JP5419656B2 - 電力変換制御装置 - Google Patents
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Description
本発明は、電力変換器に接続されたＬＣフィルタの電気的共振に起因する高調波電流の抑制に関するものである。
高調波電流を抑制するために、電力変換器の入力や出力にＬＣフィルタが接続される場合がある。例えば、非特許文献１では、電力変換器の一種であるマトリックスコンバータの入力部にＬＣフィルタが接続されている例が示されている。
マトリックスコンバータは半導体スイッチング素子によってその主回路が構成される。半導体スイッチング素子を電力変換器制御装置がＰＷＭ制御することによってマトリックスコンバータは可変電圧・可変周波数の三相交流電源を出力する。しかしながら、マトリックスコンバータは入力と出力の間にエネルギ貯蔵要素を持たないために、ＰＷＭ制御によるスイッチングによって発生する高調波電流がマトリックスコンバータ入力電流に生じる。この高調波電流が電源系統に流入するのを防ぐために、マトリックスコンバータの入力にはＬＣフィルタを介して三相交流電源が接続されるのが一般的である。
しかしながら、電源系統に流入する高調波電流を抑制するためにＬＣフィルタを用いると、前述したようにスイッチングによって発生する高調波電流が電源系統に流入する事態を避けることはできるが、その代わり原理上ＬＣフィルタに起因する電気的共振高調波電流が入力電源系統に流入するという不具合が発生してしまう。
そこで、非特許文献１では部品を追加することなく、従来の電力変換器制御装置にＬＣフィルタ共振を抑制する手段を追加することで上記不具合を解決する方法を提案している。図２によって非特許文献１にて示す従来技術ついて説明する。三相交流電源１がＬＣフィルタ２を介して電力変換器であるマトリックスコンバータ３に入力される。マトリックスコンバータ３の出力には負荷４が接続されている。
例えばＬＣフィルタ２の構成は図３のような構成であるとし、マトリックスコンバータ３にはＶｒ、Ｖｓ、Ｖｔの相電圧が入力されるものとする。コンデンサ電圧検出器５１にはＶｒ、Ｖｓ、Ｖｔが入力され、ＬＣフィルタ２のコンデンサ２１の中性点を０電位とした三相電圧Ｖｒｃ、Ｖｓｃ、Ｖｔｃを検出し、出力する。
位相演算器５３は三相交流電源１と同じ角周波数の積分を行うことにより位相θを演算出力し出力する。
位相θはＮ倍器９５に入力され、位相θに任意の値ｎを乗じたものｎθを出力する。
三相／回転座標変換器９１にはｎθとＶｒｃ、Ｖｓｃ、Ｖｔｃが入力される。そして、
Ｖｇ＝ Ｖｒｃ・ＣＯＳ（ｎθ）＋Ｖｓｃ・ＣＯＳ（ｎθ−２π／３）＋Ｖｔｃ・ＣＯＳ（ｎθ＋２π／３） …（１）
Ｖｄ＝ −Ｖｒｃ・ＳＩＮ（ｎθ）−Ｖｓｃ・ＳＩＮ（ｎθ−２π／３）−Ｖｔｃ・ＳＩＮ（ｎθ＋２π／３） …（２）
の演算を行い、ｎθを時間微分した角速度で回転する座標の電圧であるＶｇ、Ｖｄを演算し出力する。
Ｖｇ＝ Ｖｒｃ・ＣＯＳ（ｎθ）＋Ｖｓｃ・ＣＯＳ（ｎθ−２π／３）＋Ｖｔｃ・ＣＯＳ（ｎθ＋２π／３） …（１）
Ｖｄ＝ −Ｖｒｃ・ＳＩＮ（ｎθ）−Ｖｓｃ・ＳＩＮ（ｎθ−２π／３）−Ｖｔｃ・ＳＩＮ（ｎθ＋２π／３） …（２）
の演算を行い、ｎθを時間微分した角速度で回転する座標の電圧であるＶｇ、Ｖｄを演算し出力する。
Ｖｇ、Ｖｄは十分大きな時定数のローパスフィルタ９２に入力されて、電圧Ｖｇｌ、Ｖｄｌとして出力される。
逆座標変換器９３にはＶｇｌ、Ｖｄｌと位相ｎθが入力され、
Ｖａｈ１＝ Ｖｇｌ・ＣＯＳ（ｎθ）−Ｖｄｌ・ＳＩＮ（ｎθ） …（３）
Ｖｂｈ１＝ Ｖｇｌ・ＳＩＮ（ｎθ）＋Ｖｄｌ・ＣＯＳ（ｎθ） …（４）
の演算を行い、２軸の静止座標系電圧をＶａｈ１、Ｖｂｈ１得て出力する。
Ｖａｈ１＝ Ｖｇｌ・ＣＯＳ（ｎθ）−Ｖｄｌ・ＳＩＮ（ｎθ） …（３）
Ｖｂｈ１＝ Ｖｇｌ・ＳＩＮ（ｎθ）＋Ｖｄｌ・ＣＯＳ（ｎθ） …（４）
の演算を行い、２軸の静止座標系電圧をＶａｈ１、Ｖｂｈ１得て出力する。
上記のような三相／回転座標変換器９１と、ローパスフィルタ９２と、逆座標変換器９３と、Ｎ倍器９５によって構成される部品（ｍ次特定高調波抽出器）を、リップル成分抽出器９と定義する。また、リップル成分抽出器９を並列に任意の複数個接続したもの（ｍ次特定高調波抽出器群）を、リップル成分抽出器群１０と定義する。加算器８１はリップル成分抽出器９の出力とリップル成分抽出器群１０の出力の和を出力する。加算器８１の出力はＰＷＭ生成器５１２に入力される。ＰＷＭ生成器５１２はマトリックスコンバータ３を運転するためのスイッチング信号を生成する。スイッチング信号はマトリックスコンバータ３へ入力される。ここで、ＰＷＭ生成器５１２の動作説明に関しては非特許文献１にその詳細が掲載されているので説明を割愛する。以上のような構成にすることで、従来技術ではマトリックスコンバータ３の所望の運転性能を得ると同時にＬＣフィルタ２によって発生する電気的共振の抑制を実現している。
「電気学会研究会資料」、半導体電力変換研究会ＳＰＣ−０６−２４〜３５、２００６年、ｐ．２５
従来技術にはＬＣフィルタ２の電気的共振周波数は正極性なのか負極性なのかを判別する手段がない。また、ＬＣフィルタ２は精密に作製されないと必ずしも意図した共振周波数をもつとは限らない。そこで、従来技術ではリップル成分抽出器群１０を用意し、抑制したい高調波電流成分に対して効果が生じるようにＮ倍器９５の設計を試行錯誤しなければならないという不都合があった。
半導体スイッチによって構成され、リアクトルとコンデンサによって構成されるＬＣフィルタを介して三相交流電源が入力され任意の振幅で任意の周波数の電圧を出力すると同時に入力の電流波形と力率を任意に制御するマトリックスコンバータがあり、該マトリックスコンバータ入力電圧が入力され、該マトリックスコンバータの前記ＬＣフィルタのリアクトルの電流と前記マトリックスコンバータの出力電圧を任意に制御するためのスイッチング信号を出力する電力変換器制御装置であり、
前記ＬＣフィルタを構成するコンデンサの電圧であり且つ前記マトリックスコンバータの入力電圧を検出するためのコンデンサ電圧検出器と、前記入力電圧が入力されて該入力電圧を２軸の静止座標電圧に座標変換し出力する静止座標変換器と、前記三相交流電源と同じ周波数の回転角周波数を積分し位相を出力する位相演算器と、前記２軸の静止座標電圧と前記位相を入力して該位相で回転する２軸の回転座標系の電圧を出力する回転座標変換器と、前記回転座標変換器の出力が入力されて前記三相交流電源の２倍の周波数のみを出力する帯域通過フィルタ（バンドパスフィルタ）と、前記回転座標変換器の出力から前記帯域通過フィルタ（バンドパスフィルタ）の出力を減算し出力する減算器Ａと、前記減算器Ａの出力を濾波し直流にして出力する低域通過フィルタ（ローパスフィルタ）と、前記帯域通過フィルタ（バンドパスフィルタ）の出力から前記低域通過フィルタ（ローパスフィルタ）の出力を加算する加算器Ａと、前記加算器Ａの出力と前記位相を入力して回転座標系から２軸の静止座標系に変換し出力する逆座標変換器と、前記静止座標変換器の出力から前記逆座標変換器の出力を引いた差を出力する減算器Ｂによって構成されるリップル成分抽出器を具備することを特徴とし、該リップル成分抽出器の出力が入力され前記マトリックスコンバータの入出力を任意に制御するためのスイッチング信号を出力するＰＷＭ生成器からなる電力変換器制御装置を具備する。
前記ＬＣフィルタを構成するコンデンサの電圧であり且つ前記マトリックスコンバータの入力電圧を検出するためのコンデンサ電圧検出器と、前記入力電圧が入力されて該入力電圧を２軸の静止座標電圧に座標変換し出力する静止座標変換器と、前記三相交流電源と同じ周波数の回転角周波数を積分し位相を出力する位相演算器と、前記２軸の静止座標電圧と前記位相を入力して該位相で回転する２軸の回転座標系の電圧を出力する回転座標変換器と、前記回転座標変換器の出力が入力されて前記三相交流電源の２倍の周波数のみを出力する帯域通過フィルタ（バンドパスフィルタ）と、前記回転座標変換器の出力から前記帯域通過フィルタ（バンドパスフィルタ）の出力を減算し出力する減算器Ａと、前記減算器Ａの出力を濾波し直流にして出力する低域通過フィルタ（ローパスフィルタ）と、前記帯域通過フィルタ（バンドパスフィルタ）の出力から前記低域通過フィルタ（ローパスフィルタ）の出力を加算する加算器Ａと、前記加算器Ａの出力と前記位相を入力して回転座標系から２軸の静止座標系に変換し出力する逆座標変換器と、前記静止座標変換器の出力から前記逆座標変換器の出力を引いた差を出力する減算器Ｂによって構成されるリップル成分抽出器を具備することを特徴とし、該リップル成分抽出器の出力が入力され前記マトリックスコンバータの入出力を任意に制御するためのスイッチング信号を出力するＰＷＭ生成器からなる電力変換器制御装置を具備する。
従来技術と比較して、部品追加することなく、容易な設計で高精度なＬＣフィルタの共振抑制機能を具備した電力変換制御装置を実現することが可能である。
例えばマイコンに図１に示す構成を組み込むことで、従来技術と比較して部品を追加することなく高精度なＬＣフィルタ２の電気的共振を抑制する制御機能を具備した電力変換制御装置を実現することが可能である。
図１は、本発明装置の１実施例である。三相交流電源１とＬＣフィルタ２とマトリックスコンバータ３とコンデンサ電圧検出器５１と負荷４と位相演算器５３は従来技術と同様の構成である。
Ｖｒｃ、Ｖｓｃ、Ｖｔｃは静止座標変換器５２へ入力され、
Ｖａｃ＝Ｋ・（Ｖｒｃ−０．５・Ｖｓｃ−０．５・Ｖｔｃ） …（５）
演算によって、二軸の静止座標系電圧Ｖａｃ、Ｖｂｃを出力する。ここでＫは定数である。
Ｖａｃ＝Ｋ・（Ｖｒｃ−０．５・Ｖｓｃ−０．５・Ｖｔｃ） …（５）
位相θは回転座標変換器５４と逆座標変換器５９に入力される。
回転座標変換器５４は、Ｖａｃ、Ｖｂｃ、θが入力され、
Ｖｇｇ＝ Ｖａｃ・ＣＯＳ（θ）＋Ｖｂｃ・ＳＩＮ（θ） …（７）
Ｖｄｄ＝−Ｖａｃ・ＳＩＮ（θ）＋Ｖｂｃ・ＣＯＳ（θ） …（８）
の演算をし、位相θを時間微分した角速度で回転する座標の電圧ＶｇｇおよびＶｄｄを出力する。
Ｖｇｇ＝ Ｖａｃ・ＣＯＳ（θ）＋Ｖｂｃ・ＳＩＮ（θ） …（７）
Ｖｄｄ＝−Ｖａｃ・ＳＩＮ（θ）＋Ｖｂｃ・ＣＯＳ（θ） …（８）
の演算をし、位相θを時間微分した角速度で回転する座標の電圧ＶｇｇおよびＶｄｄを出力する。
バンドパスフィルタ５５にはＶｇｇ、Ｖｄｄが入力される。バンドパスフィルタ５５の通過周波数は三相交流電源１の２倍の周波数とする。これは、三相交流電源１の各相電圧の振幅が不平衡だった場合にＶｇｇ、Ｖｄｄには三相交流電源１の２倍の周波数成分が含まれるのでこれを抽出するためである。
減算器Ａ５６は回転座標変換器５４の出力からバンドパスフィルタ５５の出力を引いて出力し、その演算結果はローパスフィルタ５７に入力される。ローパスフィルタ５７の時定数は例えば２ｍｓ程度とする。これによりローパスフィルタ５７の出力はＬＣフィルタ２の出力各相電圧の基本波成分を位相θで回転座標変換し直流にしたものであるＶｇｌ、Ｖｄｌを得る。
加算器Ａ５８は（Ｖａａｌ＝Ｖｇｌ＋Ｖｇｂ）および（Ｖｂｂｌ＝Ｖｄｌ＋Ｖｄｂ）の演算をして、その結果を出力する。
逆座標変換器５９には加算器Ａ５８の出力と位相θが入力され、
Ｖａａｃ＝ Ｖａａｌ・ＣＯＳ（θ）−Ｖｂｂｌ・ＳＩＮ（θ） …（９）
Ｖｂｂｃ＝ Ｖａａｌ・ＳＩＮ（θ）＋Ｖｂｂｌ・ＣＯＳ（θ） …（１０）
の演算をして、その結果を出力する。
Ｖａａｃ＝ Ｖａａｌ・ＣＯＳ（θ）−Ｖｂｂｌ・ＳＩＮ（θ） …（９）
Ｖｂｂｃ＝ Ｖａａｌ・ＳＩＮ（θ）＋Ｖｂｂｌ・ＣＯＳ（θ） …（１０）
の演算をして、その結果を出力する。
減算器Ｂ５１０では逆座標変換器５９の出力と静止座標変換器５２の出力が入力され、
Ｖａｈ＝Ｖａｃ−Ｖａａｃ …（１１）
Ｖｂｈ＝Ｖｂｃ−Ｖｂｂｃ …（１２）
の演算を行い、２軸の電圧Ｖａｈ、Ｖｂｈを演算出力している。コンデンサ電圧検出器５１と静止座標変換器５２と位相演算器５３と回転座標変換器５４とバンドパスフィルタ５５と減算器Ａ５６とローパスフィルタ５７と加算器Ａ５８と逆座標変換器５９と減算器Ｂ５１０によって構成される部品を、リップル成分抽出器５１１と定義する。リップル成分抽出器５１１の出力はＰＷＭ生成器５１２へ入力される。ＰＷＭ生成器５１２はマトリックスコンバータ３の所望の性能を満足しつつＬＣフィルタのリップル成分Ｖａｈ、Ｖｂｈが０になるようなスイッチング信号を出力し、マトリックスコンバータ３を制御する。ＰＷＭ生成器５１２の詳細については非特許文献１から容易に推測できるので説明を割愛する。
Ｖａｈ＝Ｖａｃ−Ｖａａｃ …（１１）
Ｖｂｈ＝Ｖｂｃ−Ｖｂｂｃ …（１２）
の演算を行い、２軸の電圧Ｖａｈ、Ｖｂｈを演算出力している。コンデンサ電圧検出器５１と静止座標変換器５２と位相演算器５３と回転座標変換器５４とバンドパスフィルタ５５と減算器Ａ５６とローパスフィルタ５７と加算器Ａ５８と逆座標変換器５９と減算器Ｂ５１０によって構成される部品を、リップル成分抽出器５１１と定義する。リップル成分抽出器５１１の出力はＰＷＭ生成器５１２へ入力される。ＰＷＭ生成器５１２はマトリックスコンバータ３の所望の性能を満足しつつＬＣフィルタのリップル成分Ｖａｈ、Ｖｂｈが０になるようなスイッチング信号を出力し、マトリックスコンバータ３を制御する。ＰＷＭ生成器５１２の詳細については非特許文献１から容易に推測できるので説明を割愛する。
以上のような構成にすることにより、本発明は従来技術に存在した課題を克服して、部品追加することなくより高精度にＬＣフィルタに起因する電気的共振によって生じる高調波電流を抑制する制御を実現することが可能である。
本発明はマトリックスコンバータやインバータなどの電力変換器の制御器に適用できる。
１ 三相交流電源
２ ＬＣフィルタ
２１ ＬＣフィルタを構成するコンデンサ
２２ ＬＣフィルタを構成するリアクトル
３ マトリックスコンバータ
４ 負荷
５ 電力変換器制御装置
５１ コンデンサ電圧検出器
５２ 静止座標変換器
５３ 位相演算器
５４ 回転座標変換器
５５ バンドパスフィルタ
５６ 減算器Ａ
５７ ローパスフィルタ
５８ 加算器Ａ
５９ 逆座標変換器
５１０ 減算器Ｂ
５１１ リップル成分抽出器
５１２ ＰＷＭ生成器
８ 従来の電力変換器制御装置
８１ 加算器
９ リップル成分抽出器
９１ 三相／回転座標変換器
９２ ローパスフィルタ
９３ 逆座標変換器
９５ Ｎ倍器
１０ リップル成分抽出器群
２ ＬＣフィルタ
２１ ＬＣフィルタを構成するコンデンサ
２２ ＬＣフィルタを構成するリアクトル
３ マトリックスコンバータ
４ 負荷
５ 電力変換器制御装置
５１ コンデンサ電圧検出器
５２ 静止座標変換器
５３ 位相演算器
５４ 回転座標変換器
５５ バンドパスフィルタ
５６ 減算器Ａ
５７ ローパスフィルタ
５８ 加算器Ａ
５９ 逆座標変換器
５１０ 減算器Ｂ
５１１ リップル成分抽出器
５１２ ＰＷＭ生成器
８ 従来の電力変換器制御装置
８１ 加算器
９ リップル成分抽出器
９１ 三相／回転座標変換器
９２ ローパスフィルタ
９３ 逆座標変換器
９５ Ｎ倍器
１０ リップル成分抽出器群
Claims (1)
- 半導体スイッチによって構成され、リアクトルとコンデンサによって構成されるＬＣフィルタを介して三相交流電源が入力され任意の振幅で任意の周波数の電圧を出力すると同時に入力の電流波形と力率を任意に制御するマトリックスコンバータがあり、該マトリックスコンバータ入力電圧が入力され、該マトリックスコンバータの前記ＬＣフィルタのリアクトルの電流と前記マトリックスコンバータの出力電圧を任意に制御するためのスイッチング信号を出力する電力変換器制御装置であり、
前記ＬＣフィルタを構成するコンデンサの電圧であり且つ前記マトリックスコンバータの入力電圧を検出するためのコンデンサ電圧検出器と、前記入力電圧が入力されて該入力電圧を２軸の静止座標電圧に座標変換し出力する静止座標変換器と、前記三相交流電源と同じ周波数の回転角周波数を積分し位相を出力する位相演算器と、前記２軸の静止座標電圧と前記位相を入力して該位相で回転する２軸の回転座標系の電圧を出力する回転座標変換器と、前記回転座標変換器の出力が入力されて前記三相交流電源の２倍の周波数のみを出力する帯域通過フィルタと、前記回転座標変換器の出力から前記帯域通過フィルタの出力を減算し出力する減算器Ａと、前記減算器Ａの出力を濾波し直流にして出力する低域通過フィルタと、前記帯域通過フィルタの出力から前記低域通過フィルタの出力を加算する加算器Ａと、前記加算器Ａの出力と前記位相を入力して回転座標系から２軸の静止座標系に変換し出力する逆座標変換器と、前記静止座標変換器の出力から前記逆座標変換器の出力を引いた差を出力する減算器Ｂによって構成されるリップル成分抽出器を具備することを特徴とし、該リップル成分抽出器の出力が入力され前記マトリックスコンバータの入出力を任意に制御するためのスイッチング信号を出力するＰＷＭ生成器からなる電力変換器制御装置。
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| JP2011120343A JP2011120343A (ja) | 2011-06-16 |
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| CN113437860B (zh) * | 2021-08-05 | 2022-07-08 | 湖州学院 | 一种改进型特定谐波消除法的矩阵变换器双闭环控制方法 |
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