JP5289565B2 - ゲート駆動回路 - Google Patents
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Description
以下、この発明の実施の形態1によるゲート駆動回路を図に基づいて説明する。
図1(a)は、この発明の実施の形態1によるゲート駆動回路の構成を示す図であり、図1(b)は、ゲート駆動回路を適用した電力用半導体スイッチング素子によるスイッチング回路の基本形としてのハーフブリッジ回路の構成を示す。
ここでは、ゲート駆動回路が駆動する電圧駆動型の電力用半導体スイッチング素子としてSi半導体から成るIGBT1を用いているが、IGBT1に限るものではなく、MOSFETなど他の電圧駆動型の電力用半導体スイッチング素子でも良い。なお、IGBT1には、ダイオード2が逆並列に接続されている。
なお、IGBT1の第1の主電極となるエミッタ端子1aは、ゲート駆動回路10の基準電位端子9に接続される。
また、IGBT1をターンオフさせるときは、制御回路7からの制御信号によりMOSFET4bをオンさせ、ゲート抵抗3bを介してIGBT1のゲート端子を放電させる。IGBT1のノイズ耐性を上げるために、直流電圧源5bによってIGBT1のゲート端子に負のゲートバイアス電圧を与えている。
図に示すように、電流制限回路6は、第1のPNPバイポーラトランジスタ20と、第1のPNPバイポーラトランジスタ20のエミッタ・ベース間に接続された抵抗16と、ダイオード18が逆並列接続された第2のPNPバイポーラトランジスタ17と、抵抗19とを備える。そして、第1のPNPバイポーラトランジスタ20のエミッタは直流電圧源5aに接続され、第2のPNPバイポーラトランジスタ17のエミッタ、ベース、コレクタは、第1のPNPバイポーラトランジスタ20のベースと抵抗16との接続点、第1のPNPバイポーラトランジスタ20のコレクタ、ゲート抵抗3a(この場合、MOSFET4aを介して)にそれぞれ接続される。そして、制御回路7からの制御信号(電圧信号)が第2のPNPバイポーラトランジスタ17のベースに接続され、電流制限回路6はターンオン時のゲート電流igを所定の上限値で制限する。この電流制限回路6による所定の上限値は、この場合、第1のPNPバイポーラトランジスタ20のベース−エミッタ間電圧を抵抗16で割った値である。
ゲート電流igが増加し、抵抗16の電圧降下が第1のPNPバイポーラトランジスタ20のベース−エミッタ間電圧を超えると、第1のPNPバイポーラトランジスタ20は導通する。これにより、第2のPNPバイポーラトランジスタ17のベース−エミッタ間は短絡して第2のPNPバイポーラトランジスタ17は遮断される。このような動作を繰り返し、電流制限回路6を流れるゲート電流igは、第1のPNPバイポーラトランジスタ20のベース−エミッタ間電圧を抵抗16で割った値を上限値として制限される。
比較例30において、直流電圧源5aからゲート抵抗3aを介してIGBT1のゲート端子を充電するターンオン時には、最初に大きなゲート電流が流れてゲート電圧が急峻に上昇する。時刻t1において、ゲート電圧がゲート閾値電圧Vthに達すると、コレクタ電流が流れ始め、コレクタ−エミッタ間電圧が下降し始める。その後ゲート電圧の上昇と共にゲート電流が低下して行き、ゲート電圧の上昇も緩やかになる。続いてミラー効果により所定期間、ゲート電圧が一定となる。
直流電圧源5aからゲート抵抗3aを介してIGBT1のゲート端子を充電するターンオン時において、ゲート電流igは、流れ始めから電流制限値ILにて制限され、電流制限値ILの一定電流であるゲート電流igが所定期間流れる。ゲート電圧VGEは時間に比例して上昇し、時刻T1において、ゲート電圧VGEがゲート閾値電圧Vthに達すると、コレクタ電流icが流れ始め、コレクタ−エミッタ間電圧VCEが下降し始める。
IGBT1に流れるコレクタ電流icは、ゲート電圧VGEと、図5に示す伝達特性(ゲート電圧−コレクタ電流特性)から決まる。この場合、時刻T1付近、即ちゲート閾値電圧Vth付近のゲート電圧VGEの変化が、比較例30よりも緩やかになるため、コレクタ電流icが流れ始める部分の変化も緩やかになる。
図6は、台形波による電圧波形(実線)と高周波成分を含まない電圧波形(点線)とを示す図である。ここでは、IGBTのスイッチングにより、コレクタ−エミッタ間電圧が約100nsで立ち上がる台形波による電圧波形と、その台形波の10MHz未満の成分のみで構成された電圧波形を示す。電圧波形が立ち上がる途中、例えば電圧が300V付近の波形はほとんど変わらないが、立ち上がり始めと立ち上がり終わりの差が顕著である。このように、ノイズとなる高周波成分は、立ち上がり始めと立ち上がり終わりのような、波形が急に変化している部分に多く含まれる。また、台形波と10MHz未満の成分で構成された波形では、スイッチング損失はほぼ変わらない。このように立ち上がりや立下りの部分を緩やかにできれば、スイッチング損失はほぼ変わらずとも高周波のノイズを低減することができる事が判る。
なお、この場合、電圧が立ち上がる場合について示したが、数十MHz以上のノイズ成分は、電圧が上昇・下降し始める瞬間など、波形の時間変化が大きい部分に集中するものである。
また、コレクタ電圧やゲート電圧を監視してゲート電圧やゲート電流を切り替える必要が無く、ゲート駆動回路6は簡略な回路構成で、上記効果が達成できる。このため、より高速なスイッチング動作が可能になる。
電流制限値ILが、仮に第1のゲート電流値I1よりも高いと、ゲート閾値電圧Vthに達する時のゲート電圧の変化は、比較例30の場合と同様で、ノイズ低減効果が得られない。また、電流制限値ILが、仮に第2のゲート電流値I2よりも低いと、スイッチング時間が増大してスイッチング損失が大きくなる。ミラー期間22、23における第2のゲート電流値I2はコレクタ電流によって変化するが、高周波ノイズを低減したいコレクタ電流値での第2のゲート電流値I2を設定する。
次に、この発明の実施の形態2によるゲート駆動回路10aを図7に基づいて説明する。
上記実施の形態1では、電流制限回路6は、ゲート抵抗3aと直流電圧源5aとの間に直列に接続されたが、この実施の形態2では、図7に示すように、電流制限回路6aをIGBT1のエミッタ端子1aとゲート駆動回路10aの基準電位端子9との間に直列接続する。この場合、制御回路7からの制御信号はNOT回路24で反転されて電流制限回路6aに入力される。なお、電流制限回路6aおよびNOT回路24以外の部分は、上記実施の形態1と同様である。
この実施の形態では、ゲート駆動回路10aによりIGBT1をターンオンさせると、ゲート電流igは、直流電圧源5aからMOSFET4a、ゲート抵抗3a、IGBT1のゲート端子、IGBT1のエミッタ端子1a、電流制限回路6aを順に通ってゲート駆動回路10aのグランドに流れる。
図に示すように、電流制限回路6aは、第1のNPNバイポーラトランジスタ20aと、第1のNPNバイポーラトランジスタ20aのエミッタ・ベース間に接続された抵抗16aと、ダイオード18aが逆並列接続された第2のNPNバイポーラトランジスタ17aと、抵抗19aとを備える。そして、第1のNPNバイポーラトランジスタ20aのエミッタはゲート駆動回路10aの基準電位端子9に接続され、第2のNPNバイポーラトランジスタ17aのエミッタ、ベース、コレクタは、第1のNPNバイポーラトランジスタ20aのベースと抵抗16aとの接続点、第1のNPNバイポーラトランジスタ20aのコレクタ、IGBT1のエミッタ端子1aにそれぞれ接続される。
そして、制御回路7からの制御信号(電圧信号)がNOT回路24で反転されて第2のNPNバイポーラトランジスタ17aのベースに接続され、電流制限回路6aはターンオン時のゲート電流igを所定の上限値である電流制限値ILで制限する。この場合、電流制限値ILは、第1のNPNバイポーラトランジスタ20aのベース−エミッタ間電圧を抵抗16aで割った値である。
ワイドバンドギャップ半導体から成る電力用半導体スイッチング素子は、Si半導体ではユニポーラ動作が困難な高電圧領域で使用可能であり、スイッチング時に発生するスイッチング損失を大きく低減でき、電力損失の大きな低減が可能になる。また、電力損失が小さく、耐熱性も高いため、冷却部を備えてパワーモジュールを構成した場合、ヒートシンクの放熱フィンの小型化や、水冷部の空冷化が可能であるので、半導体モジュールの一層の小型化が可能になる。また、ワイドバンドギャップ半導体から成る電力用半導体スイッチング素子は、高周波スイッチング動作に適しており、高周波化の要求が大きいDC/DCコンバータに適用すると、DC/DCコンバータ動作のキャリア周波数の高周波化によって、DC/DCコンバータに接続されるリアクトルやコンデンサなどを小型化することもできる。
Claims (6)
- 電圧駆動型の電力用半導体スイッチング素子を駆動するゲート駆動回路において、
上記電力用半導体スイッチング素子のゲート端子に一端が接続されたゲート抵抗と、上記ゲート端子に上記ゲート抵抗を介してゲート電流を流し込むための直流電圧源と、上記ゲート抵抗の他端と上記直流電圧源との間に接続され、上記電力用半導体スイッチング素子のターンオンを制御するスイッチと、上記ゲート電流を制限する電流制限回路とを備え、
上記電流制限回路は、上記電力用半導体スイッチング素子のターンオン時の上記ゲート電流を所定の上限値で制限するものであるゲート駆動回路。 - 上記電流制限回路における上記所定の上限値は、上記電力用半導体スイッチング素子のターンオン時にミラー効果が生じる期間のゲート電流値より高く、該電流制限回路による制限がない場合のターンオン時に主電流が流れ始める時点のゲート電流値より低く設定されるものである請求項1に記載のゲート駆動回路。
- 上記電流制限回路は、
上記直流電圧源と上記ゲート抵抗との間に直列接続され、
上記直流電圧源がエミッタに接続された第1のPNPバイポーラトランジスタと、
該第1のPNPバイポーラトランジスタの上記エミッタとベースとの間に接続された抵抗と、
上記第1のPNPバイポーラトランジスタの上記ベースと上記抵抗との接続点がエミッタに、上記第1のPNPバイポーラトランジスタのコレクタがベースに、上記ゲート抵抗がコレクタにそれぞれ接続されると共に、上記スイッチへの制御信号に基づく電圧信号が該ベースに接続される第2のPNPバイポーラトランジスタとを備えるものである請求項1または2に記載のゲート駆動回路。 - 上記電流制限回路は、
上記電力用半導体スイッチング素子の第1の主電極と該ゲート駆動回路の基準電位端子との間に直列接続され、
上記基準電位端子がエミッタに接続された第1のNPNバイポーラトランジスタと、
該第1のNPNバイポーラトランジスタの上記エミッタとベースとの間に接続された抵抗と、
上記第1のNPNバイポーラトランジスタの上記ベースと上記抵抗との接続点がエミッタに、上記第1のNPNバイポーラトランジスタのコレクタがベースに、上記電力用半導体スイッチング素子の上記第1の主電極がコレクタにそれぞれ接続されると共に、上記スイッチへの制御信号に基づく電圧信号が該ベースに接続される第2のNPNバイポーラトランジスタとを備えるものである請求項1または2に記載のゲート駆動回路。 - 上記電力用半導体スイッチング素子は、シリコンよりもバンドギャップが広い非Si半導体材料から成るものである請求項1または2に記載のゲート駆動回路。
- 上記非Si半導体材料は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料、又はダイヤモンドのいずれかである請求項5に記載のゲート駆動回路。
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