JP2015192578A - 電圧検出装置及び電圧電流検出装置 - Google Patents

Abstract

【課題】インバータ回路の入力側の電圧検知部と電流検知部の代替手段として、インバータ回路の入力電圧と入力電流を推定可能な電圧検出装置等を提供する。【解決手段】本発明の電圧検出装置は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の制御に応じて直流の入力電圧Ｖｉｎ及び入力電流Ｉｉｎを交流の出力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ及び出力電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに変換して負荷１２に供給するインバータ回路１０における電圧を検出し、このインバータ回路１０の出力側と負荷１２の間に接続される複数の配線Ｌｕ、Ｌｖ、Ｌｗの電圧に基づいて複数のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の制御状態を判定し、判定結果に応じて複数の配線Ｌｕ、Ｌｖ、Ｌｗの電圧のうちの高電位と低電位の差である直流電圧値を求め、この直流電圧値に基づいて入力電圧Ｖｉｎの電圧推定値Ｖ１を推定することができる。【選択図】図１

Description

本発明は、直流の入力電力を交流の出力電力に変換して負荷に供給するインバータ回路を備えた電力変換装置に付加される電圧検出装置及び電圧電流検出装置に関する。

一般に、交流モータを駆動する際には、直流の入力電力を交流の出力電力に変換するインバータ回路を備える電力変換装置が用いられる。例えば、電気自動車や燃料電池車などに搭載されるモータを駆動する場合には、バッテリー電源を直接インバータ回路により交流電力に変換する構成や、直流電圧をＤＣ−ＤＣコンバータで昇圧した後にインバータ回路により交流電圧に変換する構成などが想定される。

従来の電力変換装置を適用したシステムにおいては、負荷の駆動状態に応じた適切な制御などの様々な目的で、インバータ回路の入力側における直流の電圧及び電流を検出する機能を有することが一般的である。例えば、特許文献１、２には、インバータ回路の入力側の電圧検知部と電流検知部によって検知された直流の電圧及び電流を、所定の値になるように制御する構成が開示されている。あるいは、特許文献３には、インバータ回路を制御する制御部に設けた電流推定部により、入力側の電流を推定する構成が開示されている。一方、特許文献４には、インバータ回路の出力側に電流検知部を設け、その電流検知部によって得られた電流値により入力電力を推定する構成が開示されている。

特開２００５−２５１６７４号公報 特開２０１２−１０６５８１号公報 国際公開第２０１３／１２５３２０号 特開２０１２−３９７８３号公報

上記従来の電力変換装置においては、負荷に大電力を供給する動作や、内部の発熱が増加する状態が想定されるので、十分な故障対策を施して信頼性を高めることが望ましい。例えば、電力変換装置に内蔵される上述の電圧検知部又は電流検知部が故障した場合には、負荷の駆動を正常に制御できなくなる事態を招くことになる。このような故障対策に関し、例えば、特許文献２には、バッテリーの直流電圧を監視する電圧検知部を３箇所に設け、上流側の電圧検知部の故障時に下流側の電圧検知部を用いて直流電圧を検知する手法が示されている。また、特許文献１には、電圧検知部と電流検知部の一方が故障した場合には、故障していない他方の検知部で得られた出力を用いて制御を行う手法が示されている。

しかし、特許文献１、２の構成は、電圧検知部と電流検知部の一方が故障したとき、何らかの代替手段でインバータ回路の入力側の電圧と電流のいずれか一方を得るに過ぎない。また、特許文献３の構成は、インバータ回路の入力側の電力を推定するものであるため、電流検知部の故障時の代替手段とするには、推定値から入力側の電流を取り出す工夫が必要になる。また、特許文献４の構成についても、入力側の電圧と電流を独立に推定することはできないことは明らかである。このように、従来の電力変換装置においては、インバータ回路の入力側において、電圧検知部と電流検知部の両方が故障したとしても、その代替手段として電圧と電流の両方を独立して推定することはできないため、電力変換装置の信頼性の確保の面で問題があった。

本発明はこれらの問題を解決するためになされたものであり、インバータ回路の入力側の電圧検知部と電流検知部の代替手段を提供し、追加デバイスを最小限に抑えつつ、インバータ回路の入力電圧と入力電流を独立に推定することが可能な電圧検出装置等を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明の電圧検出装置は、複数のスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）の制御に応じて直流の入力電圧（Ｖｉｎ）及び入力電流（Ｉｉｎ）を交流の出力電圧（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）及び出力電流（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）に変換して負荷（１２）に供給するインバータ回路（１０）における電圧を検出する電圧検出装置であって、前記インバータ回路の出力側と前記負荷の間に接続される複数の配線（Ｌｕ、Ｌｖ、Ｌｗ）の電圧に基づいて前記複数のスイッチング素子の制御状態を判定し、判定結果に応じて前記複数の配線の電圧のうちの高電位と低電位の差である直流電圧値を求め、当該直流電圧値に基づいて前記入力電圧を推定可能であることを特徴としている。

本発明の電圧検出装置によれば、インバータ回路における複数のスイッチング素子の制御状態は、インバータ回路と負荷の間に接続される複数の配線の各電圧に基づいて判定され、その判定結果によって複数の配線の各電圧が直流電圧値に変換されるので、この直流電圧値を用いてインバータ回路の入力電圧の推定値を得ることが可能となる。従って、複雑かつ高価なデバイスを設けることなく、インバータ回路の入力側の電圧検知部が故障したときの代替手段を提供し、電力変換装置の信頼性を高めることができる。

本発明は多様な構成により実現することができる。例えば、複数の配線の電圧に基づいて、複数のスイッチング素子のそれぞれが導通するタイミングを示す複数の判定信号を出力する制御状態判定部を設けることができる。この場合、複数の判定信号に基づき、複数の配線の電圧のうちの高電位及び低電位の組合せを選択し、高電位から低電位を減算して直流電圧値を出力する電圧モニタ部を更に設けてもよい。

本発明は、インバータ回路が三相交流で負荷を駆動する構成に適用することが有効である。この場合、インバータ回路の出力電圧及び出力電流を負荷に供給する複数の配線は３本の配線で構成し、それぞれ三相交流のｕ相、ｖ相、ｗ相の電圧及び電流を３本の配線を介して負荷に供給するように構成すればよい。

また、上記課題を解決するために、本発明の電圧電流検出装置は、複数のスイッチング素子の制御に応じて直流の入力電圧及び入力電流を交流の出力電圧及び出力電流に変換して負荷に供給するインバータ回路における電圧及び電流を検出する電圧電流検出装置であって、前記インバータ回路の出力側と前記負荷の間に接続される複数の配線の電圧に基づいて前記複数のスイッチング素子の制御状態を判定し、判定結果に応じて前記複数の配線の電圧のうちの高電位と低電位の差である直流電圧値を求めるとともに、前記判定結果と前記複数の配線の電流を検知する電流検知部の電流検知信号とに基づき、前記複数の配線の電流を直流に変換した直流電流値を求め、前記直流電圧値及び前記直流電流値に基づいて前記入力電圧及び前記入力電流を推定可能であることを特徴としている。

本発明の電圧電流検出装置によれば、インバータ回路の上述の入力電圧の推定値に加え、得られた直流電流値を用いてインバータ回路の入力電流の推定値を得ることが可能となり、インバータ回路の入力側の電圧検知部と電流検知部の両方が故障したとしても、その代替手段を提供することができる。なお、複数の配線の電圧に基づいて、複数のスイッチング素子のそれぞれが導通するタイミングを示す複数の判定信号を出力する制御状態判定部と、複数の判定信号に基づき、複数の電流検知信号のうち負荷に流れ込む方向又は負荷から流れ出る方向の電流値の和を直流電流値として出力する電流モニタ部とを更に設けてもよい。

本発明によれば、負荷を駆動するインバータ回路の入力側に設けられた電圧検知部及び電流検知部に故障等の不具合が生じたとしても、インバータ回路の出力側に設けた代替手段を有効に利用して、複雑かつ高価なデバイスを設けることなく、インバータ回路の入力電圧及び入力電流の推定値を得ることが可能となり、電力変換装置の信頼性の向上を図ることができる。

電力変換装置の主要部の構成を示す図である。 入力電圧電流推定部の機能を示すブロック図である。 制御状態判定部の回路例を示す図である。 図３の回路例における真理値表及びスイッチング状態を示す図である。 制御状態判定部の動作時の波形の例を示す図である。 電圧モニタ部の構成例を示す図である。 図５と同様の条件でモータを駆動した場合において、三相の電圧及び三相の電流の波形を示す図である。 電流モニタ部の構成例を示す図である。 三相交流の電圧のシミュレーション波形とインバータ回路のスイッチング制御との関係を示す図である。 図９のシミュレーション波形に関連して、制御信号と判定信号の対応関係を示す図である インバータ回路の入力側の正負の直流電圧と、モータに供給されるｕ相の電圧と、制御信号と、判定信号との対応関係を示す図である。 インバータ回路の入力側の正負の直流電圧と、モータに供給されるｖ相の電圧と、制御信号と、判定信号との対応関係を示す図である。 インバータ回路の入力側の正負の直流電圧と、モータに供給されるｗ相の電圧と、制御信号と、判定信号との対応関係を示す図である。 インバータ回路の入力電流と、モータに供給されるｕ相の電流と、制御信号と、判定信号との対応関係を示す図である。 インバータ回路の入力電流と、モータに供給されるｖ相の電流と、制御信号と、判定信号との対応関係を示す図である。 インバータ回路の入力電流と、モータに供給されるｗ相の電流と、制御信号と、判定信号との対応関係を示す図である。 図１４〜図１６に関連して、長い時間範囲において、３相の電流の各シミュレーション波形とインバータ回路の入力電流のシミュレーション波形とを重ねて示す図である。 インバータ回路の入力電流と、モータに供給されるｖ相及びｗ相の電流の和と、制御信号と、判定信号との対応関係を示す図である。 インバータ回路の入力電流と、モータに供給されるｗ相及びｕ相の電流の和と、制御信号と、判定信号との対応関係を示す図である。 インバータ回路の入力電流と、モータに供給されるｕ相及びｖ相の電流の和と、制御信号と、判定信号との対応関係を示す図である。 図１８〜図２０に関連して、長い時間範囲において、３相の電流の和の各シミュレーション波形とインバータ回路の入力電流のシミュレーション波形とを重ねて示す図である。

以下、本発明の好適な実施形態について、図面を参照しながら説明する。ただし、以下に述べる実施形態は本発明を適用した形態の例であって、本発明が本実施形態の内容により限定されることはない。

図１は、本発明の電圧電流検出装置を適用した一実施形態に係る電力変換装置の主要部の構成を示す図である。図１においては、本実施形態の電力変換装置のうち、インバータ回路１０と、電流検知部１１と、モータ１２と、分圧回路１３と、入力電圧電流推定部１４を含む範囲を示している。実際の電力変換装置においては、例えば、直流電源あるいはバッテリーや、インバータ回路１０の前段の各種回路（昇圧回路、ＤＣ／ＤＣコンバータ等）や、制御回路など多様な構成要素を含んで構成されるが、図１では省略している。

図１の構成において、インバータ回路１０は、６個のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６を含んで構成され、直流の入力電力を三相交流の出力電力に変換する。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６としては、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）が用いられる。インバータ回路１０の入力側は、正の直流電圧Ｖｄ＋が印加される配線Ｌａと、負の直流電圧Ｖｄ−が印加される配線Ｌｂとに接続される。これにより、１対の配線Ｌａ、Ｌｂの間に直流の入力電圧Ｖｉｎ（Ｖｉｎ＝（Ｖｄ＋）−（Ｖｄ−））が発生する。例えば、Ｖｄ＋＝１００Ｖ、Ｖｄ−＝−１００Ｖであれば、Ｖｉｎ＝２００Ｖとなる。また、入力電圧Ｖｉｎに応じた入力電流Ｉｉｎが、一方の配線Ｌａからインバータ回路１０及び負荷であるモータ１２を経由して他方の配線Ｌｂに流れる。

インバータ回路１０において、３個のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３はそれぞれの一端が配線Ｌａに接続されるとともに、３個のスイッチング素子Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６はそれぞれの一端が配線Ｌｂに接続される（以下、プラス側のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３、マイナス側のスイッチング素子Ｑ４〜Ｑ６と呼ぶ場合がある）。また、１対のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４が直列接続され、両者の接続点が配線Ｌｕに接続されている。同様に、１対のスイッチング素子Ｑ２、Ｑ５が直列接続され、両者の接続点が配線Ｌｖに接続され、１対のスイッチング素子Ｑ３、Ｑ６が直列接続され、両者の接続点が配線Ｌｗに接続されている。これら３本の配線Ｌｕ、Ｌｖ、Ｌｗには、インバータ回路１０から出力される三相（ｕ相、ｖ相、ｗ相）の電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗがそれぞれ発生する。

インバータ回路１０の６個のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の制御端子には、外部から制御信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ５、Ｓ６がそれぞれ供給される。これらの制御信号Ｓ１〜Ｓ６は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の各々をオン又はオフに制御するための信号であり、これにより矩形波あるいはＰＷＭ波の三相交流を作り出すことができる。本実施形態では、制御信号Ｓ１〜Ｓ６を直接監視することなく、三相の電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの各波形に基づいて制御信号Ｓ１〜Ｓ６による制御状態を判定することができるが、詳しくは後述する。

インバータ回路１０から三相のモータ１２には、出力側の各配線Ｌｕ、Ｌｖ、Ｌｗを経由して、三相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗがそれぞれ流れる。そして、配線Ｌｕ、Ｌｖ、Ｌｗの近傍に配置された電流検知部１１は、電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検知するセンサであり、それぞれの電流値を示す電流検知信号ＳＩｕ、ＳＩｖ、ＳＩｗを入力電圧電流推定部１４に出力する。電流検知部１１としては、例えば、それぞれの配線Ｌｕ、Ｌｖ、Ｌｗの周囲に発生する磁界を検知するデバイスを用いることにより、電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの大きさに比例する振幅を有する電流検知信号ＳＩｕ、ＳＩｖ、ＳＩｗを生成することができる。

モータ１２は、例えば、三相交流によって固定子が発生する回転磁界に応じて、界磁を有する回転子が回転する三相モータである。モータ１２は、互いに位相が１２０°ずれた電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを、ｕ相、ｖ相、ｗ相の各端子を介して供給することにより駆動される。なお、モータ１２の回転速度は、上述の制御信号Ｓ１〜Ｓ６の波形に応じて制御される三相交流の周期に連動して変化する。

図１に示すように、三相の各配線Ｌｕ、Ｌｖ、Ｌｗはモータ１２に接続される途中で分岐し、それぞれ分圧回路１３にも接続される。分圧回路１３は、インバータ回路１０から出力される電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが高電圧であるため、それを分圧することにより、比較的小さい分圧電圧ＶＤｕ、ＶＤｖ、ＶＤｗを生成する役割がある。分圧回路１３はグランドＧにも接続され、このグランドＧを基準電位として分圧電圧ＶＤｕ、ＶＤｖ、ＶＤｗを生成することができる。例えば、Ｖｄ＋＝１００Ｖ、Ｖｄ−＝−１００Ｖなどの高電圧の入力条件に対し、分圧回路１３の後段の論理回路等が０〜５Ｖの範囲内で動作する場合には、分圧回路１３を介して電圧振幅を４０分の１程度に低減する必要がある。この場合、分圧回路１３は、例えば、所定の抵抗比に設定された複数の抵抗素子と、その後段のオペアンプを用いたバッファアンプなどにより構成することができる。

入力電圧電流推定部１４は、分圧回路１３から受け取った分圧電圧ＶＤｕ、ＶＤｖ、ＶＤｗと、電流検知部１１から受け取った電流検知信号ＳＩｕ、ＳＩｖ、ＳＩｗとを用いて、インバータ回路１０の入力側における入力電圧Ｖｉｎ及び入力電流Ｉｉｎのそれぞれの電圧推定値Ｖ１及び電流推定値Ｉ１を出力する。なお、図１には示していないが、入力電圧電流推定部１４から、電圧推定値Ｖ１及び電流推定値Ｉ１に加えて、インバータ回路１０の出力側の各電圧値（三相の各相間の電圧など）、各電流値（三相の各電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗなど）及び出力電力をそれぞれ出力する構成としてもよい。

次に、入力電圧電流推定部１４の具体的な構成及び動作について説明する。図２は、入力電圧電流推定部１４の機能を示すブロック図である。図２に示す入力電圧電流推定部１４は、制御状態判定部２０と、クロック発生部２１と、電圧モニタ部２２と、電流モニタ部２３と、電圧補正部２４と、電流補正部２５とを含んで構成される。

図２の構成において、制御状態判定部２０は、図１の分圧回路１３から出力される分圧電圧ＶＤｕ、ＶＤｖ、ＶＤｗに基づいて、インバータ回路１０のスイッチング制御の状態を判定し、その判定結果を判定信号Ｄ（後述の判定信号Ｄ０〜Ｄ７）として出力する。ここで、図３には、制御状態判定部２０の回路例を示している。また、図４には、図３の回路例における真理値表及びスイッチング制御の状態を示し、図５には、制御状態判定部２０の動作時の波形の例を示している。なお、図３〜図５では、矩形波の三相交流によってモータ１２を駆動する場合を前提として説明を行う。

図３に示す制御状態判定部２０は、３個のコンパレータ３０と、８個のＡＮＤゲート３１により構成される。３個のコンパレータ３０は、分圧電圧ＶＤｕ、ＶＤｖ、ＶＤｗのそれぞれと参照電圧Ｖｒｅｆとの大小を比較し、比較結果としてハイ又はローの２値を出力する。参照電圧Ｖｒｅｆは、分圧電圧ＶＤｕ、ＶＤｖ、ＶＤｗのハイとローの中間の電位に設定すればよい。例えば、分圧回路１３が０〜５Ｖで動作する場合、上述のように、モータ１２を矩形波で駆動すれば、ハイが最大で５Ｖ、ローが最小で０Ｖになるので、本来はコンパレータ３０を設けなくてもよい。ただし、モータ１２に供給される電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗがノイズや振幅変動の影響を受ける場合も想定されるので、コンパレータ３０を介して電圧波形を整形するものである。

８個のＡＮＤゲート３１は、３個のコンパレータ３０のハイとローの８通りのパターンのうち、互いに異なるパターンを判別し、上述したように、それぞれ異なるタイミングのパルスを含む判定信号Ｄ０〜Ｄ７を出力する。ここで、図４には、インバータ回路１０に対する制御状態として、８通りの状態０〜７が示され、それぞれの状態０〜７に関し、制御状態判定部２０に入力される分圧電圧ＶＤｕ、ＶＤｖ、ＶＤｗのハイ（Ｈ）とロー（Ｌ）の組合せパターン（真理値表）と、そのパターンに応答してハイになる判定信号Ｄ０〜Ｄ７と、その際のインバータ回路１０におけるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の状態（オン又はオフ）が対応付けられている。なお、図４の状態０〜７のうち、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６がオン（ＯＮ）であれば、図１で対応する制御信号Ｓ１〜Ｓ６がハイに制御され、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６がオフ（ＯＦＦ）であれば、図１で対応する制御信号Ｓ１〜Ｓ６がローに制御されることを意味する。

図４において、例えば、直列接続される１対のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４に着目すると、一方がオンに制御され、他方がオフに制御されることがわかる。よって、図１の出力側の配線Ｌｕは、オンになった側のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４を介して、配線Ｌａ、Ｌｂの一方に接続される。このとき、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４の両方が同時にオンになると、配線Ｌａ、Ｌｂの間に大電流が流れることになるので、少なくとも一方はオフに保つ必要がある。以上の制御については、直列接続される１対のスイッチング素子Ｑ２、Ｑ５と、直列接続される１対のスイッチング素子Ｑ３、Ｑ６についても同様である。

図５には、矩形波の三相交流によりモータ１２を駆動した場合において、図１の配線Ｌｕ、Ｌｖ、Ｌｗの電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの波形と、図３の制御状態判定部２０により出力される判定信号Ｄ１〜Ｄ６の波形を示している。ここで、矩形波による駆動の場合、図３の判定信号Ｄ０〜Ｄ７のうちの判定信号Ｄ０、Ｄ７は生成されないため、図５では６個の判定信号Ｄ１〜Ｄ６のみを示している。また、電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、正の高電位＋ＶＨと負の低電位−ＶＬの間で変化し、分圧電圧ＶＤｕ、ＶＤｖ、ＶＤｗとレベルが異なるが同様の波形になる。なお、高電位＋ＶＨ及び低電位−ＶＬの絶対値は、電力変換装置の各部の電圧降下等により図１の正負の直流電圧Ｖｄ＋、Ｖｄ−の絶対値より若干小さく、かつ時間的に変動するが、図５では考慮しないものとする。

図５の上部には、三相交流の周期Ｔを示しており、電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、位相１２０°に相当する時間Ｔ／３だけ互いの波形がずれている。そして、電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの波形パターンは、周期Ｔを６つに区分した周期Ｔ／６で変化していくことがわかる。一方、判定信号Ｄ１〜Ｄ６は、図４の左側の真理値表に対応して変化し、互いに異なるタイミングで時間幅Ｔ／６のパルスを発生する。図５に示す周期Ｔ内では、判定信号Ｄ５、Ｄ１、Ｄ６、Ｄ２、Ｄ４、Ｄ３の順にパルスが現れ、それ以降も、同じパターンで変化し続ける。従って、三相交流内の周期Ｔの任意の時間帯において、判定信号Ｄ１〜Ｄ６が重なることなく、いずれか１つが常にハイになる。換言すれば、ハイになっている判定信号Ｄ１〜Ｄ６と、電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの波形パターンとを対応付けることができる。

例えば、判定信号Ｄ１がハイになるタイミングを例にとると、このときにＶｕ＝＋ＶＨ、Ｖｖ＝−ＶＬ、Ｖｗ＝−ＶＬとなるが、これは図４のスイッチング制御の「状態１」（Ｑ１、Ｑ５、Ｑ６がＯＮ、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４がＯＦＦ）を反映している。従って、後述の電圧モニタ部２２において、クロックＣＬＫに基づくサンプリングで得られた電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに相当する各電圧値を用いて、判定信号Ｄ１がハイのときにＶｕ−Ｖｖ（又はＶｕ―Ｖｗ）に相当する演算を行うことで、モータ１２に印加される瞬時的な電圧を判断することができる。また、以上の動作により、インバータ回路１０の入力電圧Ｖｉｎも推定可能となるが、詳しくは後述する。

図２に戻って、クロック発生部２１は、上述のサンプリングに基づくクロックＣＬＫを発生し、電圧モニタ部２２及び電流モニタ部２３に供給する。クロック発生部２１が発生するクロックＣＬＫは、図５からわかるように、判定信号Ｄ１〜Ｄ６の各パルスの時間幅（図５ではＴ／６）内で確実にサンプリングができる程度に高い周波数に設定する必要がある。なお、電圧モニタ部２２及び電流モニタ部２３において、分圧電圧ＶＤｕ、ＶＤｖ、ＶＤｗをアナログ信号のまま用いる構成の場合には、クロック発生部２１を設けなくてもよい。

次に、図２の電圧モニタ部２２は、分圧回路１３から出力される分圧電圧ＶＤｕ、ＶＤｖ、ＶＤｗに基づいて、インバータ回路１０からモータ１２に供給される三相交流を、図６に示す手法によって直流電圧に変換した直流電圧値Ｖ１ａを生成する。そして、電圧モニタ部２２の後段の電圧補正部２４は、直流電圧値Ｖ１ａに対して、インバータ回路１０の損失特性等の条件を考慮した補正演算を行い、入力電圧Ｖｉｎを推定した電圧推定値Ｖ１を出力する。

ここで、図６には、電圧モニタ部２２の構成例を示している。図６に示す電圧モニタ部２２は、３個の減算部４０と、３個の反転部４１と、８個のマルチプレクサ４２と、１個の加算部４３により構成される。図６の構成において、入力される分圧電圧ＶＤｕ、ＶＤｖ、ＶＤｗは、アナログ信号とディジタル信号のいずれであってもよい。なお、ディジタル信号の分圧電圧ＶＤｕ、ＶＤｖ、ＶＤｗを得るためには、減算部４０のそれぞれの前段に、３個のＡＤ変換器を挿入し、図２のクロックＣＬＫに応じたサンプリング周期で、アナログの分圧電圧ＶＤｕ、ＶＤｖ、ＶＤｗをディジタル信号に変換する必要がある。

図６において、３個の減算部４０は、分圧電圧ＶＤｕ、ＶＤｖ、ＶＤｗのうち所定の２つの電圧値を減算する。減算結果としては、例えば、ＶＤｕ−ＶＤｖ（ＶＤｕ−ＶＤｗ）、ＶＤｖ−ＶＤｗ（ＶＤｖ−ＶＤｕ）、ＶＤｗ−ＶＤｕ（ＶＤｗ−ＶＤｖ）の３つの電圧値が得られる。３個の反転部４１は、３個の減算部４０から出力された３つの電圧値を反転する（ディジタル値の場合は−１を乗じる）。例えば、ＶＤｕ−ＶＤｖ、ＶＤｖ−ＶＤｗ、ＶＤｗ−ＶＤｕが３個の反転部４１に入力された場合、ＶＤｖ−ＶＤｕ、ＶＤｗ−ＶＤｖ、ＶＤｕ−ＶＤｗがそれぞれ出力され、全部で６つの電圧値が得られることになる。

８個のマルチプレクサ４２は、判定信号Ｄ０〜Ｄ７に基づいて、２つの入力の一方を選択的に出力する。８個のマルチプレクサ４２のうち、上側の６個のマルチプレクサ４２の一端（端子１）には、３個の減算部４０及び３個の反転部４１から出力される上述の６つの電圧値が入力され、下側の２個のマルチプレクサ４２の一端（端子１）には、後述の信号ホールド部４４の出力信号が入力される。また、８個のマルチプレクサ４２の他端（端子０）は、いずれも基準の電位が入力される。加算部４３は、８個のマルチプレクサ４２の出力値の全てを加算し、加算結果を上述の直流電圧値Ｖ１ａとして出力する。一方、信号ホールド部４４は、加算部４３から出力される直流電圧値Ｖ１ａを入力し、加算結果が更新されるまで、その直流電圧値Ｖ１ａを保持する。

図６における動作の具体例として、インバータ回路１０が図５の波形に示すように制御される場合を想定する。この場合、判定信号Ｄ１〜Ｄ６が周期Ｔ／６で順次ハイになり、これに連動して６個のマルチプレクサ４２を１個ずつ活性化する。６個のマルチプレクサ４２の並び順に、例えば、ＶＤｕ−ＶＤｖ、ＶＤｖ−ＶＤｗ、ＶＤｗ−ＶＤｕ、ＶＤｖ−ＶＤｕ、ＶＤｗ−ＶＤｖ、ＶＤｕ−ＶＤｗの各電圧値が順次出力される。これらの電圧値は、各々の周期Ｔ／６内における三相電圧の高電位と低電位の差に対応し、インバータ回路１０の入力電圧Ｖｉｎに比例した値になる。なお、任意の時間帯において、１個のマルチプレクサ４２のみが端子１の側に制御され、他の７個のマルチプレクサ４２は端子０の側に制御される状態（電圧値０が出力される状態）であるので、２以上の電圧値が加算部４３で加算されることはない。

図２に戻って、電流モニタ部２３は、電流検知部１１から出力される電流検知信号ＳＩｕ、ＳＩｖ、ＳＩｗに基づいて、インバータ回路１０からモータ１２に供給される三相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを、直流電流に変換した直流電流値Ｉ１ａを生成する。そして、電流モニタ部２３の後段の電流補正部２５は、直流電流値Ｉ１ａに対して、インバータ回路１０の損失特性等の条件を考慮した補正演算を行い、入力電流Ｉｉｎを推定した電流推定値Ｉ１を出力する。

ここで、図５に示す三相の電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの波形と、三相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの波形との関係について説明する。図７は、図５と同様の条件でモータ１２を駆動した場合において、電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの波形と共通の時間軸で、電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの波形を示している。なお、電流検知信号ＳＩｕ、ＳＩｖ、ＳＩｗは、電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに比例する信号であるため、同様の波形になる。

図７に示すように、電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが矩形波であるのに対し、電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは矩形波ではなく、緩やかに変化する波形になっている。これは、モータ１２が誘導性のインピーダンス成分を有するためである。そのため、電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの波形には、インバータ回路１０のスイッチング制御によるリプル等の状態変化は生じない。ただし、図７では電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの各波形を正弦波のように示しているが、実際にはそうではなく、ここでは便宜上、正弦波として表現したものである。また、電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの各々は、対応する電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが高電位＋ＶＨであるときは上昇し、対応する電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが低電位−ＶＬであるときは低下することがわかる。

また、図７の下部において、図５に示す１つの判定信号Ｄ１のみを例示している。この判定信号Ｄ１がハイのとき、図４の「状態１」として示されるように、３個のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ５、Ｑ６がオンとなり、他の３個のスイッチング素子Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４がオフとなる。従って、図１のインバータ回路１０の入力電流Ｉｉｎは、配線Ｌａ、スイッチング素子Ｑ１、配線Ｌｕ、モータ１２、配線Ｌｖ、Ｌｗ、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６、配線Ｌｂの経路に沿って流れる。この場合、電流Ｉｕは電流Ｉｖ、Ｉｗと逆方向に流れ、電流Ｉｕの大きさが電流Ｉｖ、Ｉｗの大きさの和に一致するはずである。なお、電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの最大値は、インバータ回路１０内の電流リーク等により、上述の入力電流Ｉｉｎの絶対値より若干小さく、かつ時間的に変動する。

次に図８には、電流モニタ部２３の構成例を示している。図８に示す電流モニタ部２３は、３個の加算部５１と、６個のマルチプレクサ５２と、１個の加算部５３により構成される。図８の構成において、電流検知信号ＳＩｕ、ＳＩｖ、ＳＩｗは、上側の３個のマルチプレクサ５２の一端と３個の加算部５１の一端にそれぞれ入力される。３個の加算部５１は電流検知信号ＳＩｕ、ＳＩｖ、ＳＩｗのうち所定の２つの検知信号を加算し、例えば、加算結果として、ＳＩｖ＋ＳＩｗ、ＳＩｗ＋ＳＩｕ、ＳＩｕ＋ＳＩｖの３つの値が得られる。３個の加算部５１の加算結果は、下側の３個のマルチプレクサ５２の一端に入力される。６個のマルチプレクサ５２は、判定信号Ｄ１〜Ｄ６に基づいて、２つの入力の一方を選択的に出力する。３個の加算部５１と８個のマルチプレクサ５２の構成は、図４のスイッチング制御の状態を反映したものであり、プラス側のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３を経由してインバータ回路１０からモータ１２に流れ込む電流値の和を得るための演算を行うものである。なお、図８においては、図６とは異なり、判定信号Ｄ０、Ｄ７が入力される２個のマルチプレクサ４２及び信号ホールド部４４に対応する構成は設けられない。これは、図４の「状態０」及び「状態７」に示すように、判定信号Ｄ０はプラス側のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３が全てオフになり、判定信号Ｄ７はマイナス側のスイッチング素子Ｑ４〜Ｑ６が全てオフになるため、図１のインバータ回路１０内で入力電流Ｉｉｎが流れる経路が遮断され、電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗがゼロとみなせるからである。加算部５３の役割は、図６の加算部４３と同様であり、加算部５３の加算結果として上述の直流電流値Ｉ１ａが出力される。

図８の構成例では、配線Ｌａからモータ１２に流れ込む方向の電流値の和により直流電流値Ｉ１ａを求める場合を示したが、モータ１２から配線Ｌｂに流れ出す方向の電流値の和により直流電流値Ｉ１ａを求めてもよい。この場合、図８において、６個のマルチプレクサ５２に対して上側から判定信号Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６、Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３の順に接続するか、又は、上側の３個のマルチプレクサ５２の各一端（端子１）には３個の加算部５１の出力を上から順に接続し、下側の３個のマルチプレクサ５２の各一端（端子１）には電流検知信号ＳＩｕ、ＳＩｖ、ＳＩｗを上から順に接続すればよい。これにより、加算部５３の加算結果として、判定信号Ｄ１〜Ｄ６に順次対応して、ＳＩｖ＋ＳＩｗ、ＳＩｗ＋ＳＩｕ、ＳＩｕ＋ＳＩｖ、ＳＩｕ、ＳＩｖ、ＳＩｗの６つの値が得られる。

なお、図６の電圧モニタ部２２及び図８の電流モニタ部２３はいずれも一例であって、多くの変形例がある。例えば、図６の３個の反転部４１は、いずれもマルチプレクサ４２の入力側に配置されるが、これら３個の反転部４１をマルチプレクサ４２の出力側と加算部４３の入力側の間に挿入しても等価な動作を実現することができる。また例えば、図６のマルチプレクサ４２はいずれも２入力タイプであるが、これらを１個の８入力マルチプレクサに置き換えて構成してもよい。一般に、８入力マルチプレクサは、３ビットの選択制御信号によって制御されるので、８個の判定信号Ｄ０〜Ｄ７を、８−ｔｏ―３エンコーダを介して３ビットに変換した上で、それを選択制御信号として８入力マルチプレクサに供給することができる。一方、図８の電流モニタ部２３のマルチプレクサ５２についても、同様に８入力マルチプレクサに置き換えることができるが、２つの入力端子が余ることになるので、その２つの入力端子には電流ゼロに相当する値を入力すればよい。以上の変形例以外にも、同様の機能を実現可能な多様な構成を採用することができる。

図２に戻って、前述の電圧補正部２４及び電流補正部２５における補正演算は、例えば、入力された直流電圧値Ｖ１ａ、直流電流値Ｉ１ａに対し、インバータ回路１０の特性等に応じた所定の係数を乗じる演算とすることができる。この際に用いる係数は、インバータ回路１０のスイッチング制御の状態の経時的な変化を反映させるように制御してもよく、あるいは、予め設けた係数テーブルから適宜読み込んだ係数を用いるように制御してもよい。また、これらの電圧補正部２４及び電流補正部２５は、電圧電流検出ユニット１４ａと一体的に設ける構成には限られず、例えば、電力変換装置内の制御部の構成要素として設けることができる。

また、図２の入力電圧電流推定部１４において、制御状態判定部２０と、クロック発生部２１と、電圧モニタ部２２と、電流モニタ部２３を含む部分は、電圧電流検出ユニット１４ａ（本発明の電圧電流検出装置）を構成する。すなわち、電力変換装置の配線Ｌｕ、Ｌｖ、Ｌｗの近傍に別体の電圧電流検出ユニット１４ａを取り付けることで、電力変換装置に対して本発明を適用することができる。なお、上述したように、電圧電流検出ユニット１４ａは直流電圧値Ｖ１ａ及び直流電流値Ｉ１ａに加えて、インバータ回路１０の出力側の各電圧値及び電流値や出力電力を出力する構成（不図示）を採用してもよい。さらに、図２において、制御状態判定部２０と、クロック発生部２１と、電圧モニタ部２２を含む部分のみを、電圧検出ユニット（本発明の電圧検出装置）として構成してもよい。

次に、本実施形態の入力電圧電流推定部１４に対してシミュレーションを実施し、その結果、得られた波形について説明する。上述の図５及び図７では、矩形波の三相交流によってモータ１２を駆動する場合を説明したが、本シミュレーションでは、ＰＷＭ波の三相交流によってモータ１２を駆動することを前提にする。

図９は、三相交流の電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗのシミュレーション波形とインバータ回路１０のスイッチング制御との関係を示す図である。図９では、Ｖｉｎ＝４００（Ｖ）程度の高電圧でモータ１２をＰＷＭ波で駆動する場合において、短時間の時間範囲（１ｍｓ）内における電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと制御信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３のそれぞれの波形を示している。矩形波の図５や図７と比べると、ＰＷＭ波による駆動は、スイッチング制御の状態が頻繁に変化し、各制御信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３のデューティ比がきめ細かく制御される。なお、制御信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３のハイ／ローは、図４の右側におけるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３のオン／オフにそれぞれ対応する。なお、図９では、制御信号Ｓ４、Ｓ５、Ｓ６は省略しているが、制御信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３の組合せパターンを設定したとき、それに対応して制御信号Ｓ４、Ｓ５、Ｓ６の組合せパターンが一律に定まることは、図４からも明らかである。

図９においては、制御信号Ｓ１が変化するタイミングｔｕと、制御信号Ｓ２が変化するタイミングｔｖと、制御信号Ｓ３が変化するタイミングｔｗのうち、連続する３つずつを示している。まず、タイミングｔｕでは、制御信号Ｓ１に連動して電圧Ｖｕが変化し、Ｓ１＝Ｈのときに電圧Ｖｕが高電位になり、Ｓ１＝Ｌのときの電圧Ｖｕが低電位になる。タイミングｔｖ、ｔｗに関しても同様であり、制御信号Ｓ２、Ｓ３に連動して電圧Ｖｖ、Ｖｗがそれぞれ上記のように変化する。このことは、電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに比例する分圧電圧ＶＤｕ、ＶＤｖ、ＶＤｗのハイ／ローに基づいて、インバータ回路１０のスイッチング状態に対応する判定信号Ｄを生成できることを意味する。なお、図９のシミュレーション波形によれば、例えば、Ｓ１＝Ｈのときに電圧Ｖｕの高電位が変動しているが、これはスイッチング制御の状態に応じてグランドＧとの相対電位が変化するためであり、高電位と低電位の差は概ね一定に保たれる。

次に図１０は、制御信号Ｓ１〜Ｓ６と判定信号Ｄ１〜Ｄ６の対応関係を示す図である。図１０の３つの制御信号Ｓ１〜Ｓ３に関しては、図９うち初期の時間幅（０．４ｍｓ）のシミュレーション波形と同様であり、それに対応する制御信号Ｓ４〜Ｓ６及び判定信号Ｄ１〜Ｄ６のシミュレーション波形を付加したものである。図１０においては、制御信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３がそれぞれ変化するタイミングｔｕ、ｔｖ、ｔｗを示しているが、いずれも判定信号Ｄ１、Ｄ６の変化のタイミングに合致している。この場合も、図４に示すように、制御信号Ｓ１〜Ｓ６のハイ／ローに対応するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のオン／オフは、判定信号Ｄ１〜Ｄ６のハイ／ローに対応している。なお、図１０では、上述のように電流の経路が遮断される状態の判定信号Ｄ０、Ｄ７については図示を省略している。

次に図１１〜図１３は、図１０と同様の時間幅（０．４ｍｓ）において、インバータ回路１０の入力側の正負の直流電圧Ｖｄ＋、Ｖｄ−と、モータ１２に供給される電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと、制御信号Ｓ１〜Ｓ３と、判定信号Ｄ１〜Ｄ３との対応関係を示すものである。このうち、図１１は、ｕ相の電圧Ｖｕと判定信号Ｄ１との関係に着目した図であり、Ｄ１＝Ｈとなる初期の期間Ｔａにおいて、Ｖｕ＝Ｖｄ＋の関係を満たすことがわかる。このとき、Ｖｖ＝Ｖｄ−の関係も満たしているので、Ｖｕ―Ｖｖの演算に基づき、入力電圧Ｖｉｎを推定できることを意味する。なお、電圧Ｖｖを電圧Ｖｗに置き換えても同様である。

また、図１２は、ｖ相の電圧Ｖｖと判定信号Ｄ２との関係に着目した図であり、Ｄ２＝Ｈとなる初期の期間Ｔｂにおいて、Ｖｖ＝Ｖｄ＋の関係を満たすことがわかる。このとき、Ｖｗ＝Ｖｄ−の関係も満たしているので、Ｖｖ―Ｖｗの演算に基づき、入力電圧Ｖｉｎを推定できることを意味する。なお、電圧Ｖｗを電圧Ｖｕに置き換えても同様である。さらに、図１３は、ｗ相の電圧Ｖｗと判定信号Ｄ３との関係に着目した図であり、Ｄ３＝Ｈとなる初期の期間Ｔｃにおいて、Ｖｗ＝Ｖｄ＋の関係を満たすことがわかる。このとき、Ｖｕ＝Ｖｄ−の関係も満たしているので、Ｖｗ―Ｖｕの演算に基づき、入力電圧Ｖｉｎを推定できることを意味する。なお、電圧Ｖｕを電圧Ｖｖに置き換えても同様である。以上の図１１〜図１３のシミュレーション波形により、図６の電圧モニタ部２２の構成例（特に減算部４０）の妥当性が判断できる。

次に図１４〜図１６、図１８〜図２０は、図１０と同様の時間幅（０．４ｍｓ）において、インバータ回路１０の入力電流Ｉｉｎと、モータ１２に供給される電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ及びそれらの和（Ｉｖ＋Ｉｗ、Ｉｗ＋Ｉｕ、Ｉｕ＋Ｉｖ）と、制御信号Ｓ１〜Ｓ６と、判定信号Ｄ１〜Ｄ６との対応関係を示すものである。なお、図１４〜図１６、図１８〜図２０の上段には、入力電流Ｉｉｎのシミュレーション波形と各々の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ、Ｉｖ＋Ｉｗ、Ｉｗ＋Ｉｕ、Ｉｕ＋Ｉｖのシミュレーション波形を重ねて示している。また、図１４、１５、１６は、この順に図４の状態１、２、３（図８の上側の３個のマルチプレクサ５２）に対応し、図１８、１９、２０は、この順に図４の状態４、５、６（図８の下側３個のマルチプレクサ５２）に対応する。

図１４は、ｕ相の電流Ｉｕと判定信号Ｄ１との関係に着目した図であり、Ｄ１＝Ｈとなる初期の期間Ｔｄにおいて、Ｉｕ＝Ｉｉｎの関係を満たすことがわかる。すなわち、電流Ｉｕの値を用いて入力電流Ｉｉｎを推定できることを意味する。図１５は、ｖ相の電流Ｉｖと判定信号Ｄ２との関係に着目した図であり、Ｄ２＝Ｈとなる初期の期間Ｔｅにおいて、Ｉｖ＝Ｉｉｎの関係を満たすことがわかる。すなわち、電流Ｉｖの値を用いて入力電流Ｉｉｎを推定できることを意味する。図１６は、ｗ相の電流Ｉｗと判定信号Ｄ３との関係に着目した図であり、Ｄ３＝Ｈとなる初期の期間Ｔｆにおいて、Ｉｗ＝Ｉｉｎの関係を満たすことがわかる。すなわち、電流Ｉｗの値を用いて入力電流Ｉｉｎを推定できることを意味する。

図１４〜図１６に関連して、図１７には、より長い時間範囲（１０ｍｓ）において、３相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの各シミュレーション波形とインバータ回路１０の入力電流Ｉｉｎのシミュレーション波形とを重ねて示している。電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗについては、緩やかに変化する正弦波に近いのに対し、入力電流Ｉｉｎについては、ＰＷＭ波の制御に基づいて図１４〜図１６と同様の短期的な変動が現れるとともに、その短期的な変動の包絡線が電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの各正弦波に沿っている様子がわかる。

図１８は、ｖ相の電流Ｉｖとｗ相の電流Ｉｗの和Ｉｖ＋Ｉｗと、判定信号Ｄ４との関係に着目した図であり、Ｄ４＝Ｈとなる初期の期間Ｔｇにおいて、Ｉｖ＋Ｉｗ＝Ｉｉｎの関係を満たすことがわかる。すなわち、上記電流の和Ｉｖ＋Ｉｗの値を用いて入力電流Ｉｉｎを推定できることを意味する。図１９は、ｗ相の電流Ｉｗとｕ相の電流Ｉｕの和Ｉｗ＋Ｉｕと、判定信号Ｄ５との関係に着目した図であり、Ｄ５＝Ｈとなる初期の期間Ｔｈにおいて、Ｉｗ＋Ｉｕ＝Ｉｉｎの関係を満たすことがわかる。すなわち、上記電流の和Ｉｗ＋Ｉｕの値を用いて入力電流Ｉｉｎを推定できることを意味する。図２０は、ｕ相の電流Ｉｕとｖ相の電流Ｉｖの和Ｉｕ＋Ｉｖと、判定信号Ｄ６との関係に着目した図であり、Ｄ６＝Ｈとなる初期の期間Ｔｉにおいて、Ｉｕ＋Ｉｖ＝Ｉｉｎの関係を満たすことがわかる。すなわち、上記電流の和Ｉｕ＋Ｉｖの値を用いて入力電流Ｉｉｎを推定できることを意味する。

図１８〜図２０に関連して、図２１には、図１７と同様の長い時間範囲（１０ｍｓ）において、３相の電流の和Ｉｖ＋Ｉｗ、Ｉｗ＋Ｉｕ、Ｉｕ＋Ｉｖの各シミュレーション波形とインバータ回路１０の入力電流Ｉｉｎのシミュレーション波形とを重ねて示している。この場合において、上記電流の和Ｉｖ＋Ｉｗ、Ｉｗ＋Ｉｕ、Ｉｕ＋Ｉｖ及び入力電流Ｉｉｎの各波形の状況は、図１７で説明した通りであることがわかる。以上のように、図１４〜図２１のシミュレーション波形により、図８の電流モニタ部２３の構成例の妥当性が判断できる。

以上説明したように、本実施形態の構成は、インバータ回路１０の入力側に設けた電圧検知部及び電流検知部の故障対策として有効な代替手段になる。この場合、図１の入力電圧電流推定部１４では、電圧推定値Ｖ１及び電流推定値Ｉ１を独立に生成することができるので、インバータ回路１０の入力側の電圧検知部及び電流検知部のうち、一方のみが故障したとき、あるいは両方が故障したときのいずれであっても対応可能となる。また、インバータ回路１０の入力側に電圧検知部及び電流検知部が設けられない構成であっても、本実施形態の電圧電流検出装置を取り付けることで、電力変換装置において、インバータ回路１０の入力側の電圧検出機能と電流検出機能を付加することが可能となる。

以上、本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明を適用した電力変換装置（及び電圧電流検出装置、電圧検出装置）は、多様な用途に利用することができる。例えば、電気自動車、電動バイク、電車などの移動体、ブロワ、ＦＡ装置、加工装置等の産業用途、昇降機、空調装置等の利用分野において、磁石磁束の変動を補償する構成を備えた電力変換装置や、それ以外の多様な電圧電流検出装置及び電圧検出装置に対して本発明を適用することができる。

１０…インバータ回路
１１…電流検知部
１２…モータ
１３…分圧回路
１４…入力電圧電流推定部
２０…制御状態判定部
２１…クロック発生部
２２…電圧モニタ部
２３…電流モニタ部
２４…電圧補正部
２５…電流補正部
３０…コンパレータ
３１…ＡＮＤゲート
４０…減算部
４１…反転部
４２、５２…マルチプレクサ
４３、５１、５３…加算部
４４…信号ホールド部
Ｌａ、Ｌｂ…配線（インバータの入力側）
Ｌｕ、Ｌｖ、Ｌｗ…配線（インバータの出力側）
Ｖｉｎ…入力電圧
Ｖｄ＋…正の直流電圧
Ｖｄ−…負の直流電圧
Ｉｉｎ…入力電流
Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ…三相交流の電圧
Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ…三相交流の電流
ＶＤｕ、ＶＤｖ、ＶＤｗ…分圧電圧
Ｖ１…電圧推定値
Ｖ１ａ…直流電圧値
Ｉ１…電流推定値
Ｉ１ａ…直流電流値
Ｑ１〜Ｑ６…スイッチング素子
Ｓ１〜Ｓ６…制御信号
Ｄ０〜Ｄ７…判定信号
ＳＩｕ、ＳＩｖ、ＳＩｗ…電流検知信号

Claims (6)

1. 複数のスイッチング素子の制御に応じて直流の入力電圧及び入力電流を交流の出力電圧及び出力電流に変換して負荷に供給するインバータ回路における電圧を検出する電圧検出装置であって、
   前記インバータ回路の出力側と前記負荷の間に接続される複数の配線の電圧に基づいて前記複数のスイッチング素子の制御状態を判定し、判定結果に応じて前記複数の配線の電圧のうちの高電位と低電位の差である直流電圧値を求め、当該直流電圧値に基づいて前記入力電圧を推定可能であることを特徴とする電圧検出装置。
2. 前記複数の配線の電圧に基づいて、前記複数のスイッチング素子のそれぞれが導通するタイミングを示す複数の判定信号を出力する制御状態判定部を備えることを特徴とする請求項１に記載の電圧検出装置。
3. 前記複数の判定信号に基づき、前記複数の配線の電圧のうちの前記高電位及び前記低電位の組合せを選択し、前記高電位から前記低電位を減算して前記直流電圧値を出力する電圧モニタ部を更に備えることを特徴とする請求項２に記載の電圧検出装置。
4. 前記インバータ回路は三相交流の前記出力電圧及び前記出力電流を前記負荷に供給し、前記複数の配線は三相交流の各相の電圧及び電流が供給される３本の配線であることを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の電圧検出装置。
5. 複数のスイッチング素子の制御に応じて直流の入力電圧及び入力電流を交流の出力電圧及び出力電流に変換して負荷に供給するインバータ回路における電圧及び電流を検出する電圧電流検出装置であって、
   前記インバータ回路の出力側と前記負荷の間に接続される複数の配線の電圧に基づいて前記複数のスイッチング素子の制御状態を判定し、判定結果に応じて前記複数の配線の電圧のうちの高電位と低電位の差である直流電圧値を求めるとともに、前記判定結果と前記複数の配線の電流を検知する電流検知部の電流検知信号とに基づき、前記複数の配線の電流を直流に変換した直流電流値を求め、前記直流電圧値及び前記直流電流値に基づいて前記入力電圧及び前記入力電流を推定可能であることを特徴とする電圧電流検出装置。
6. 前記複数の配線の電圧に基づいて、前記複数のスイッチング素子のそれぞれが導通するタイミングを示す複数の判定信号を出力する制御状態判定部と、
   前記複数の判定信号に基づき、前記複数の電流検知信号のうち前記負荷に流れ込む方向又は前記負荷から流れ出る方向の電流値の和を前記直流電流値として出力する電流モニタ部と、
   を更に備えることを特徴とする請求項５に記載の電圧電流検出装置。
   

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