JP2015154682A - Dc/dcコンバータ - Google Patents
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Abstract
【解決手段】DC/DCコンバータは、ハイサイドスイッチ(Q1)のオン駆動電圧を引き上げるブートストラップ回路(D2、C2)と、ハイサイドスイッチ(Q1)をスイッチング制御する制御回路(IC1)と、ブートストラップ回路(D2、C2)電圧が何らかの原因で低下した場合の補助電源回路(D3,Q2、R1,ZD1)とを備えている。補助電源回路(D3,Q2、R1,ZD1)に流れる電流は出力端子Voutに流れるので、2つのカレントミラー回路(Q3,Q4,Q5,Q6)を介して出力端子Voutから消費させることを特徴とする。
【選択図】図1
Description
図1は、1の実施形態に係るDC−DCコンバータ1の構成図である。入力電圧VinとグランドGNDとの間にはハイサイドスイッチQ1とリアクトルL1とコンデンサC1とが直列接続されている。
また、リアクトルL1とコンデンサC1の直列回路の両端には回生ダイオードD1が接続されている。
ハイサイドスイッチQ1はN−MOSFETで構成されており、制御IC1からハイサイドスイッチQ1のオン/オフ駆動信号VGが出力される。
また、制御ICは、入出力電圧及び負荷状態から定まる所定のデューティーで、ハイサイドスイッチQ1のオン/オフさせることで、リアクトルL1に磁気エネルギーを蓄積/回生させてコンデンサC1の電圧Voutが一定になるように出力電圧VoutをVo端子で検出し、制御させる。
ここで、コンデンサC2はコンデンサC1より小さな値であって、起動時には、制御電源電圧VccをコンデンサC1とC2の容量比で分圧する。コンデンサC2の容量はコンデンサC1より小さいので、制御電源電圧Vccの1/2以上の電圧が充電される。起動後は、ダイオードD1を介したリアクトルL1の回生動作により、VS端子がグランドGND電位よりもダイオードD1の順方向電圧分の負電位に低下するので、制御電源電圧Vcc→ダイオードD2→コンデンサC2→ダイオードD1(順方向電圧の負電位)→制御電源電圧グランドGNDの経路に電流が流れる。または、起動後はダイオードD1を介したリアクトルL1の回生動作により、制御電源電圧Vcc→ダイオードD2→コンデンサC2→リアクトルL1→コンデンサC1→制御電源電圧グランドGNDの経路に電流が流れる。
従って、コンデンサC2には、ほぼ制御電源電圧Vccが充電され、ハイサイドスイッチQ1をオン/オフ駆動する時のゲート駆動電圧として供給されることになる。
第1のカレントミラー回路の他方のトランジスタは、第2のカレントミラー回路と接続され、第2のカレントミラー回路の他方のトランジスタのコレクタ端子は出力電圧Voutと接続されている。即ち、第1のカレントミラー回路と第2のカレントミラー回路を介して、補助電源回路に流れる電流と同値の電流を出力電圧側から消費させる構成となっている。
この構成とすることで、無負荷状態時に補助電源回路に流れる電流によりコンデンサC1を充電し、出力電圧Voutを上昇させる新たな不具合を防止することができる。
第1のカレントミラー回路はPNPトランジスタQ3,Q4で構成され、各エミッタは入力電圧Vinの正極に接続されている。また、PNPトランジスタQ3、Q4のベース端子間は接続され、PNPトランジスタQ3のコレクタ端子と、補助電源回路のNPNトランジスタQ2のコレクタ及び抵抗R1の一方の端子に接続されている。抵抗R1の他方の端子はNPNトランジスタQ2のベース端子とツェナーダイオードZD1のカソードに接続され、ツェナーダイオードZD1のアノードは、ブートストラップ回路のグランドに相当するVS端子に接続されている。NPNトランジスタQ2のエミッタ端子は、ダイオードD3のアノードに接続され、カソードはブートストラップ回路の正極であるコンデンサC2の一方の端子とダイオードD2のカソードに接続されている。
第1の実施形態においては、長期間のスイッチング休止状態における無負荷、軽負荷状態での出力電圧Voutの上昇を防止できるが、定常動作時において、ツェナーダイオードZD1に流れる電流を、さらに第1及び第2のカレントミラー回路を介して無駄にしてしまう。
図2は、図1の構成に対してスイッチ素子Q7、コンデンサC3、ダイオードD4、抵抗R2を追加し、前述の定常動作時におけるエネルギー消費を抑制する。
回生ダイオードD1の端子間電圧VS〜GNDは、定常動作時には方形波であり、スイッチ素子Q7のゲート・ソース端子間に抵抗R2、コンデンサC3を介して入力される。ここで、図3のQ7gで示すように、抵抗R2、コンデンサC3の時定数を任意に設定することでスイッチ素子Q7のオン動作を定常動作時には停止させておくことが可能である。ダイオードD4はコンデンサC3の放電方向に接続されているため、より時定数を延長させることに寄与する。
従って、DC−DCコンバータ1aの定常動作時には第1及び第2のカレントミラー回路電流を遮断し、DC−DCコンバータ1aが長期間のスイッチング休止状態になった時には第1及び第2のカレントミラー回路電流を導通させることができ、DC−DCコンバータ1aの省エネルギーに寄与できる。
図4は、第2の実施形態に係るDC−DCコンバータ1bの構成図である。
図4は、制御回路IC1のハイサイドスイッチQ1のゲート駆動回路消費電力が極めて少なく、オフ状態時でもほとんど消費しない場合、補助電源回路部品を削減した構成を示す。
前述の条件では、DC−DCコンバータ1bが長期間のスイッチング休止状態になった時には、ブートストラップ回路電圧を保持すれば良く、最小限の供給を行えばよい。そこで、補助電源回路を構成するツェナ―ダイオードZD1電流Izが出力端子側に流れこまない様にPNPトランジスタQ8のエミッタ端子をツェナ―ダイオードZD1と接続し、ベース端子をVS端子に接続し、コレクタ端子からツェナ―ダイオードZD1電流IzをGNDへ放出する。
これによりツェナ―ダイオードZD1電流Izが出力端子側に流れこむ値はPNPトランジスタQ8の電流増幅度hfeの逆数となる。図示していないが、制御回路IC1の出力電圧検出のために分圧抵抗等が一般的に使用されており、前述のIz/hfeの電流は分圧抵抗による消費電力未満とすることができるので、出力電圧Voutの上昇にならない。
C1〜C3 コンデンサ
D1〜D4 ダイオード
IC1 制御回路
L1 リアクトル
Vcc 制御電源
Vin 入力電圧
Q1 ハイサイドスイッチ
Q2、Q5、Q6 NPNトランジスタ
Q3、Q4、Q8 PNPトランジスタ
Q7 スイッチ素子
R1、R2 抵抗
ZD1 ツェナーダイオード
Claims (5)
- 入力電圧とグランドとの間に直列接続されたハイサイドスイッチとリアクトルとコンデンサを有し、
前記リアクトルと前記コンデンサとの直列回路と並列に回生ダイオード又はローサイドスイッチが並列接続され、前記ハイサイドスイッチをスイッチング制御して前記入力電圧を降圧して出力電圧を生成するDC/DCコンバータであって、
前記ハイサイドスイッチのオン駆動電圧を引き上げるブートストラップ回路と、
前記ブートストラップ回路の出力に接続された前記コンデンサの充電電圧未満の電圧を出力する補助電源回路と、を備えたことを特徴とするDC/DCコンバータ。 - 前記補助電源回路は、前記ブートストラップ回路の出力電圧が前記補助電源回路の出力電圧を下回ったとき、前記入力電圧から前記ハイサイドスイッチのオン駆動電圧を供給することを特徴とする請求項1記載のDC/DCコンバータ。
- 前記入力電圧とグランドとの間に第1のカレントミラー回路の一方のトランジスタと前記補助電源回路とが接続され、
前記出力電圧とグランドとの間に第2のカレントミラー回路の一方のトランジスタが接続され、
前記第1のカレントミラー回路の他方と前記第2のカレントミラー回路の他方のトランジスタとが直列接続されていることを特徴とする請求項1乃至2記載のDC/DCコンバータ。 - 前記入力電圧とグランドとの間に前記第1のカレントミラー回路の他方と前記第2のカレントミラー回路の他方のトランジスタとスイッチ素子とが直列接続され、
前記ハイサイドスイッチのスイッチングが停止したことを検出する手段を有し、
前記ハイサイドスイッチのスイッチング停止検出後に前記スイッチ素子をオンさせることを特徴とする請求項3記載のDC/DCコンバータ。 - 前記補助電源回路はPNPトランジスタを備え、
前記補助電源回路の負端子に前記PNPトランジスタのエミッタ端子が接続され、ベース端子が前記ハイサイドスイッチと前記リアクトルとの接続箇所に接続され、コレクタはグランドに接続されて、
前記補助電源回路の回路電流をグランドに放電する請求項1項記載のDC/DCコンバータ。
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- 2014-02-19 JP JP2014029029A patent/JP2015154682A/ja active Pending
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