JP2007043565A - 信号伝送方法 - Google Patents
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Abstract
【構成】この発明の信号伝送方法は、原信号に拡散符号を重畳し、その合成されたデータに基づきスイッチング電源のスイッチング周期を変更させることによりスイッチング電源の出力線を介して複数の半導体装置に第1の信号を伝送するとともに、出力線の直流出力電圧レベルを変更することにより子機に対し第2の信号を伝送することができる。第2の信号を子機に対する制御・指示などに用いることにより、例えば子機を停止状態もしくはスタンバイモードから通常動作モードに移行させて、第1の信号を受信できるようにさせることができる。出力線の電圧レベルは静的な手段で監視するので、停止状態もしくはスタンバイ状態における子機の消費電力を抑制することができる。
【選択図】 図1
Description
また、図9はパワーマネージメントコントローラ61が複数のDC/DCコンバータを制御するシステムである。図8と共通する部分は同一符号を付して説明を省略し、異なる部分について説明する。複数のDC/DCコンバータ62〜67はそれぞれ異なる電圧を出力して、それを他の半導体装置に供給するものであり、パワーマネージメントコントローラ61は信号線54を介して制御情報を送りその動きをコントロールする。
雑音に弱いというノイズ耐量の課題に対しては、拡散符号系列によるスペクトル拡散通信が提案されている(例えば、非特許文献1,2)。この方式について、簡単に説明する。拡散符号系列とは擬似的な乱数(PN:Pseudo−Noise)符号系列で拡散符号長の周期で繰り返すものであり、他の拡散符号との相関が非常に低いという特徴をもっている。すなわち、拡散符号長をnビットとし、2つの拡散符号PN1,PN2を構成するnビットのデータをそれぞれb11,b12,・・・,b1nおよびb21,b22,・・・,b2n(b1i,b2iは0または1)とし、2つの拡散符号PN1,PN2の相関値をb1i,b2iの排他的論理和(Exclusibe−OR:b1iとb2iが等しいと0、等しくないと1となる関数)をi=1〜nについて総和をとったものと定義すると、PN1=PN2の場合は相関値は0となり、PN1=−PN2(−PN2はPN2を構成する各ビットb2iの0/1を反転させたもの)の場合はその相関値はnとなり、PN1とPN2が異なる拡散符号であるとその相関値はn/2もしくはn/2に近い値となる。相関値が0またはnとなる場合は相関が高く、相関値がn/2もしくはn/2に近い値となる場合は相関が低い。拡散符号系列にはM系列、Gold信号系列などがあり、M系列を発生させる回路はシフトレジスタを用いることにより簡単に実現できる。
そこで、本出願人は拡散符号を送信情報に重畳した信号を作成し、さらにその信号を電源線に重畳させて伝送する信号伝送方法を特許文献1で提案した。以下、その概略について説明する。
図11は、特許文献1に開示されている発明の実施形態(全体構成)を示す回路ブロック図である。なお、後述のように、図11は本発明の実施形態を示すものでもある。図11において1は、バッテリー2の出力を受けて電源バス(出力線)3へ信号を重畳した電源Vregを供給する周波数拡散PWM型DC/DCコンバータおよびバスコントローラを内蔵する制御回路である。また、制御回路1はホストCPUとの通信も行っている。電源バス3には2.5V電源を作るための第2のDC/DCコンバータ用制御IC4,液晶ドライバ制御IC5,ディスプレイ制御IC6,RAM7などが接続されている。これらの半導体装置には制御回路1から同期用信号線8も接続されている。同期用信号線8により、受信側の各半導体装置に制御回路1から電源バス3に重畳されるデータとの同期をとる信号(例えばデータの送信開始を示す信号など)が送信される。
図13に、図11,12の周波数拡散PWM型DC/DCコンバータの構成例を示す。図13においてP型MOSトランジスタPMOS1、N型MOSトランジスタNMOS1、インダクタL、容量C0、抵抗R1,R2、コンパレータCMP1,CMP2、基準電圧Vref、発振回路OSCおよび駆動回路10は通常の同期整流方式の降圧型DC/DCコンバータを構成している。P型MOSトランジスタPMOS1のソースは電源VDD(バッテリー2の出力に相当)に接続され、ドレインはN型MOSトランジスタNMOS1のドレインおよびインダクタLの一端に接続されている。N型MOSトランジスタNMOS1のソースは接地電位(GND)に接続されている。インダクタLの他端は容量C0の一端および直列接続された抵抗R1,R2の一端に接続されるとともに、電源バス3に制御された電源電圧Vregを供給する出力部となっている。抵抗R1,R2の接続点は出力電源Vregをフィードバックする信号Vfbを与えるものとしてコンパレータCMP1の反転入力端子に接続される。コンパレータCMP1の非反転入力端子には基準電圧Vrefが接続されていて、VfbとVrefの比較結果に基づきコンパレータCMP1からエラー信号Verrが出力されてコンパレータCMP2の非反転入力端子に接続される。コンパレータCMP2の反転入力端子には発振回路OSCの出力である三角波Voscが接続されている。VerrとVoscの比較結果に基づきコンパレータCMP2から駆動信号Vdrvが出力され、駆動回路10に接続される。駆動回路10は駆動信号Vdrvに基づきP型MOSトランジスタPMOS1,N型MOSトランジスタNMOS1をオン・オフさせることにより、Vfb=Vrefとなるように出力電圧Vregを安定させる。ここで、図10においてDATA1とPN1からDATA2を生成したように、送信データを拡散符号で変調したデータを生成し、生成した変調データに基づき発振回路OSCの発振周波数(発振周期)を制御すれば、DC/DCコンバータのスイッチング周波数(周期)によりデータを送信することができる。スイッチング周波数は電源バス3上のリップルとして観察することができるから、受信側半導体装置本体11は図14に示すようにDCカットのための容量C1により電源バス3のリップル成分を取り出して増幅器AMP1で増幅した後、復調回路12により拡散符号PNを用いて復調することにより、自分宛の送信データを再現できるか、もしくは相関が低く他の半導体装置宛の信号と判断することができる。復調結果は半導体装置本体11に伝えられ、それが半導体装置本体11への制御信号である場合、半導体装置本体11はその制御信号により指示された動作を行う。
図16は発振回路OSCの出力Vosc約3周期分の信号を示す。実線はVoscの3周期ともSW1,SW2がオフで長周期である場合に関する信号を、破線はVoscの2周期目(2つ目の山)のみSW1,SW2がオンとなって短周期となった場合の信号を示す。VoscはコンパレータCMP2によりCMP1からのエラー信号出力Verrと比較され、Verr>VoscのときにHとなる駆動信号Vdrvが出力される。実線で示されるようにVoscが3周期とも長周期、すなわち送信データの対応するビットが3ビットともHの場合は、Vdrvの周期も長周期t0のままであるが、破線で示す送信データの2ビット目がLの場合は、t0より短い周期t1やt2といった周期となる。駆動信号VdrvがHだと図13のP型MOSトランジスタPMOS1がオンして容量C0に対する充電電流iLが増大し、駆動信号VdrvがLだと図13のN型MOSトランジスタNMOS1がオンして容量C0に対する充電電流iLが減少し、図16に示すiLの波形となる。図13には図示しない負荷へ供給される平均の負荷電流値をioaveとすれば、iL>ioaveのときは図13の容量C0を充電してその積分電圧値は上昇し、iL<ioaveのときは図13の容量C0を放電してその積分電圧値は下降するから、Vregの波形は図16に示すものになり、これが観察されるリップル波形となる。なお、厳密にはVregの波形は直線ではないが簡単化のために直線で示してある。実線のVoscが3周期とも長周期の場合は、Vregのリップル周期もt0であるが、破線のようにVoscの2周期目が短周期であると、Vregのリップル周期もt3,t4と短くなる。図14において、復調回路12は容量C1および増幅器AMP1により得られたリップル信号の周期をチェックすることにより伝送されたデータの0/1判定を行ない、その結果に対し拡散符合PNを適用すれば、上述のように伝送された信号が自分宛かの判別および自分宛のデータの復調を実現できる。
上記のように、特許文献1に係る発明は、伝送すべき信号に拡散符号を重畳し、そのデータに基づきスイッチング電源のスイッチング周期を変更させることにより電源バスを介して複数の半導体装置に信号を伝送するようにしたことから、データおよび送付先の半導体装置を選択するための配線を省略できるという特徴を有している。また、通信が電源バスのリップルの形で伝送され、かつその周期が変動して一定周波数に集中することを防ぐことから、EMIを削減する効果も大きく、さらに、拡散符号を適用していることから、ノイズに強い信号伝送を実現することができるという特徴も有している。
吉村隆治、外3名,「CDMA方式を用いた有線通信インタフェース」,電子情報通信学会論文誌,社団法人電子情報通信学会,1999年11月,Vol.J82−CII,No.11,p.631−636 杉浦彰彦,「スペクトル拡散技術とCDMA通信技術の基礎」,雑誌インターフェース,CQ出版社,2000年2月号,p.59−74
そこで、本発明は上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は上述の特許文献1に開示されている発明の特徴(長所)をそのまま保持するとともに、停止状態もしくはスタンバイ状態における消費電力を抑制することのできる信号伝送方法を提供することにある。
請求項2に係る発明は、請求項1に係る発明において、前記出力線の電圧レベルが所定値もしくは所定の範囲にあるときは、前記スイッチング電源の出力線に前記第1の信号を重畳しないことを特徴とする。
請求項3に係る発明は、請求項1または2に係る発明において、原信号に拡散符号を重畳させて前記第1の信号を生成することを特徴とする。
請求項5に係る発明は、請求項1ないし4のいずれかに係る発明において、前記スイッチング電源がDC−DCコンバータであることを特徴とする。
請求項6に係る発明は、請求項5に係る発明において、前記スイッチング電源の出力線に第2のDC−DCコンバータが接続されていて、前記第1および第2の信号を前記第2のDC−DCコンバータへの制御信号とすることにより前記第2のDC−DCコンバータの制御を行うことを特徴とする。
図1に、図11,12の周波数拡散PWM型DC/DCコンバータに関する本発明の実施の形態を示す。なお、図13と同じ部位には同じ符号を付して詳細な説明は省略する。図1はコンパレータCMP1の非反転入力端子がスイッチSW1,SW2を介して2つの基準電圧Vref1,Vref2に接続されている点が、図13と異なっている。スイッチSW1,SW2は互いに排他的にオン・オフ(一方がオンなら他方はオフ)し、例えばホストCPUによりそのオン・オフが制御される。DC/DCコンバータはコンパレータCMP1の非反転入力端子と反転入力端子が仮想短絡するよう動作するから、コンパレータCMP1の非反転入力端子に接続される基準電圧がVref1かVref2かによって、出力電圧VregはVref1・(R1+R2)/R2またはVref2・(R1+R2)/R2のいずれかの値となる。本実施の形態では、基準電圧Vref1,Vref2の値は、それぞれ出力電圧Vregが2.2V,2.5Vとなる値とする。親機は子機に通常動作をさせたい場合は基準電圧としてVref1を選択し、停止状態もしくはスタンバイモードにさせたい場合はVref2を選択する。子機は出力電圧Vregを監視して、出力電圧Vregが2.5Vとなったら発振器の動作を停止させ、2.2Vとなったら発振器を動作させるようにする。
上述のように、本実施の形態では、子機は出力電圧Vregを監視し、その結果によって通常動作であるか、停止状態もしくはスタンバイモードであるかを判断し、停止状態もしくはスタンバイモードと判断される場合は発振器を停止することができるので消費電流を抑制することができる。停止状態もしくはスタンバイモードの子機において動作しているのは出力電圧Vreg判定回路のみである。動作中の発振回路は数百μA程度の電流を消費するのに対し、出力電圧Vreg判定回路は高速動作を必要とはしないので、その消費電流を数μA以下とすることができ、本実施の形態により停止状態もしくはスタンバイモードの消費電流を大幅に抑制することができる。
なお、上記の説明では出力電圧Vregが高いと停止状態もしくはスタンバイモード、低いと通常動作モードとしたが、逆でもよい。また、出力電圧Vregの値を2.2Vと2.5Vとしたが、これに限定するものではなく、子機が2つの出力電圧Vregを容易に判別できるようにするためには、子機が動作可能な範囲で2つの出力電圧Vregの値の差を大きくすることが好ましい。
2 バッテリー
3 電源バス
4,5,7 半導体装置
6,13,14,15 DC/DCコンバータ
8 同期用信号線
9 重畳回路
10 駆動回路
11 受信側半導体装置本体
12 復調回路
20〜2m 定電流回路
30〜3m 定電流回路
AMP1 増幅器
CMP1〜CMP5 コンパレータ
C0,C1,CT 容量
L インダクタ
R1,R2 抵抗
OSC 発振回路
PN 拡散符号
FF1 フリップフロップ
PMOS1,PMOS2 P型MOSトランジスタ
NMOS1〜NMOS3 N型MOSトランジスタ
SW11〜SW1m,SW21〜SW2m スイッチ
Vref1〜Vref3,VrefL,VrefH 基準電圧
Claims (7)
- スイッチング素子を有するスイッチング電源において、前記スイッチング素子のスイッチング周波数を第1の信号により変調させることにより前記スイッチング電源の出力線に前記第1の信号を重畳し、前記スイッチング電源の出力線の電圧レベルを変更することにより前記出力線を介して第2の信号を伝送することを特徴とする信号伝送方法。
- 前記出力線の電圧レベルが所定値もしくは所定の範囲にあるときは、前記スイッチング電源の出力線に前記第1の信号を重畳しないことを特徴とする請求項1に記載の信号伝送方法。
- 原信号に拡散符号を重畳させて前記第1の信号を生成することを特徴とする請求項1または2に記載の信号伝送方法。
- 前記スイッチング周波数を決定する発振回路が定電流により容量を所定電圧値の間で充放電するものであり、前記伝送すべき信号に拡散符号を重畳させた信号中の連続したmビット(mは自然数)のデータにより前記定電流の値を変化させることを特徴とする請求項3に記載の信号伝送方法。
- 前記スイッチング電源がDC−DCコンバータであることを特徴とする請求項1ないし4のいずれかに記載の信号伝送方法。
- 前記スイッチング電源の出力線に第2のDC−DCコンバータが接続されていて、前記第1および第2の信号を前記第2のDC−DCコンバータへの制御信号とすることにより前記第2のDC−DCコンバータの制御を行うことを特徴とする請求項5に記載の信号伝送方法。
- 前記スイッチング電源の出力線に重畳された第2の信号の同期をとるための信号線を前記スイッチング電源の出力線とは別に設けることを特徴とする請求項1ないし6のいずれかに記載の信号伝送方法。
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