング素子ＳＵ１、ＳＵ２に電流が流れる際のオン電圧をＶ_ＳＯＮとすると、Ｕ相と中性点Ｏ間の電圧Ｖ_ＵＯは、次の（式１）となる。

Ｖ_ＵＯ＝Ｅｄ／２―Ｖ_ＳＯＮ―Ｖ_ＳＯＮ （式１）

図４（Ｂ）はスイッチング素子ＳＵ２、ＳＵ３をオン、スイッチング素子ＳＵ１、ＳＵ４をオフにしてゼロ（中間電位）を出力し、Ｕ相電流ＩＵが正方向に流れた場合の状態を示している。この時、ダイオードＤＵ５に電流が流れる際のオン電圧をＶ_ＤＯＮとすると、Ｕ相と中性点Ｏ間の電圧Ｖ_ＵＯは、次の（式２）となる。

Ｖ_ＵＯ＝０―Ｖ_ＤＯＮ―Ｖ_ＳＯＮ （式２）

図４（Ｃ）はスイッチング素子ＳＵ３、ＳＵ４をオン、スイッチング素子ＳＵ１、ＳＵ２をオフにして負（低電位）を出力し、Ｕ相電流ＩＵが正方向に流れた場合の状態を示している。この時、Ｕ相と中性点Ｏ間の電圧Ｖ_ＵＯは、次の（式３）となる。

Ｖ_ＵＯ＝―Ｅｄ／２―Ｖ_ＤＯＮ―Ｖ_ＤＯＮ （式３）

図５（Ｄ）はスイッチング素子ＳＵ１、ＳＵ２をオン、スイッチング素子ＳＵ３、ＳＵ４をオフにして正（高電位）を出力し、Ｕ相電流ＩＵが負方向に流れた場合の状態を示している。この時、Ｕ相と中性点Ｏ間の電圧Ｖ_ＵＯは、次の（式４）となる。

Ｖ_ＵＯ＝Ｅｄ／２＋Ｖ_ＤＯＮ＋Ｖ_ＤＯＮ （式４）

図５（Ｅ）はスイッチング素子ＳＵ２、ＳＵ３をオン、スイッチング素子ＳＵ１、ＳＵ４をオフにしてゼロ（中間電位）を出力し、Ｕ相電流ＩＵが負方向に流れた場合の状態を示している。この時、Ｕ相と中性点Ｏ間の電圧Ｖ_ＵＯは、次の（式５）となる。

Ｖ_ＵＯ＝０＋Ｖ_ＤＯＮ＋Ｖ_ＳＯＮ （式５）

図５（Ｆ）はスイッチング素子ＳＵ３、ＳＵ４をオン、スイッチング素子ＳＵ１、ＳＵ２をオフにして負（低電位）を出力し、Ｕ相電流ＩＵが負方向に流れた場合の状態を示している。この時、Ｕ相と中性点Ｏ間の電圧Ｖ_ＵＯは、次の（式６）となる。

Ｖ_ＵＯ＝―Ｅｄ／２＋Ｖ_ＳＯＮ＋Ｖ_ＳＯＮ （式６）

以上のように、３レベルインバータを構成する主回路１のＵ相と中性点Ｏ間の電圧Ｖ_ＵＯは、オン電圧降下が無い理想的な場合には、Ｅｄ／２、０、−Ｅｄ／２の３つの電圧レベルが生じるが、実際にはオン電圧降下によって図４、図５の（Ａ）〜（Ｆ）までの６パターン（式１〜式６）のオン電圧誤差を含む電圧Ｖ_ＵＯが発生することになる。

次に、図６、図７および図８を用いて３レベルインバータにおけるオン電圧降下に伴って生じるオン電圧誤差を補正する、オン電圧補正の原理について説明する。
なお、図６、図７において、Ｄは「ダイポーラ率Ｄ」を示し、ＣＳは「打ち消しあう」を意味する。

図６はＵ相電流ＩＵが正方向に流れた場合（図４（Ａ）〜（Ｃ）に対応）、図７はＵ相電流ＩＵが負方向に流れた場合（図５（Ｄ）〜（Ｆ）に対応）の原理図である。ここでは、便宜上、キャリア波形の１周期分を抽出して説明する。

まず、キャリア半周期の平均誤差電圧ΔＶ_ＯＮを導出する。
図６の太線部に示すように、キャリア半周期の長さを“１”とした場合、理想的な状態でＵ相電圧Ｖ_ＵＯｒが正（高電位）を出力している期間（時間比率）をＵ＿Ｄｕｔｙ、Ｕ相電圧Ｖ_ＵＯｒがゼロ（中間電位）を出力している期間（時間比率）をＮ＿Ｄｕｔｙ、Ｕ相電圧Ｖ_ＵＯｒが負（低電位）を出力している期間（時間比率）をＤ＿Ｄｕｔｙとすると、Ｕ相電流ＩＵが正方向に流れた場合において、キャリア半周期の平均誤差電圧ΔＶ_ＯＮは、前述の（式１）〜（式３）に含まれる各誤差成分から分かるように、次の（式７）となる。

ΔＶ_ＯＮ＝−｛２・Ｖ_ＳＯＮ・Ｕ＿Ｄｕｔｙ
＋（Ｖ_ＤＯＮ＋Ｖ_ＳＯＮ）・Ｎ＿Ｄｕｔｙ＋２・Ｖ_ＤＯＮ・Ｄ＿Ｄｕｔｙ｝
（式７）

また、Ｕ相電流ＩＵが負方向に流れた場合においては、キャリア半周期の平均誤差電圧ΔＶ_ＯＮは、前述の（式４）〜（式６）に含まれる各誤差成分から分かるように、次の（式８）となる。

ΔＶ_ＯＮ＝２・Ｖ_ＤＯＮ・Ｕ＿Ｄｕｔｙ
＋（Ｖ_ＤＯＮ＋Ｖ_ＳＯＮ）・Ｎ＿Ｄｕｔｙ＋２・Ｖ_ＳＯＮ・Ｄ＿Ｄｕｔｙ
（式８）

なお、上記（式７）、（式８）におけるＵ＿Ｄｕｔｙ、Ｎ＿Ｄｕｔｙ、Ｄ＿Ｄｕｔｙは、Ｕ相変調波の瞬時値ａとダイポーラ率Ｄとを用いて、次の（式９）、（式１０）、（式１１）により算出することができる。

Ｕ＿Ｄｕｔｙ＝０．５・（１＋ａ−Ｄ） （式９）

Ｎ＿Ｄｕｔｙ＝Ｄ （式１０）

Ｄ＿Ｄｕｔｙ＝０．５・（１−ａ−Ｄ） （式１１）

上記（式９）、（式１０）、（式１１）が得られる理由について、図８を参照して説明する。
図８（Ａ）に示すように、キャリア半周期の長さを“１”として、上位キャリアはダイポーラ率Ｄを用いて次の（式５０）で表される。

ｙ＝２ｘ−（１−Ｄ） （式５０）

理想的な状態でＵ相電圧Ｖ_ＵＯｒが正（高電位）を出力している期間Ｕ＿Ｄｕｔｙは、上位キャリアよりもＵ相変調波の瞬時値ａが大きい場合の期間であり、上記（式５０）にｙ＝ａ、ｘ＝Ｕ＿Ｄｕｔｙを代入すると、
ａ＝２・Ｕ＿Ｄｕｔｙ−（１−Ｄ）
すなわち Ｕ＿Ｄｕｔｙ＝０．５（１＋ａ−Ｄ）
となり、（式９）が得られる。

図８（Ｂ）に示すように、キャリア半周期の長さを“１”として、下位キャリアはダイポーラ率Ｄを用いて次の（式５１）で表される。

ｙ＝２ｘ−（１＋Ｄ） （式５１）

理想的な状態でＵ相電圧Ｖ_ＵＯｒが負（低電位）を出力している期間Ｄ＿Ｄｕｔｙは、下位キャリアよりもＵ相変調波の瞬時値ａが小さい場合の期間であり、下位キャリアよりもＵ相変調波の瞬時値ａが大きい場合の期間をｘｏとすると、次の関係がある。
ｘｏ＝１−Ｄ＿Ｄｕｔｙ
よって、（式５１）にｙ＝ａ、ｘ＝ｘｏを代入すると、
ａ＝２・（１−Ｄ＿Ｄｕｔｙ）−（１＋Ｄ）
すなわち Ｄ＿Ｄｕｔｙ＝０．５（１−ａ−Ｄ）
となり、（式１１）が得られる。

また、理想的な状態でＵ相電圧Ｖ_ＵＯｒがゼロ（中間電位）を出力している期間Ｎ＿Ｄｕｔｙは、Ｕ＿Ｄｕｔｙ、Ｄ＿Ｄｕｔｙと次の（式５２）に示す関係がある。

Ｎ＿Ｄｕｔｙ＝１−Ｕ＿Ｄｕｔｙ−Ｄ＿Ｄｕｔｙ （式５２）

よって、（式５２）に（式９）、（式１１）を代入すると、
Ｎ＿Ｄｕｔｙ＝１−０．５（１＋ａ−Ｄ）−０．５（１−ａ−Ｄ）＝Ｄ
となり、（式１０）が得られる。

このようにして、Ｕ相電流ＩＵが正方向に流れた場合、図４（Ａ）で説明したように、上記平均誤差電圧ΔＶ_ＯＮを（式７）に基づいて求め、これをＥｄ／２で割って変調率に換算した後、この変調率をオン電圧補正量としてＵ相変調波の瞬時値ａを補正し、この補正後のＵ相変調波の瞬時値ａｈによりＰＷＭを生成することにより、主回路１からは実際のＵ相電圧Ｖ_ＵＯに見合った電圧が出力される。これにより、誤差電圧（Ｖ_ＵＯ−Ｖ_ＵＯｒ）の正負の値がそれぞれ打ち消されるように動作し、誤差電圧（Ｖ_ＵＯ−Ｖ_ＵＯｒ）の平均値がゼロとなるようにオン電圧誤差を補正することができる。

Ｕ相電流ＩＵが負方向に流れた場合においても、図７で説明したように、同様の原理で、上記平均誤差電圧ΔＶ_ＯＮを（式８）に基づいて求め、これをＥｄ／２で割って変調率に換算した後、この変調率をオン電圧補正量としてＵ相変調波の瞬時値ａを補正し、この補正後のＵ相変調波の瞬時値ａｈによりＰＷＭを生成することにより、オン電圧誤差を補正することが可能となる。

なお、図６、図７に示した原理図はＵ相のみの説明であるが、Ｖ相、Ｗ相についても同様の原理でオン電圧補正が可能である。

次に、オン電圧補正を行うための平均誤差電圧ΔＶ_ＯＮを算出するオン電圧演算回路９３の具体的な構成、および動作について、図９を参照して説明する。

オン電圧演算回路９３は、Ｕ相変調波の瞬時値ａ、ダイポーラ率Ｄを受けて、Ｄｕｔｙ演算回路９３１で（式９）、（式１０）、（式１１）に基づく演算を行い、Ｕ＿Ｄｕｔｙ、Ｎ＿Ｄｕｔｙ、Ｄ＿Ｄｕｔｙを出力する。また、素子オン電圧演算回路９３２は、電流検出部７Ｕで検出されたＵ相電流ＩＵを入力し、このＵ相電流ＩＵに基づいてスイッチング素子ＳＵ１〜ＳＵ４のオン電圧Ｖ_ＳＯＮとダイオードＤＵ１〜ＤＵ４のオン電圧Ｖ_ＤＯＮをそれぞれ演算して出力する。これらの値を受けて、正側演算回路９３３では、前述の（式７）に基づいてＵ相電流ＩＵが正方向に流れた場合の平均誤差電圧ΔＶ_ＯＮを演算し、また、負側演算回路９３４では、前述の（式８）に基づいてＵ相電流ＩＵが負方向に流れた場合の平均誤差電圧ΔＶ_ＯＮを演算してそれぞれ出力する。出力選択回路９３５は、各演算回路９３３、９３４の演算結果を受けて、Ｕ相電流ＩＵの極性に応じた平均誤差電圧ΔＶ_ＯＮを選択して出力する。

なお、一般に半導体素子のオン電圧は、素子を流れる電流および素子の温度の変化に伴って変化する。したがって、素子オン電圧演算回路９３２は、このことを考慮してＵ相電流ＩＵを受けてスイッチング素子ＳＵ１〜ＳＵ４のオン電圧Ｖ_ＳＯＮとダイオードＤＵ１〜ＤＵ４のオン電圧Ｖ_ＤＯＮを演算している。具体的には、素子温度を考慮したスイッチング素子ＳＵ１〜ＳＵ４のオン電圧Ｖ_ＳＯＮとダイオードＤＵ１〜ＤＵ４のオン電圧Ｖ_ＤＯＮのオン電圧特性を測定しておき、その近似式を導出して、オン電圧の演算に用いても良いし、テーブルとして保持しておき、このテーブルを参照することによりオン電圧を導出しても良い。これにより、一層精度良くオン電圧Ｖ_ＳＯＮ、Ｖ_ＤＯＮを導出することができる。

なお、図１、図２に示す構成では、電圧指令値や平均誤差電圧ΔＶ_ＯＮをそれぞれＥｄ／２で割ってそれぞれ変調率に換算した後に、減算器９５で変調率を補正しているが、電圧指令値、例えばＶＵ＊を平均誤差電圧ΔＶ_ＯＮで直接補正した後に、Ｅｄ／２で割ってＵ相変調波ａを得て、これをＰＷＭ演算器９７に与える構成としてもよい。

以上のように、この実施の形態１によれば、３レベルインバータのＰＷＭ制御においてダイポーラ変調を実施した場合の平均誤差電圧ΔＶ_ＯＮをオン電圧演算回路９３によって演算することで、スイッチング素子や還流用のダイオードに電流が流れる際のオン電圧降下を正確に補償することができる。このため、３レベルインバータのＰＷＭ制御において、ダイポーラ変調で負荷８を駆動した場合でも、適切にオン電圧補正を実施することができ、３レベルインバータの出力電圧精度を高めることができる。

実施の形態２．
上記の実施の形態１では、（式７）、（式８）、（式９）、（式１０）、（式１１）を用いてダイポーラ変調時の平均誤差電圧ΔＶ_ＯＮを演算できることを説明した。
ここで、（式７）、（式８）に対して（式９）、（式１０）、（式１１）をそれぞれ代入して整理すると、Ｕ相電流ＩＵが正方向に流れた場合における平均誤差電圧ΔＶ_ＯＮを下記の（式１２）で、またＵ相電流ＩＵが負方向に流れた場合における平均誤差電圧ΔＶ_ＯＮを下記の（式１３）で、それぞれ導出することができる。

ΔＶ_ＯＮ＝−｛（１＋ａ）・Ｖ_ＳＯＮ＋（１−ａ）・Ｖ_ＤＯＮ｝ （式１２）

ΔＶ_ＯＮ＝（１＋ａ）・Ｖ_ＤＯＮ＋（１−ａ）・Ｖ_ＳＯＮ （式１３）

上記の平均誤差電圧ΔＶ_ＯＮを求める（式１２）、（式１３）は、ダイポーラ率Ｄを含まない単純な式となる。したがって、この実施の形態２では、オン電圧補正を行うための平均誤差電圧ΔＶ_ＯＮを算出するオン電圧演算回路９３ａは、図１０に示すように構成される。なお、それ以外の構成部分は、上記の実施の形態１（図１、図２）の場合と同じであるので、ここでは詳しい説明は省略する。

この実施の形態２のオン電圧演算回路９３ａは、図９に示した構成の正側演算回路９３３の（式７）の代わりに、正側演算回路９３６として（式１２）を、図９に示した構成の負側演算回路９３４の（式８）の代わりに、負側演算回路９３７として（式１３）をそれぞれ用いて平均誤差電圧ΔＶ_ＯＮを演算するように変更している。また、不要となったＤｕｔｙ演算回路９３１は省略されている。なお、オン電圧演算回路９３ａのその他の構成部分および動作は、図９に示した実施の形態１の場合と同様であるので、対応する構成部分には同一の符号を付して説明は省略する。

以上のように、この実施の形態２では、オン電圧演算回路９３ａを図１０に示した構成にすることにより、実施の形態１と同様に適切なオン電圧補正を実施できるだけでなく、実施の形態１の場合に比べて構成が簡単となり演算量を削減することができる。

実施の形態３．
上記の実施の形態１、２では、３レベルインバータのＰＷＭ制御において、ダイポーラ変調を実施した場合のオン電圧補正について説明したが、この実施の形態３では、３レベルインバータのＰＷＭ制御において、ユニポーラ変調を実施した場合のオン電圧補正について説明する。

図１１はユニポーラ変調によってスイッチング素子をＰＷＭ制御する時の一例を示す説明図であり、ここではオン電圧降下が発生していない場合の理想的な状態を示す。このユニポーラ変調では、例えばＵ相の出力電圧を得る場合、図１１（Ａ）に示すように、正にシフトした上位キャリアと、負にシフトした下位キャリアと、基準信号波であるＵ相変調波とを用いてＵ相スイッチング指令ＳＵ＊を生成する。

具体的には、図１１（Ｂ）に示すように、上位キャリアとＵ相変調波との大小関係により、スイッチング素子ＳＵ１をオン・オフ制御し、また、図１１（Ｃ）に示すように、下位キャリアとＵ相変調波との大小関係により、スイッチング素子ＳＵ２をオン・オフ制御する。なお、図には記載していないが、スイッチング素子ＳＵ３はスイッチング素子ＳＵ１の反転動作、スイッチング素子ＳＵ４はスイッチング素子ＳＵ２の反転動作させている。これにより、３レベルインバータでユニポーラ変調した場合には、図１１（Ｄ）に示すＰＷＭ波形、すなわちＵ相変調波の半周期内に単一極性の電圧パルスを出力する波形が得られる。

なお、ユニポーラ変調を実施した場合においても、オン電圧誤差の発生原理は、図４、図５に示したようなダイポーラ変調時と同じであり、したがって、キャリア半周期の平均誤差電圧ΔＶ_ＯＮは、前述の（式７）、（式８）を適用することができる。

図１２、図１３はこの発明の実施の形態３における電力変換装置の構成図である。
この実施の形態３における電力変換装置の特徴は、上記実施の形態１の電力変換装置の構成（図１、図２）に対して、オン電圧演算回路９３ｂとキャリア生成器９６ｂの構成が異なることである。これらの構成以外の部分は実施の形態１と同じであるので、ここでは説明を省略する。

この実施に形態３において、キャリア生成器９６ｂは、図１１（Ａ）に示す正にシフトした上位キャリアと、負にシフトした下位キャリアとをそれぞれ生成してＰＷＭ演算器９７に出力する。また、オン電圧演算回路９３ｂの構成および動作については後に詳述する。

図１４はユニポーラ変調時において理想的な状態におけるＵ相電圧Ｖ_ＵＯｒのＤｕｔｙ計算の説明図であり、ここでは、キャリア波形の半周期分を抽出した状態を示している。
まず、ユニポーラ変調を実施した場合、キャリア半周期の長さを１としたとき、理想的な状態においてＵ相電圧Ｖ_ＵＯｒが正（高電位）を出力している期間（時間比率）をＵ＿Ｄｕｔｙ、Ｕ相電圧Ｖ_ＵＯｒがゼロ（中間電位）を出力している期間（時間比率）をＮ＿Ｄｕｔｙ、Ｕ相電圧Ｖ_ＵＯｒが負（低電位）を出力している期間（時間比率）をＤ＿Ｄｕｔｙとしたとき、各Ｄｕｔｙの関係について説明する。

図１４（Ａ）は、Ｕ相変調波の瞬時値ａがゼロ以上（ａ＞０）の場合において、上位キャリア、下位キャリア、Ｕ相変調波の瞬時値ａ、および理想的な状態でのＵ相電圧Ｖ_ＵＯｒの各相互の関係を示している。これより、Ｕ相変調波の瞬時値ａがゼロ以上（ａ≧０）の場合のＵ相電圧Ｖ_ＵＯｒの各Ｄｕｔｙは、下記の（式１４）、（式１５）、（式１６）になることが分かる。

Ｕ＿Ｄｕｔｙ＝ａ （式１４）

Ｎ＿Ｄｕｔｙ＝１−ａ （式１５）

Ｄ＿Ｄｕｔｙ＝０ （式１６）

また、図１４（Ｂ）は、Ｕ相変調波の瞬時値ａがゼロ未満（ａ＜０）の場合において、上位キャリア、下位キャリア、Ｕ相変調波の瞬時値ａ、および理想的な状態でのＵ相電圧Ｖ_ＵＯｒの各相互の関係を示している。これにより、Ｕ相変調波の瞬時値ａがゼロ未満（ａ＜０）の場合のＵ相電圧Ｖ_ＵＯｒの各Ｄｕｔｙは、下記の（式１７）、（式１８）、（式１９）になることが分かる。

Ｕ＿Ｄｕｔｙ＝０ （式１７）

Ｎ＿Ｄｕｔｙ＝１＋ａ （式１８）

Ｄ＿Ｄｕｔｙ＝−ａ （式１９）

以上、導出された各Ｄｕｔｙを求める各式（式１４）〜（式１９）を用いて、（式７）、（式８）に代入することで、ユニポーラ変調時のキャリア半周期の平均誤差電圧ΔＶ_ＯＮをそれぞれ導出することができる。

次に、オン電圧補正を行うための平均誤差電圧ΔＶ_ＯＮを算出するオン電圧演算回路９３ｂの具体的な構成、および動作について、図１５を参照して説明する。

この実施の形態３のオン電圧演算回路９３ｂは、上記の実施の形態１（図９）で説明したオン電圧演算回路９３と比較すると、Ｄｕｔｙ演算回路９３１ａ、９３１ｂ、およびＤｕｔｙ選択回路９３８を備えている点で構成が異なり、その他の構成部分および動作は、実施の形態１（図９）の場合と同様であるので、対応する構成部分には同一の符号を付して説明は省略する。

ここで、一方のＤｕｔｙ演算回路９３１ａは、Ｕ相変調波の瞬時値ａを入力すると、上記の（式１４）〜（式１６）に基づいてＵ＿Ｄｕｔｙ、Ｄ＿Ｄｕｔｙ、Ｎ＿Ｄｕｔｙをそれぞれ算出する。他方のＤｕｔｙ演算回路９３１ｂは、Ｕ相変調波の瞬時値ａを入力すると、上記の（式１７）〜（式１９）に基づいてＵ＿Ｄｕｔｙ、Ｄ＿Ｄｕｔｙ、Ｎ＿Ｄｕｔｙをそれぞれ算出する。

Ｄｕｔｙ選択回路９３８は、Ｕ相変調波の瞬時値ａがゼロ以上（ａ≧０）の場合には、一方のＤｕｔｙ演算回路９３１ａの出力を選択して出力し、Ｕ相変調波の瞬時値ａがゼロ未満（ａ＜０）の場合には、他方のＤｕｔｙ演算回路９３１ｂの出力を選択して出力する。

以上のように、この実施の形態３によれば、３レベルインバータのＰＷＭ制御においてユニポーラ変調を実施した場合の平均誤差電圧ΔＶ_ＯＮをオン電圧演算回路９３ｂによって演算することで、スイッチング素子や還流用のダイオードに電流が流れる際のオン電圧降下を正確に補償することができる。このため、３レベルインバータのＰＷＭ制御において、ユニポーラ変調で負荷８を駆動した場合でも、適切にオン電圧補正を実施することができ、３レベルインバータの出力電圧精度を高めることができる。

実施の形態４．
上記の実施の形態３では、前述の（式７）、（式８）、および（式１４）〜（式１９）を用いてユニポーラ変調時の平均誤差電圧ΔＶ_ＯＮを演算できることを説明した。

ここで、前述の（式７）はＵ相電流ＩＵが正方向に流れた場合に、（式８）はＵ相電流ＩＵが負方向に流れた場合にそれぞれ適用される。また、各Ｄｕｔｙを求める（式１４）、（式１５）、（式１６）はＵ相変調波の瞬時値ａがゼロ以上（ａ≧０）の場合に、また、各Ｄｕｔｙを求める（式１７）、（式１８）、（式１９）はＵ相変調波の瞬時値ａがゼロ未満（ａ＜０）の場合にそれぞれ適用される。

したがって、（式７）に対して（式１４）、（式１５）、（式１６）を代入して整理すれば、Ｕ相変調波の瞬時値ａがゼロ以上（ａ≧０）の場合で、かつ、Ｕ相電流ＩＵが正方向に流れた場合における平均誤差電圧ΔＶ_ＯＮを、次の（式２０）で導出できる。

ΔＶ_ＯＮ＝−｛（１＋ａ）・Ｖ_ＳＯＮ＋（１−ａ）・Ｖ_ＤＯＮ｝ （式２０）

また、前述の（式７）に対して（式１７）、（式１８）、（式１９）を代入して整理すれば、Ｕ相変調波の瞬時値ａがゼロ未満（ａ＜０）の場合で、かつ、Ｕ相電流ＩＵが正方向に流れた場合における平均誤差電圧ΔＶ_ＯＮを、次の（式２１）で導出できる。

ΔＶ_ＯＮ＝−｛（１＋ａ）・Ｖ_ＳＯＮ＋（１−ａ）・Ｖ_ＤＯＮ｝ （式２１）

更に、前述の（式８）に対して（式１４）、（式１５）、（式１６）を代入して整理すれば、Ｕ相変調波の瞬時値ａがゼロ以上（ａ≧０）の場合で、かつ、Ｕ相電流ＩＵが負方向に流れた場合における平均誤差電圧ΔＶ_ＯＮを、次の（式２２）で導出できる。

ΔＶ_ＯＮ＝（１＋ａ）・Ｖ_ＤＯＮ＋（１−ａ）・Ｖ_ＳＯＮ （式２２）

最後に、前述の（式８）に対して（式１７）、（式１８）、（式１９）を代入して整理すれば、Ｕ相変調波の瞬時値ａがゼロ未満（ａ＜０）の場合で、かつ、Ｕ相電流ＩＵが負方向に流れた場合における平均誤差電圧ΔＶ_ＯＮを、次の（式２３）で導出できる。

ΔＶ_ＯＮ＝（１＋ａ）・Ｖ_ＤＯＮ＋（１−ａ）・Ｖ_ＳＯＮ （式２３）

以上の演算結果に着目すると、（式２０）と（式２１）、（式２２）と（式２３）は同じ結果であり、したがって、Ｕ相変調波の瞬時値ａが正であるか負であるかに関係なく、Ｕ相電流ＩＵが正方向に流れた場合における平均誤差電圧ΔＶ_ＯＮは（式２０）または（式２１）により、また、Ｕ相電流ＩＵが負方向に流れた場合における平均誤差電圧ΔＶ_ＯＮは（式２２）または（式２３）により算出することができる。

しかも、Ｕ相電流ＩＵが正方向に流れた場合における平均誤差電圧ΔＶ_ＯＮである（式２０）または（式２１）は、前述の実施の形態２で説明した、ダイポーラ変調時のＵ相電流ＩＵが正方向に流れた場合における平均誤差電圧ΔＶ_ＯＮを求める（式１２）と同じであり、また、Ｕ相電流ＩＵが負方向に流れた場合における平均誤差電圧ΔＶ_ＯＮである（式２２）または（式２３）は、ダイポーラ変調時のＵ相電流ＩＵが正方向に流れた場合における平均誤差電圧ΔＶ_ＯＮを求める（式１３）と同じである。したがって、この実施の形態４の場合、平均誤差電圧ΔＶ_ＯＮを演算する際には、実施の形態２（図１０）に示した構成のオン電圧演算回路９３ａを採用することができる。

以上のように、この実施の形態４では、３レベルインバータのＰＷＭ制御においてユニポーラ変調を実施した場合の平均誤差電圧ΔＶ_ＯＮを演算する際、実施の形態３（図１５）で示した構成のオン電圧演算回路９３ｂを採用する代わりに、実施の形態２（図１０）に示した構成のオン電圧演算回路９３ａを採用することができるため、実施の形態３の場合に比べて構成が簡単となり演算量を削減することができる。そして、ユニポーラ変調で負荷８を駆動した場合でも、適切にオン電圧補正を実施することができ、３レベルインバータの出力電圧精度を高めることができる。

更に、図１０に示した構成のオン電圧演算回路９３ａを用いれば、ダイポーラ変調とユニポーラ変調のいずれの場合でも、同じオン電圧補正を実現することができ、補正方法の切替が不要になる。すなわち、上記実施の形態１はダイポーラ変調時のオン電圧補正用に特筆した構成であり、上記実施の形態３はダイポーラ変調時のオン電圧補正用に特筆した構成である。したがって、ダイポーラ変調とユニポーラ変調の動作状態に応じて構成をそれぞれ切替える必要があるのに対して、この実施の形態４で説明したように、図１０に示した構成のオン電圧演算回路９３ａを用いれば、ダイポーラ変調とユニポーラ変調のいずれの場合でも、オン電圧補正方法を切替える必要がなく、３レベルインバータのオン電圧補正を実現できるとともに、出力電圧精度を高めることができる。

この発明は、上記の実施の形態１〜４の構成のみに限定されるものではなく、この発明の趣旨を逸脱しない範囲内において、各実施の形態１〜４を自由に組み合わせたり、各実施の形態１〜４の構成を適宜変形したり省略したりすることが可能である。

例えば、上記の各実施の形態１〜４では、負荷８として誘導電動機を例にとって説明したが、その他の交流電動機でも同様であり、これら交流電動機を３レベルインバータの出力に対してＮ台（Ｎは整数）並列に接続しても良い。また、ここでは電気鉄道車両に適用した場合の一例として直流電圧源を電気架線２として説明したが、単相もしくは３相交流架線からコンバータや整流回路を介して電力供給することでこれを直流電圧源としても良いし、蓄電池からＤＣ／ＤＣコンバータを介して電力供給することでこれを直流電圧源としても良い。更に、ここでは各実施の形態１〜４として３レベルインバータを示したが、同様の主回路構成で交流電源を直流電源に変換するコンバータとして動作させても良い。

また、この発明の実施の形態１〜４では、上記キャリア波形と変調波の大小関係によりダイポーラ変調やユニポーラ変調によりＰＷＭ制御する場合について説明したが、部分ダイポーラ変調によりＰＷＭ制御する場合も適用することができ、また、出力電圧ベクトルに基づいて制御周期毎に直接ら出力電圧パルスの比率を算出する空間ベクトル方式等のＰＷＭ制御にも適用できる。

なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

この発明は、３レベル電力変換回路を適用した電力変換装置に関するものであり、直流電力を交流電力に、交流電力を直流電力に変換する電力変換装置に広く適用できる。

Claims (6)

1. 複数の半導体スイッチング素子と複数の還流用のダイオードを有し、直流電圧を正の電圧と負の電圧及びゼロ電圧の３つの電位を有する電圧に変換する３レベル電力変換回路と、上記３レベル電力変換回路の３つの電位を有する端子に入出力する電流値を検出する電流検出部と、上記直流電圧を検出する電圧検出部と、電圧指令値に基づいて上記３レベル電力変換回路の半導体スイッチング素子をオン／オフ制御する制御部とを有する電力変換装置において、
   上記制御部は、予め設定された一定の期間内における上記３つの電位の時間比率と上記電流検出部からの電流値に基づいて、上記半導体スイッチング素子と上記ダイオードに電流が流れる際のオン電圧降下に伴って生じるオン電圧誤差を演算し、上記オン電圧誤差を補正する電圧補正量でもって上記電圧指令値を補正し、上記補正後の電圧指令値に基づいて上記３レベル電力変換回路の半導体スイッチング素子をオン／オフ制御するものである電力変換装置。
2. 上記制御部は、上記３レベル電力変換回路の出力電圧の半周期内に、ゼロ電圧を介して正負交互に電圧パルスを出力するようにパルス幅変調制御しつつ、上記３つの電位の時間比率を、上記電圧指令値と上記直流電圧との割合、およびキャリア波形を正負にシフトするシフト量とキャリア波形の振幅との比率に基づいて演算する請求項１記載の電力変換装置。
3. 上記制御部は、上記３レベル電力変換回路の出力電圧の半周期内に、単一極性の電圧パルスを出力するようにパルス幅変調制御しつつ、上記３つの電位の時間比率を、上記電圧指令値と上記直流電圧との割合から導出する請求項１記載の電力変換装置。
4. 上記予め設定された一定の期間とは、上記パルス幅変調制御を行う場合のキャリア波形の少なくとも半周期以上の期間である請求項２または請求項３に記載の電力変換装置。
5. 複数の半導体スイッチング素子と複数の還流用のダイオードを有し、直流電圧を正の電圧と負の電圧及びゼロ電圧の３つの電位を有する電圧に変換する３レベル電力変換回路と、上記３レベル電力変換回路の３つの電位を有する端子に入出力する電流値を検出する電流検出部と、上記直流電圧を検出する電圧検出部と、電圧指令値に基づいて上記３レベル電力変換回路の半導体スイッチング素子をオン／オフ制御する制御部とを有する電力変換装置において、
   上記制御部は、上記電圧指令値と上記直流電圧との割合と上記電流検出部からの電流値に基づいて、上記半導体スイッチング素子と上記ダイオードに電流が流れる際のオン電圧降下に伴って生じるオン電圧誤差を演算し、上記オン電圧誤差を補正する電圧補正量でもって上記電圧指令値を補正し、上記補正後の電圧指令値に基づいて上記３レベル電力変換回路の半導体スイッチング素子をオン／オフ制御するものである電力変換装置。
6. 上記制御部は、上記３レベル電力変換回路の動作状態に応じてパルス幅変調制御方式を切替えるが、上記オン電圧誤差の演算方法を切替えることなくオン電圧誤差を演算するものである請求項５記載の電力変換装置。

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