JP6796392B2 - ３レベル電力変換装置 - Google Patents
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Description
本発明は、複数個の電力スイッチング素子を用いて構成される３レベル電力変換装置に関する。
電力変換装置は、複数の電力スイッチング素子を動作させることで、直流電力を任意の振幅、周波数の交流電圧指令と等価な電圧に変換する交流電力生成機能や、これとは逆に変換する直流電力生成機能を持つ。この電力変換装置において、正電圧・負電圧と零電圧の３つを交流端子側に出力可能なものを３レベル電力変換装置という。３レベル電力変換装置は、例えば４種類のスイッチング動作区分を有する回路構成を備える。この３レベル電力変換装置は、交流電圧指令に対してスイッチングパターンの指令信号を各ゲートドライバに与えることで、各電力スイッチング素子がオン・オフの動作を行い、ＡＣ出力端で交流電圧指令と等価な電圧を出力する。３レベル電力変換装置は、任意の振幅、周波数の交流電圧を直流電圧に変換することも可能である。
一般的に、電力スイッチング素子を用いた３レベル電力変換装置において出力容量を増加させるためには、箱型の筐体の中に複数の電力変換主回路を集約した電力変換セル（電力スイッチング素子集合体）を複数個並列に接続させる方法がある。この電力変換セルは、上記した４種類のスイッチング動作区分を包含する。
近年の交流誘導電動機の大容量化に伴い、３レベル電力変換装置は、大容量化と小型化が要望されている。特許文献１の要約書の解決手段には、「３レベル電力変換装置において、スイッチング素子と環流ダイオードを含む電力変換モジュール１〜４の長手方向を装置筐体の底面と平行になるように、電力変換モジュール集合体２０に配置する。規定の長さの範囲内で電力変換モジュール１〜４を装置筐体と平行な方向に順次並べて配置し、上記規定の長さを越える分の電力変換モジュール１〜４については、段を変えて配置する。」と記載されている。
この電力変換装置において、従来の電力変換セルは３レベル電力変換回路１相分を包含するように、平面状に部品を配置して構成される。このような構成にて、印加電圧の引き上げを目的として各電力スイッチング素子を２直列以上の構成とすると回路規模が大きくなり、電力変換装置が大型化してしまうおそれがあった。
同様に、装置の電力容量の増加を目的として各電力スイッチング素子を並列化した構成とした場合も、実装の制約により設計の自由度が低下し、結果として電力変換装置が大型化してしまうおそれがあった。
同様に、装置の電力容量の増加を目的として各電力スイッチング素子を並列化した構成とした場合も、実装の制約により設計の自由度が低下し、結果として電力変換装置が大型化してしまうおそれがあった。
さらに、電力スイッチング素子に導通破損などの事故が生じた際に、電力変換装置を復旧するには、電力スイッチング素子の特性を並列間で揃える必要がある。よって破損した電力変換スイッチング素子を含む当該電力変換セルだけではなく、当該電力変換セルと並列構成をなす他の電力変換セルもその交換範囲となる。よって、故障範囲に比べて交換範囲が広いため、復旧時間および復旧費用が大きくなるおそれがある。
加えて、電力変換セル内の電力スイッチング素子が電力変換装置動作中に短絡などの故障をきたした場合には、短絡系路上にある他の電力スイッチング素子にも連鎖的に影響が波及して、導通破損するおそれがある。そこで、事故時の二次被害の防止が望まれている。
そこで、本発明は、電力変換装置の小型化を図ると共に、事故時の二次被害を少なくすることを課題とする。
加えて、電力変換セル内の電力スイッチング素子が電力変換装置動作中に短絡などの故障をきたした場合には、短絡系路上にある他の電力スイッチング素子にも連鎖的に影響が波及して、導通破損するおそれがある。そこで、事故時の二次被害の防止が望まれている。
そこで、本発明は、電力変換装置の小型化を図ると共に、事故時の二次被害を少なくすることを課題とする。
前記した課題を解決するため、本発明の３レベル電力変換装置は、
正極側直流端子および負極側直流端子とＵ相端子との間に並列に接続されて、前記正極側直流端子および前記負極側直流端子に印加された直流電圧を任意の周波数・振幅のＵ相の交流電圧に変換する複数の電力変換主回路と、前記正極側直流端子および前記負極側直流端子とＶ相端子との間に並列に接続されて、前記正極側直流端子および前記負極側直流端子に印加された直流電圧を任意の周波数・振幅のＶ相の交流電圧に変換する複数の電力変換主回路と、前記正極側直流端子および前記負極側直流端子とＷ相端子との間に並列に接続されて、前記正極側直流端子および前記負極側直流端子に印加された直流電圧を任意の周波数・振幅のＷ相の交流電圧に変換する複数の電力変換主回路と、を備える。この３レベル電力変換装置は、前記Ｕ相、前記Ｖ相、前記Ｗ相の前記複数の電力変換主回路は、２以上の電力スイッチング素子が直列に接続された構成が複数に亘って配列された第１〜第４スイッチング素子構造体と、直流電圧の中性点から前記第１スイッチング素子構造体の構成のうち一つの他端に接続される第１ダイオード素子と、前記中性点から前記第４スイッチング素子構造体の構成のうち一つの他端に接続される第２ダイオード素子が複数に亘って配列されたダイオード素子構造体と、を含んで構成される。前記第１スイッチング素子構造体の各構成は、前記正極側直流端子に一端が接続され、前記第２スイッチング素子構造体の各構成は、前記第１スイッチング素子構造体の構成のうち一つと前記Ｕ相、前記Ｖ相、前記Ｗ相のうち何れかの交流端子との間に接続され、前記第４スイッチング素子構造体の各構成は、前記負極側直流端子に一端が接続され、前記第３スイッチング素子構造体の各構成は、各前記第４スイッチング素子構造体の構成のうち一つと前記Ｕ相、前記Ｖ相、前記Ｗ相のうち何れかの交流端子との間に接続され、前記第１〜第４スイッチング素子構造体の各構成は、直列接続された何れかの電力スイッチング素子に過電圧が印加された際に、直列接続された他の電力スイッチング素子の運転を停止する。
その他の手段については、発明を実施するための形態のなかで説明する。
正極側直流端子および負極側直流端子とＵ相端子との間に並列に接続されて、前記正極側直流端子および前記負極側直流端子に印加された直流電圧を任意の周波数・振幅のＵ相の交流電圧に変換する複数の電力変換主回路と、前記正極側直流端子および前記負極側直流端子とＶ相端子との間に並列に接続されて、前記正極側直流端子および前記負極側直流端子に印加された直流電圧を任意の周波数・振幅のＶ相の交流電圧に変換する複数の電力変換主回路と、前記正極側直流端子および前記負極側直流端子とＷ相端子との間に並列に接続されて、前記正極側直流端子および前記負極側直流端子に印加された直流電圧を任意の周波数・振幅のＷ相の交流電圧に変換する複数の電力変換主回路と、を備える。この３レベル電力変換装置は、前記Ｕ相、前記Ｖ相、前記Ｗ相の前記複数の電力変換主回路は、２以上の電力スイッチング素子が直列に接続された構成が複数に亘って配列された第１〜第４スイッチング素子構造体と、直流電圧の中性点から前記第１スイッチング素子構造体の構成のうち一つの他端に接続される第１ダイオード素子と、前記中性点から前記第４スイッチング素子構造体の構成のうち一つの他端に接続される第２ダイオード素子が複数に亘って配列されたダイオード素子構造体と、を含んで構成される。前記第１スイッチング素子構造体の各構成は、前記正極側直流端子に一端が接続され、前記第２スイッチング素子構造体の各構成は、前記第１スイッチング素子構造体の構成のうち一つと前記Ｕ相、前記Ｖ相、前記Ｗ相のうち何れかの交流端子との間に接続され、前記第４スイッチング素子構造体の各構成は、前記負極側直流端子に一端が接続され、前記第３スイッチング素子構造体の各構成は、各前記第４スイッチング素子構造体の構成のうち一つと前記Ｕ相、前記Ｖ相、前記Ｗ相のうち何れかの交流端子との間に接続され、前記第１〜第４スイッチング素子構造体の各構成は、直列接続された何れかの電力スイッチング素子に過電圧が印加された際に、直列接続された他の電力スイッチング素子の運転を停止する。
その他の手段については、発明を実施するための形態のなかで説明する。
本発明によれば、電力変換装置の小型化を図ると共に、事故時の二次被害を少なくすることが可能な電力変換装置を提供することができる。
以下、本発明を実施するための形態について、各図面を参照しながら説明を行う。なお、各図において共通の構成要素には、同一の符号を付して重複する説明を省略する。
比較例および本実施形態の３レベル電力変換装置は、直流電圧を任意の周波数・振幅の交流電圧に変換するインバータである。この３レベル電力変換装置は、例えば、鉄鋼圧延プラントなどに用いられる交流誘導電動機の駆動制御に適用される。
比較例および本実施形態の３レベル電力変換装置は、直流電圧を任意の周波数・振幅の交流電圧に変換するインバータである。この３レベル電力変換装置は、例えば、鉄鋼圧延プラントなどに用いられる交流誘導電動機の駆動制御に適用される。
《比較例の３レベル電力変換装置》
図１４は、比較例の３レベル電力変換装置９の構成図である。
３レベル電力変換装置９は、Ｕ相回路９１ｕ、Ｖ相回路９１ｖ、Ｗ相回路９１ｗの３相から構成される。Ｖ相回路９１ｖ、Ｗ相回路９１ｗの構成は、Ｕ相回路９１ｕと同一である。
Ｕ相回路９１ｕは、電力変換主回路９２ａ〜９２ｃが並列に接続されて構成される。これら電力変換主回路９２ａ〜９２ｃは、それぞれ正側直流電源母線（以下、「Ｐ母線」と記載）、中性点母線（以下、「Ｃ母線」と記載）、負側直流電源母線（以下、「Ｎ母線」と記載）に接続されて直流電圧が供給され、ノードＵＡＣＯにＵ相の交流電圧を出力する。電力変換主回路９２ｂ，９２ｃの回路構成は、電力変換主回路９２ａと同一である。
図１４は、比較例の３レベル電力変換装置９の構成図である。
３レベル電力変換装置９は、Ｕ相回路９１ｕ、Ｖ相回路９１ｖ、Ｗ相回路９１ｗの３相から構成される。Ｖ相回路９１ｖ、Ｗ相回路９１ｗの構成は、Ｕ相回路９１ｕと同一である。
Ｕ相回路９１ｕは、電力変換主回路９２ａ〜９２ｃが並列に接続されて構成される。これら電力変換主回路９２ａ〜９２ｃは、それぞれ正側直流電源母線（以下、「Ｐ母線」と記載）、中性点母線（以下、「Ｃ母線」と記載）、負側直流電源母線（以下、「Ｎ母線」と記載）に接続されて直流電圧が供給され、ノードＵＡＣＯにＵ相の交流電圧を出力する。電力変換主回路９２ｂ，９２ｃの回路構成は、電力変換主回路９２ａと同一である。
Ｖ相回路９１ｖは、電力変換主回路９２ｄ〜９２ｆが並列に接続されて構成される。これら電力変換主回路９２ｄ〜９２ｆは、それぞれＰ母線、Ｃ母線、Ｎ母線に接続されて直流電圧が供給され、ノードＶＡＣＯにＶ相の交流電圧を出力する。電力変換主回路９２ｅ，９２ｆの回路構成は、電力変換主回路９２ｄと同一である。
Ｗ相回路９１ｗは、電力変換主回路９２ｇ〜９２ｉが並列に接続されて構成される。これら電力変換主回路９２ｇ〜９２ｉは、それぞれＰ母線、Ｃ母線、Ｎ母線に接続されて直流電圧が供給され、ノードＷＡＣＯにＷ相の交流電圧を出力する。電力変換主回路９２ｈ，９２ｉの回路構成は、電力変換主回路９２ｇと同一である。
以下、電力変換主回路９２ａ〜９２ｉを特に区別しないときには、単に電力変換主回路９２と記載する。
Ｗ相回路９１ｗは、電力変換主回路９２ｇ〜９２ｉが並列に接続されて構成される。これら電力変換主回路９２ｇ〜９２ｉは、それぞれＰ母線、Ｃ母線、Ｎ母線に接続されて直流電圧が供給され、ノードＷＡＣＯにＷ相の交流電圧を出力する。電力変換主回路９２ｈ，９２ｉの回路構成は、電力変換主回路９２ｇと同一である。
以下、電力変換主回路９２ａ〜９２ｉを特に区別しないときには、単に電力変換主回路９２と記載する。
負荷Ｌは、ノードＵＡＣＯ，ＶＡＣＯ，ＷＡＣＯに接続されて交流電圧が印加される。この負荷Ｌは、例えば交流誘導電動機などである。
Ｕ相回路９１ｕと、Ｖ相回路９１ｖと、Ｗ相回路９１ｗとは、３相とも同一の構成である。Ｕ相回路９１ｕ、Ｖ相回路９１ｖ、Ｗ相回路９１ｗの各相において、同様な電力変換主回路９２を複数個並列に接続することにより、３レベル電力変換装置９の出力容量を増加させることができる。
Ｕ相回路９１ｕと、Ｖ相回路９１ｖと、Ｗ相回路９１ｗとは、３相とも同一の構成である。Ｕ相回路９１ｕ、Ｖ相回路９１ｖ、Ｗ相回路９１ｗの各相において、同様な電力変換主回路９２を複数個並列に接続することにより、３レベル電力変換装置９の出力容量を増加させることができる。
図１５は、比較例の電力変換主回路９２を示す回路図である。
電力変換主回路９２は、電力スイッチング素子としてＩＧＢＴ素子Ｑ１１〜Ｑ１４を使用し、ダイオード素子Ｄ３，Ｄ４によって中性点にクランプするＮＰＣ（Neutral Point Clamped）方式の電力変換回路である。ＩＧＢＴ素子Ｑ１１〜Ｑ１４は、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Insulated Gate Bipolar Transistor：ＩＧＢＴ：以下「ＩＧＢＴ」と記載）およびコレクタ−エミッタ間に接続された環流用ダイオードを備えた素子である。各ＩＧＢＴ素子Ｑ１１〜Ｑ１４にはゲートドライバ１８が接続されており、このゲートドライバ１８は、制御部９０によって制御される。これらＩＧＢＴ素子Ｑ１１〜Ｑ１４の詳細は、後記する図１６で説明する。
電力変換主回路９２は、電力スイッチング素子としてＩＧＢＴ素子Ｑ１１〜Ｑ１４を使用し、ダイオード素子Ｄ３，Ｄ４によって中性点にクランプするＮＰＣ（Neutral Point Clamped）方式の電力変換回路である。ＩＧＢＴ素子Ｑ１１〜Ｑ１４は、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Insulated Gate Bipolar Transistor：ＩＧＢＴ：以下「ＩＧＢＴ」と記載）およびコレクタ−エミッタ間に接続された環流用ダイオードを備えた素子である。各ＩＧＢＴ素子Ｑ１１〜Ｑ１４にはゲートドライバ１８が接続されており、このゲートドライバ１８は、制御部９０によって制御される。これらＩＧＢＴ素子Ｑ１１〜Ｑ１４の詳細は、後記する図１６で説明する。
比較例において、正側のＩＧＢＴ素子Ｑ１１は、Ｐ母線の電位を、ＩＧＢＴ素子Ｑ１２を介してノードＡＣＯに出力する。Ｐ母線には、直流電源Ｅｐによって直流電圧が印加されている。
第１の中性点のＩＧＢＴ素子Ｑ１２および第２の中性点のＩＧＢＴ素子Ｑ１３は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１１，Ｑ１２がオフの際に、Ｃ母線の電位をノードＡＣＯに出力する。
第１の中性点のＩＧＢＴ素子Ｑ１２および第２の中性点のＩＧＢＴ素子Ｑ１３は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１１，Ｑ１２がオフの際に、Ｃ母線の電位をノードＡＣＯに出力する。
負側のＩＧＢＴ素子Ｑ１４は、Ｎ母線の電位を、ＩＧＢＴ素子Ｑ１３を介してノードＡＣＯに出力する。これらＩＧＢＴ素子Ｑ１１〜Ｑ１４は、Ｐ母線とＮ母線との間に直列に接続される。各ゲートドライバ１８は、制御部９０に接続されており、各ＩＧＢＴ素子Ｑ１１〜Ｑ１４のゲートに駆動信号を供給する。
また、電力変換主回路９２では、２個のクランプ用のダイオード素子Ｄ３，Ｄ４を含んで構成される。正側クランプ用のダイオード素子Ｄ３および負側クランプ用のダイオード素子Ｄ４は、２ｉｎ１ダイオード素子である。ＩＧＢＴ素子Ｑ１１，Ｑ１２の接続点とＣ母線の間に、Ｃ母線の電位を出力するための正側クランプ用のダイオード素子Ｄ３が接続される。また、ＩＧＢＴ素子Ｑ１３，Ｑ１４の接続点とＣ母線の間に、Ｃ母線の電位を出力するための負側クランプ用のダイオード素子Ｄ４が接続される。電力変換主回路９２では、各ＩＧＢＴ素子Ｑ１１〜Ｑ１４がスイッチング動作を行うことで、出力点であるノードＡＣＯから負荷Ｌに対して交流電力が出力される。
《スイッチング動作》
ノードＡＣＯに正電圧のパルスを出力する際、制御部９０は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１１，Ｑ１２をオン、ＩＧＢＴ素子Ｑ１３，Ｑ１４をオフする。これによりＰ母線の電位が、ノードＡＣＯに出力される。
また、ノードＡＣＯに零電圧を出力する際、制御部９０は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１２，Ｑ１３をオン、ＩＧＢＴ素子Ｑ１１，Ｑ１４をオフする。これによりＣ母線の電位が、ノードＡＣＯに出力される。
ノードＡＣＯに正電圧のパルスを出力する際、制御部９０は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１１，Ｑ１２をオン、ＩＧＢＴ素子Ｑ１３，Ｑ１４をオフする。これによりＰ母線の電位が、ノードＡＣＯに出力される。
また、ノードＡＣＯに零電圧を出力する際、制御部９０は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１２，Ｑ１３をオン、ＩＧＢＴ素子Ｑ１１，Ｑ１４をオフする。これによりＣ母線の電位が、ノードＡＣＯに出力される。
ノードＡＣＯに負電圧のパルスを出力する際、制御部９０は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１３，Ｑ１４をオン、ＩＧＢＴ素子Ｑ１１，Ｑ１２をオフする。これによりＮ母線の電位が、ノードＡＣＯに出力される。
電力変換主回路９２の制御部９０は、上記したようなゼロ点を中心とした正パルスと負パルスからなるＰＷＭ（Pulse Width Modulation）パルスを出力するので、２レベル電力変換回路と比べ、より正弦波に近い交流電圧をノードＡＣＯに出力することができる。
電力変換主回路９２の制御部９０は、上記したようなゼロ点を中心とした正パルスと負パルスからなるＰＷＭ（Pulse Width Modulation）パルスを出力するので、２レベル電力変換回路と比べ、より正弦波に近い交流電圧をノードＡＣＯに出力することができる。
図１６は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１１とゲートドライバ１８等の詳細を示す回路図である。
比較例のＩＧＢＴ素子Ｑ１１には、ゲートドライバ１８、過電圧検出回路１９、過電圧抑制回路２０が接続されている。
過電圧抑制回路２０は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１１のコレクタ−ゲート間に並列に接続されたツェナーダイオード（不図示）を含んで構成される。この過電圧抑制回路２０は、コレクタ−ゲート間に過電圧が印加されるとツェナーダイオードに電流が流れ、ＩＧＢＴ素子Ｑ１１のゲートに充電電流を供給する。これによりＩＧＢＴ素子Ｑ１１のインピーダンスを低下させ、ＩＧＢＴ素子Ｑ１１を過電圧から保護している。
過電圧検出回路１９とゲートドライバ１８とは、ゲート−エミッタ間に接続される。ゲートドライバ１８は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１１のゲートに指令信号を流す。過電圧検出回路１９は、過電圧抑制回路２０の出力信号とゲートドライバ１８からＩＧＢＴ素子Ｑ１１に流れる指令信号とは不一致であると認識することで、過電圧が発生していると判断する。これにより制御部９０（図１５参照）は、運転を停止して素子の導通破損を防ぐことができる。
比較例のＩＧＢＴ素子Ｑ１１には、ゲートドライバ１８、過電圧検出回路１９、過電圧抑制回路２０が接続されている。
過電圧抑制回路２０は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１１のコレクタ−ゲート間に並列に接続されたツェナーダイオード（不図示）を含んで構成される。この過電圧抑制回路２０は、コレクタ−ゲート間に過電圧が印加されるとツェナーダイオードに電流が流れ、ＩＧＢＴ素子Ｑ１１のゲートに充電電流を供給する。これによりＩＧＢＴ素子Ｑ１１のインピーダンスを低下させ、ＩＧＢＴ素子Ｑ１１を過電圧から保護している。
過電圧検出回路１９とゲートドライバ１８とは、ゲート−エミッタ間に接続される。ゲートドライバ１８は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１１のゲートに指令信号を流す。過電圧検出回路１９は、過電圧抑制回路２０の出力信号とゲートドライバ１８からＩＧＢＴ素子Ｑ１１に流れる指令信号とは不一致であると認識することで、過電圧が発生していると判断する。これにより制御部９０（図１５参照）は、運転を停止して素子の導通破損を防ぐことができる。
《比較例の問題点》
比較例の電力変換主回路９２では、ＩＧＢＴ素子Ｑ１１〜Ｑ１４のうちいずれかが導通破損した際に、二次的な素子破損が発生するおそれがある。これを図１７と図１８を参照して説明する。
図１７は、比較例の電力変換主回路９２にて故障が発生したことを示す図である。
ＩＧＢＴ素子Ｑ１１，Ｑ１２がオンし、ＩＧＢＴ素子Ｑ１３，Ｑ１４がオフしたときに電力変換主回路９２に流れる電流を、ルート７３として示す。電流は、Ｐ母線からＩＧＢＴ素子Ｑ１１，Ｑ１２とノードＡＣＯを介して、負荷Ｌに流れる。このときＩＧＢＴ素子Ｑ１３が誤ってオンするか、または導通破損すると、図１８に示すように他の素子も導通破損する。
比較例の電力変換主回路９２では、ＩＧＢＴ素子Ｑ１１〜Ｑ１４のうちいずれかが導通破損した際に、二次的な素子破損が発生するおそれがある。これを図１７と図１８を参照して説明する。
図１７は、比較例の電力変換主回路９２にて故障が発生したことを示す図である。
ＩＧＢＴ素子Ｑ１１，Ｑ１２がオンし、ＩＧＢＴ素子Ｑ１３，Ｑ１４がオフしたときに電力変換主回路９２に流れる電流を、ルート７３として示す。電流は、Ｐ母線からＩＧＢＴ素子Ｑ１１，Ｑ１２とノードＡＣＯを介して、負荷Ｌに流れる。このときＩＧＢＴ素子Ｑ１３が誤ってオンするか、または導通破損すると、図１８に示すように他の素子も導通破損する。
図１８は、故障により各素子が導通破損したことを示す図である。
このとき電力変換主回路９２に流れる電流を、ルート７４として示す。電流は、Ｐ母線からＩＧＢＴ素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３とダイオード素子Ｄ４を介してＣ母線に流れる。このような直流短絡により、ＩＧＢＴ素子Ｑ１１，Ｑ１２とダイオード素子Ｄ４は破損に至る。
直列接続されたＩＧＢＴ素子Ｑ１１に、ＩＧＢＴ素子Ｑ１１〜Ｑ１４の４素子分の電圧が印加され電圧が上昇するが、過電圧検出回路１９（図１６参照）により近傍のＩＧＢＴ素子の故障を検出し、運転を停止させることで更なる被害を留めることができる。しかし、ＩＧＢＴ素子Ｑ１３が過電圧によりダメージを受けていることを考慮すると、運転停止後にＩＧＢＴ素子Ｑ１１〜Ｑ１４とダイオード素子Ｄ４とを交換する必要がある。すなわち、１相分の構成をすべて交換しなければならない。
このとき電力変換主回路９２に流れる電流を、ルート７４として示す。電流は、Ｐ母線からＩＧＢＴ素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３とダイオード素子Ｄ４を介してＣ母線に流れる。このような直流短絡により、ＩＧＢＴ素子Ｑ１１，Ｑ１２とダイオード素子Ｄ４は破損に至る。
直列接続されたＩＧＢＴ素子Ｑ１１に、ＩＧＢＴ素子Ｑ１１〜Ｑ１４の４素子分の電圧が印加され電圧が上昇するが、過電圧検出回路１９（図１６参照）により近傍のＩＧＢＴ素子の故障を検出し、運転を停止させることで更なる被害を留めることができる。しかし、ＩＧＢＴ素子Ｑ１３が過電圧によりダメージを受けていることを考慮すると、運転停止後にＩＧＢＴ素子Ｑ１１〜Ｑ１４とダイオード素子Ｄ４とを交換する必要がある。すなわち、１相分の構成をすべて交換しなければならない。
《本実施形態の電力変換回路構成例》
図１に示す３レベル電力変換装置１は、直流電圧を任意の周波数・振幅の交流電圧に変換する電力変換主回路１２（図２参照）をそれぞれ３個用いたＵ相回路１１ｕ、Ｖ相回路１１ｖ、Ｗ相回路１１ｗの３相を備えている。Ｖ相回路１１ｖ、Ｗ相回路１１ｗの構成は、Ｕ相回路１１ｕの構成と同一である。
図１に示す３レベル電力変換装置１は、直流電圧を任意の周波数・振幅の交流電圧に変換する電力変換主回路１２（図２参照）をそれぞれ３個用いたＵ相回路１１ｕ、Ｖ相回路１１ｖ、Ｗ相回路１１ｗの３相を備えている。Ｖ相回路１１ｖ、Ｗ相回路１１ｗの構成は、Ｕ相回路１１ｕの構成と同一である。
Ｕ相回路１１ｕは、電力変換主回路１２ａ〜１２ｃが並列に接続されて構成される。これら電力変換主回路１２ａ〜１２ｃは、それぞれＰ母線、Ｃ母線、Ｎ母線に接続されて直流電圧が供給され、ノードＵＡＣＯにＵ相の交流電圧を出力する。電力変換主回路１２ｂ，１２ｃの回路構成は、電力変換主回路１２ａと同一である。更に電力変換主回路１２ａ〜１２ｃは、同一動作単位のＩＧＢＴ素子が配列されたＩＧＢＴセル１４〜１７と、ダイオードが配列されたクランプダイオードセル１３とを共有する。電力変換主回路１２ａ〜１２ｃは、これらＩＧＢＴセル１４〜１７と、クランプダイオードセル１３とが上下左右不問の実装にて構成される構造体内で並列化されている、ＩＧＢＴ素子やダイオードは、それぞれ同一動作単位でセル化されているので、同一動作単位での交換が容易に行える。
図１のＩＧＢＴセル１４は、動作単位を示す“ＱＰ”が記載されており、比較例のＩＧＢＴ素子Ｑ１１（図１５参照）と同様に動作する。ＩＧＢＴセル１５は、動作単位を示す“ＱＰＣ”が記載されており、比較例のＩＧＢＴ素子Ｑ１２（図１５参照）と同様に動作する。ＩＧＢＴセル１６は、動作単位を示す“ＱＮＣ”が記載されており、比較例のＩＧＢＴ素子Ｑ１３（図１５参照）と同様に動作する。ＩＧＢＴセル１７は、動作単位を示す“ＱＮ”が記載されており、比較例のＩＧＢＴ素子Ｑ１４（図１５参照）と同様に動作する。クランプダイオードセル１３は、動作単位を示す“Ｄ”が記載されている。
Ｖ相回路１１ｖは、電力変換主回路１２ｄ〜１２ｆが並列に接続されて構成される。これら電力変換主回路１２ｄ〜１２ｆは、それぞれＰ母線、Ｃ母線、Ｎ母線に接続されて直流電圧が供給され、ノードＶＡＣＯにＶ相の交流電圧を出力する。電力変換主回路１２ｅ，１２ｆの構成は、電力変換主回路１２ｄの構成と同一である。更に電力変換主回路１２ｄ〜１２ｆは、同一動作単位のＩＧＢＴ素子が配列されたＩＧＢＴセル１４〜１７と、同一動作単位のダイオードが配列されたクランプダイオードセル１３とを共有している。これにより、ＩＧＢＴ素子やダイオードを同一動作単位で交換することができる。
Ｗ相回路１１ｗは、電力変換主回路１２ｇ〜１２ｉが並列に接続されて構成される。これら電力変換主回路１２ｇ〜１２ｉは、それぞれＰ母線、Ｃ母線、Ｎ母線に接続されて直流電圧が供給され、ノードＷＡＣＯにＷ相の交流電圧を出力する。電力変換主回路１２ｈ，１２ｉの回路構成は、電力変換主回路１２ｇと同一である。更に電力変換主回路１２ｇ〜１２ｉは、同一動作単位のＩＧＢＴ素子が配列されたＩＧＢＴセル１４〜１７と、同一動作単位のダイオードが配列されたクランプダイオードセル１３とを共有している。これにより、ＩＧＢＴ素子やダイオードを同一動作単位で交換することができる。
以下、電力変換主回路１２ａ〜１２ｉを特に区別しないときには、単に電力変換主回路１２と記載する。
以下、電力変換主回路１２ａ〜１２ｉを特に区別しないときには、単に電力変換主回路１２と記載する。
Ｕ相回路１１ｕ、Ｖ相回路１１ｖ、Ｗ相回路１１ｗは、それぞれ各セルに３並列に素子を配置して、３個の電力変換主回路１２を構成している。よって、３レベル電力変換装置１の交流電力の出力は、電力変換主回路１２の３回路分を合わせた出力となる。
図２は、本実施形態における電力変換主回路１２を示す回路図である。
本実施形態の電力変換主回路１２が、比較例の電力変換主回路９２（図１５参照）と異なる点は、同様のスイッチング動作を行う２個のＩＧＢＴ素子を直列に接続して電力変換セルを構成していることである。これにより、電力変換セルの定格電圧を２つのＩＧＢＴ素子で分担させ、入力する直流電圧を約２倍に増加させることが可能となり、出力の大容量化を図ることができる。
本実施形態の電力変換主回路１２が、比較例の電力変換主回路９２（図１５参照）と異なる点は、同様のスイッチング動作を行う２個のＩＧＢＴ素子を直列に接続して電力変換セルを構成していることである。これにより、電力変換セルの定格電圧を２つのＩＧＢＴ素子で分担させ、入力する直流電圧を約２倍に増加させることが可能となり、出力の大容量化を図ることができる。
電力変換主回路１２は、電力変換セルとしてＩＧＢＴセル１４〜１７を使用し，クランプダイオードセル１３によって中性点にクランプするＮＰＣ方式の電力変換回路である。ＩＧＢＴセル１４は、同様のスイッチング動作を行うＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２を２直列に接続する。ＩＧＢＴセル１５は、同様のスイッチング動作を行うＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４を直列に接続する。ＩＧＢＴセル１６は、同様のスイッチング動作を行うＩＧＢＴ素子Ｑ５，Ｑ６を直列に接続する。ＩＧＢＴセル１７は、同様のスイッチング動作を行うＩＧＢＴ素子Ｑ７，Ｑ８を直列に接続する。ＩＧＢＴセル１４〜１７は、直列接続された２個のＩＧＢＴ素子を３列に亘って配列したスイッチング素子構造体である。またクランプダイオードセル１３は、ダイオード素子Ｄ１，Ｄ２を３列に亘って配列したダイオード素子構造体である。これにより、図１に示したように、３つの電力変換主回路１２を並列化することができる。ＩＧＢＴ素子Ｑ１〜Ｑ８は、絶縁ゲートバイポーラトランジスタおよびコレクタ−エミッタ間に接続された環流用ダイオードを備えた素子である。
図３は、ＩＧＢＴセルの詳細を示す回路図である。
ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２には、図１６に示した比較例と同様にゲートドライバ１８、過電圧検出回路１９および過電圧抑制回路２０が接続されている。
過電圧抑制回路２０は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２のコレクタ−ゲート間に過電圧が印加されると、そのＩＧＢＴ素子のゲートに充電電流を供給する。これによりＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２のインピーダンスを低下させ、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２を過電圧から保護している。
過電圧検出回路１９とゲートドライバ１８とは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２のゲート−エミッタ間に接続される。ゲートドライバ１８は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２のゲートに指令信号を流す。過電圧検出回路１９は、過電圧抑制回路２０の出力信号とゲートドライバ１８からＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２に流れる指令信号とは不一致であると認識することで、各ＩＧＢＴ素子に過電圧が発生していると判断する。
ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２には、図１６に示した比較例と同様にゲートドライバ１８、過電圧検出回路１９および過電圧抑制回路２０が接続されている。
過電圧抑制回路２０は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２のコレクタ−ゲート間に過電圧が印加されると、そのＩＧＢＴ素子のゲートに充電電流を供給する。これによりＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２のインピーダンスを低下させ、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２を過電圧から保護している。
過電圧検出回路１９とゲートドライバ１８とは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２のゲート−エミッタ間に接続される。ゲートドライバ１８は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２のゲートに指令信号を流す。過電圧検出回路１９は、過電圧抑制回路２０の出力信号とゲートドライバ１８からＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２に流れる指令信号とは不一致であると認識することで、各ＩＧＢＴ素子に過電圧が発生していると判断する。
これによりＩＧＢＴセル１４は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２の過電圧の印加を検出可能である。電力変換主回路１２の制御部１０は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２のうち一方に過電圧が印加された際に、他方のＩＧＢＴ素子の運転を停止して、事故時の二次被害を少なくする。
同様にＩＧＢＴセル１５は、ＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４の過電圧の印加を検出可能である。電力変換主回路１２は、ＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４のうち一方に過電圧が印加された際に、他方のＩＧＢＴ素子の運転を停止して、事故時の二次被害を少なくする。
同様にＩＧＢＴセル１５は、ＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４の過電圧の印加を検出可能である。電力変換主回路１２は、ＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４のうち一方に過電圧が印加された際に、他方のＩＧＢＴ素子の運転を停止して、事故時の二次被害を少なくする。
ＩＧＢＴセル１６は、ＩＧＢＴ素子Ｑ５，Ｑ６の過電圧の印加を検出可能である。電力変換主回路１２は、ＩＧＢＴ素子Ｑ５，Ｑ６のうち一方に過電圧が印加された際に、他方のＩＧＢＴ素子の運転を停止して、事故時の二次被害を少なくする。
ＩＧＢＴセル１７は、ＩＧＢＴ素子Ｑ７，Ｑ８の過電圧の印加を検出可能である。電力変換主回路１２は、ＩＧＢＴ素子Ｑ７，Ｑ８のうち一方に過電圧が印加された際に、他方のＩＧＢＴ素子の運転を停止して、事故時の二次被害を少なくする。
ＩＧＢＴセル１７は、ＩＧＢＴ素子Ｑ７，Ｑ８の過電圧の印加を検出可能である。電力変換主回路１２は、ＩＧＢＴ素子Ｑ７，Ｑ８のうち一方に過電圧が印加された際に、他方のＩＧＢＴ素子の運転を停止して、事故時の二次被害を少なくする。
本実施形態において、正側のＩＧＢＴセル１４は、Ｐ母線の電位をノードＡＣＯに出力する。Ｐ母線には、直流電源Ｅｐによって直流電圧が印加されている。
第１の中性点のＩＧＢＴセル１５および第２の中性点のＩＧＢＴセル１６は、Ｃ母線の電位をノードＡＣＯに出力する。
第１の中性点のＩＧＢＴセル１５および第２の中性点のＩＧＢＴセル１６は、Ｃ母線の電位をノードＡＣＯに出力する。
負側のＩＧＢＴセル１７は、Ｎ母線の電位をノードＡＣＯに出力する。これらＩＧＢＴセル１４〜１７は、Ｐ母線とＮ母線との間に直列に接続される。各ゲートドライバ１８は、制御部１０に接続されており、ＩＧＢＴセル１４〜１７が備えるＩＧＢＴ素子Ｑ１〜Ｑ８のゲートに駆動信号を供給する。
また、電力変換主回路１２では、２個のクランプ用のダイオード素子Ｄ１，Ｄ２を含んで構成される。正側クランプ用のダイオード素子Ｄ１および負側クランプ用のダイオード素子Ｄ２は、２ｉｎ１ダイオード素子である。ＩＧＢＴセル１４，１５の接続点とＣ母線の間に、Ｃ母線の電位を出力するための正側クランプ用のダイオード素子Ｄ１が接続される。また、ＩＧＢＴセル１６，１７の接続点とＣ母線の間に、Ｃ母線の電位を出力するための負側クランプ用のダイオード素子Ｄ２が接続される。電力変換主回路１２では、ＩＧＢＴセル１４〜１７が備えるＩＧＢＴ素子Ｑ１〜Ｑ８がスイッチング動作を行うことで、出力点であるノードＡＣＯから負荷Ｌに対して交流電力が出力される。
《スイッチング動作》
ノードＡＣＯに正電圧のパルスを出力する際、制御部１０は、ＩＧＢＴセル１４，１５が備えるＩＧＢＴ素子Ｑ１〜Ｑ４をオン、ＩＧＢＴセル１６，１７が備えるＩＧＢＴ素子Ｑ５〜Ｑ８をオフする。これによりＰ母線の電位が、ノードＡＣＯに出力される。
また、ノードＡＣＯに零電圧を出力する際、制御部１０は、ＩＧＢＴセル１５，１６が備えるＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ６をオン、ＩＧＢＴセル１４が備えるＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２とＩＧＢＴセル１７が備えるＩＧＢＴ素子Ｑ７，Ｑ８をオフする。これによりＣ母線の電位が、ノードＡＣＯに出力される。
ノードＡＣＯに正電圧のパルスを出力する際、制御部１０は、ＩＧＢＴセル１４，１５が備えるＩＧＢＴ素子Ｑ１〜Ｑ４をオン、ＩＧＢＴセル１６，１７が備えるＩＧＢＴ素子Ｑ５〜Ｑ８をオフする。これによりＰ母線の電位が、ノードＡＣＯに出力される。
また、ノードＡＣＯに零電圧を出力する際、制御部１０は、ＩＧＢＴセル１５，１６が備えるＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ６をオン、ＩＧＢＴセル１４が備えるＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２とＩＧＢＴセル１７が備えるＩＧＢＴ素子Ｑ７，Ｑ８をオフする。これによりＣ母線の電位が、ノードＡＣＯに出力される。
ノードＡＣＯに負電圧のパルスを出力する際、制御部１０は、ＩＧＢＴセル１６，１７が備えるＩＧＢＴ素子Ｑ５〜Ｑ８をオン、ＩＧＢＴセル１４，１５が備えるＩＧＢＴ素子Ｑ１〜Ｑ４をオフする。これによりＮ母線の電位が、ノードＡＣＯに出力される。
電力変換主回路１２の制御部１０は、上記したようなゼロ点を中心とした正パルスと負パルスからなるＰＷＭ（Pulse Width Modulation）パルスにより、２レベル電力変換回路と比べ、より正弦波に近い交流電圧をノードＡＣＯに出力することができる。
電力変換主回路１２の制御部１０は、上記したようなゼロ点を中心とした正パルスと負パルスからなるＰＷＭ（Pulse Width Modulation）パルスにより、２レベル電力変換回路と比べ、より正弦波に近い交流電圧をノードＡＣＯに出力することができる。
《ＩＧＢＴ素子を直列に接続する効果》
本実施形態の電力変換主回路１２では、ＩＧＢＴセル１４〜１７に、それぞれ同様のスイッチング動作を行う２個のＩＧＢＴ素子を直列に接続している。これは、ＩＧＢＴセル１４〜１７の定格電圧を２個のＩＧＢＴ素子で分担させることで入力する直流電圧を約２倍に増加させることが可能となる。更に、いずれかのＩＧＢＴ素子が導通破損した際の二次的な素子破損を低減する効果もある。これを図４と図５を参照しつつ説明する。
本実施形態の電力変換主回路１２では、ＩＧＢＴセル１４〜１７に、それぞれ同様のスイッチング動作を行う２個のＩＧＢＴ素子を直列に接続している。これは、ＩＧＢＴセル１４〜１７の定格電圧を２個のＩＧＢＴ素子で分担させることで入力する直流電圧を約２倍に増加させることが可能となる。更に、いずれかのＩＧＢＴ素子が導通破損した際の二次的な素子破損を低減する効果もある。これを図４と図５を参照しつつ説明する。
図４は、本実施形態における電力変換主回路１２にて故障が発生したことを示す図である。
ＩＧＢＴ素子Ｑ１〜Ｑ４がオンし、ＩＧＢＴ素子Ｑ５〜Ｑ８がオフしたときに電力変換主回路１２に流れる電流を、ルート７１として示す。電流は、Ｐ母線からＩＧＢＴ素子Ｑ１〜Ｑ４とノードＡＣＯを介して、負荷Ｌに流れる。このときＩＧＢＴ素子Ｑ５が誤ってオンするか、または導通破損した場合を考える。
ＩＧＢＴ素子Ｑ１〜Ｑ４がオンし、ＩＧＢＴ素子Ｑ５〜Ｑ８がオフしたときに電力変換主回路１２に流れる電流を、ルート７１として示す。電流は、Ｐ母線からＩＧＢＴ素子Ｑ１〜Ｑ４とノードＡＣＯを介して、負荷Ｌに流れる。このときＩＧＢＴ素子Ｑ５が誤ってオンするか、または導通破損した場合を考える。
図５は、故障後に停止したことを示す図である。
ルート７２で示すように、Ｐ母線に印加された電圧は、ＩＧＢＴ素子Ｑ６のコレクタ端子にも印加される。ＩＧＢＴ素子Ｑ６には、ＩＧＢＴ素子Ｑ１〜Ｑ５の５素子分の電圧が印加され電圧が上昇する。しかし、制御部１０は、過電圧抑制回路２０および過電圧検出回路１９により近傍のＩＧＢＴ素子の故障を検出し、この電力変換主回路１２の運転を停止させる。これにより電力変換主回路１２は、更なる被害を留めることができる。
ルート７２で示すように、Ｐ母線に印加された電圧は、ＩＧＢＴ素子Ｑ６のコレクタ端子にも印加される。ＩＧＢＴ素子Ｑ６には、ＩＧＢＴ素子Ｑ１〜Ｑ５の５素子分の電圧が印加され電圧が上昇する。しかし、制御部１０は、過電圧抑制回路２０および過電圧検出回路１９により近傍のＩＧＢＴ素子の故障を検出し、この電力変換主回路１２の運転を停止させる。これにより電力変換主回路１２は、更なる被害を留めることができる。
本実施形態では、ＩＧＢＴ素子Ｑ６がオフであることから、直流短絡電流は発生しない。この故障による交換箇所は、ＩＧＢＴ素子Ｑ５と過電圧によりダメージを受けたＩＧＢＴ素子Ｑ６のみとなる。また、本実施形態の３レベル電力変換装置１は、スイッチング動作単位ごとにセル化しているため、交換箇所はＩＧＢＴセル１６のみとなり、比較例と比べて交換する部品点数が少なくなる。したがって、比較例の電力変換主回路９２に比べて、本実施形態の電力変換主回路１２は、ＩＧＢＴ素子の破損による二次被害を少なくし、復旧時間、復旧費用を抑えることが可能である。
なお、各ＩＧＢＴセル１４〜１７は、それぞれ同様のスイッチング動作を行う３個以上のＩＧＢＴ素子を直列に接続してもよく、限定されない。
なお、各ＩＧＢＴセル１４〜１７は、それぞれ同様のスイッチング動作を行う３個以上のＩＧＢＴ素子を直列に接続してもよく、限定されない。
《本実施形態の３レベル電力変換装置の構造配置例》
図６は、本実施形態における電力変換主回路１２を構成するＩＧＢＴセル１４〜１７とクランプダイオードセル１３のユニット構造の配置例である。
図６のユニット構造は、ＩＧＢＴセル１４〜１７およびクランプダイオードセル１３が上下左右不問の実装にて構成される構造体内で、図の奥行き方向に３列に並列化されている、これにより、例えばＵ相回路１１ｕにおける並列化された電力変換主回路１２ａ〜１２ｃを容易に実現可能である。
なお図６のユニット構造例にて、ＩＧＢＴセル１４〜１７はすべて同一の構造である。これにより、ＩＧＢＴセルの故障時に備えた交換部品の種類を１種類とすることができ、交換部品の種類とストック数を少なくすることができる。
図６は、本実施形態における電力変換主回路１２を構成するＩＧＢＴセル１４〜１７とクランプダイオードセル１３のユニット構造の配置例である。
図６のユニット構造は、ＩＧＢＴセル１４〜１７およびクランプダイオードセル１３が上下左右不問の実装にて構成される構造体内で、図の奥行き方向に３列に並列化されている、これにより、例えばＵ相回路１１ｕにおける並列化された電力変換主回路１２ａ〜１２ｃを容易に実現可能である。
なお図６のユニット構造例にて、ＩＧＢＴセル１４〜１７はすべて同一の構造である。これにより、ＩＧＢＴセルの故障時に備えた交換部品の種類を１種類とすることができ、交換部品の種類とストック数を少なくすることができる。
図６の左上に配置されるＩＧＢＴセル１４は、ブス２１にコレクタ端子が接続され、ブス２２にエミッタ端子が接続されたＩＧＢＴ素子Ｑ１と、ブス２２にコレクタ端子が接続され、ブス２３にエミッタ端子が接続されたＩＧＢＴ素子Ｑ２を含んで構成される。
このＩＧＢＴセル１４は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１のコレクタ端子がブス２１を介してＰ母線と接続され、ＩＧＢＴ素子Ｑ２のエミッタ端子がブス２３，２４を介してＩＧＢＴセル１５と接続される。
このＩＧＢＴセル１４は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１のコレクタ端子がブス２１を介してＰ母線と接続され、ＩＧＢＴ素子Ｑ２のエミッタ端子がブス２３，２４を介してＩＧＢＴセル１５と接続される。
図６の右上に配置されるＩＧＢＴセル１５は、ブス２５にコレクタ端子が接続され、ブス２６にエミッタ端子が接続されたＩＧＢＴ素子Ｑ３と、ブス２６にコレクタ端子が接続され、ブス２７にエミッタ端子が接続されたＩＧＢＴ素子Ｑ４を含んで構成される。
このＩＧＢＴセル１５は、ＩＧＢＴ素子Ｑ３のコレクタ端子がブス２５，２４，２３を介してＩＧＢＴ素子Ｑ２のエミッタ端子に接続され、ブス２５，３２を介してダイオード素子Ｄ１のカソード端子に接続される。更にＩＧＢＴ素子Ｑ４のエミッタ端子がブス２７を介してブス２８に接続される。このブス２８は、電力変換主回路１２より出力された電力を出力するノードＡＣＯである。
このＩＧＢＴセル１５は、ＩＧＢＴ素子Ｑ３のコレクタ端子がブス２５，２４，２３を介してＩＧＢＴ素子Ｑ２のエミッタ端子に接続され、ブス２５，３２を介してダイオード素子Ｄ１のカソード端子に接続される。更にＩＧＢＴ素子Ｑ４のエミッタ端子がブス２７を介してブス２８に接続される。このブス２８は、電力変換主回路１２より出力された電力を出力するノードＡＣＯである。
図６の右中央に配置されるクランプダイオードセル１３は、ブス３１にアノード端子が接続され、ブス３２にカソード端子が接続されるダイオード素子Ｄ１を備えている。クランプダイオードセル１３は更に、ブス３３にカソード端子が接続され、ブス３４にアノード端子が接続されるダイオード素子Ｄ２を備えている。
ダイオード素子Ｄ１のアノード端子は、ブス３１を介してＣ母線と同電位であるブス３０に接続される。ダイオード素子Ｄ１のカソード端子は、ブス３２を介してＩＧＢＴセル１４とＩＧＢＴセル１５の接続点に接続される。
ダイオード素子Ｄ１のアノード端子は、ブス３１を介してＣ母線と同電位であるブス３０に接続される。ダイオード素子Ｄ１のカソード端子は、ブス３２を介してＩＧＢＴセル１４とＩＧＢＴセル１５の接続点に接続される。
ダイオード素子Ｄ２のカソード端子は、ブス３３を介してＣ母線と同電位であるブス３０に接続される。ダイオード素子Ｄ１のアノード端子は、ブス４４を介してＩＧＢＴセル１６とＩＧＢＴセル１７の接続点に接続される。
これらダイオード素子Ｄ１，Ｄ２と、これらに接続されるブス３１，３２とブス３３，３４は、面対称に配置されている。
これらダイオード素子Ｄ１，Ｄ２と、これらに接続されるブス３１，３２とブス３３，３４は、面対称に配置されている。
図６の左下に配置されるＩＧＢＴセル１７は、ブス４１にエミッタ端子が接続され、ブス４２にコレクタ端子が接続されたＩＧＢＴ素子Ｑ８と、ブス４２にエミッタ端子が接続され、ブス４３にコレクタ端子が接続されたＩＧＢＴ素子Ｑ７を含んで構成される。
このＩＧＢＴセル１７は、ＩＧＢＴ素子Ｑ８のエミッタ端子がブス４１を介してＮ母線と接続され、ＩＧＢＴ素子Ｑ７のコレクタ端子がブス４３，４４を介してＩＧＢＴセル１６と接続される。
このＩＧＢＴセル１７は、ＩＧＢＴ素子Ｑ８のエミッタ端子がブス４１を介してＮ母線と接続され、ＩＧＢＴ素子Ｑ７のコレクタ端子がブス４３，４４を介してＩＧＢＴセル１６と接続される。
図６の右下に配置されるＩＧＢＴセル１６は、ブス４５にエミッタ端子が接続され、ブス４６にコレクタ端子が接続されたＩＧＢＴ素子Ｑ６と、ブス４６にエミッタ端子が接続され、ブス４７にコレクタ端子が接続されたＩＧＢＴ素子Ｑ５を含んで構成される。
このＩＧＢＴセル１６は、ＩＧＢＴ素子Ｑ６のエミッタ端子がブス４５，４４，４３を介してＩＧＢＴ素子Ｑ７のコレクタ端子に接続され、ブス４５，３４を介してダイオード素子Ｄ２のアノード端子に接続される。更にＩＧＢＴ素子Ｑ５のコレクタ端子がブス４７を介して、ノードＡＣＯであるブス２８に接続される。
このＩＧＢＴセル１６は、ＩＧＢＴ素子Ｑ６のエミッタ端子がブス４５，４４，４３を介してＩＧＢＴ素子Ｑ７のコレクタ端子に接続され、ブス４５，３４を介してダイオード素子Ｄ２のアノード端子に接続される。更にＩＧＢＴ素子Ｑ５のコレクタ端子がブス４７を介して、ノードＡＣＯであるブス２８に接続される。
この図６のように、ＩＧＢＴセル１４とＩＧＢＴセル１７とは、ブス３０を挟んで面対称に配置されている。ＩＧＢＴセル１４は、ＩＧＢＴセル１７に対して上下反転して配置されている。
更にＩＧＢＴセル１５とＩＧＢＴセル１６とは、クランプダイオードセル１３を挟んで面対称に配置されている。ＩＧＢＴセル１４は、ＩＧＢＴセル１７に対して上下反転して配置されている。
更にクランプダイオードセル１３のダイオード素子Ｄ１とダイオード素子Ｄ１とは、面対称に配置されている。これにより３レベル電力変換装置１の幅を抑制することができる。
更にＩＧＢＴセル１５とＩＧＢＴセル１６とは、クランプダイオードセル１３を挟んで面対称に配置されている。ＩＧＢＴセル１４は、ＩＧＢＴセル１７に対して上下反転して配置されている。
更にクランプダイオードセル１３のダイオード素子Ｄ１とダイオード素子Ｄ１とは、面対称に配置されている。これにより３レベル電力変換装置１の幅を抑制することができる。
また、ＩＧＢＴセル１４〜１７とクランプダイオードセル１３は、ＩＧＢＴ素子やダイオード素子を３レベル電力変換装置１の奥行き方向に配列させて、複数の電力変換主回路１２を並列化することが可能である。そのため、セル配線ブスを並列数と同数に増やすことで、図６の幅方向や垂直方向の寸法を増加させることなく、３レベル電力変換装置１の出力容量を増加させることが可能である。
さらに、３レベル電力変換装置１は、ブス３１，３０，３３を挟み込むようにブス３２，３４を配置しており、ブス３２，３４を挟み込むようにブス２５，２６，４５，４６を配置している。また、３レベル電力変換装置１は、ブス３０を挟み込むようにブス２１，２２，２３，２４とブス４１，４２，４３，４４を配置している。３レベル電力変換装置１は、このようにＩＧＢＴセル１４〜１７を配置して各ブスを近接させることで、各ブスの距離を小さくして相互インダクタンスを減少させ、スイッチング動作時のＩＧＢＴ素子の跳ね上り電圧による影響を低減することできる。ここで、各ブスは、部品寸法の公差を考慮しても接触による短絡事故が発生せず、かつブス間の相互インダクタンスが減少する距離に配置することが望ましい。２つのブス間の距離は、例えば０．１〜１０．０ｍｍ、更に望ましくは１．０〜５．０ｍｍがよい。
本実施形態の３レベル電力変換装置１の幅寸法は、約１，４００ｍｍに抑えることができている。従来の同程度の容量を持つ製品は、本実施形態の最大並列数である３並列構成で比較すると約３，０００ｍｍであった。
なお、本実施形態の構造体は複雑であることから理解を進めるため、ＩＧＢＴセル１４〜１７とクランプダイオードセル１３を図６と同様の配置とした回路図を図７に示す。
図７は、図２に示した電力変換主回路１２の回路図を、図６と同様の配置としたものである。
図７の左側には、Ｐ母線とＣ母線とＮ母線とが配置されている。ＩＧＢＴセル１４，１５は、Ｐ母線とノードＡＣＯとの間に直列接続されている。ＩＧＢＴセル１６，１７は、ノードＡＣＯとＮ母線との間に直列接続されている。クランプダイオードセル１３は、ダイオード素子Ｄ１，Ｄ２を備えている。ダイオード素子Ｄ１は、Ｃ母線からＩＧＢＴセル１４，１５の接続ノードに向けて接続される。ダイオード素子Ｄ２は、ＩＧＢＴセル１６，１７の接続ノードからＣ母線に向けて接続される。
ＩＧＢＴセル１４は、Ｐ母線の正極側直流端子に一端が接続される第１スイッチング素子構造体である。ＩＧＢＴセル１５は、ＩＧＢＴセル１４とノードＡＣＯ（交流端子）との間に接続される第２スイッチング素子構造体である。
また、ＩＧＢＴセル１７は、Ｎ母線の負極側直流端子に一端が接続される第４スイッチング素子構造体である。ＩＧＢＴセル１６は、ＩＧＢＴセル１７とノードＡＣＯ（交流端子）との間に接続される第３スイッチング素子構造体である。
ダイオード素子Ｄ１は、Ｃ母線（中性点）からＩＧＢＴセル１４の他端に接続される第１ダイオード素子である。ダイオード素子Ｄ２は、Ｃ母線（中性点）からＩＧＢＴセル１７の他端に接続される。
図７の左側には、Ｐ母線とＣ母線とＮ母線とが配置されている。ＩＧＢＴセル１４，１５は、Ｐ母線とノードＡＣＯとの間に直列接続されている。ＩＧＢＴセル１６，１７は、ノードＡＣＯとＮ母線との間に直列接続されている。クランプダイオードセル１３は、ダイオード素子Ｄ１，Ｄ２を備えている。ダイオード素子Ｄ１は、Ｃ母線からＩＧＢＴセル１４，１５の接続ノードに向けて接続される。ダイオード素子Ｄ２は、ＩＧＢＴセル１６，１７の接続ノードからＣ母線に向けて接続される。
ＩＧＢＴセル１４は、Ｐ母線の正極側直流端子に一端が接続される第１スイッチング素子構造体である。ＩＧＢＴセル１５は、ＩＧＢＴセル１４とノードＡＣＯ（交流端子）との間に接続される第２スイッチング素子構造体である。
また、ＩＧＢＴセル１７は、Ｎ母線の負極側直流端子に一端が接続される第４スイッチング素子構造体である。ＩＧＢＴセル１６は、ＩＧＢＴセル１７とノードＡＣＯ（交流端子）との間に接続される第３スイッチング素子構造体である。
ダイオード素子Ｄ１は、Ｃ母線（中性点）からＩＧＢＴセル１４の他端に接続される第１ダイオード素子である。ダイオード素子Ｄ２は、Ｃ母線（中性点）からＩＧＢＴセル１７の他端に接続される。
《電力変換セルの構造例》
図８〜図１０は、本実施形態の電力変換主回路１２を構成するＩＧＢＴセル１４〜１７の構造例を示している。ＩＧＢＴセル１４〜１７は、全て同様な構成であるため、ここではＩＧＢＴセル１４について説明し、ＩＧＢＴセル１５〜１７の説明を省略する。
図８は、ＩＧＢＴセル１４の正面図である。この図８では、図６と同様な方向から、上下反転したＩＧＢＴセル１４を見ている。
図８〜図１０は、本実施形態の電力変換主回路１２を構成するＩＧＢＴセル１４〜１７の構造例を示している。ＩＧＢＴセル１４〜１７は、全て同様な構成であるため、ここではＩＧＢＴセル１４について説明し、ＩＧＢＴセル１５〜１７の説明を省略する。
図８は、ＩＧＢＴセル１４の正面図である。この図８では、図６と同様な方向から、上下反転したＩＧＢＴセル１４を見ている。
ＩＧＢＴセル１４は、３組のＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２およびブス２１，２２，２３が、ヒートシンク５０ａ，５０ｂ上に配列されて構成される電気部品の集合体である。なお、ここでは３組の配列のうち１組だけが図示されており、他の２組は背後に隠されている。ＩＧＢＴセル１４は更に、ヒートシンク５０ａ，５０ｂを固定する金属板５３と、金属板５３とヒートシンク５０ａ，５０ｂとを支持する支持体５１と、平板状の金属板５２とを含んで構成される。
金属板５３は、ヒートシンク５０ａ，５０ｂを固定すると共に、支持体５１を固定する。この支持体５１は、Ｕ字型の断面を持つように形成されており、上側が金属板５３に固定されている。金属板５２は平板状であり、支持体５１のうち、金属板５３やヒートシンク５０ａ，５０ｂとは反対方向に固定されている。
金属板５３は、ヒートシンク５０ａ，５０ｂを固定すると共に、支持体５１を固定する。この支持体５１は、Ｕ字型の断面を持つように形成されており、上側が金属板５３に固定されている。金属板５２は平板状であり、支持体５１のうち、金属板５３やヒートシンク５０ａ，５０ｂとは反対方向に固定されている。
図９は、ＩＧＢＴセル１４の側面図である。この図９では、図８における左側面からＩＧＢＴセル１４を見ている。
図９にてＩＧＢＴセル１４は、ＩＧＢＴ素子Ｑ２およびブス２３の３個の配列、金属板５３、支持体５１、金属板５２が図示されている。ＩＧＢＴ素子Ｑ１およびブス２２，２１は、ＩＧＢＴ素子Ｑ２およびブス２３の背後に隠されている。ヒートシンク５０ａ，５０ｂは、金属板５３の背後に隠されている。
図９にてＩＧＢＴセル１４は、ＩＧＢＴ素子Ｑ２およびブス２３の３個の配列、金属板５３、支持体５１、金属板５２が図示されている。ＩＧＢＴ素子Ｑ１およびブス２２，２１は、ＩＧＢＴ素子Ｑ２およびブス２３の背後に隠されている。ヒートシンク５０ａ，５０ｂは、金属板５３の背後に隠されている。
図１０は、電力変換セルの斜視図である。この図１０では、図８における右斜め上からＩＧＢＴセル１４を見ている。
図１０にてＩＧＢＴセル１４は、３組のＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２およびブス２１，２２，２３が、ヒートシンク５０ａ，５０ｂ上に配列されて構成されることが示されている。これら３組のブス２１，２２，２３は、図の上側に同一平面を成すように配置される。これら３列のブス２１，２２，２３は、３列の平面状のブス３０（図６参照）に近接して配置される。
ブス２１は、Ｐ母線とＩＧＢＴ素子Ｑ１のコレクタ端子とを同電位に接続する。ブス２２は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１のエミッタ端子とＩＧＢＴ素子Ｑ２のコレクタ端子とを接続する。ブス２３は、ＩＧＢＴ素子Ｑ２のエミッタ端子と、隣接するＩＧＢＴセル１５のＩＧＢＴ素子Ｑ３のコレクタ端子とを接続する。
図１０にてＩＧＢＴセル１４は、３組のＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２およびブス２１，２２，２３が、ヒートシンク５０ａ，５０ｂ上に配列されて構成されることが示されている。これら３組のブス２１，２２，２３は、図の上側に同一平面を成すように配置される。これら３列のブス２１，２２，２３は、３列の平面状のブス３０（図６参照）に近接して配置される。
ブス２１は、Ｐ母線とＩＧＢＴ素子Ｑ１のコレクタ端子とを同電位に接続する。ブス２２は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１のエミッタ端子とＩＧＢＴ素子Ｑ２のコレクタ端子とを接続する。ブス２３は、ＩＧＢＴ素子Ｑ２のエミッタ端子と、隣接するＩＧＢＴセル１５のＩＧＢＴ素子Ｑ３のコレクタ端子とを接続する。
３列のＩＧＢＴ素子Ｑ１はヒートシンク５０ｂに固定され、３列のＩＧＢＴ素子Ｑ２はヒートシンク５０ａに固定されている。これらヒートシンク５０ａ，５０ｂは金属板５３の上に固定されて、支持体５１によって支持されている。支持体５１は、平板状の金属板５２上に固定されている。
《クランプダイオードセルの構造例》
図１１〜図１３は、本実施形態の電力変換主回路１２を構成するクランプダイオードセル１３の構造例を示している。
図１１は、クランプダイオードセル１３を示す正面図である。この図１１では、図６と同様な方向からクランプダイオードセル１３を上下反転して見ている。
図１１〜図１３は、本実施形態の電力変換主回路１２を構成するクランプダイオードセル１３の構造例を示している。
図１１は、クランプダイオードセル１３を示す正面図である。この図１１では、図６と同様な方向からクランプダイオードセル１３を上下反転して見ている。
クランプダイオードセル１３は、３組のダイオード素子Ｄ１およびブス３１，３２がヒートシンク６０ｐ上に配列され、３組のダイオード素子Ｄ２およびブス３３，３４がヒートシンク６０ｎ上に配列されて構成される電気部品の集合体である。なお、ここでは３組の配列のうち１組だけが図示されており、他の２組は背後に隠されている。ヒートシンク６０ｐは支持板６１の一方の面に固定され、ヒートシンク６０ｎは支持板６１の他方の面に固定される。
これらダイオード素子Ｄ１はＰ側（２ｉｎ１）クランプダイオードである。ダイオード素子Ｄ２はＮ側（２ｉｎ１）クランプダイオードである。
これらダイオード素子Ｄ１はＰ側（２ｉｎ１）クランプダイオードである。ダイオード素子Ｄ２はＮ側（２ｉｎ１）クランプダイオードである。
ブス３２は、図６に示したように、ＩＧＢＴ素子Ｑ２のエミッタ端子とＩＧＢＴ素子Ｑ３のコレクタ端子間と、ダイオード素子Ｄ１のカソード端子間とを接続する。ブス３１は、ダイオード素子Ｄ１のアノード端子と、中性点であるブス３０とを接続する。
ブス３４は、図６に示したように、ＩＧＢＴ素子Ｑ７のコレクタ端子とＩＧＢＴ素子Ｑ６のエミッタ端子間と、ダイオード素子Ｄ２のアノード端子間とを接続する。ブス３３は、ダイオード素子Ｄ２のカソード端子と、中性点であるブス３０とを接続する。
ブス３４は、図６に示したように、ＩＧＢＴ素子Ｑ７のコレクタ端子とＩＧＢＴ素子Ｑ６のエミッタ端子間と、ダイオード素子Ｄ２のアノード端子間とを接続する。ブス３３は、ダイオード素子Ｄ２のカソード端子と、中性点であるブス３０とを接続する。
図１２は、クランプダイオードセル１３を示す側面図である。この図１２では、図１１における左側面からクランプダイオードセル１３を見ている。
図１２にてクランプダイオードセル１３は、３組のダイオード素子Ｄ１およびブス３１，３２がヒートシンク６０ｐ上に配列され、３組のダイオード素子Ｄ２およびブス３３，３４がヒートシンク６０ｎ上に配列されている様子が示されている。
図１２にてクランプダイオードセル１３は、３組のダイオード素子Ｄ１およびブス３１，３２がヒートシンク６０ｐ上に配列され、３組のダイオード素子Ｄ２およびブス３３，３４がヒートシンク６０ｎ上に配列されている様子が示されている。
図１３は、クランプダイオードセル１３を示す斜視図である。この図１３では、図１１における右斜め上からクランプダイオードセル１３を見ている。
この図１３にてクランプダイオードセル１３は、３組のダイオード素子Ｄ１およびブス３１，３２がヒートシンク６０ｐ上に配列されている様子が示されている。このヒートシンク６０ｐは、支持板６１の一方の面に固定されている。更に支持板６１の下側には、３組のブス３３と手前側の１組のブス３４が示されているが、３組のダイオード素子Ｄ２と、奥側の２組のブス３４とヒートシンク６０ｎは、支持板６１によって隠されている。
この図１３にてクランプダイオードセル１３は、３組のダイオード素子Ｄ１およびブス３１，３２がヒートシンク６０ｐ上に配列されている様子が示されている。このヒートシンク６０ｐは、支持板６１の一方の面に固定されている。更に支持板６１の下側には、３組のブス３３と手前側の１組のブス３４が示されているが、３組のダイオード素子Ｄ２と、奥側の２組のブス３４とヒートシンク６０ｎは、支持板６１によって隠されている。
以上、本発明は上述した各実施の形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された要旨を逸脱しない限りにおいて、その他種種の変形例、応用例を取りうることはもちろんである。
例えば、上記した実施形態例は本発明をわかりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態例の構成の一部を他の実施形態例の構成を加えることも可能である。また、各実施形態例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。加えて、制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしもすべての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際にはほとんどすべての構成が相互に接続されていると考えてもよい。
本発明の変形例として、例えば、次の（ａ）〜（ｅ）のようなものがある。
（ａ） 本発明の電力変換主回路は、ＮＰＣ方式に限定されず、Ａ−ＮＰＣ（Advanced-NPC）方式で構成されていてもよい。
（ｂ） 電力変換主回路の変換動作は、インバータ動作に限定されず、コンバータ動作であってもよい。
（ｃ） 電力変換セルは、２個の電力スイッチング素子の直列接続に限定されない。
（ｄ） 電力変換セルの並列数は３列に限定されない。
（ｅ） 電力変換セルに用いられる電力スイッチング素子は、ＩＧＢＴに限定されず、例えばゲートターンオフサイリスタ（Gate Turn-Off thyristor）などであってもよい。
（ａ） 本発明の電力変換主回路は、ＮＰＣ方式に限定されず、Ａ−ＮＰＣ（Advanced-NPC）方式で構成されていてもよい。
（ｂ） 電力変換主回路の変換動作は、インバータ動作に限定されず、コンバータ動作であってもよい。
（ｃ） 電力変換セルは、２個の電力スイッチング素子の直列接続に限定されない。
（ｄ） 電力変換セルの並列数は３列に限定されない。
（ｅ） 電力変換セルに用いられる電力スイッチング素子は、ＩＧＢＴに限定されず、例えばゲートターンオフサイリスタ（Gate Turn-Off thyristor）などであってもよい。
１ ３レベル電力変換装置
１０ 制御部
１１ｕ Ｕ相回路
１１ｖ Ｖ相回路
１１ｗ Ｗ相回路
１２，１２ａ〜１２ｉ 電力変換主回路
１３ クランプダイオードセル （ダイオード素子構造体）
１４ ＩＧＢＴセル （第１スイッチング素子構造体）
１５ ＩＧＢＴセル （第２スイッチング素子構造体）
１６ ＩＧＢＴセル （第３スイッチング素子構造体）
１７ ＩＧＢＴセル （第４スイッチング素子構造体）
１８ ゲートドライバ
１９ 過電圧検出回路
２０ 過電圧抑制回路
２１〜２８，３０〜３４ ブス
４１〜４８ ブス
５０ａ，５０ｂ ヒートシンク
５１ 支持体
５２ 金属板
５３ 金属板
６０ｐ，６０ｎ ヒートシンク
６１ 支持板
９ ３レベル電力変換装置
９０ 制御部
９１ｕ Ｕ相回路
９１ｖ Ｖ相回路
９１ｗ Ｗ相回路
９２，９２ａ〜９２ｉ 電力変換主回路
１０ 制御部
１１ｕ Ｕ相回路
１１ｖ Ｖ相回路
１１ｗ Ｗ相回路
１２，１２ａ〜１２ｉ 電力変換主回路
１３ クランプダイオードセル （ダイオード素子構造体）
１４ ＩＧＢＴセル （第１スイッチング素子構造体）
１５ ＩＧＢＴセル （第２スイッチング素子構造体）
１６ ＩＧＢＴセル （第３スイッチング素子構造体）
１７ ＩＧＢＴセル （第４スイッチング素子構造体）
１８ ゲートドライバ
１９ 過電圧検出回路
２０ 過電圧抑制回路
２１〜２８，３０〜３４ ブス
４１〜４８ ブス
５０ａ，５０ｂ ヒートシンク
５１ 支持体
５２ 金属板
５３ 金属板
６０ｐ，６０ｎ ヒートシンク
６１ 支持板
９ ３レベル電力変換装置
９０ 制御部
９１ｕ Ｕ相回路
９１ｖ Ｖ相回路
９１ｗ Ｗ相回路
９２，９２ａ〜９２ｉ 電力変換主回路
Claims (3)
- 正極側直流端子および負極側直流端子とＵ相端子との間に並列に接続されて、前記正極側直流端子および前記負極側直流端子に印加された直流電圧を任意の周波数・振幅のＵ相の交流電圧に変換する複数の電力変換主回路と、
前記正極側直流端子および前記負極側直流端子とＶ相端子との間に並列に接続されて、前記正極側直流端子および前記負極側直流端子に印加された直流電圧を任意の周波数・振幅のＶ相の交流電圧に変換する複数の電力変換主回路と、
前記正極側直流端子および前記負極側直流端子とＷ相端子との間に並列に接続されて、前記正極側直流端子および前記負極側直流端子に印加された直流電圧を任意の周波数・振幅のＷ相の交流電圧に変換する複数の電力変換主回路と、
を備える３レベル電力変換装置において、
前記Ｕ相、前記Ｖ相、前記Ｗ相の前記複数の電力変換主回路は、
２以上の電力スイッチング素子が直列に接続された構成が複数に亘って配列された第１〜第４スイッチング素子構造体と、
直流電圧の中性点から前記第１スイッチング素子構造体の構成のうち一つの他端に接続される第１ダイオード素子と、前記中性点から前記第４スイッチング素子構造体の構成のうち一つの他端に接続される第２ダイオード素子が複数に亘って配列されたダイオード素子構造体と、
を含んで構成され、
前記第１スイッチング素子構造体の各構成は、前記正極側直流端子に一端が接続され、
前記第２スイッチング素子構造体の各構成は、前記第１スイッチング素子構造体の構成のうち一つと前記Ｕ相、前記Ｖ相、前記Ｗ相のうち何れかの交流端子との間に接続され、
前記第４スイッチング素子構造体の各構成は、前記負極側直流端子に一端が接続され、
前記第３スイッチング素子構造体の各構成は、各前記第４スイッチング素子構造体の構成のうち一つと前記Ｕ相、前記Ｖ相、前記Ｗ相のうち何れかの交流端子との間に接続され、
前記第１〜第４スイッチング素子構造体の各構成は、直列接続された何れかの電力スイッチング素子に過電圧が印加された際に、直列接続された他の電力スイッチング素子の運転を停止する、
ことを特徴とする３レベル電力変換装置。 - 前記Ｕ相の前記第１スイッチング素子構造体と前記第２スイッチング素子構造体と前記第３スイッチング素子構造体と前記第４スイッチング素子構造体と、前記Ｖ相の前記第１スイッチング素子構造体と前記第２スイッチング素子構造体と前記第３スイッチング素子構造体と前記第４スイッチング素子構造体と、前記Ｗ相の前記第１スイッチング素子構造体と前記第２スイッチング素子構造体と前記第３スイッチング素子構造体と前記第４スイッチング素子構造体は、すべて同一の構造である、
ことを特徴とする請求項１に記載の３レベル電力変換装置。 - 前記第１〜第４スイッチング素子構造体は、セル化されており、交換可能である、
ことを特徴とする請求項１に記載の３レベル電力変換装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2016080884A JP6796392B2 (ja) | 2016-04-14 | 2016-04-14 | ３レベル電力変換装置 |
| CN201710189774.7A CN107302316B (zh) | 2016-04-14 | 2017-03-28 | 三电平电力转换装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2016080884A JP6796392B2 (ja) | 2016-04-14 | 2016-04-14 | ３レベル電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2017192229A JP2017192229A (ja) | 2017-10-19 |
| JP6796392B2 true JP6796392B2 (ja) | 2020-12-09 |
Family
ID=60086175
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2016080884A Active JP6796392B2 (ja) | 2016-04-14 | 2016-04-14 | ３レベル電力変換装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP6796392B2 (ja) |
| CN (1) | CN107302316B (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN109672329B (zh) * | 2018-11-26 | 2020-06-16 | 华为数字技术（苏州）有限公司 | 一种模块化***的保护电路 |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3300566B2 (ja) * | 1995-04-24 | 2002-07-08 | 株式会社東芝 | パワーモジュール及び電力変換装置 |
| JP2000228883A (ja) * | 1999-02-04 | 2000-08-15 | Fuji Electric Co Ltd | 電力変換装置 |
| JP2004266884A (ja) * | 2003-02-12 | 2004-09-24 | Hitachi Medical Corp | スイッチング電源式電源装置およびそれを用いた核磁気共鳴イメージング装置 |
| JP4432953B2 (ja) * | 2006-09-27 | 2010-03-17 | 株式会社日立製作所 | 半導体電力変換装置 |
| JP5342254B2 (ja) * | 2009-01-30 | 2013-11-13 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置 |
| JP5599757B2 (ja) * | 2011-05-19 | 2014-10-01 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置 |
| JP5683760B2 (ja) * | 2012-10-23 | 2015-03-11 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| JP2014116995A (ja) * | 2012-12-06 | 2014-06-26 | Hitachi Ltd | ３レベル電力変換装置 |
| CN203722484U (zh) * | 2014-01-20 | 2014-07-16 | 唐山开诚电控设备集团有限公司 | 1750v/3300v双电压三电平矿用隔爆变频装置 |
-
2016
- 2016-04-14 JP JP2016080884A patent/JP6796392B2/ja active Active
-
2017
- 2017-03-28 CN CN201710189774.7A patent/CN107302316B/zh active Active
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN107302316A (zh) | 2017-10-27 |
| JP2017192229A (ja) | 2017-10-19 |
| CN107302316B (zh) | 2019-08-16 |
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Legal Events
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