JP5303927B2 - スイッチング電源回路 - Google Patents

Description

本発明は、電源入力端子に与えられる入力電圧を降圧して電源出力端子から出力する降圧型のスイッチング電源回路に関する。

マイクロコンピュータなどを含む制御回路の多くは、クロック信号の供給を停止させて消費電流を低減させるスタンバイ状態に設定可能となっている。このとき、電源電圧が通常通りに供給されたままでは暗電流が流れてしまい十分に消費電流を低減できないため、マイクロコンピュータへの電源供給を行う電源回路の動作もスタンバイ状態に移行させるようになっている（例えば特許文献１参照）。

図３は、上記電源回路の構成の一例を示している。図３に示す電源回路１は、Ｎチャネル型のＭＯＳトランジスタＭ１と、ＭＯＳトランジスタＭ１を駆動する駆動回路２と、駆動回路２を制御する電圧制御回路３と、還流用のダイオードＤ１と、平滑用のリアクトルＬ１およびコンデンサＣ１とを備えている。電源回路１は、電源入力端子４に与えられる電圧Ｖｉを降圧した電圧Ｖｏを電源出力端子５からマイクロコンピュータ（図示せず）に出力する降圧型のスイッチング電源回路である。

電圧制御回路３は、マイクロコンピュータからスタンバイ状態への移行を指令するスタンバイ信号Ｓｂが与えられると、駆動回路２を制御してＭＯＳトランジスタＭ１をオフさせる。これにより、ＭＯＳトランジスタＭ１のスイッチング動作が停止され、通常の電源供給動作が停止されるので、スタンバイ状態となっているマイクロコンピュータにおける暗電流が低減される。
特開平６−１４９４０７号公報

しかし、上記構成の電源回路１では、スタンバイ状態に移行すると、ＭＯＳトランジスタＭ１のゲート電位がソース電位に固定されるためゲート電圧は０Ｖとなる。このため、スタンバイ状態から通常状態に切り替わる際、ＭＯＳトランジスタＭ１のゲート電圧を上昇させるための時間が通常動作時よりも長くなる。従って、出力電圧の立上がりが遅くなる、つまりスイッチング電源回路の起動時間が長くなってしまうという問題があった。

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、スイッチング動作を停止するスタンバイ状態からスイッチング動作を行う通常状態に切り替わる際の起動時間を短くできるスイッチング電源回路を提供することにある。

請求項１記載の手段によれば、電圧制御回路は、外部から与えられる状態切替信号に従い、駆動回路を制御してＭＯＳトランジスタのスイッチング動作を行う状態と、スイッチング動作を停止するスタンバイ状態とに切り替え可能となる。また、補助電圧付与回路は、電圧制御回路がスタンバイ状態である期間、電源出力端子に目標値より低い電圧が現れるような電圧値を持つ第１補助電圧をＭＯＳトランジスタのゲートに付与する。このような構成により、スタンバイ状態から通常状態に切り替わる際、ＭＯＳトランジスタのゲート電圧を上昇させるために必要とする時間が短くなる。従って、出力電圧の立ち上がりが早くなり、スイッチング電源回路の起動時間を短くすることができる。

また、補助電圧付与回路は、電圧制御回路が通常状態であり且つ駆動回路から出力されるオン駆動電圧がＭＯＳトランジスタをオンできない電圧値まで低下している期間、このオン駆動電圧に代えてＭＯＳトランジスタを十分にオン可能な電圧値を持つ第２補助電圧をＭＯＳトランジスタのゲートに付与する。このような構成により、オン駆動電圧が低下した場合でも第２補助電圧によってＭＯＳトランジスタをオンさせることが可能になる。従って、第２補助電圧がＭＯＳトランジスタを十分にオン可能な電圧値を維持している間は、出力電圧を極力目標値に維持することができる。
一般にスイッチング電源回路は、上記したオン駆動電圧の低下時に出力電圧を極力目標値に維持するための機能を有することが多い。従って、このような第２補助電圧を出力する機能と、前述した第１補助電圧を出力する機能とを一つの補助電圧付与回路により実現することにより、回路構成を簡単化することができる。

請求項２記載の手段によれば、クロック信号を生成する発振回路と、クロック信号の供給を受けて各補助電圧を生成するチャージポンプ回路とを用いて補助電圧付与回路が構成される。チャージポンプ回路の出力電圧は、チャージポンプ回路を駆動するクロック信号の周波数に応じて変化する。従って、電圧制御回路の動作状態およびオン駆動電圧の電圧値に応じて、発振回路が第１のクロック信号と第１のクロック信号の周波数より低い周波数の第２のクロック信号とを生成することにより、ＭＯＳトランジスタのゲートに与える補助電圧の種類（第１補助電圧／第２補助電圧）が切り替えられる。このような構成により上述した作用および効果が得られる。

請求項３記載の手段によれば、電源入力端子とＭＯＳトランジスタのゲートとの間に介在する第１トランジスタおよびＭＯＳトランジスタのゲート・ソース間に介在する第２トランジスタを用いて駆動回路が構成される。このような構成において、電圧制御回路が通常状態である期間、電圧制御回路から出力される制御信号により、第１および第２トランジスタのいずれか一方がオン駆動されてスイッチング動作が行われる。
これに対し、電圧制御回路がスタンバイ状態である期間、制御信号により、第１トランジスタはオフ駆動され、第２トランジスタは活性領域でオン動作するように駆動される。スタンバイ状態において、チャージポンプ回路の出力電流のほとんどは、この第２トランジスタを介して電源出力端子へと流れる。このため、第２トランジスタの活性領域でのオン状態およびチャージポンプ回路の電流出力能力により、チャージポンプ回路からＭＯＳトランジスタのゲートに与えられる第１補助電圧の電圧値が決定される。従って、第２トランジスタの特性を考慮し、チャージポンプ回路２４に与えられる第２のクロック信号の周波数を設定することにより、電源出力端子に現れる出力電圧を目標値より低い電圧値にすることができる。

以下、本発明の一実施形態について図１および図２を参照しながら説明する。
図１に示すスイッチング電源回路１１は、車両に搭載されたバッテリ１２から入力される電圧ＶＢ（例えば１４Ｖ）を、所定の出力電圧Ｖｏ（例えば５Ｖ）に降圧して出力するものである。このスイッチング電源回路１１は、Ｎチャネル型のＭＯＳトランジスタＭ１１と、ＭＯＳトランジスタＭ１１を駆動する駆動回路１３と、駆動回路１３を制御する電圧制御回路１４と、還流用のダイオードＤ１１と、平滑用のリアクトルＬ１１およびコンデンサＣ１１と、ＭＯＳトランジスタＭ１１のゲートに後述する各補助電圧を付与する補助電圧付与回路１５とから構成されている。

スイッチング電源回路１１には、電源入力端子１６およびグランド端子１７を介して電圧ＶＢが与えられている。電源入力端子１６およびグランド端子１７は、それぞれ電源入力線１８およびグランド線１９に接続されている。スイッチング電源回路１１は、出力電圧Ｖｏを電源出力端子２０から図示しないマイクロコンピュータに電源電圧として供給するようになっている。

ＭＯＳトランジスタＭ１１は、パワーＭＯＳＦＥＴ、例えばＬＤ（Lateral Diffused）ＭＯＳＦＥＴであり、指令信号に従ってスイッチング動作を行うものである。ＭＯＳトランジスタＭ１１のドレインは電源入力線１８に接続されている。ＭＯＳトランジスタＭ１１のソースは、リアクトルＬ１１を介して電源出力端子２０に接続されるとともに、ダイオードＤ１１のカソードに接続されている。ダイオードＤ１１のアノードはグランド線１９に接続されている。電源出力端子２０とグランド線１９との間にはコンデンサＣ１１が接続されている。電源出力端子２０の出力電圧Ｖｏは、電圧制御回路１４にフィードバックされている。

電圧制御回路１４は、目標出力電圧（５Ｖ）とフィードバックされた出力電圧Ｖｏとの差に基づいてＰＷＭ信号である指令信号Ｓａ（制御信号に相当）のデューティ比を変化させることにより定電圧制御を行うように構成されている。また、電圧制御回路１４には、外部からスタンバイ信号Ｓｂ（状態切替信号に相当）が与えられている。電圧制御回路１４は、スタンバイ信号Ｓｂの電圧レベルがＬレベルの期間には上記定電圧制御を行う通常状態になり、Ｈレベルの期間には電力消費を低減するスタンバイ状態になるように構成されている（詳細は作用説明にて後述する）。

駆動回路１３は、指令信号Ｓａの電圧レベル（Ｈ／Ｌ）に応じてＭＯＳトランジスタＭ１１をオン／オフ駆動する。駆動回路１３は、ＮＰＮ形のトランジスタＴ１１（第１トランジスタに相当）と、ＰＮＰ形のトランジスタＴ１２（第２トランジスタに相当）と、ＭＯＳトランジスタＭ１２〜Ｍ１４と、抵抗Ｒ１１〜Ｒ１３と、コンデンサＣ１２と、ダイオードＤ１２とから構成されている。

ＭＯＳトランジスタＭ１２、Ｍ１３は、ゲート同士およびドレイン同士が接続されたＣＭＯＳのインバータ回路２１を構成している。このインバータ回路２１の入力端子には指令信号Ｓａが与えられており、出力端子はＭＯＳトランジスタＭ１４のゲートに接続されている。ＭＯＳトランジスタＭ１４は、Ｎチャネル型であり、そのソースはグランド線１９に接続されている。ＭＯＳトランジスタＭ１４のドレインは、トランジスタＴ１１のベースに接続されるとともに、抵抗Ｒ１１を介してトランジスタＴ１２のベースに接続されている。トランジスタＴ１１のコレクタ・ベース間には抵抗Ｒ１２が接続されている。

トランジスタＴ１１、Ｔ１２は、エミッタ同士が接続されたプッシュプル回路２２を構成している。このプッシュプル回路２２の出力端子（ノードＮ１１）は、抵抗Ｒ１３を介してＭＯＳトランジスタＭ１１のゲートに接続されている。ノードＮ１１は、スイッチＳ１１を介して補助電圧付与回路１５の出力ノードに接続されている。図示しないが、スイッチＳ１１の制御端子には、スタンバイ信号Ｓｂおよび後述する検出信号Ｓｄが与えられている。スイッチＳ１１は、スタンバイ信号Ｓｂおよび検出信号ＳｄがいずれもＬレベルのときにはオフされ、スタンバイ信号Ｓｂおよび検出信号ＳｄのいずれかがＨレベルのときにはオンされるようになっている。

トランジスタＴ１１のコレクタ（ノードＮ１２）は、ダイオードＤ１２のカソードに接続されている。ダイオードＤ１２のアノードは電源入力線１８に接続されている。トランジスタＴ１２のコレクタ（ノードＮ１３）は、ＭＯＳトランジスタＭ１１のソースに接続されている。ノードＮ１２とノードＮ１３との間にはコンデンサＣ１２が接続されている。これらダイオードＤ１２およびコンデンサＣ１２により、ブートストラップ回路２３が構成されている。このブートストラップ回路２３は、ＭＯＳトランジスタＭ１１のソース電圧（ノードＮ１３の電圧）よりも高い電圧をノードＮ１２に生じさせるためのものである。

補助電圧付与回路１５は、チャージポンプ回路２４と、発振回路２５、２６と、電圧検出回路２７とを備えている。チャージポンプ回路２４には、電源入力線１８およびグランド線１９が接続されており、電圧ＶＢが与えられている。チャージポンプ回路２４は、ダイオードおよびコンデンサからなる周知構成のものであり（出力段のダイオードおよびコンデンサのみ符号Ｄ１３およびＣ１３を付して示す）、電圧ＶＢを昇圧して生成される補助電圧を出力ノードＮ１４から出力する。チャージポンプ回路２４には、発振回路２５、２６により生成されるクロック信号ＣＫ１、ＣＫ２（第１、第２のクロック信号に相当）がスイッチＳ１２を介して与えられるようになっている。チャージポンプ回路２４は、スイッチＳ１２の切り替えに応じてクロック信号ＣＫ１、ＣＫ２のいずれかにより駆動される。

電圧検出回路２７には、電圧ＶＢが与えられており、電圧ＶＢの低下を検出すると、出力する検出信号ＳｄをＬレベルからＨレベルに変化させるようになっている。発振回路２５には、検出信号Ｓｄが与えられており、検出信号ＳｄがＨレベルの期間に発振動作を行うようになっている。この電圧ＶＢの低下を検出するためのしきい値電圧は、駆動回路１３がＭＯＳトランジスタＭ１１をオンできなくなる時点における電圧ＶＢの電圧値に相当する値に設定されている。一方、発振回路２６にはスタンバイ信号Ｓｂが与えられており、スタンバイ信号ＳｂがＨレベルの期間に発振動作を行うようになっている。

図示しないが、スイッチＳ１２の制御端子には、スタンバイ信号Ｓｂが与えられている。スイッチＳ１２は、スタンバイ信号ＳｂがＬレベルの期間にはクロック信号ＣＫ１をチャージポンプ回路２４に供給可能とし、スタンバイ信号ＳｂがＨレベルの期間にはクロック信号ＣＫ２をチャージポンプ回路２４に供給可能とするように切り替えられる。本実施形態において、クロック信号ＣＫ１の周波数は例えば約１ＭＨｚとなっており、クロック信号ＣＫ２の周波数は、クロック信号ＣＫ１の周波数よりも低い値、例えば２００ｋ〜４００ｋＨｚとなっている。

チャージポンプ回路２４は、出力電流能力が低いため、出力電流の大きさに応じて出力する補助電圧の電圧レベルが大きく異なってくる。また、チャージポンプ回路２４を駆動するクロック信号の周波数が低いほど上記出力電流能力は低くなる。従って、チャージポンプ回路２４は、クロック信号ＣＫ１により駆動されると、ＭＯＳトランジスタＭ１１を十分にオン駆動可能な電圧値を持つ補助電圧Ｖc1（第１補助電圧に相当）を出力するようになっている。一方、クロック信号ＣＫ２により駆動されると、スタンバイ状態において出力電圧Ｖｏを目標出力電圧より低く維持するための補助電圧Ｖc2（第２補助電圧に相当）を出力するようになっている（詳細は作用説明にて後述する）。

次に、本実施形態の作用について図２も参照しながら説明する。
まず、ブートストラップ回路２３の動作について説明する。ＭＯＳトランジスタＭ１１がオフでありダイオードＤ１１がオンしている期間、ノードＮ１３の電圧が−ＶF（ＶFはダイオードＤ１１の順方向電圧）になるため、バッテリ１２からダイオードＤ１２を介してコンデンサＣ１２に対する充電が行われる。これにより、コンデンサＣ１２は、ほぼ電圧ＶＢに充電された状態となる。その後、ＭＯＳトランジスタＭ１１がオンされる（ダイオードＤ１１はオフする）と、ノードＮ１３の電圧がほぼ電圧ＶＢとなるため、ノードＮ１２の電圧は、ノードＮ１３の電圧にコンデンサＣ１２の充電電圧が加算された値（≒２×ＶＢ）になる。このように昇圧されたノードＮ１２の電圧（オン駆動電圧に相当）がゲートに与えられることでＭＯＳトランジスタＭ１１はオン駆動されるようになっている。

続いて、通常状態におけるＭＯＳトランジスタＭ１１のスイッチングによる降圧動作について説明する。指令信号ＳａがＨレベルになると、ＭＯＳトランジスタＭ１４がオフし、トランジスタＴ１１がオンする。これにより、ＭＯＳトランジスタＭ１１のゲート電圧がほぼノードＮ１２の電圧まで上昇し、ＭＯＳトランジスタＭ１１がオン駆動される。その結果、電源入力線１８からＭＯＳトランジスタＭ１１、リアクトルＬ１１、コンデンサＣ１１、グランド線１９という電流経路が形成される。これにより、リアクトルＬ１１の電流が次第に増加し、これに伴い出力電圧Ｖｏが上昇する。

指令信号ＳａがＬレベルになると、ＭＯＳトランジスタＭ１４がオンし、トランジスタＴ１２がオンする。これにより、ＭＯＳトランジスタＭ１１のゲート電圧がほぼソース電圧に固定され、ＭＯＳトランジスタＭ１１はオフ駆動される。その結果、リアクトルＬ１１、コンデンサＣ１１、ダイオードＤ１１という電流還流経路が形成される。これにより、リアクトルＬ１１の電流が次第に減少し、そのエネルギーはコンデンサＣ１１に移される。そして、電圧制御回路１４が、指令信号Ｓａのデューティ比制御を行うことにより、出力電圧Ｖｏが目標出力電圧（５Ｖ）になるように制御される。

上記した通常状態において、バッテリ１２から与えられる電圧ＶＢが低下した場合、ノードＮ１２の電圧（オン駆動電圧）も同様に低下する。そして、ノードＮ１２の電圧がＭＯＳトランジスタＭ１１をオン駆動できない電圧値まで低下した場合にはスイッチング動作が停止され、出力電圧Ｖｏが低下してしまう。出力電圧Ｖｏの低下は、その供給先のマイクロコンピュータの動作に影響を与えてしまう可能性がある。このため、出力電圧Ｖｏは、電圧ＶＢが低下した場合であっても、できる限り正常に出力され続けることが望ましい。このため、本実施形態のスイッチング電源回路１１は、以下の動作を行うようになっている。

電圧ＶＢが低下し、しきい値電圧未満になると、電圧検出回路２７は検出信号ＳｄをＨレベルに変化させる。これにより、発振回路２５が発振動作を開始するとともにスイッチＳ１１がオンされる。このとき、スイッチＳ１２は、クロック信号ＣＫ１をチャージポンプ回路２４に供給するように切り替えられているため、チャージポンプ回路２４は、クロック信号ＣＫ１により駆動される。チャージポンプ回路２４は、ＭＯＳトランジスタＭ１１を十分にオン駆動可能な補助電圧Ｖc1を出力し、この補助電圧Ｖc1が抵抗Ｒ１３を介してＭＯＳトランジスタＭ１１のゲートに与えられる。

このような動作により、電圧ＶＢの低下により、ノードＮ１２の電圧値がＭＯＳトランジスタＭ１１をオンできない電圧値まで低下した場合であっても、チャージポンプ回路２４から出力される補助電圧Ｖc1によりＭＯＳトランジスタＭ１１をオン駆動させることが可能となる。従って、補助電圧Ｖc1がＭＯＳトランジスタＭ１１をオン駆動可能な電圧値を維持している間は、出力電圧Ｖｏは正常に出力されることになる。

続いて、スタンバイ状態におけるスイッチング電源回路１１の動作について説明する。スイッチング電源回路１１は、スタンバイ状態になると、ＭＯＳトランジスタＭ１１のスイッチング動作を停止させるとともに、出力電圧Ｖｏを目標出力電圧（５Ｖ）よりも低い電圧（例えば２Ｖ）に低下させるために以下のような動作を行うようになっている。

すなわち、外部から与えられるスタンバイ信号ＳｂがＨレベルに転じると、電圧制御回路１４は、指令信号ＳａをＨレベルに固定する。このため、ＭＯＳトランジスタＭ１４がオンし、トランジスタＴ１２をオンさせるように動作する。一方、補助電圧付与回路１５においては、発振回路２６が発振動作を開始するとともに、スイッチＳ１２がクロック信号ＣＫ２をチャージポンプ回路２４に供給するように切り替えられる。チャージポンプ回路２４は、クロック信号ＣＫ２により駆動されて補助電圧Ｖc2を出力する。このとき、スイッチＳ１１はオンされており、補助電圧Ｖc2がノードＮ１１に与えられる。

上記したとおり、電圧制御回路１４は、ＭＯＳトランジスタＭ１１をオフさせるように動作し、チャージポンプ回路２４は、ＭＯＳトランジスタＭ１１をオンさせるように動作する。これら相反する動作が行われることでトランジスタＴ１２が活性領域でオン動作し、ノードＮ１１に与えられる補助電圧Ｖc2（≒ＭＯＳトランジスタＭ１１のゲート電圧）が下記（１）式に示すような電圧値に維持される。
Ｖc2＝２＋ＶT（M11）［Ｖ］ …（１）
ただし、ＶT（M11）はトランジスタＭ１１のしきい値電圧である。

この結果、ＭＯＳトランジスタＭ１１は、出力電圧Ｖｏを２Ｖに維持するようにソースフォロア動作を行う。また、このようにスイッチング電源回路１１がスタンバイ状態に設定されている期間には、出力電圧Ｖｏの供給先であるマイクロコンピュータは、自身のイネーブル端子の設定により動作を休止する状態に設定されている。このため、供給される出力電圧Ｖｏが最低動作電圧（例えば４Ｖ）を下回っても誤動作するおそれはない。

このように補助電圧Ｖc2が（１）式に示した電圧値に維持される理由について以下に述べる。前述したとおり、補助電圧Ｖc2は、チャージポンプ回路２４の出力電流の大きさにより変化する。スタンバイ状態において、チャージポンプ回路２４の出力電流のほとんどは、トランジスタＴ１２を介して電源出力端子２０に接続される負荷回路（マイクロコンピュータ）に流れる。また、このときトランジスタＴ１２は、飽和領域での完全なオン状態ではなく、活性領域でオン動作する状態となっている。

このため、チャージポンプ回路２４の出力電流つまりトランジスタＴ１２に流れる電流は、トランジスタＴ１２の静特性および上記負荷回路のインピーダンス（等価的な抵抗値）により決定される。そこで、本実施形態では、これらの回路特性に合わせて、スタンバイ状態におけるチャージポンプ回路２４の電流出力能力つまりクロック信号ＣＫ２の周波数を調整することで、補助電圧Ｖc2の電圧値が上記（１）式の電圧値になるようにしている。

続いて、スタンバイ状態から通常状態に切り替わる際のスイッチング電源回路１１の動作について、従来構成のものと比較しながら説明する。図２は、本実施形態のスイッチング電源回路１１および従来のスイッチング電源回路１（図３参照）の各部電圧を示すシミュレーション波形図である。図２において、（ａ）は出力電圧Ｖｏ、（ｂ）はＭＯＳトランジスタＭ１１、Ｍ１のゲート電圧、（ｃ）はスタンバイ信号Ｓｂの波形を示している。

従来のスイッチング電源回路１では、スタンバイ信号ＳｂがＨレベルに転じると（図２の時刻ｔ０）、ＭＯＳトランジスタＭ１のスイッチング動作を停止させるためにゲート電圧がほぼソース電圧に固定される。すると、図２（ｂ）に示すとおり、ゲート電圧はソース電圧（出力電圧Ｖｏ）の変化に伴って徐々に低下し、最終的にはほぼ０Ｖになる（時刻ｔ１）。このとき、ＭＯＳトランジスタＭ１は、オフ駆動されているため、出力電圧Ｖｏはほぼ０Ｖになる。

本実施形態のスイッチング電源回路１１では、スタンバイ信号ＳｂがＨレベルに転じると（時刻ｔ０）、ＭＯＳトランジスタＭ１１のスイッチング動作を停止させるためにゲート電圧がソース電圧に近づく。しかし、このとき、補助電圧付与回路１５からＭＯＳトランジスタＭ１１のゲートに対し、ＭＯＳトランジスタＭ１１をソースフォロア動作させるための補助電圧Ｖc2が供給されているため、従来の構成と比べてゲート電圧は高い電圧値に維持されている。そして、ゲート電圧は、出力電圧Ｖｏの低下とともに徐々に低下し、最終的には出力電圧Ｖｏは約２Ｖ、ゲート電圧は約４Ｖに維持される（時刻ｔ１）。

時刻ｔ１の時点において、スタンバイ信号ＳｂがＬレベルに転じると、スイッチング動作が再開される。このとき、従来のスイッチング電源回路１ではゲート電圧がほぼ０Ｖの状態からＭＯＳトランジスタＭ１のスイッチング動作が開始される。これに対し、本実施形態のスイッチング電源回路１１ではゲート電圧が約４Ｖの状態からＭＯＳトランジスタＭ１１のスイッチング動作が開始される。このため、本実施形態のスイッチング電源回路１１の出力電圧Ｖｏは、従来のスイッチング電源回路１の出力電圧Ｖｏよりも早く立ち上がる。

以上説明したように、本実施形態によれば次のような効果を奏する。
スタンバイ状態において、トランジスタＴ１２を活性領域でオン動作させることにより、補助電圧付与回路１５からノードＮ１１に与えられる補助電圧Ｖc2が約４Ｖに維持される。この結果、ＭＯＳトランジスタＭ１１は、出力電圧Ｖｏを２Ｖに維持するようにソースフォロア動作を行う。スタンバイ状態から通常状態に切り替わる際には、ゲート電圧が約４Ｖの状態からＭＯＳトランジスタＭ１１のスイッチング動作が再開されるため、出力電圧Ｖｏの立ち上がりが早くなり、起動時間を短くすることができる。

補助電圧付与回路１５は、通常状態において、電圧ＶＢの低下によりノードＮ１２の電圧値がＭＯＳトランジスタＭ１１をオンできない電圧値まで低下した場合、ＭＯＳトランジスタＭ１１を十分にオン駆動可能な補助電圧Ｖc1をノードＮ１１に与える。これにより、ＭＯＳトランジスタＭ１１が補助電圧Ｖc1によりオン駆動され、出力電圧Ｖｏが正常に出力される。

補助電圧付与回路１５は、発振回路２５のクロック信号ＣＫ１により駆動されると補助電圧Ｖc1を出力し、発振回路２６のクロック信号ＣＫ２により駆動されると補助電圧Ｖc2を出力するチャージポンプ回路２４により構成されている。これにより、チャージポンプ回路２４に与えるクロック信号の切り替えを行うことにより、ノードＮ１１に与える補助電圧の種類（Ｖc1、Ｖc2）を変更することができるので回路構成を簡単化できる。

なお、本発明は上記し且つ図面に記載した実施形態に限定されるものではなく、次のような変形または拡張が可能である。
スタンバイ状態における補助電圧Ｖc2の電圧値は約４Ｖに限らず、出力電圧Ｖｏを目標出力電圧よりも低い電圧値に維持できる電圧値であればよい。また、必要とするスタンバイ状態での電力消費低減効果と、スタンバイ状態から通常状態に切り替わる際の起動時間の短縮効果に応じて適宜変更すればよい。

補助電圧付与回路１５は、チャージポンプ回路２４を備えた構成としたが、これに限らず、スタンバイ状態においてノードＮ１１に対し補助電圧Ｖc2を与えられるものであればよい。
補助電圧付与回路１５は、補助電圧Ｖc2のみ出力可能であればよい。すなわち、発振回路２５およびスイッチＳ１２を設けず、チャージポンプ回路２４を発振回路２６から出力されるクロック信号ＣＫ２により常時駆動させるようにしてもよい。

トランジスタＴ１１、Ｔ１２は、ＦＥＴを用いてもよい。その場合、スタンバイ状態において、トランジスタＴ１２を飽和領域でオン動作させればよい。
第１および第２のクロック信号を、それぞれ発振回路２５、２６により生成する構成としたが、生成するクロック信号を大きく変更することが可能な一つの発振回路を用いて、第１および第２のクロック信号を生成する構成としてもよい。その場合には、スタンバイ信号Ｓｂの電圧レベルに応じて上記発振回路の発振周波数を変更すればよい。従って、スイッチＳ１２を設けなくてもよい。

本発明の一実施形態を示すスイッチング電源回路の構成図 各部の電圧波形図 従来技術を示す図１相当図

符号の説明

図面中、１１はスイッチング電源回路、１３は駆動回路、１４は電圧制御回路、１５は補助電圧付与回路、１６は電源入力端子、２０は電源出力端子、２４はチャージポンプ回路、２５、２６は発振回路、Ｍ１１はＭＯＳトランジスタ、Ｔ１１はＮＰＮ形トランジスタ（第１トランジスタ）、Ｔ１２はＰＮＰ形トランジスタ（第２トランジスタ）を示す。

Claims (3)

1. 電源入力端子と電源出力端子との間の電源供給経路に介在するＮチャネル型のＭＯＳトランジスタと、前記ＭＯＳトランジスタをオン／オフするためのオン／オフ駆動電圧を前記ＭＯＳトランジスタのゲートに出力する駆動回路と、前記駆動回路を制御して前記電源出力端子における出力電圧を目標値に制御する電圧制御回路とを備え、前記電源入力端子に与えられる入力電圧を降圧して前記電源出力端子から出力する降圧型のスイッチング電源回路において、
   前記電圧制御回路は、外部から与えられる状態切替信号に従い、前記駆動回路を制御して前記ＭＯＳトランジスタのスイッチング動作を行う通常状態と、前記スイッチング動作を停止するスタンバイ状態とに切り替え可能に構成され、
   前記電圧制御回路が前記スタンバイ状態である期間、前記電源出力端子に前記目標値より低い電圧が現れるような電圧値を持つ第１補助電圧を前記ＭＯＳトランジスタのゲートに付与する補助電圧付与回路を備え、
   前記補助電圧付与回路は、前記電圧制御回路が前記通常状態であり且つ前記オン駆動電圧が前記ＭＯＳトランジスタをオンできない電圧値まで低下している期間、前記オン駆動電圧に代えて前記ＭＯＳトランジスタを十分にオン可能な電圧値を持つ第２補助電圧を前記ＭＯＳトランジスタのゲートに付与することを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 前記補助電圧付与回路は、クロック信号を生成する発振回路と、前記クロック信号の供給を受けて前記各補助電圧を生成するチャージポンプ回路とを備え、
   前記発振回路は、前記電圧制御回路が前記通常状態であり且つ前記オン駆動電圧が前記ＭＯＳトランジスタをオンできない電圧値まで低下している期間、第１のクロック信号を生成し、前記電圧制御回路が前記スタンバイ状態である期間、前記第１のクロック信号の周波数よりも低い周波数の第２のクロック信号を生成し、
   前記チャージポンプ回路は、前記第１のクロック信号が供給されると前記第２補助電圧を生成し、前記第２のクロック信号が供給されると前記第１補助電圧を生成することを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源回路。
3. 前記駆動回路は、前記電源入力端子と前記ＭＯＳトランジスタのゲートとの間に介在する第１トランジスタと、前記ＭＯＳトランジスタのゲート・ソース間に介在する第２トランジスタとを備え、
   前記電圧制御回路が通常状態である期間、前記電圧制御回路から出力される制御信号により、前記第１および第２トランジスタのいずれか一方がオン駆動され、
   前記電圧制御回路がスタンバイ状態である期間、前記電圧制御回路から出力される制御信号により、前記第１トランジスタはオフ駆動され、前記第２トランジスタは活性領域でオン動作するように駆動されることを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源回路。

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