JP2008048537A - 交流−交流電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】非平滑直流母線を持つ交流−交流電力変換装置においても出力相が３レベル変化するＰＷＭパルス発生方法を得る。
【解決手段】複数のスイッチ４ａ〜４ｆ，５ａ〜５ｆの開閉によって多相交流電源を任意の振幅および周波数の交流出力に直接変換し、かつ双方向に電流を流すことができる交流−交流電力変換装置であって、出力相の電位が３レベル以上の階段状に変化し、かつ出力相に同時に接続する入力相が二相以下となるように上記スイッチ４ａ〜４ｆ，５ａ〜５ｆの開閉タイミングを調整する手段６〜１１を設けている。
【選択図】図１

Description

この発明は、交流−交流電力変換装置に関する。

交流−交流電力変換装置は、電解コンデンサ等の大容量エネルギー蓄積手段をもたずに交流入力から任意の周波数と振幅を持つ出力を発生させることができる。このように、交流−交流電力変換装置は、エネルギー蓄積手段を持たないことから、実質的に入力と出力が直接に接続されるため、従来より多様なスイッチング制御方法が存在する。

すなわち、従来の交流−交流電力変換装置には、非平滑直流母線を介して入出力を接続する方式を採用したものも提案されている。例えば、下記の特許文献１によれば、入力電流を高力率に制御する機能を持つ仮想的な整流器と仮想的なインバータの働きをするように９個の双方向スイッチを制御している。また、下記の特許文献２では、同様の考え方で別のＰＷＭ制御方法が示されており、さらに非平滑直流母線が仮想的なものであっても実際に主回路上にあってもよいと示されている。

この場合、非平滑直流母線は２線しか存在しないので、出力相に同時に接続できる入力相は二相以下に限定される。すなわち、出力相は非平滑直流母線のどちらかに接続され、かつ入力相の切替えは出力相に接続されていない非平滑直流母線でしか行われないため、出力相は中間電位を介さず最小電位と最大電位との間で変化し、このため出力相の電位は２レベルの変化をする。また、この場合、電源から非平滑の直流を発生させるＰＷＭ整流器と、非平滑の直流から交流出力を発生させるＰＷＭインバータとの二つの部分に分割してパルスパターンを決定する。

このように、主回路上存在する非平滑直流母線を介して入出力を接続する従来方式の交流−交流電力変換装置は、２レベルの変化しかしないものの、大容量のエネルギー蓄積手段を有する通常のインバータと類似した構成を採用することができ、制御部の構築が容易であるという利点がある。

一方、他の従来の交流−交流電力変換装置には、９個の双方向スイッチを設け、出力相の電位を階段状に３レベル変化させるスイッチング制御方式を採用したものも提案されている。例えば、下記の非特許文献１では、中間の入力電流指令値の極性によって基準となる電圧を変更し、残りの電圧はその相の入力電流指令値の比によって接続割合を決め、さらに出力線間電圧指令を元に出力相の電位を３レベル変化させている。また、下記の特許文献３では、仮想整流器と仮想インバータが仮想直流母線を介して接続されているとみなしてＰＷＭパルスを発生させた後、出力相の電位が３レベル変化するようにパルスの順序を並び替えるようにしている。

このように、出力相の電位を階段状に３レベル変化させるスイッチング制御方法を採用した従来の交流−交流電力変換装置は、スイッチング時に半導体スイッチに印加される電圧を抑制できるため、スイッチング損失やノイズが低減できる利点がある。

特公平８−３２１７７号公報（図１、図９〜図１１） 特開２００４−２６６９７２号公報（図１） 電気学会論文誌Ｄ分冊、１１６巻６号、１９９６年、ｐｐ６４４−６５１（図２、図５） 特開２００６−１４５５０号公報（図３）

上記の特許文献２に記載されているような非平滑直流母線を介して入出力を接続する交流−交流電力変換装置は、主回路が整流器部とインバータ部とからなるために構成が容易で、また、直流回路を持つので、保護回路の構成が容易となる利点があるものの、従来の制御においては、前述のように出力相に同時に接続できる入力相は二相に以下に限定され、したがって、出力相が２レベルであるため、スイッチング損失やノイズを有効に低減することができない。

一方、非特許文献１や特許文献３に記載されているような９つの双方向スイッチで出力相が３レベルとなるＰＷＭ発生方法を採用した従来の交流−交流電力変換装置は、三相の入力相が各々三相の出力相に接続される期間が存在することになるため、非平滑直流母線を有する方式には適用し難いという不具合がある。

この発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、非平滑直流母線を持ちながらも出力相が３レベル変化するＰＷＭパルス制御が行えるようにして、主回路や保護回路や制御部の構築が容易で、かつ、スイッチング損失やノイズを低減することが可能な交流−交流電力変換装置を提供することを目的とする。

第１の発明に係る交流−交流電力変換装置は、非平滑直流母線に出力相が接続されている期間にその非平滑直流母線に接続する入力相を切替えることによって、出力相の電位が３レベル以上の階段状に変化するように上記スイッチの開閉タイミングを調整する手段を備えている。

第２の発明に係る交流−交流電力変換装置は、二相以上の出力相について、単位時間当たりの各入力相の接続時間が一定の割合となり、その接続順序が入力電圧値が最大→中間→最小または最小→中間→最大の順になるようなパルスパターンを発生するパルスパターン発生手段と、単位時間あたりで非平滑直流母線の一方を入力線間電圧絶対値が最大である相に全期間接続し、非平滑直流母線のもう一方を入力相電圧絶対値が中間である相に所定の期間接続し、残りの期間は入力相電圧絶対値が最小である相に接続し、かつ単位時間あたりの出力相電位の平均値を変えることなく、各出力相の非平滑直流母線の正側と負側への接続時間割合を調整するパルスパターン調整手段と、を備えている。

第３の発明に係る交流−交流電力変換装置は、出力相の電位が３レベル以上の階段状に変化し、かつ出力相に同時に接続する入力相が二相以下となるように上記スイッチの開閉タイミングを調整する手段を備えている。

第４の発明に係る交流−交流電力変換装置は、二相以上の出力相について、単位時間当たりの各入力相の接続時間が一定の割合となり、その接続順序が入力電圧値が最大→中間→最小または最小→中間→最大の順になるようなパルスパターンを発生するパルスパターン発生手段と、上記パルスパターン発生手段で得られた各出力相のパルスパターンを単位時間あたりの出力相電位の平均値を変えることなく、入力相電圧絶対値が中間である相から最小である相または最小である相から中間である相に切り替わるタイミングが各出力相で同時となるように接続時間を調整するパルスパターン調整手段と、を備えている。

上記第１〜第４の発明によれば、主回路や保護回路の構成が容易な非平滑直流母線を有する交流−交流電力変換装置においても、出力相の電位を３レベル以上の階段状に変化させることができるＰＷＭパルス制御が可能となり、これにより、ＰＷＭパルス制御を行う制御部が比較的簡単な構成でありながらも、スイッチング時に素子に加わる電圧を小さくすることができて、スイッチング損失と漏れ電流とノイズを低減することができる。その結果、マイクロサージを緩和できるといった従来にない顕著な効果を奏する。特に、第２，第４の発明では制御周期あたりの１素子のスイッチング回数を低減できるため、高周波化し易くなる利点が得られる。

実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１に説明する交流−交流電力変換装置の構成図である。
三相交流電源１から入力フィルタ３を介して交流−交流電力変換装置の入力部Ｒ’、Ｓ’、Ｔ’に三相交流が入力される。なお、入力フィルタの前後では、高周波成分を除けばほぼ同じ電圧値を示す。

交流−交流電力変換装置は、電圧型インバータのように大容量のコンデンサ等の電力蓄積手段を持っておらず、Ｒ’、Ｓ’、Ｔ’何れかの相が２つの非平滑直流母線Ｐ、Ｎを介して直接出力部Ｕ、Ｖ、Ｗ相に接続される。また、ここでは負荷として交流電動機２が接続されている。

双方向スイッチ４ａ〜４ｆのオン、オフによって、非平滑直流母線Ｐ、ＮにＲ’、Ｓ’、Ｔ’何れかの相を接続して非平滑の直流電圧Ｖｄｃ（＞０）を得る。この場合、双方向スイッチ４ａ〜４ｆは、図中上段側のスイッチ４ａ，４ｃ，４ｅの内の一つがオンしたときには、図中下段側のスイッチ４ｂ，４ｄ，４ｆの内の一つがオンする。ただし、互いに直列接続されているスイッチ４ａと４ｂ、４ｃと４ｄ、４ｅと４ｆが同時にオンされることはない。

上記の双方向スイッチ４ａ〜４ｆは、例えば図２（ａ）のように、逆阻止絶縁ゲート形バイポーラトランジスタを逆並列に接続したものである。その他、図２（ｂ）、図２（ｃ）のように双方向に電圧を阻止かつ電流を導通できるスイッチであればよい。

一方、絶縁ゲート形バイポーラトランジスタとダイオードを逆並列に接続したスイッチ５ａ〜５ｆは電圧型インバータと同様の構成となっている。なお、これらのスイッチ５ａ〜５ｆは、絶縁ゲート形バイポーラトランジスタの代わりに、ＭＯＳＦＥＴなどの電力変換素子を用いて構成してもよい。このように、入力側は２つの非平滑直流母線Ｐ、Ｎを介して出力側と接続されているので、同時に出力相に接続されている入力相は二相以下に限定される。

入力電圧検出部６では系統の相電圧が検出される。本例では、系統の線間電圧検出値から演算によって相電圧を求める。いま、系統の相電圧を大きい順にＶｉｍａｘ、Ｖｉｍｉｄ、Ｖｉｍｉｎとする。出力電圧指令発生部７では、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の電圧指令を作成する。この電圧指令はモータ制御方式に応じて適切な方法で作成される。

パルスパターン発生部８では、１／２制御周期Ｔｃ／２内でＰ、Ｎ相にＲ’、Ｓ’、Ｔ’相を接続する時間の割合と順序を計算する。さらに、Ｕ、Ｖ、Ｗ相にＰ、Ｎ相を接続する割合と順序を計算する。

パルスパターン発生部８で作成されたパルスパターンは、パルスパターン調整部９において、意図した出力相電圧が発生できるように接続する割合と順序を調整する。調整後のパルスパターンからゲート信号発生部１０においてスイッチ４ａ〜４ｆと５ａ〜５ｆのゲート信号が作成され、ゲートドライバ１１へ入力される。

パルスパターン発生部８の構成および動作を図３と図４を用いて説明する。
図３はパルスパターン発生部８の構成図である。ここに、入力比率計算部１２は、入力相のＰ、Ｎ相への接続比率Ｄｉｍａｘ、Ｄｉｍｉｄ、Ｄｉｍｉｎと、その結果得られる直流母線電圧Ｖｄｃ値であるＶｄｃ＊を計算する。ここで、Ｒ’、Ｓ’、Ｔ’において力率１となるように制御する。

いま、｜Ｖｉｍａｘ｜＜｜Ｖｉｍｉｎ｜のときは、図４のように、Ｎ相電圧Ｖｎ１をＶｉｍｉｎに固定する。Ｐ相電圧Ｖｐ１にはＶｉｍａｘとＶｉｍｉｄをＤｉｍａｘとＤｉｍｉｄの割合で接続する。このとき、入力比率とＶｄｃ＊は式（１）〜式（４）のようになる。

Ｄｉｍａｘ＝Ｖｉｍａｘ／（Ｖｉｍａｘ＋Ｖｉｍｉｄ） （１）
Ｄｉｍｉｄ＝Ｖｉｍｉｄ／（Ｖｉｍａｘ＋Ｖｉｍｉｄ） （２）
Ｄｉｍｉｎ＝１ （３）
Ｖｄｃ＊＝（Ｄｉｍａｘ・Ｖｉｍａｘ＋Ｄｉｍｉｄ・Ｖｉｍｉｄ）−Ｖｉｍｉｎ （４）

また、｜Ｖｉｍａｘ｜＞｜Ｖｉｍｉｎ｜のときは同様に、Ｐ相電圧Ｖｐ１はＶｉｍａｘに固定する。Ｎ相電圧Ｖｎ１にはＶｉｍｉｄとＶｉｍｉｎをそれぞれＤｉｍｉｄとＤｉｍｉｎの割合で接続する。このとき、入力比率とＶｄｃ＊は式（５）〜式（８）のようになる。

Ｄｉｍａｘ＝１ （５）
Ｄｉｍｉｄ＝Ｖｉｍｉｄ／（Ｖｉｍｉｄ＋Ｖｉｍｉｎ） （６）
Ｄｉｍｉｎ＝Ｖｉｍｉｎ／（Ｖｉｍｉｄ＋Ｖｉｍｉｎ） （７）
Ｖｄｃ＊＝Ｄｉｍａｘ−（Ｄｉｍｉｄ・Ｖｉｍｉｄ＋Ｄｉｍｉｎ・Ｖｉｍｉｎ） （８）

電圧指令補正部１３には入力比率、直流母線電圧値Ｖｄｃ＊、電圧指令値が入力される。電圧指令値はＵ、Ｖ、Ｗの各出力相の出力電圧目標値となるものであり、ここでは入力された電圧指令値を大きい順にＶｏｍａｘｏ＊、Ｖｏｍｉｄｏ＊、Ｖｏｍｉｎｏ＊とする。Ｖｄｃ＊を考慮して、−１〜１の間に変換した指令値をそれぞれＶｏｍａｘ＊、Ｖｏｍｉｄ＊、Ｖｏｍｉｎ＊とする。ここで、｜Ｖｉｍａｘ｜＜｜Ｖｉｍｉｎ｜のときはＶｏｍｉｎ＊＝−１、｜Ｖｉｍａｘ｜＞｜Ｖｉｍｉｎ｜のときはＶｏｍａｘ＊＝１となるように零相成分を加算しておく。

また、スイッチング素子のオン電圧補正やデッドタイム補正を行うこともできる。図４に示すように、変形三角波とＶｏｍａｘ＊、Ｖｏｍｉｄ＊、Ｖｏｍｉｎ＊を比較して、指令値が三角波よりも大きく出力相がＰ相に接続される時間比率を計算し、電圧指令比率Ｄｏｍａｘ、Ｄｏｍｉｄ、Ｄｏｍｉｎとして出力する。

パルスパターン計算部１４では、最初にＶｐ１、Ｖｎ１の電圧パターンおよび出力相の電圧Ｖｏｍａｘ１、Ｖｏｍｉｄ１、Ｖｏｍｉｎ１の電圧パターンを作成する。

上記のように、｜Ｖｉｍａｘ｜＜｜Ｖｉｍｉｎ｜の場合、図４に示すように、Ｖｐ１はＶｉｍａｘ→Ｖｉｍｉｄ→Ｖｉｍｉｄ→Ｖｉｍａｘのように変化する。ここで、Ｔｉｍａｘ＝Ｄｉｍａｘ・（Ｔｃ／２）、Ｔｉｍｉｄ＝Ｄｉｍｉｄ・（Ｔｃ／２）である。Ｖｎ１はＶｉｍｉｎで変化しない。出力電圧Ｖｏｘ１（ｘはｍａｘ、ｍｉｄ、ｍｉｎのいずれか）はＶｉｍａｘ→Ｖｉｍｉｎ→Ｖｉｍｉｄ→Ｖｉｍｉｄ→Ｖｉｍｉｎ→Ｖｉｍａｘと変化する。ここで、Ｖｏｘ＊の電圧指令比率をＤｏｘとすると、Ｔｏｘ１＝Ｄｉｍａｘ・Ｄｏｘ・（Ｔｃ／２）、Ｔｏｘ２＝Ｄｉｍｉｄ・Ｄｏｘ・（Ｔｃ／２）、Ｔｏｘ３＝（１−Ｄｏｘ）・（Ｔｃ／２）である。この内、ＶｏｍｉｎはＤｏｍｉｎ＝０のため、Ｖｉｍｉｎに接続されたままである。

一方、｜Ｖｉｍａｘ｜＞｜Ｖｉｍｉｎ｜の場合、Ｖｐ１はＶｉｍａｘで変化しない。Ｖｎ１はＶｉｍｉｎ→Ｖｉｍｉｄ→Ｖｉｍｉｄ→Ｖｉｍｉｎのように変化する。ここで、Ｔｉｍｉｎ＝Ｄｉｍｉｎ・（Ｔｃ／２）、Ｔｉｍｉｄ＝Ｄｉｍｉｄ・（Ｔｃ／２）である。出力電圧Ｖｏｘ１はＶｉｍｉｎ→Ｖｉｍａｘ→Ｖｉｍｉｄ→Ｖｉｍｉｄ→Ｖｉｍａｘ→Ｖｉｍｉｎと変化する。ここで、Ｔｏｘ１＝Ｄｉｍｉｎ・（１−Ｄｏｘ）・（Ｔｃ／２）、Ｔｏｘ２＝Ｄｉｍｉｄ・（１−Ｄｏｘ）・（Ｔｃ／２）、Ｔｏｘ３＝Ｄｏｘ・（Ｔｃ／２）である。このうちＶｏｍａｘはＤｏｍａｘ＝１のため、Ｖｉｍａｘに接続されたままである。

次に、Ｖｏｘ１の接続順を変更してＶｉｍａｘとＶｉｍｉｎの間にＶｉｍｉｄを挟んで変化する出力電圧Ｖｏｘ２を作成する。したがって、Ｖｏｘ２のパルスパターンは３レベルの階段状に変化するものとなる。

続いて、パルスパターン調整部９の動作について、図５を用いて説明する。
Ｖｏｘ２のパルスパターンでは、Ｖｏｍａｘ２＝Ｖｉｍａｘ、Ｖｏｍｉｄ２＝Ｖｉｍｉｄ、Ｖｏｍｉｎ２＝Ｖｉｍｉｎとなるタイミングが存在する。図１に示した回路においては、入力相は一度に２つ以下の相しか出力に接続できないため、Ｖｏｘ２から得られるＴｃ／２期間中の出力電圧平均値を維持しながらこのモードが発生しないようにパターンを調整したＶｐ、Ｖｎ、Ｖｏｘ（Ｖｏｍａｘ、Ｖｏｍｉｄ、Ｖｏｍｉｎ）を作成する。

いま、｜Ｖｉｍａｘ｜＜｜Ｖｉｍｉｎ｜の場合、図５に示すように、Ｖｎ＝Ｖｎ１、Ｖｏｍｉｄ＝Ｖｏｍｉｄ２、Ｖｏｍｉｎ＝Ｖｏｍｉｎ２とする。ＶｐについてはＶｉｍａｘの期間をＴｏｍｉｄ１、Ｖｉｍｉｄの期間を（Ｔｃ／２）−Ｔｏｍｉｄ１とする。ＶｏｍａｘについてはＶｉｍａｘとなる期間をＴｏｍｉｄ１、Ｖｉｍｉｄとなる期間をＴｏｍａｘ２’、Ｖｉｍｉｎとなる期間をＴｏｍａｘ３’とする。Ｖｏｍａｘ２のパターンに示した斜線部分の面積が等しくなる条件は次式（９）の通りである。

（Ｖｉｍａｘ−Ｖｉｍｉｄ）・（Ｔｏｍａｘ１−Ｔｏｍｉｄ１）
＝（Ｖｉｍｉｄ−Ｖｉｍｉｎ）・（Ｔｏｍａｘ３−Ｔｏｍａｘ３’） （９）

この条件を満たすＴｏｍａｘ２’とＴｏｍａｘ３’は式（１０）、式（１１）のようになる。
Ｔｏｍａｘ２’＝（Ｔｃ／２）−Ｔｏｍｉｄ１−Ｔｏｍａｘ３’ （１０）
Ｔｏｍａｘ３’＝Ｔｏｍａｘ３−｛（Ｖｉｍａｘ−Ｖｉｍｉｄ）／（Ｖｉｍｉｄ−Ｖｉｍｉｎ）｝・（Ｔｏｍａｘ１−Ｔｏｍｉｄ１） （１１）

一方、｜Ｖｉｍａｘ｜＞｜Ｖｉｍｉｎ｜の場合、同様に、Ｖｐ＝Ｖｐ１、Ｖｏｍａｘ＝Ｖｏｍａｘ２、Ｖｏｍｉｄ＝Ｖｏｍｉｄ２とする。ＶｎについてはＶｉｍｉｎの期間をＴｏｍｉｄ１、Ｖｉｍｉｄの期間を（Ｔｃ／２）−Ｔｏｍｉｄ１とする。ＶｏｍｉｎについてはＶｉｍｉｎとなる期間をＴｏｍｉｄ１、Ｖｉｍｉｄとなる期間をＴｏｍｉｎ２’、Ｖｉｍａｘとなる期間をＴｏｍｉｎ３’とする。Ｖｏｍｉｎ２のパターンに示した斜線部分の面積が等しくなる条件は式（１２）の通りである。
（Ｖｉｍｉｄ−Ｖｉｍｉｎ）・（Ｔｏｍｉｎ１−Ｔｏｍｉｄ１）
＝（Ｖｉｍａｘ−Ｖｉｍｉｄ）・（Ｔｏｍｉｎ３−Ｔｏｍｉｎ３’） （１２）

この条件を満たすＴｏｍｉｎ２’とＴｏｍｉｎ３’は式（１３）、式（１４）のようになる。
Ｔｏｍｉｎ２’＝（Ｔｃ／２）−Ｔｏｍｉｄ１−Ｔｏｍｉｎ３’ （１３）
Ｔｏｍｉｎ３’＝Ｔｏｍｉｎ３−｛（Ｖｉｍｉｄ−Ｖｉｍｉｎ）／（Ｖｉｍａｘ−Ｖｉｍｉｄ）｝・（Ｔｏｍｉｎ１−Ｔｏｍｉｄ１） （１４）

Ｒ、Ｓ、ＴがＶｉｍａｘ、Ｖｉｍｉｄ、Ｖｉｍｉｎに対応し、Ｕ、Ｖ、ＷがＶｏｍａｘ、Ｖｏｍｉｄ、Ｖｏｍｉｎに対応する場合のスイッチング素子のゲート信号を図６に示す。なお、転流時のデッドタイムやオン重なり時間は省略している。各スイッチング素子は制御周期Ｔｃ間に最大でオンオフ１回ずつになり、Ｔｃを短くする場合に有利である。

線間電圧と入力電流の一例を図７、図８に示す。なお、このときの入出力電圧位相は図６と同じである。図７は従来の場合、図８はこの実施の形態１の場合である。図８に示すこの実施の形態１の線間電圧ｖｕｖは、図７に示す従来の場合よりも振幅が小さくパルス幅が広いため、ノイズを低減することができ、マイクロサージが緩和される。なお、図８の入力電流値ｉｒ‘、ｉｓ’、ｉｔ‘は図７と等しくはないが、その差は小さく入力電流波形に与える影響は軽微である。

なお、図４〜図８では制御周期Ｔｃ毎に入力電圧検出値と出力電圧指令値を更新する例を示したが、１／２制御周期Ｔｃ／２毎、あるいはＴｃ／２の整数倍で更新することも可能である。

以上のように、この実施の形態１によれば、出力相の電位を階段状に３レベルで変化させることができ、スイッチング時にスイッチング損失とモータ漏れ電流とノイズを低減でき、マイクロサージを緩和することができる。

実施の形態２．
図１に示すパルスパターン調整部９において、実施の形態１の制御動作に代えて、図９に示すような制御動作を行うようにすることも可能である。

すなわち、｜Ｖｉｍａｘ｜＜｜Ｖｉｍｉｎ｜の場合、ＶｐをＴｏｍａｘ１’の間Ｖｉｍａｘ、（Ｔｃ／２）−Ｔｏｍａｘ１’の間Ｖｉｍｉｄに接続する。ＶｏｍａｘとＶｏｍｉｄについて、Ｔｏｍａｘ１’は次式（１５）の様にＴｏｍａｘ１とＴｏｍｉｄ１の差の中間に決定する。さらに、４つの斜線部の面積を等しくする条件は次式（１６）のようになる。

Ｔｏｍａｘ１’＝Ｔｏｍａｘ１−（Ｔｏｍａｘ１−Ｔｏｍｉｄ１）／２
＝Ｔｏｍｉｄ１＋（Ｔｏｍａｘ１−Ｔｏｍｉｄ１）／２ （１５）
（Ｖｍａｘ−Ｖｉｍｉｄ）・（Ｔｏｍａｘ１−Ｔｏｍａｘ１’）
＝（Ｖｉｍｉｄ−Ｖｉｍｉｎ）・（Ｔｏｍａｘ３−Ｔｏｍａｘ３’）
＝（Ｖｉｍｉｄ−Ｖｉｍｉｎ）・（Ｔｏｍｉｄ３’−Ｔｏｍｉｄ３） （１６）

上記の式（１５）、式（１６）を満たすようなＴｏｍａｘ２’、Ｔｏｍｉｄ２’、Ｔｏｍａｘ３’、Ｔｏｍｉｄ３’は次式（１７）〜（２０）のようになる。
Ｔｏｍａｘ２’＝Ｔｏｍａｘ２＋｛（Ｖｉｍａｘ−Ｖｉｍｉｎ）／（Ｖｉｍｉｄ−Ｖｉｍｉｎ）｝・（Ｔｏｍａｘ１−Ｔｏｍｉｄ１）／２ （１７）
Ｔｏｍｉｄ２’＝Ｔｏｍｉｄ２−｛（Ｖｉｍａｘ−Ｖｉｍｉｎ）／（Ｖｉｍｉｄ−Ｖｉｍｉｎ）｝・（Ｔｏｍａｘ１−Ｔｏｍｉｄ１）／２ （１８）
Ｔｏｍａｘ３’＝Ｔｏｍａｘ−｛（Ｖｉｍａｘ−Ｖｉｍｉｄ）／（Ｖｉｍｉｄ−Ｖｉｍｉｎ）｝・（Ｔｏｍａｘ１−Ｔｏｍｉｄ１）／２ （１９）
Ｔｏｍｉｄ３’＝Ｔｏｍｉｄ３＋｛（Ｖｉｍａｘ−Ｖｉｍｉｄ）／（Ｖｉｍｉｄ−Ｖｉｍｉｎ）｝・（Ｔｏｍａｘ１−Ｔｏｍｉｄ１）／２ （２０）

Ｒ、Ｓ、ＴがＶｉｍａｘ、Ｖｉｍｉｄ、Ｖｉｍｉｎに対応し、Ｕ、Ｖ、ＷがＶｏｍａｘ、Ｖｏｍｉｄ、Ｖｏｍｉｎに対応する場合のスイッチング素子のゲート信号を図１０に示す。転流時のデッドタイムやオン重なり時間は省略している。各スイッチング素子は制御周期Ｔｃ間に最大でオンオフ１回ずつになり、Ｔｃを短くする場合に有利である。

｜Ｖｉｍａｘ｜＞｜Ｖｉｍｉｎ｜の場合も、同様にして、ＶｏｍｉｄとＶｏｍｉｎのパルスパターンを調整することができ、同様の効果が得られる。

図９、図１０では制御周期Ｔｃ毎に入力電圧検出値と出力電圧指令値を更新する例を示したが、１／２制御周期Ｔｃ／２毎、あるいはＴｃ／２の整数倍で更新することができるのはいうまでもない。

また、Ｔｏｍａｘ１’を上記の式（１５）を満たす値に限定せず、Ｔｏｍｉｄ１＜Ｔｏｍａｘ１’＜Ｔｏｍａｘ１の範囲で任意に決定することもできる。この場合は、Ｖｏｍａｘ２の２つの斜線部の面積が等しくなるようにＴｏｍａｘ２’とＴｏｍａｘ３’を決定し、かつＶｏｍｉｄ２の２つの斜線部の面積が等しくなるようにＴｏｍｉｄ２’とＴｏｍｉｄ３’を決定する。

以上のように、この実施の形態２では、出力相の電位を階段状に３レベルで変化させることができ、スイッチング損失とモータ漏れ電流とノイズを低減でき、マイクロサージが緩和される。また、入力電流が両極性に変化しない。加えて、２つの相でパルスパターンを調整しなければならないが、調整前後のスイッチングタイミングの差は小さく抑えることができ、さらに、実施の形態１よりも成立する条件の幅が広くなるという利点がある。

実施の形態３．
図１に示すパルスパターン調整部９において、実施の形態１の制御動作に代えて、図１１に示すような制御動作を行うようにすることも可能である。

すなわち、｜Ｖｉｍａｘ｜＜｜Ｖｉｍｉｎ｜の場合、Ｖｏｍａｘ＝Ｖｏｍａｘ２として、Ｖｏｍｉｄ２を調整する。ＶｐをＴｏｍａｘ１の間Ｖｉｍａｘ、（Ｔｃ／２）−Ｔｏｍａｘ１の間Ｖｉｍｉｄに接続する。ＶｏｍｉｄについてはＶｉｍａｘとなる期間をＴｏｍａｘ１、Ｖｉｍｉｄとなる期間をＴｏｍｉｄ２’、Ｖｉｍｉｎとなる期間をＴｏｍｉｄ３’とする。Ｖｏｍｉｄ２のパターンに示した斜線部分の面積が等しくなる条件は次式（２１）の通りである。
（Ｖｉｍａｘ−Ｖｉｍｉｄ）・（Ｔｏｍａｘ１−Ｔｏｍｉｄ１）
＝（Ｖｉｍｉｄ−Ｖｉｍｉｎ）・（Ｔｏｍｉｄ３’−Ｔｏｍｉｄ３） （２１）

この条件を満たすＴｏｍｉｄ２’とＴｏｍｉｄ３’は次式（２２）、（２３）のようになる。
Ｔｏｍｉｄ２’＝（Ｔｃ／２）−Ｔｏｍａｘ１−Ｔｏｍｉｄ３’ （２２）
Ｔｏｍｉｄ３’＝Ｔｏｍｉｄ３＋｛（Ｖｉｍａｘ−Ｖｉｍｉｄ）／（Ｖｉｍｉｄ−Ｖｉｍｉｎ）｝・（Ｔｏｍａｘ１−Ｔｏｍｉｄ１） （２３）

Ｒ、Ｓ、ＴがＶｉｍａｘ、Ｖｉｍｉｄ、Ｖｉｍｉｎに対応し、Ｕ、Ｖ、ＷがＶｏｍａｘ、Ｖｏｍｉｄ、Ｖｏｍｉｎに対応する場合のスイッチング素子のゲート信号を図１２に示す。転流時のデッドタイムやオン重なり時間は省略している。各スイッチング素子は制御周期Ｔｃ間に最大でオンオフ１回ずつになり、Ｔｃを短くする場合に有利である。

｜Ｖｉｍａｘ｜＞｜Ｖｉｍｉｎ｜の場合も、同様にして、Ｖｏｍｉｄのパルスパターンを調整することができ、同様の効果が得られる。

図１１、図１２では制御周期Ｔｃ毎に入力電圧検出値と出力電圧指令値を更新する例を示したが、１／２制御周期Ｔｃ／２毎、あるいはＴｃ／２の整数倍で更新することができるのはいうまでもない。

以上のように、この実施の形態３によれば、出力相の電位を階段状に３レベルで変化させることができ、スイッチング損失とモータ漏れ電流とノイズを低減でき、マイクロサージを緩和する。また、入力電流が両極性に変化しない。

実施の形態４．
図１に示すパルスパターン調整部９において、実施の形態１の制御動作に代えて、図１３に示すような制御動作を行うことも可能である。

すなわち、｜Ｖｉｍａｘ｜＜｜Ｖｉｍｉｎ｜の場合にＤｏｍｉｄ＜＜Ｄｏｍａｘであると、実施の形態１〜実施の形態３のようなパルスパターン調整が難しくなる。このとき、Ｖｏｍａｘ＝Ｖｏｍａｘ２として、Ｖｏｍｉｄ２を調整する。ＶｐをＴｏｍａｘ１の間Ｖｉｍａｘ、その後（Ｔｃ／２）−Ｔｏｍａｘ１の間Ｖｉｍｉｄに接続する。ＶｏｍｉｄはＴｏｍｉｄ１’の間Ｖｉｍａｘ、その後Ｔｏｍｉｄ３’＝（Ｔｃ／２）−Ｔｏｍｉｄ１’の間Ｖｉｍｉｎに接続する。斜線部の面積が等しくなる条件は次式（２４）の通りである。
（Ｖｉｍａｘ−Ｖｉｍｉｄ）・（Ｔｏｍｉｄ１’−Ｔｏｍｉｄ１）
＝（Ｖｉｍｉｄ−Ｖｉｍｉｎ）・｛Ｔｏｍｉｄ２−（Ｔｏｍｉｄ１’−Ｔｏｍｉｄ１）｝ （２４）

上記の式（２４）の条件を満たすＴｏｍｉｄ１’は次式（２５）のようになる。
Ｔｏｍｉｄ１’＝Ｔｏｍｉｄ１＋｛（Ｖｉｍｉｄ−Ｖｉｍｉｎ）／（Ｖｉｍａｘ−Ｖｉｍｉｎ）｝・Ｔｏｍｉｄ２ （２５）

Ｒ、Ｓ、ＴがＶｉｍａｘ、Ｖｉｍｉｄ、Ｖｉｍｉｎに対応し、Ｕ、Ｖ、ＷがＶｏｍａｘ、Ｖｏｍｉｄ、Ｖｏｍｉｎに対応する場合のスイッチング素子のゲート信号を図１４に示す。転流時のデッドタイムやオン重なり時間は省略している。各スイッチング素子は制御周期Ｔｃ間に最大でオンオフ１回ずつになり、Ｔｃを短くする場合に有利である。

｜Ｖｉｍａｘ｜＞｜Ｖｉｍｉｎ｜の場合も、同様にして、Ｖｏｍｉｄのパルスパターンを調整することができ、同様の効果が得られる。

図１３、図１４では制御周期Ｔｃ毎に入力電圧検出値と出力電圧指令値を更新する例を示したが、１／２制御周期Ｔｃ／２毎、あるいはＴｃ／２の整数倍で更新することができるのはいうまでもない。

以上のように、この実施の形態４では、Ｄｏｍｉｄ＜＜Ｄｏｍａｘとなる条件においても、出力電圧中間相は２レベルとなるが、最大出力相の電位を階段状に３レベルで変化させることができ、スイッチング損失とモータ漏れ電流とノイズを低減でき、マイクロサージを緩和する。また、入力電流が両極性に変化しない。

実施の形態５．
上記の実施の形態１〜４において、式（２）の入力比率Ｄｉｍｉｄが“０”に近づくと、出力相がＶｉｍｉｄに接続される時間が極めて短くなる。このときパルスパターン調整が困難になる可能性がある。

そこで、通常は実施の形態１〜実施の形態４でパルスパターン調整をしておき、Ｄｉｍｉｄが所定値以下になると、以下に示すような調整を行う。

すなわち、Ｄｉｍａｘ＝１、Ｄｉｍｉｄ＝０とする。このとき、Ｖｏｘ１はＴｏｘ１＝Ｄｏｘ・（Ｔｃ／２）、Ｔｏｘ２＝０、Ｔｏｘ３＝（１−Ｄｏｘ）・（Ｔｃ／２）となる。Ｖｐ＝Ｖｉｍａｘ、Ｖｎ＝Ｖｉｍｉｎに固定されているため、Ｖｏｘ１＝Ｖｏｘ２＝Ｖｏｘとすることができる。出力相の電位は２レベルの変化となるが、細いパルスが出ないため、Ｔｃを短くする場合に有利である。

実施の形態６．
前述の実施の形態１〜実施の形態５を入出力比率の条件に応じて適宜複数組み合わせることも可能である。

これによって、同時に２つ以下の入力相しか出力相に接続できないという制約がありながらも、最大限出力相の電位を階段状に３レベルで変化させる期間を長くすることができる。これにより、スイッチング損失とモータ漏れ電流とノイズを低減でき、マイクロサージを緩和できる。また、入力電流が両極性に変化しない。さらに、各スイッチング素子は制御周期Ｔｃ間に最大でオンオフ１回ずつになるため、キャリア周波数を高くすることができる。その結果入力フィルタの共振周波数を高く設定でき、小型化を図ることができる。

実施の形態７．
入力相の接続比率は、Ｒ’、Ｓ’、Ｔ’において力率１でない電流位相をとるように設定することも可能である。例えば、図１５はある入力電流位相指令をもつ場合の構成を示している。基本的には実施の形態１の図１と同じであるので、異なるところのみ説明する。

図１５の入力電流位相発生部１５において、Ｒ’、Ｓ’、Ｔ’における入力電流の位相を決定する。例えば、入力フィルタの影響を考慮して系統電流が力率１となるように入力電流位相を決定する。この際、適宜入力相電圧検出値や負荷電流指令値などを用いて計算を行うことができる。入力電流位相指令は振幅１の正弦波として得ることとする。ここで、Ｖｉｍａｘ、Ｖｉｍｉｄ、Ｖｉｍｉｎに対応する電流位相指令をＩｉｍａｘ＊、Ｉｉｍｉｄ＊、Ｉｉｍｉｎ＊とする。

このとき、取り得る位相は常に次に示す２つの条件（１），（２）のどちらかを満たす範囲に限定される。
（１）Ｉｉｍｉｎ＊＜０で、かつ、｜Ｉｉｍａｘ＊｜、｜Ｉｉｍｉｄ＊｜、｜Ｉｉｍｉｎ＊｜の内、｜Ｉｉｍｉｎ＊｜が最大である。
（２）Ｉｉｍａｘ＊＞０で、かつ、｜Ｉｉｍａｘ＊｜、｜Ｉｉｍｉｄ＊｜、｜Ｉｉｍｉｎ＊｜の内、｜Ｉｉｍａｘ＊｜が最大である。
また、力率が低くなってくると、力率１の場合よりも出力可能な線間電圧が小さくなってしまうことに注意が必要である。

図１６はパルスパターン発生部８の構成図である。入力比率計算部１２には入力電流位相指令も入力される。

上記の条件（１）の場合、すなわちＩｉｍｉｎ＊＜０で、かつ、｜Ｉｉｍａｘ＊｜、｜Ｉｉｍｉｄ＊｜、｜Ｉｉｍｉｎ＊｜の内、｜Ｉｉｍｉｎ＊｜が最大である場合、入力比率を式（２６）〜式（２８）のように決めると、Ｖｄｃ＊は式（２９）のようになる。

Ｄｉｍａｘ＝Ｉｉｍａｘ＊／（Ｉｉｍａｘ＊＋Ｉｉｍｉｄ＊） （２６）
Ｄｉｍｉｄ＝Ｉｉｍｉｄ＊／（Ｉｉｍａｘ＊＋Ｉｉｍｉｄ＊） （２７）
Ｄｉｍｉｎ＝１ （２８）
Ｖｄｃ＊＝（Ｄｉｍａｘ・Ｖｉｍａｘ＋Ｄｉｍｉｄ・Ｖｉｍｉｄ）−Ｖｉｍｉｎ
（２９）

また、上記の条件（２）の場合、すなわちＩｉｍａｘ＊＞０で、かつ｜Ｉｉｍａｘ＊｜、｜Ｉｉｍｉｄ＊｜、｜Ｉｉｍｉｎ＊｜の内、｜Ｉｉｍａｘ＊｜が最大である場合、入力比率を式（３０）〜式（３２）のように決めると、Ｖｄｃ＊は式（３３）のようになる。

Ｄｉｍａｘ＝１ （３０）
Ｄｉｍｉｄ＝Ｉｉｍｉｄ＊／（Ｉｉｍｉｄ＊＋Ｉｉｍｉｎ＊） （３１）
Ｄｉｍｉｎ＝Ｉｉｍｉｎ＊／（Ｉｉｍｉｄ＊＋Ｉｉｍｉｎ＊） （３２）
Ｖｄｃ＊＝Ｖｉｍａｘ−（Ｄｉｍｉｄ・Ｖｉｍｉｄ＋Ｄｉｍｉｎ・Ｖｉｍｉｎ）
（３３）

電圧指令補正部７、パルスパターン計算部１４、パルスパターン調整部９、ゲート信号発生部１０に関しては、実施の形態１〜実施の形態６までに示した方法を取ることができる。なお、その際、｜Ｖｉｍａｘ｜＜｜Ｖｉｍｉｎ｜の場合をＩｉｍｉｎ＊＜０かつ｜Ｉｉｍａｘ＊｜、｜Ｉｉｍｉｄ＊｜、｜Ｉｉｍｉｎ＊｜のうち｜Ｉｉｍｉｎ＊｜が最大である場合に、｜Ｖｉｍａｘ｜＞｜Ｖｉｍｉｎ｜の場合をＩｉｍａｘ＊＞０かつ｜Ｉｉｍａｘ＊｜、｜Ｉｉｍｉｄ＊｜、｜Ｉｉｍｉｎ＊｜のうち｜Ｉｉｍａｘ＊｜が最大である場合に置き換える。

以上のように、この実施の形態７によれば、交流−交流変換装置の入力力率を調節した上で、上記実施の形態１〜実施の形態６に示した効果を得ることができる。

実施の形態８．
上記の実施の形態１〜７に示した他にも、以下のような方法を採用することができる。 すなわち、出力側は必ずしも一相を固定する必要はなく、三相とも変調を行うことができる。また、パルスパターン計算部では、他の方法で直接的、間接的に出力電圧が３レベル変化するパターンを作成することができる。入力側の電源相数が三相より多い場合にも、順番に二相以下を出力側に接続し、出力電圧を３レベル以上の階段状に変化させることができる。また、非平滑直流母線Ｐ、Ｎを持たない構造の回路であっても適用することができ、出力電圧を３レベルで変化させ、かつ入力電流が両極性の変化をしないようにすることができる。

本発明の実施の形態１における交流−交流電力変換装置の構成図である。 双方向スイッチの一例を示す回路図である。 本発明の実施の形態１におけるパルスパターン発生部の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態１におけるパルスパターン発生部の動作説明に供するタイミングチャートである。 本発明の実施の形態１におけるパルスパターン調整部の動作説明に供するタイミングチャートである。 本発明の実施の形態１におけるゲート信号発生部の動作説明に供するタイミングチャートである。 従来の交流−交流電力変換装置における出力線間電圧と入力電流との関係を示すタイミングチャートである。 本発明の実施の形態１における交流−交流電力変換装置の出力線間電圧と入力電流との関係を示すタイミングチャートである。 本発明の実施の形態２におけるパルスパターン調整部の動作説明に供するタイミングチャートである。 本発明の実施の形態２におけるゲート信号発生部の動作説明に供するタイミングチャートである。 本発明の実施の形態３におけるパルスパターン調整部の動作説明に供するタイミングチャートである。 本発明の実施の形態３におけるゲート信号発生部の動作説明に供するタイミングチャートである。 本発明の実施の形態４におけるパルスパターン調整部の動作説明に供するタイミングチャートである。 本発明の実施の形態４におけるゲート信号発生部の動作説明に供するタイミングチャートである。 本発明の実施の形態７における交流−交流電力変換装置の構成図である。 本発明の実施の形態７におけるパルスパターン発生部の構成を示すブロック図である。

符号の説明

１ 系統電源、２ 交流電動機、３ 入力フィルタ、４ａ〜４ｆ 双方向スイッチ、
５ａ〜５ｆ スイッチ、６ 入力電圧検出部、７ 出力電圧指令発生部、
８ パルスパターン発生部、９ パルスパターン調整部、１０ ゲート信号発生部、
１１ ゲートドライバ、１２ 入力比率計算部、１３ 電圧指令補正部、
１４ パルスパターン計算部、１５ 入力電流位相発生部。

Claims (7)

1. 複数のスイッチの開閉によって多相交流電源からの入力を任意の振幅および周波数の交流出力に直接変換する非平滑直流回路を有する交流−交流電力変換装置において、出力相の電位が３レベル以上の階段状に変化するように上記スイッチの開閉タイミングを調整する手段を備えることを特徴とする交流−交流電力変換装置。
2. 上記スイッチの開閉タイミングを調整する手段は、上記スイッチの内、入力−直流回路間のスイッチの開閉と、直流回路−出力間のスイッチの開閉の両方を利用して、出力相の電位が３レベル以上の階段状に変化するように上記スイッチの開閉タイミングを調整するものであることを特徴とする請求項１記載の交流−交流電力変換装置。
3. 複数のスイッチの開閉によって多相交流電源からの入力を任意の振幅および周波数の交流出力に直接変換する非平滑直流回路を有する交流−交流電力変換装置において、二相以上の出力相について、単位時間当たりの各入力相の接続時間が一定の割合となり、その接続順序が入力電圧値が最大→中間→最小または最小→中間→最大の順になるようなパルスパターンを発生するパルスパターン発生手段と、単位時間当たりで非平滑直流母線の一方を入力線間電圧絶対値が最大である相に全期間接続し、非平滑直流母線のもう一方を入力相電圧絶対値が中間である相に所定の期間接続し、残りの期間は入力相電圧絶対値が最小である相に接続し、かつ単位時間あたりの出力相電位の平均値を変えることなく、各出力相の非平滑直流母線の正側と負側への接続時間割合を調整するパルスパターン調整手段と、を備えることを特徴とする交流−交流電力変換装置。
4. 単位時間当たりの各入力相の接続時間は、入力電圧検出値と出力電圧指令値から決定される割合であることを特徴とする請求項３記載の交流−交流電力変換装置。
5. 複数のスイッチの開閉によって多相交流電源からの入力を任意の振幅および周波数の交流出力に直接変換することができる交流−交流電力変換装置において、出力相の電位が３レベル以上の階段状に変化し、かつ、出力相に同時に接続する入力相が二相以下となるように上記スイッチの開閉タイミングを調整する手段を備えることを特徴とする交流−交流電力変換装置。
6. 複数のスイッチの開閉によって多相交流電源からの入力を任意の振幅および周波数の交流出力に直接変換することができる交流−交流電力変換装置において、二相以上の出力相について、単位時間当たりの各入力相の接続時間が一定の割合となり、その接続順序が入力電圧値が最大→中間→最小または最小→中間→最大の順になるようなパルスパターンを発生するパルスパターン発生手段と、上記パルスパターン発生手段で得られた各出力相のパルスパターンを単位時間あたりの出力相電位の平均値を変えることなく、入力相電圧絶対値が中間である相から最小である相または最小である相から中間である相に切り替わるタイミングが各出力相で同時となるように接続時間を調整するパルスパターン調整手段と、を備えることを特徴とする交流−交流電力変換装置。
7. 単位時間当たりの各入力相の接続時間は、入力電圧検出値と出力電圧指令値から決定される割合であることを特徴とする請求項６記載の交流−交流電力変換装置。

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