JPH1155936A - 絶縁ゲートトランジスタの駆動回路 - Google Patents
絶縁ゲートトランジスタの駆動回路Info
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- JPH1155936A JPH1155936A JP9203438A JP20343897A JPH1155936A JP H1155936 A JPH1155936 A JP H1155936A JP 9203438 A JP9203438 A JP 9203438A JP 20343897 A JP20343897 A JP 20343897A JP H1155936 A JPH1155936 A JP H1155936A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 IGBTのターンオン時及びターンオフ時の
跳ね上がり電圧を抑制するためにツェナーダイオードを
用いてコレクタ電流Icの時間変化率を抑制しようとし
ても、非線形性や温度特性等によるツェナー電圧の変化
により、十分に抑制することができず、跳ね上がり電圧
の抑制が不十分であった。 【解決手段】 電流変化率検出手段26a、26bと、
基準電圧検出手段27a、27bと、検出電圧と基準電
圧を比較する比較手段28と、比較結果に基づいてゲー
ト電圧を制御するゲート電圧制御手段25、29とを備
える。 【効果】 フィードバック制御により、コレクタ電流の
時間変化率を一定範囲内に設定することができるので、
跳ね上がり電圧を抑制することができる。
跳ね上がり電圧を抑制するためにツェナーダイオードを
用いてコレクタ電流Icの時間変化率を抑制しようとし
ても、非線形性や温度特性等によるツェナー電圧の変化
により、十分に抑制することができず、跳ね上がり電圧
の抑制が不十分であった。 【解決手段】 電流変化率検出手段26a、26bと、
基準電圧検出手段27a、27bと、検出電圧と基準電
圧を比較する比較手段28と、比較結果に基づいてゲー
ト電圧を制御するゲート電圧制御手段25、29とを備
える。 【効果】 フィードバック制御により、コレクタ電流の
時間変化率を一定範囲内に設定することができるので、
跳ね上がり電圧を抑制することができる。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】この発明は、絶縁ゲートトラ
ンジスタの駆動回路に関するものであり、特にインバー
タ回路への適用において、絶縁ゲートトランジスタのタ
ーンオン時およびターンオフ時に、配線中のインダクタ
ンス等に発生する跳ね上がり電圧を抑制した絶縁ゲート
トランジスタの駆動回路に関するものである。
ンジスタの駆動回路に関するものであり、特にインバー
タ回路への適用において、絶縁ゲートトランジスタのタ
ーンオン時およびターンオフ時に、配線中のインダクタ
ンス等に発生する跳ね上がり電圧を抑制した絶縁ゲート
トランジスタの駆動回路に関するものである。
【0002】
【従来の技術】絶縁ゲートトランジスタを用いた多くの
パワースイッチング回路が提案されている。絶縁ゲート
トランジスタには、幾つかの種類があり、例えば、絶縁
ゲートを有し、バイポーラ・モードで動作する絶縁ゲー
ト・バイポーラ・トランジスタ(Insulated
Gate Bipolar Transistor:以
下、IGBTと記す)や、絶縁ゲートを有し、電界効果
モードで動作する絶縁ゲート電界効果トランジスタ(I
nsulated Gate Field Effec
t Transistor、またはMetal Oxi
de Semiconductor Field Ef
fect Transistor)等があげられる。以
下では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(以下IG
BTと記す)の駆動回路について説明を行う。
パワースイッチング回路が提案されている。絶縁ゲート
トランジスタには、幾つかの種類があり、例えば、絶縁
ゲートを有し、バイポーラ・モードで動作する絶縁ゲー
ト・バイポーラ・トランジスタ(Insulated
Gate Bipolar Transistor:以
下、IGBTと記す)や、絶縁ゲートを有し、電界効果
モードで動作する絶縁ゲート電界効果トランジスタ(I
nsulated Gate Field Effec
t Transistor、またはMetal Oxi
de Semiconductor Field Ef
fect Transistor)等があげられる。以
下では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(以下IG
BTと記す)の駆動回路について説明を行う。
【0003】図10は、一般のゲート駆動回路の一例と
して特開平5−336732号公報に記載されているゲ
ート駆動回路を適用したチョッパ回路を示す図である。
図において、IGBT1のエミッタ端子とコレクタ端子
とを結ぶ閉路には、電源2、ダイオード3、ダイオード
3に並列接続された負荷装置4が設けられている。な
お、IGBT1のコレクタ端子とダイオード3の間に示
すのは、配線インダクタンス5である。
して特開平5−336732号公報に記載されているゲ
ート駆動回路を適用したチョッパ回路を示す図である。
図において、IGBT1のエミッタ端子とコレクタ端子
とを結ぶ閉路には、電源2、ダイオード3、ダイオード
3に並列接続された負荷装置4が設けられている。な
お、IGBT1のコレクタ端子とダイオード3の間に示
すのは、配線インダクタンス5である。
【0004】また、IGBT1のゲート−エミッタ端子
間には、ゲート駆動回路6が接続されている。なお、以
下では、IGBT1のエミッタ端子の内部インダクタン
ス5aの内側をエミッタ端子1e、外側をエミッタ端子
1Eと表す。
間には、ゲート駆動回路6が接続されている。なお、以
下では、IGBT1のエミッタ端子の内部インダクタン
ス5aの内側をエミッタ端子1e、外側をエミッタ端子
1Eと表す。
【0005】ゲート駆動回路6は、ゲート抵抗器7、ゲ
ートオン用トランジスタ8、ゲートオフ用トランジスタ
9、ゲート制御回路16、17、およびゲートオン用電
源10とゲートオフ用電源11で構成されている。図に
示すように、ゲート抵抗器7は、IGBT1のゲート端
子に接続されており、このゲート抵抗器7には、ゲート
オン用トランジスタ8およびゲートオフ用トランジスタ
9のエミッタ端子およびコレクタ端子10がそれぞれ接
続されている。
ートオン用トランジスタ8、ゲートオフ用トランジスタ
9、ゲート制御回路16、17、およびゲートオン用電
源10とゲートオフ用電源11で構成されている。図に
示すように、ゲート抵抗器7は、IGBT1のゲート端
子に接続されており、このゲート抵抗器7には、ゲート
オン用トランジスタ8およびゲートオフ用トランジスタ
9のエミッタ端子およびコレクタ端子10がそれぞれ接
続されている。
【0006】また、ゲートオン用トランジスタ8のコレ
クタ端子とゲートオフ用トランジスタ9のエミッタ端子
とを結ぶ閉路にはゲートオン用電源10およびゲートオ
フ用電源11が配設され、ゲートオン用電源10の+端
子はゲートオン用トランジスタ8のコレクタ端子に、ゲ
ートオフ用電源11の−端子はゲートオフ用トランジス
タ9のエミッタ端子に接続されている。
クタ端子とゲートオフ用トランジスタ9のエミッタ端子
とを結ぶ閉路にはゲートオン用電源10およびゲートオ
フ用電源11が配設され、ゲートオン用電源10の+端
子はゲートオン用トランジスタ8のコレクタ端子に、ゲ
ートオフ用電源11の−端子はゲートオフ用トランジス
タ9のエミッタ端子に接続されている。
【0007】また、ゲートオン用トランジスタ10とゲ
ートオフ用トランジスタ11との接続点は、IGBT1
のエミッタ端子1Eと接続されている。さらに、ゲート
オン用トランジスタ8およびゲートオフ用トランジスタ
9のそれぞれのゲート端子にはゲート制御回路16、1
7がそれぞれ接続されている。
ートオフ用トランジスタ11との接続点は、IGBT1
のエミッタ端子1Eと接続されている。さらに、ゲート
オン用トランジスタ8およびゲートオフ用トランジスタ
9のそれぞれのゲート端子にはゲート制御回路16、1
7がそれぞれ接続されている。
【0008】図11は、図10のIGBT1のゲート−
エミッタ端子間電圧VGE、コレクタ−エミッタ端子間
電圧VCE、コレクタ電流Icの時間変化の様子を示す
図である。先ず、IGBT1のターンオン時の動作につ
いて説明する。ゲート制御回路16からゲートオン信号
が入力されると、ゲートオン用トランジスタ8はオンさ
れる。これにより、ゲートオン用電源10からIGBT
1のゲート−エミッタ間にバイアス電圧が供給され、ゲ
ート−エミッタ間電圧VGEがスレッショルド電圧Vt
hに達すると、IGBT1はオンされる。
エミッタ端子間電圧VGE、コレクタ−エミッタ端子間
電圧VCE、コレクタ電流Icの時間変化の様子を示す
図である。先ず、IGBT1のターンオン時の動作につ
いて説明する。ゲート制御回路16からゲートオン信号
が入力されると、ゲートオン用トランジスタ8はオンさ
れる。これにより、ゲートオン用電源10からIGBT
1のゲート−エミッタ間にバイアス電圧が供給され、ゲ
ート−エミッタ間電圧VGEがスレッショルド電圧Vt
hに達すると、IGBT1はオンされる。
【0009】このようにゲートオン信号が入力されてか
ら、ゲート−エミッタ端子間電圧がスレッショルド電圧
Vthとなり、IGBT1がオンされるまでの時間は、
ゲート抵抗器7とIGBT1のゲート−エミッタ端子間
静電容量CGEとで決定する。
ら、ゲート−エミッタ端子間電圧がスレッショルド電圧
Vthとなり、IGBT1がオンされるまでの時間は、
ゲート抵抗器7とIGBT1のゲート−エミッタ端子間
静電容量CGEとで決定する。
【0010】IGBT1のゲート−エミッタ端子間電圧
VGEがスレッショルド電圧Vthに達すると、IGB
T1にコレクタ電流Icが流れ始め、これに伴ってコレ
クタ−エミッタ端子間電圧VCEが下がる。このとき、
IGBT1のゲート−エミッタ端子間電圧VGEは、ゲ
ート−コレクタ間静電容量CCGの影響による一定の領
域を経てから、ゲート−エミッタ端子間静電容量CGE
とコレクタ−ゲート端子間静電容量CCGの充電を行
う。これらの充電を終えると、IGBT1のゲートエミ
ッタ端子間電圧VGEは、ゲートオン用電源10の電圧
に達する。
VGEがスレッショルド電圧Vthに達すると、IGB
T1にコレクタ電流Icが流れ始め、これに伴ってコレ
クタ−エミッタ端子間電圧VCEが下がる。このとき、
IGBT1のゲート−エミッタ端子間電圧VGEは、ゲ
ート−コレクタ間静電容量CCGの影響による一定の領
域を経てから、ゲート−エミッタ端子間静電容量CGE
とコレクタ−ゲート端子間静電容量CCGの充電を行
う。これらの充電を終えると、IGBT1のゲートエミ
ッタ端子間電圧VGEは、ゲートオン用電源10の電圧
に達する。
【0011】次にIGBT1のターンオフ時の動作につ
いて説明する。ゲート制御回路17からゲートオフ信号
が入力されて、ゲートオフ用トランジスタ9がオンされ
ると、ゲートオフ用電源11から、IGBT1のゲート
−エミッタ端子間に逆バイアス電圧が供給され、IGB
T1はオフされる。
いて説明する。ゲート制御回路17からゲートオフ信号
が入力されて、ゲートオフ用トランジスタ9がオンされ
ると、ゲートオフ用電源11から、IGBT1のゲート
−エミッタ端子間に逆バイアス電圧が供給され、IGB
T1はオフされる。
【0012】このときの動作は前述のターンオン時の動
作とは逆となり、ゲート抵抗器7とゲート−エミッタ間
静電容量CGEおよびコレクタ−ゲート間静電容量CC
Gで決定する放電時定数による時間によりゲート−エミ
ッタ間電圧VGEがスレッショルド電圧Vthまで低下
すると、IGBT1のコレクタ電流Icが遮断される。
作とは逆となり、ゲート抵抗器7とゲート−エミッタ間
静電容量CGEおよびコレクタ−ゲート間静電容量CC
Gで決定する放電時定数による時間によりゲート−エミ
ッタ間電圧VGEがスレッショルド電圧Vthまで低下
すると、IGBT1のコレクタ電流Icが遮断される。
【0013】なお、IGBT1のターンオフ時のコレク
タ電圧の跳ね上がり電圧をΔV、配線インダクタンス5
のインダクタンス値をLとすると、跳ね上がり電圧ΔV
は、ΔV=L・dIc/dtで表される(Icはコレク
タ電流)。
タ電圧の跳ね上がり電圧をΔV、配線インダクタンス5
のインダクタンス値をLとすると、跳ね上がり電圧ΔV
は、ΔV=L・dIc/dtで表される(Icはコレク
タ電流)。
【0014】図12は、特開平7−99429号公報に
記載されたIGBTの駆動回路を示す図である。図にお
いて、IGBT1およびゲート駆動回路6は、図10に
示すものと同様であるが、駆動回路6のゲートオフ用電
源11(図10参照)は、IGBT1のエミッタ端子1
eに接続されている。また、IGBT1のエミッタ端子
1Eは、直列接続された互いに逆極性のツェナーダイオ
ード12a、12bを介して、IGBT1のゲート端子
1Gとゲート抵抗器7との接続点に接続されている。
記載されたIGBTの駆動回路を示す図である。図にお
いて、IGBT1およびゲート駆動回路6は、図10に
示すものと同様であるが、駆動回路6のゲートオフ用電
源11(図10参照)は、IGBT1のエミッタ端子1
eに接続されている。また、IGBT1のエミッタ端子
1Eは、直列接続された互いに逆極性のツェナーダイオ
ード12a、12bを介して、IGBT1のゲート端子
1Gとゲート抵抗器7との接続点に接続されている。
【0015】このようなIGBTの駆動回路において、
IGBT1のターンオフ時のコレクタ電流Icの時間変
化率が過大になると、IGBT1のエミッタ端子1E側
にカソード端子を接続しているツェナーダイオード12
bがツェナー降伏を起こすことにより、IGBT1が再
びオンされる。この結果、コレクタ電流Icの時間変化
率が緩和されて、コレクタ電圧の跳ね上がり電圧(図1
1のΔVに相当する)が抑制される。
IGBT1のターンオフ時のコレクタ電流Icの時間変
化率が過大になると、IGBT1のエミッタ端子1E側
にカソード端子を接続しているツェナーダイオード12
bがツェナー降伏を起こすことにより、IGBT1が再
びオンされる。この結果、コレクタ電流Icの時間変化
率が緩和されて、コレクタ電圧の跳ね上がり電圧(図1
1のΔVに相当する)が抑制される。
【0016】一方、IGBT1のターンオン時のコレク
タ電流Icの時間変化率が過大になった場合は、IGB
T1の制御ゲート端子側にカソード極を接続しているツ
ェナーダイオード12aがツェナー降伏を起こすことに
より、IGBT1がオフされる。この結果、IGBT1
のゲート−エミッタ端子間電圧VGEが低下して、コレ
クタ電流Icの時間変化率が緩和される。
タ電流Icの時間変化率が過大になった場合は、IGB
T1の制御ゲート端子側にカソード極を接続しているツ
ェナーダイオード12aがツェナー降伏を起こすことに
より、IGBT1がオフされる。この結果、IGBT1
のゲート−エミッタ端子間電圧VGEが低下して、コレ
クタ電流Icの時間変化率が緩和される。
【0017】また、図13は、従来の絶縁ゲートトラン
ジスタの駆動回路の外形を概略的に示す斜視図である。
図に示すように、上述のような絶縁ゲートトランジスタ
の駆動回路において、IGBT1と駆動回路16を接続
するために、IGBT1のゲート端子1G等から駆動回
路16まで布線されていた。
ジスタの駆動回路の外形を概略的に示す斜視図である。
図に示すように、上述のような絶縁ゲートトランジスタ
の駆動回路において、IGBT1と駆動回路16を接続
するために、IGBT1のゲート端子1G等から駆動回
路16まで布線されていた。
【0018】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述の
ようにIGBT1のエミッタ端子1Eとゲート端子の間
にツェナーダイオード12a、12bを挿入することに
より、コレクタ電流Icの時間変化率を抑制しようとし
ても、ツェナーダイオードの非線形性及び温度特性によ
ってツェナー電圧が変動するため、このツェナー電圧の
変動によりコレクタ電流Icの時間変化率が大きくなる
という課題があった。
ようにIGBT1のエミッタ端子1Eとゲート端子の間
にツェナーダイオード12a、12bを挿入することに
より、コレクタ電流Icの時間変化率を抑制しようとし
ても、ツェナーダイオードの非線形性及び温度特性によ
ってツェナー電圧が変動するため、このツェナー電圧の
変動によりコレクタ電流Icの時間変化率が大きくなる
という課題があった。
【0019】また、実際にコレクタ電流Icの時間変化
率を細かく設定するためには、数種類のツェナーダイオ
ードを直列に接続する必要があったが、この場合、部品
点数が増えるので、回路設計が困難になるという課題が
あった。
率を細かく設定するためには、数種類のツェナーダイオ
ードを直列に接続する必要があったが、この場合、部品
点数が増えるので、回路設計が困難になるという課題が
あった。
【0020】また、一般的にIGBT1のゲート−エミ
ッタ端子間電圧VGEの絶対最大定格は±20Vである
ため、出力電圧が15Vの電源をゲートオン用電源10
及びゲートオフ用電源11として用いることにより、I
GBT1のゲート−エミッタ端子間電圧VGEを±15
Vに設定している。
ッタ端子間電圧VGEの絶対最大定格は±20Vである
ため、出力電圧が15Vの電源をゲートオン用電源10
及びゲートオフ用電源11として用いることにより、I
GBT1のゲート−エミッタ端子間電圧VGEを±15
Vに設定している。
【0021】しかしながら、図10に示すような駆動回
路においては、IGBT1を駆動するために、ゲートオ
ン用電源10およびゲートオフ用電源11を共に外部か
ら供給する必要があり、このように外部からの供給電源
が複数ある場合は、供給電源が1つの場合よりも電源系
の構成が煩雑となる。特にゲート駆動回路6及びIGB
T1を1つのパッケージ内に納めたIPM(Intel
ligent Power Module)において供
給電源を複数設けた場合は、取り扱い性が悪化し、製品
としての価値の低下を招いていた。
路においては、IGBT1を駆動するために、ゲートオ
ン用電源10およびゲートオフ用電源11を共に外部か
ら供給する必要があり、このように外部からの供給電源
が複数ある場合は、供給電源が1つの場合よりも電源系
の構成が煩雑となる。特にゲート駆動回路6及びIGB
T1を1つのパッケージ内に納めたIPM(Intel
ligent Power Module)において供
給電源を複数設けた場合は、取り扱い性が悪化し、製品
としての価値の低下を招いていた。
【0022】また、このような課題を解決するために、
1つの電源から2つの電源供給を得るための様々な方法
が提案されていた。例えば、図14に示すように、1つ
の入力電源電圧を15Vとし、スイッチングトランジス
タ13及び高周波トランス14によってこれとは別の電
源(+15V)を作り、これらを積み上げれば電源(1
5V)を2個つくることができる。また、図15に示す
ように、DC−DCコンバータ15を用いることによ
り、出力電圧が30Vの供給電源から15Vの電源を2
つ得ることも可能であった。
1つの電源から2つの電源供給を得るための様々な方法
が提案されていた。例えば、図14に示すように、1つ
の入力電源電圧を15Vとし、スイッチングトランジス
タ13及び高周波トランス14によってこれとは別の電
源(+15V)を作り、これらを積み上げれば電源(1
5V)を2個つくることができる。また、図15に示す
ように、DC−DCコンバータ15を用いることによ
り、出力電圧が30Vの供給電源から15Vの電源を2
つ得ることも可能であった。
【0023】しかし、このように供給電源が1つの場合
に、オン信号が入力されてからIGBT1のコレクタ電
流Icが立ち上がるまでの時間と、オフ信号が入力され
てからコレクタ電流Icが減少し始めるまでの時間を供
給電源が2つの場合と同時間に設定するためには、オン
用電源およびオフ用電源としてそれぞれ15Vを出力す
る必要がある。この結果、電源電圧の出力としては30
Vが必要となり、制御回路のロスが大きくなるという課
題があった。
に、オン信号が入力されてからIGBT1のコレクタ電
流Icが立ち上がるまでの時間と、オフ信号が入力され
てからコレクタ電流Icが減少し始めるまでの時間を供
給電源が2つの場合と同時間に設定するためには、オン
用電源およびオフ用電源としてそれぞれ15Vを出力す
る必要がある。この結果、電源電圧の出力としては30
Vが必要となり、制御回路のロスが大きくなるという課
題があった。
【0024】このように、供給電源を2つ用いる方法、
あるいは、1つの供給電源から2つの電力供給を得る方
法のいずれにおいても、回路の複雑化による設計の自由
度の制限あるいは効率低下という課題があった。
あるいは、1つの供給電源から2つの電力供給を得る方
法のいずれにおいても、回路の複雑化による設計の自由
度の制限あるいは効率低下という課題があった。
【0025】また、上述のように、従来の絶縁ゲートト
ランジスタの駆動回路(図13)において、駆動回路と
内部インダクタンス5aを接続するためには、IGBT
1のから駆動回路までのかなり長い距離を布線する必要
があるため、この配線により閉ループが形成されると、
磁束による電圧が生じることにより、誤動作を起こすと
いう課題があった。
ランジスタの駆動回路(図13)において、駆動回路と
内部インダクタンス5aを接続するためには、IGBT
1のから駆動回路までのかなり長い距離を布線する必要
があるため、この配線により閉ループが形成されると、
磁束による電圧が生じることにより、誤動作を起こすと
いう課題があった。
【0026】従って、この発明は、上述のような課題を
解決するためになされたものであり、回路設計上の問題
となるツェナーダイオードを使用することなく、また、
供給電源の複雑化による効率低下を解決した絶縁ゲート
トランジスタの駆動回路を供給することである。
解決するためになされたものであり、回路設計上の問題
となるツェナーダイオードを使用することなく、また、
供給電源の複雑化による効率低下を解決した絶縁ゲート
トランジスタの駆動回路を供給することである。
【0027】
【課題を解決するための手段】この発明の絶縁ゲートト
ランジスタは、絶縁ゲートトランジスタのゲート端子に
接続され、ゲートオン指令またはゲートオフ指令に応じ
て絶縁ゲートトランジスタをオン/オフするためのゲー
ト駆動手段と、ゲートオン指令またはゲートオフ指令に
基づいて、ゲート駆動手段の駆動制御を行う制御手段
と、絶縁ゲートトランジスタのコレクタ電流の時間変化
率を電圧として検出する電流変化率検出手段と、電流変
化率検出手段が検出する検出電圧の比較基準としての電
圧を検出する基準電圧検出手段と、電流検出手段の検出
電圧と基準電圧とを比較する比較手段と、比較手段の比
較結果に基づいて、コレクタ電流の時間変化率が一定範
囲内となるように、絶縁ゲートトランジスタのゲート電
圧を制御するゲート電圧制御手段と、を備える。
ランジスタは、絶縁ゲートトランジスタのゲート端子に
接続され、ゲートオン指令またはゲートオフ指令に応じ
て絶縁ゲートトランジスタをオン/オフするためのゲー
ト駆動手段と、ゲートオン指令またはゲートオフ指令に
基づいて、ゲート駆動手段の駆動制御を行う制御手段
と、絶縁ゲートトランジスタのコレクタ電流の時間変化
率を電圧として検出する電流変化率検出手段と、電流変
化率検出手段が検出する検出電圧の比較基準としての電
圧を検出する基準電圧検出手段と、電流検出手段の検出
電圧と基準電圧とを比較する比較手段と、比較手段の比
較結果に基づいて、コレクタ電流の時間変化率が一定範
囲内となるように、絶縁ゲートトランジスタのゲート電
圧を制御するゲート電圧制御手段と、を備える。
【0028】この発明の他の実施の形態に係る絶縁ゲー
トトランジスタの駆動回路は、絶縁ゲートトランジスタ
のゲート端子に接続され、ゲートオン指令またはゲート
オフ指令に応じて絶縁ゲートトランジスタをオン/オフ
するためのゲート駆動手段と、ゲートオン指令またはゲ
ートオフ指令に基づいて、ゲート駆動手段の駆動制御を
行う制御手段と、絶縁ゲートトランジスタのコレクタ−
エミッタ端子間電圧の時間変化率を検出するために、当
該コレクタ−エミッタ端子間電圧を検出する電圧変化率
検出手段と、電圧変化率検出手段が検出する検出電圧の
比較基準としての電圧を検出する基準電圧検出手段と、
電圧変化率検出手段の検出電圧と基準電圧とを比較する
比較手段と、比較手段の比較結果に基づいて、コレクタ
−エミッタ端子間電圧の時間変化率が一定範囲内となる
ように、絶縁ゲートトランジスタのゲート電圧を制御す
るゲート電圧制御手段と、を備える。
トトランジスタの駆動回路は、絶縁ゲートトランジスタ
のゲート端子に接続され、ゲートオン指令またはゲート
オフ指令に応じて絶縁ゲートトランジスタをオン/オフ
するためのゲート駆動手段と、ゲートオン指令またはゲ
ートオフ指令に基づいて、ゲート駆動手段の駆動制御を
行う制御手段と、絶縁ゲートトランジスタのコレクタ−
エミッタ端子間電圧の時間変化率を検出するために、当
該コレクタ−エミッタ端子間電圧を検出する電圧変化率
検出手段と、電圧変化率検出手段が検出する検出電圧の
比較基準としての電圧を検出する基準電圧検出手段と、
電圧変化率検出手段の検出電圧と基準電圧とを比較する
比較手段と、比較手段の比較結果に基づいて、コレクタ
−エミッタ端子間電圧の時間変化率が一定範囲内となる
ように、絶縁ゲートトランジスタのゲート電圧を制御す
るゲート電圧制御手段と、を備える。
【0029】また、前記電流変化率検出手段は、直列接
続された一対の抵抗器を備え、一対の抵抗器は、絶縁ゲ
ートトランジスタのエミッタ端子の内部インダクタンス
に並列接続されると共に、その接続点が比較手段の入力
端に接続されていることを特徴とする。
続された一対の抵抗器を備え、一対の抵抗器は、絶縁ゲ
ートトランジスタのエミッタ端子の内部インダクタンス
に並列接続されると共に、その接続点が比較手段の入力
端に接続されていることを特徴とする。
【0030】また、前記絶縁ゲートトランジスタはコレ
クタ電流を検出するための電流検出素子を備え、前記電
流変化率検出手段は直列接続された一対の抵抗器を備
え、一対の抵抗器は当該電流検出素子のリアクトルに並
列接続されると共に、その接続点が比較手段の入力端に
接続されていることを特徴とする。
クタ電流を検出するための電流検出素子を備え、前記電
流変化率検出手段は直列接続された一対の抵抗器を備
え、一対の抵抗器は当該電流検出素子のリアクトルに並
列接続されると共に、その接続点が比較手段の入力端に
接続されていることを特徴とする。
【0031】また、前記電圧変化率検出手段は、絶縁ゲ
ートトランジスタのコレクタ−エミッタ端子間に設けら
れたコンデンサおよび抵抗器であることを特徴とする。
ートトランジスタのコレクタ−エミッタ端子間に設けら
れたコンデンサおよび抵抗器であることを特徴とする。
【0032】また、前記基準電圧検出手段は、直列接続
された一対の抵抗器を備え、一対の抵抗器は、電源両端
間に設けられると共に、その接続点が比較手段の入力端
に接続されていることを特徴とする。
された一対の抵抗器を備え、一対の抵抗器は、電源両端
間に設けられると共に、その接続点が比較手段の入力端
に接続されていることを特徴とする。
【0033】また、前記ゲート電圧制御手段は、ゲート
駆動手段を定電流駆動させるための定電流駆動用スイッ
チ素子および定電流設定用抵抗器を備え、定電流駆動用
スイッチ素子は、オンすることにより、絶縁ゲートトラ
ンジスタのゲート−エミッタ端子間に帯電している電荷
を放電して絶縁ゲートトランジスタのゲート電圧を制御
すると共に、定電流設定用抵抗器は、ゲート駆動手段に
流れる電流を制限することを特徴とする。
駆動手段を定電流駆動させるための定電流駆動用スイッ
チ素子および定電流設定用抵抗器を備え、定電流駆動用
スイッチ素子は、オンすることにより、絶縁ゲートトラ
ンジスタのゲート−エミッタ端子間に帯電している電荷
を放電して絶縁ゲートトランジスタのゲート電圧を制御
すると共に、定電流設定用抵抗器は、ゲート駆動手段に
流れる電流を制限することを特徴とする。
【0034】また、前記ゲート端子電圧を可変制御する
ための可変電源をさらに備え、可変電源は、単一の電源
両端間に設けられると共に、絶縁ゲートトランジスタの
エミッタ端子に接続され、制御手段の制御指令および比
較手段の検出結果に基づいて絶縁ゲートトランジスタの
ゲート端子電圧を可変制御することができることを特徴
とする。
ための可変電源をさらに備え、可変電源は、単一の電源
両端間に設けられると共に、絶縁ゲートトランジスタの
エミッタ端子に接続され、制御手段の制御指令および比
較手段の検出結果に基づいて絶縁ゲートトランジスタの
ゲート端子電圧を可変制御することができることを特徴
とする。
【0035】さらに、磁気遮蔽用のシールドを備え、シ
ールドは絶縁ゲートトランジスタと駆動回路との間に設
けられると共に、絶縁ゲートトランジスタのエミッタ端
子に電気的に接続されていることを特徴とする。
ールドは絶縁ゲートトランジスタと駆動回路との間に設
けられると共に、絶縁ゲートトランジスタのエミッタ端
子に電気的に接続されていることを特徴とする。
【0036】
実施の形態1.図1及び図2は、この発明の実施の形態
1に係る絶縁ゲートトランジスタのオン/オフ時の駆動
回路をそれぞれ概略的に示す図である。図1および図2
に示す駆動回路は、同一の駆動回路を示すものである
が、それぞれIGBT1のターンオン時およびターンオ
フ時に関連する構成のみを示したものであり、また、図
において、従来の駆動回路と同様のものには同一符号を
付して説明を行う。
1に係る絶縁ゲートトランジスタのオン/オフ時の駆動
回路をそれぞれ概略的に示す図である。図1および図2
に示す駆動回路は、同一の駆動回路を示すものである
が、それぞれIGBT1のターンオン時およびターンオ
フ時に関連する構成のみを示したものであり、また、図
において、従来の駆動回路と同様のものには同一符号を
付して説明を行う。
【0037】図1において、電源両端間に配設された制
御回路20は、ゲート駆動手段としてのゲートオン用ト
ランジスタ8およびゲートオフ用トランジスタ9のそれ
ぞれのゲート端子に接続されている。制御回路20は、
オン/オフ信号を入力するための信号入力端22を備え
る。なお、制御手段としての制御回路20の機能は、従
来のゲート制御回路16、17(図11参照)と同様で
ある。
御回路20は、ゲート駆動手段としてのゲートオン用ト
ランジスタ8およびゲートオフ用トランジスタ9のそれ
ぞれのゲート端子に接続されている。制御回路20は、
オン/オフ信号を入力するための信号入力端22を備え
る。なお、制御手段としての制御回路20の機能は、従
来のゲート制御回路16、17(図11参照)と同様で
ある。
【0038】また、25はゲート電圧分圧用抵抗器、2
6a、26bは電流変化率検出手段としての分圧用抵抗
器であり、直列接続された一対の抵抗器で構成されてい
る。また、27は基準電圧検出手段としての基準電圧設
定用抵抗器、28は比較手段としてのオペアンプ、29
はnpn型のゲート電圧分圧用トランジスタである。な
お、ゲート電圧分圧用抵抗器25およびゲート電圧分圧
用トランジスタ29はゲート電圧制御手段を構成してい
る。
6a、26bは電流変化率検出手段としての分圧用抵抗
器であり、直列接続された一対の抵抗器で構成されてい
る。また、27は基準電圧検出手段としての基準電圧設
定用抵抗器、28は比較手段としてのオペアンプ、29
はnpn型のゲート電圧分圧用トランジスタである。な
お、ゲート電圧分圧用抵抗器25およびゲート電圧分圧
用トランジスタ29はゲート電圧制御手段を構成してい
る。
【0039】分圧用抵抗器26a、26bは、内部イン
ダクタンス5aに発生する電圧を検出することにより、
絶縁ゲートトランジスタとしてのIGBT1のコレクタ
電流Icの時間変化率dIc/dtを検出すると共に、
検出電圧を分圧してオペアンプ28に送出するためのも
のであり、また、基準電圧設定用抵抗器27a、27b
は、電源電圧を分圧して分圧用抵抗器26a、26bで
検出された電圧値の比較基準電圧値をオペアンプ28に
入力するためのものである。
ダクタンス5aに発生する電圧を検出することにより、
絶縁ゲートトランジスタとしてのIGBT1のコレクタ
電流Icの時間変化率dIc/dtを検出すると共に、
検出電圧を分圧してオペアンプ28に送出するためのも
のであり、また、基準電圧設定用抵抗器27a、27b
は、電源電圧を分圧して分圧用抵抗器26a、26bで
検出された電圧値の比較基準電圧値をオペアンプ28に
入力するためのものである。
【0040】先ず、IGBT1のターンオン時の動作に
ついて説明する。このような駆動回路によるIGBT1
の駆動に際して、信号入力端22にオン信号が入力され
ると、ゲートオン用トランジスタ8がオン状態となる。
これにより、ゲート抵抗器7を通じてIGBT1のゲー
ト−エミッタ端子間静電容量CGEが充電されて、IG
BT1のゲート−エミッタ端子間電圧VGEが上昇す
る。VGEがスレッショルド電圧Vthに到達すると、
IGBT1がオンされてIGBT1のコレクタ−エミッ
タ端子間にコレクタ電流Icが流れ始める。
ついて説明する。このような駆動回路によるIGBT1
の駆動に際して、信号入力端22にオン信号が入力され
ると、ゲートオン用トランジスタ8がオン状態となる。
これにより、ゲート抵抗器7を通じてIGBT1のゲー
ト−エミッタ端子間静電容量CGEが充電されて、IG
BT1のゲート−エミッタ端子間電圧VGEが上昇す
る。VGEがスレッショルド電圧Vthに到達すると、
IGBT1がオンされてIGBT1のコレクタ−エミッ
タ端子間にコレクタ電流Icが流れ始める。
【0041】IGBT1がオンすると、コレクタ電流I
cにより、エミッタ端子の内部インダクタンス5aには
V=L・dIc/dt(Lはインダクタンス)で表され
る電圧Vが発生する。この電圧Vの極性は、内部インダ
クタンス5aのIGBT1のエミッタ端子1e側が+
で、エミッタ端子1E側が−となる。内部インダクタン
ス5aに発生した電圧は、分圧用抵抗器26a、26b
で分圧され、オペアンプ28に供給される。また、基準
電圧設定用抵抗器27a、27bで分圧された基準電圧
もオペアンプ28に供給される。
cにより、エミッタ端子の内部インダクタンス5aには
V=L・dIc/dt(Lはインダクタンス)で表され
る電圧Vが発生する。この電圧Vの極性は、内部インダ
クタンス5aのIGBT1のエミッタ端子1e側が+
で、エミッタ端子1E側が−となる。内部インダクタン
ス5aに発生した電圧は、分圧用抵抗器26a、26b
で分圧され、オペアンプ28に供給される。また、基準
電圧設定用抵抗器27a、27bで分圧された基準電圧
もオペアンプ28に供給される。
【0042】ここで、分圧用抵抗器26による検出電圧
(負の電圧)が基準電圧設定用抵抗器27による基準電
圧(負の電圧)より低くなると、IGBT1のゲート電
圧を低下させるために、オペアンプ28の出力はHレベ
ルとなり、ゲート電圧分圧用トランジスタ29はオンさ
れる。この結果、IGBT1のゲート電圧が低下し、コ
レクタ電流Icが減少することにより、コレクタ電流I
cの時間変化率dIc/dtが小さくなる。
(負の電圧)が基準電圧設定用抵抗器27による基準電
圧(負の電圧)より低くなると、IGBT1のゲート電
圧を低下させるために、オペアンプ28の出力はHレベ
ルとなり、ゲート電圧分圧用トランジスタ29はオンさ
れる。この結果、IGBT1のゲート電圧が低下し、コ
レクタ電流Icが減少することにより、コレクタ電流I
cの時間変化率dIc/dtが小さくなる。
【0043】また、IGBT1のゲート電圧が低下して
コレクタ電流Icが減少することにより、分圧用抵抗器
26による検出電圧が、基準電圧設定用抵抗器27によ
る基準電圧より高くなると、IGBT1のゲート電圧を
上昇させるために、オペアンプ28の出力はLレベルと
なり、ゲート電圧分圧用トランジスタ29はオフされ
る。この結果、IGBT1のゲート電圧は上昇し、コレ
クタ電流Icが増加するので、コレクタ電流Icの時間
変化率dIc/dtが大きくなる。
コレクタ電流Icが減少することにより、分圧用抵抗器
26による検出電圧が、基準電圧設定用抵抗器27によ
る基準電圧より高くなると、IGBT1のゲート電圧を
上昇させるために、オペアンプ28の出力はLレベルと
なり、ゲート電圧分圧用トランジスタ29はオフされ
る。この結果、IGBT1のゲート電圧は上昇し、コレ
クタ電流Icが増加するので、コレクタ電流Icの時間
変化率dIc/dtが大きくなる。
【0044】このように、コレクタ電流Icの時間変化
率が、分圧用抵抗器26a、26bと基準電圧設定用抵
抗器27a、27bの抵抗器比で決定される値になるよ
うに、フィードバック制御がかかることになるので、コ
レクタ電流Icの時間変化率dIc/dtの変化の割合
は一定の範囲内に収まるように制御されることになる。
率が、分圧用抵抗器26a、26bと基準電圧設定用抵
抗器27a、27bの抵抗器比で決定される値になるよ
うに、フィードバック制御がかかることになるので、コ
レクタ電流Icの時間変化率dIc/dtの変化の割合
は一定の範囲内に収まるように制御されることになる。
【0045】このとき、ゲート抵抗器7の抵抗器値を小
さくすれば、時定数は小さくなるため、信号入力端22
にオン信号が入力されてからIGBT1のゲート−エミ
ッタ間電圧VGEがスレッショルド電圧Vthに到達す
ることによってコレクタ電流Icが立ち上るまでの時間
を短く設定できるので、コレクタ電流Icの時間変化率
は大きくなる。また、逆に、ゲート抵抗器7の抵抗器値
を大きくして、コレクタ電流Icの時間変化率をさらに
小さく設定することも可能である。このように、コレク
タ電流Icの時間変化率を設定することができる。
さくすれば、時定数は小さくなるため、信号入力端22
にオン信号が入力されてからIGBT1のゲート−エミ
ッタ間電圧VGEがスレッショルド電圧Vthに到達す
ることによってコレクタ電流Icが立ち上るまでの時間
を短く設定できるので、コレクタ電流Icの時間変化率
は大きくなる。また、逆に、ゲート抵抗器7の抵抗器値
を大きくして、コレクタ電流Icの時間変化率をさらに
小さく設定することも可能である。このように、コレク
タ電流Icの時間変化率を設定することができる。
【0046】次に図2にてIGBT1のターンオフ時の
動作について説明する。信号入力端22にオフ信号が入
力されると、ゲートオン用トランジスタ8がオフ状態に
なるとともに、ゲートオフ用トランジスタ9がオン状態
になる。これによって、ゲート抵抗器7を通じてゲート
−エミッタ端子間静電容量CGEに帯電していた電荷が
放電されるので、ゲート−エミッタ端子間電圧VGEが
低下する。
動作について説明する。信号入力端22にオフ信号が入
力されると、ゲートオン用トランジスタ8がオフ状態に
なるとともに、ゲートオフ用トランジスタ9がオン状態
になる。これによって、ゲート抵抗器7を通じてゲート
−エミッタ端子間静電容量CGEに帯電していた電荷が
放電されるので、ゲート−エミッタ端子間電圧VGEが
低下する。
【0047】ゲート−エミッタ端子間電圧VGEが一定
になった後、コレクタ電流Icが減少してゲート−エミ
ッタ端子間電圧VGEがスレッショルド電圧Vthまで
低下するとIGBT1はオフされる(図12参照)。こ
のように、IGBT1がターンオフされる場合、コレク
タ電流Icの減少に伴い、内部インダクタンス5aには
V=L・dIc/dtで表される電圧Vが発生する。こ
の電圧Vの極性は、内部インダクタンス5aを挟んで、
IGBT1のエミッタ端子1e側が−で、エミッタ端子
1E側が+である。
になった後、コレクタ電流Icが減少してゲート−エミ
ッタ端子間電圧VGEがスレッショルド電圧Vthまで
低下するとIGBT1はオフされる(図12参照)。こ
のように、IGBT1がターンオフされる場合、コレク
タ電流Icの減少に伴い、内部インダクタンス5aには
V=L・dIc/dtで表される電圧Vが発生する。こ
の電圧Vの極性は、内部インダクタンス5aを挟んで、
IGBT1のエミッタ端子1e側が−で、エミッタ端子
1E側が+である。
【0048】内部インダクタンス5aに発生する電圧
は、分圧用抵抗器26c、26dで分圧されてオペアン
プ28に入力される。また、基準電圧設定用抵抗器27
c、27dで分圧された基準電圧もオペアンプ28に入
力される。この結果、分圧用抵抗器26c、26dで分
圧された電圧(正の電圧)が、基準電圧設定用抵抗器2
7c、27dで分圧された基準電圧(正の電圧)より低
くなると、IGBT1のゲート電圧を上昇させるため
に、オペアンプ28の出力はHレベルとなり、pnp型
のゲート電圧分圧用トランジスタ29aはオフされる。
は、分圧用抵抗器26c、26dで分圧されてオペアン
プ28に入力される。また、基準電圧設定用抵抗器27
c、27dで分圧された基準電圧もオペアンプ28に入
力される。この結果、分圧用抵抗器26c、26dで分
圧された電圧(正の電圧)が、基準電圧設定用抵抗器2
7c、27dで分圧された基準電圧(正の電圧)より低
くなると、IGBT1のゲート電圧を上昇させるため
に、オペアンプ28の出力はHレベルとなり、pnp型
のゲート電圧分圧用トランジスタ29aはオフされる。
【0049】ゲート電圧分圧用トランジスタ29がオフ
されると、IGBT1のゲート−エミッタ間電圧VGE
が上昇する。この結果、コレクタ電流Icの時間変化率
dIc/dtが大きくなり、抵抗器26c、26dによ
って検出される検出電圧が基準電圧設定用抵抗器27
c、27dによって検出される基準電圧より高くなる
と、IGBT1のゲート電圧を低下させるためにオペア
ンプ28の出力はLレベルとなり、ゲート電圧分圧用ト
ランジスタ29aはオンされる。
されると、IGBT1のゲート−エミッタ間電圧VGE
が上昇する。この結果、コレクタ電流Icの時間変化率
dIc/dtが大きくなり、抵抗器26c、26dによ
って検出される検出電圧が基準電圧設定用抵抗器27
c、27dによって検出される基準電圧より高くなる
と、IGBT1のゲート電圧を低下させるためにオペア
ンプ28の出力はLレベルとなり、ゲート電圧分圧用ト
ランジスタ29aはオンされる。
【0050】ゲート電圧分圧用トランジスタ29aがオ
ンされると、電源11の逆バイアスがIGBT1のゲー
ト−エミッタ端子間に供給されるので、IGBT1のゲ
ート電圧は低下する。ゲート電圧が低下すると、コレク
タ電流Icは減少する。
ンされると、電源11の逆バイアスがIGBT1のゲー
ト−エミッタ端子間に供給されるので、IGBT1のゲ
ート電圧は低下する。ゲート電圧が低下すると、コレク
タ電流Icは減少する。
【0051】このように、分圧用抵抗器26c、26d
と基準電圧設定用抵抗器27c、27dとの抵抗器比に
よる範囲内でIGBT1のコレクタ電流Icの時間変化
率dIc/dtにフィードバック制御がかかるので、コ
レクタ電流Icの時間変化率を一定範囲内に設定するよ
うに制御できる。従って、上述のようにコレクタ電流I
cの時間変化率dIc/dtを一定範囲内に設定するこ
とにより、ツェナーダイオードなどの温度特性のある素
子を用いることなく、IGBT1のターンオン時および
ターンオフ時に配線インダクタンス5に発生する跳ね上
がり電圧ΔVを抑制することができる。
と基準電圧設定用抵抗器27c、27dとの抵抗器比に
よる範囲内でIGBT1のコレクタ電流Icの時間変化
率dIc/dtにフィードバック制御がかかるので、コ
レクタ電流Icの時間変化率を一定範囲内に設定するよ
うに制御できる。従って、上述のようにコレクタ電流I
cの時間変化率dIc/dtを一定範囲内に設定するこ
とにより、ツェナーダイオードなどの温度特性のある素
子を用いることなく、IGBT1のターンオン時および
ターンオフ時に配線インダクタンス5に発生する跳ね上
がり電圧ΔVを抑制することができる。
【0052】実施の形態2.図3は、この発明の実施の
形態2に係る絶縁ゲートトランジスタの駆動回路を示す
図である。図において、図1、2に対応する部分には同
一符号を付して説明する。図3において、29bはnp
n型のゲート電圧分圧用トランジスタ、30は定電流設
定用抵抗器、31a、31bは定電流用トランジスタで
ある。なお、ゲート電圧分圧用トランジスタ29b、定
電流設定用抵抗器30および定電流駆動用スイッチ素子
としての定電流用トランジスタ31a、31bはゲート
電圧制御手段を構成し、また、オペアンプ28bは実施
の形態1のものと同様であるが、極性が逆に設定されて
いる。
形態2に係る絶縁ゲートトランジスタの駆動回路を示す
図である。図において、図1、2に対応する部分には同
一符号を付して説明する。図3において、29bはnp
n型のゲート電圧分圧用トランジスタ、30は定電流設
定用抵抗器、31a、31bは定電流用トランジスタで
ある。なお、ゲート電圧分圧用トランジスタ29b、定
電流設定用抵抗器30および定電流駆動用スイッチ素子
としての定電流用トランジスタ31a、31bはゲート
電圧制御手段を構成し、また、オペアンプ28bは実施
の形態1のものと同様であるが、極性が逆に設定されて
いる。
【0053】ここで、IGBT1のターンオフ時の動作
について説明する。信号入力端22からオフ信号が入力
されると、ゲートオフ用トランジスタ9がオンされるこ
とにより、IGBT1のゲート−エミッタ端子間静電容
量CGEに帯電している電荷が放電される。これによ
り、IGBT1のゲート端子電圧およびエミッタ端子電
圧が共に変化して、ゲート−エミッタ端子間電圧VGE
がスレッショルド電圧Vthまで低下すると、IGBT
1がオフされるので、IGBT1のコレクタ電流Icは
遮断される。
について説明する。信号入力端22からオフ信号が入力
されると、ゲートオフ用トランジスタ9がオンされるこ
とにより、IGBT1のゲート−エミッタ端子間静電容
量CGEに帯電している電荷が放電される。これによ
り、IGBT1のゲート端子電圧およびエミッタ端子電
圧が共に変化して、ゲート−エミッタ端子間電圧VGE
がスレッショルド電圧Vthまで低下すると、IGBT
1がオフされるので、IGBT1のコレクタ電流Icは
遮断される。
【0054】このように、オフ信号が入力されてからI
GBT1のコレクタ電流Icが遮断されるまでの間のオ
ペアンプ28の出力はHレベルとなっており、ゲート電
圧分圧用トランジスタ29bはオンされている。このと
き、ゲートオフ用トランジスタ9にはIc9=Vbe/
R30bで表される定電流が流れる。ここに、Vbeは
トランジスタ31bのベース−エミッタ端子間電圧、R
30bは抵抗器30bの抵抗器値である。なお、このと
き、ゲート電圧分圧用トランジスタ29bは完全にオン
しており、コレクタ−エミッタ端子間電圧は無視できる
ものとする。
GBT1のコレクタ電流Icが遮断されるまでの間のオ
ペアンプ28の出力はHレベルとなっており、ゲート電
圧分圧用トランジスタ29bはオンされている。このと
き、ゲートオフ用トランジスタ9にはIc9=Vbe/
R30bで表される定電流が流れる。ここに、Vbeは
トランジスタ31bのベース−エミッタ端子間電圧、R
30bは抵抗器30bの抵抗器値である。なお、このと
き、ゲート電圧分圧用トランジスタ29bは完全にオン
しており、コレクタ−エミッタ端子間電圧は無視できる
ものとする。
【0055】IGBT1のコレクタ電流Icが遮断され
ると、内部インダクタンス5aにはV=L・dIc/d
tで表される電圧Vが発生する。この電圧Vを分圧用抵
抗器26c、26dで分圧した検出電圧が、供給電源電
圧を基準電圧設定用抵抗器27c、27dで分圧された
基準電圧より高くなると、オペアンプ28の出力はLレ
ベルとなり、ゲート電圧分圧用トランジスタ29bはオ
フされる。
ると、内部インダクタンス5aにはV=L・dIc/d
tで表される電圧Vが発生する。この電圧Vを分圧用抵
抗器26c、26dで分圧した検出電圧が、供給電源電
圧を基準電圧設定用抵抗器27c、27dで分圧された
基準電圧より高くなると、オペアンプ28の出力はLレ
ベルとなり、ゲート電圧分圧用トランジスタ29bはオ
フされる。
【0056】この結果、ゲート電圧分圧用トランジスタ
29bのコレクタ−エミッタ端子間に電圧が生じる。従
って、ゲートオフ用トランジスタ9のコレクタ電流Ic
9は、Ic9=(Vbe−Vce)/R30bとなるの
で、定電流値を下げることができる。
29bのコレクタ−エミッタ端子間に電圧が生じる。従
って、ゲートオフ用トランジスタ9のコレクタ電流Ic
9は、Ic9=(Vbe−Vce)/R30bとなるの
で、定電流値を下げることができる。
【0057】ゲートオフ用トランジスタ9のコレクタ電
流Ic9が減少することにより、IGBT1のゲート−
エミッタ端子間電圧VGEの変化が緩やかになると、I
GBT1のコレクタ電流Icの電流の時間変化率dIc
/dtは低下する。従って、内部インダクタンス5aに
発生する電圧(V=L・dIc/dt)が低下するの
で、この結果、分圧用抵抗器26c、26dの検出電圧
が基準電圧設定用抵抗器27c、27dによる基準電圧
より低くなると、オペアンプ28bの出力はHレベルと
なり、ゲートオフ用トランジスタ29bはオンされる。
流Ic9が減少することにより、IGBT1のゲート−
エミッタ端子間電圧VGEの変化が緩やかになると、I
GBT1のコレクタ電流Icの電流の時間変化率dIc
/dtは低下する。従って、内部インダクタンス5aに
発生する電圧(V=L・dIc/dt)が低下するの
で、この結果、分圧用抵抗器26c、26dの検出電圧
が基準電圧設定用抵抗器27c、27dによる基準電圧
より低くなると、オペアンプ28bの出力はHレベルと
なり、ゲートオフ用トランジスタ29bはオンされる。
【0058】以上、ターンオフ時の動作について説明を
行ったが、ターンオン時についても同様のフィードバッ
ク制御を行うことができるので、コレクタ電流Icの時
間変化率dIc/dtを一定範囲内に設定することがで
き、この結果、IGBT1のターンオン時およびターン
オフ時において、配線インダクタンス5に発生する跳ね
上がり電圧ΔVを抑制することができる。
行ったが、ターンオン時についても同様のフィードバッ
ク制御を行うことができるので、コレクタ電流Icの時
間変化率dIc/dtを一定範囲内に設定することがで
き、この結果、IGBT1のターンオン時およびターン
オフ時において、配線インダクタンス5に発生する跳ね
上がり電圧ΔVを抑制することができる。
【0059】実施の形態3.図4は、この発明の実施の
形態3に係る絶縁ゲートトランジスタの駆動回路を概略
的に示す図である。図において、絶縁ゲートトランジス
タとしてのIGBT40は、並列接続された電流センス
用半導体素子40aを備えており、41は、そのリアク
トルである。また、実施の形態1、2および従来技術と
同様の構成要素には同一符号を付して説明を行う。
形態3に係る絶縁ゲートトランジスタの駆動回路を概略
的に示す図である。図において、絶縁ゲートトランジス
タとしてのIGBT40は、並列接続された電流センス
用半導体素子40aを備えており、41は、そのリアク
トルである。また、実施の形態1、2および従来技術と
同様の構成要素には同一符号を付して説明を行う。
【0060】電流検出素子としての電流センス用半導体
素子40aは、IGBT40のメインチップの面積に対
して数千分の1の面積を有し、IGBT40のコレクタ
電流IcをモニタするためにIGBT40に備えられて
いる。この電流センス用半導体素子40aには、メイン
チップであるIGBT40との面積比率分の電流が流れ
るため、この面積比率を用いればコレクタ電流Icを算
出することができる。
素子40aは、IGBT40のメインチップの面積に対
して数千分の1の面積を有し、IGBT40のコレクタ
電流IcをモニタするためにIGBT40に備えられて
いる。この電流センス用半導体素子40aには、メイン
チップであるIGBT40との面積比率分の電流が流れ
るため、この面積比率を用いればコレクタ電流Icを算
出することができる。
【0061】ここで、IGBT40のターンオフ時の動
作の説明を行う。IGBT40がターンオフされると、
電流センス用半導体素子40aに検出される電流が減少
する。この結果、リアクトル41にはノード41bの電
位がノード41aの電位より高くなるように電圧が発生
する。この電圧を直列接続された一対の抵抗器としての
分圧用抵抗器26c、26dで分圧し、基準電圧と比較
した結果、分圧用抵抗器26c、26dで検出された電
圧が基準電圧より高ければ、オペアンプ28の出力はH
レベルとなり、pnp型のゲート電圧分圧用トランジス
タ29aがオフされることによりIGBT40のゲート
電圧は低下する。
作の説明を行う。IGBT40がターンオフされると、
電流センス用半導体素子40aに検出される電流が減少
する。この結果、リアクトル41にはノード41bの電
位がノード41aの電位より高くなるように電圧が発生
する。この電圧を直列接続された一対の抵抗器としての
分圧用抵抗器26c、26dで分圧し、基準電圧と比較
した結果、分圧用抵抗器26c、26dで検出された電
圧が基準電圧より高ければ、オペアンプ28の出力はH
レベルとなり、pnp型のゲート電圧分圧用トランジス
タ29aがオフされることによりIGBT40のゲート
電圧は低下する。
【0062】IGBT40のゲート電圧が低下すると、
電流センス用半導体素子40aで検出される電流値が減
少し、この電流の時間変化率が低下することにより、分
圧用抵抗器26c、26dの検出電圧が基準電圧設定用
抵抗器27c、27dによる基準電圧より低くなると、
オペアンプ28の出力はLレベルとなる。これによっ
て、pnp型のゲート電圧分圧用トランジスタ29aは
オンされて、IGBT40のゲート電圧は上昇し、コレ
クタ電流Icが増加する。以上、IGBT40のターン
オフ時の動作について説明を行ったが、IGBT40の
ターンオン時においても同様の制御を行うことができ
る。
電流センス用半導体素子40aで検出される電流値が減
少し、この電流の時間変化率が低下することにより、分
圧用抵抗器26c、26dの検出電圧が基準電圧設定用
抵抗器27c、27dによる基準電圧より低くなると、
オペアンプ28の出力はLレベルとなる。これによっ
て、pnp型のゲート電圧分圧用トランジスタ29aは
オンされて、IGBT40のゲート電圧は上昇し、コレ
クタ電流Icが増加する。以上、IGBT40のターン
オフ時の動作について説明を行ったが、IGBT40の
ターンオン時においても同様の制御を行うことができ
る。
【0063】このように、IGBT40のターンオン時
およびターンオフ時に、フィードバック制御が行われる
ことにより、コレクタ電流Icの時間変化率dIc/d
tを分圧用抵抗器26a、26bと基準電圧設定用抵抗
器27c、27dとの抵抗器比で設定される一定範囲内
に設定することができるので、IGBT40のターンオ
ン時およびターンオフ時に配線インダクタンス5に発生
する跳ね上がり電圧ΔVを抑制することができる。
およびターンオフ時に、フィードバック制御が行われる
ことにより、コレクタ電流Icの時間変化率dIc/d
tを分圧用抵抗器26a、26bと基準電圧設定用抵抗
器27c、27dとの抵抗器比で設定される一定範囲内
に設定することができるので、IGBT40のターンオ
ン時およびターンオフ時に配線インダクタンス5に発生
する跳ね上がり電圧ΔVを抑制することができる。
【0064】実施の形態4.図5は、この発明の実施の
形態4に係る絶縁ゲートトランジスタの駆動回路を概略
的に示す図である。実施の形態1乃至3および従来の技
術と同様の構成には同一の符号を付して説明する。図に
おいて、電源両端間に配設された可変電源としての逆バ
イアス供給電源23は、その電圧出力端子がIGBT1
のエミッタ端子1eに接続されており、ゲート−エミッ
タ端子間に逆バイアスを供給できるようになっている。
また、IGBT1にゲート電圧を供給するための単一の
電源としての駆動回路用電源24(正バイアス供給電
源)が1つ設けられている。
形態4に係る絶縁ゲートトランジスタの駆動回路を概略
的に示す図である。実施の形態1乃至3および従来の技
術と同様の構成には同一の符号を付して説明する。図に
おいて、電源両端間に配設された可変電源としての逆バ
イアス供給電源23は、その電圧出力端子がIGBT1
のエミッタ端子1eに接続されており、ゲート−エミッ
タ端子間に逆バイアスを供給できるようになっている。
また、IGBT1にゲート電圧を供給するための単一の
電源としての駆動回路用電源24(正バイアス供給電
源)が1つ設けられている。
【0065】逆バイアス供給電源23は、制御回路20
からの制御指令に基づいてゲート−エミッタ端子間に逆
バイアスを供給する。信号入力端22にオン信号が入力
された場合は、ゲートオン用トランジスタ8がオンされ
るので、駆動回路用電源24からIGBT1のゲート−
エミッタ端子間に供給される正バイアスと、逆バイアス
供給電源23から供給される逆バイアスとを合成したバ
イアスがIGBT1のゲート−エミッタ端子間に供給さ
れる。一方、信号入力端22にオフ信号が入力されたと
きには、ゲートオン用トランジスタ8はオフされ、ゲー
トオフ用トランジスタ9がオンされるので、IGBT1
のゲート−エミッタ端子間に逆バイアス供給電源23の
出力電圧が直接供給される。
からの制御指令に基づいてゲート−エミッタ端子間に逆
バイアスを供給する。信号入力端22にオン信号が入力
された場合は、ゲートオン用トランジスタ8がオンされ
るので、駆動回路用電源24からIGBT1のゲート−
エミッタ端子間に供給される正バイアスと、逆バイアス
供給電源23から供給される逆バイアスとを合成したバ
イアスがIGBT1のゲート−エミッタ端子間に供給さ
れる。一方、信号入力端22にオフ信号が入力されたと
きには、ゲートオン用トランジスタ8はオフされ、ゲー
トオフ用トランジスタ9がオンされるので、IGBT1
のゲート−エミッタ端子間に逆バイアス供給電源23の
出力電圧が直接供給される。
【0066】次にIGBT1を駆動する際の動作につい
て説明する。図において、信号入力端22にオン信号が
入力される場合における駆動回路用電源24の出力電圧
が20Vであり、逆バイアス供給電源の出力電圧が−5
Vであるとする。
て説明する。図において、信号入力端22にオン信号が
入力される場合における駆動回路用電源24の出力電圧
が20Vであり、逆バイアス供給電源の出力電圧が−5
Vであるとする。
【0067】信号入力端22にオン信号が入力される
と、ゲートオン用トランジスタ8がオンされると共に、
逆バイアス供給電源23がIGBT1のゲート−エミッ
タ端子間に逆バイアス(−5V)を供給するので、IG
BT1のゲート−エミッタ端子間電圧VGEは、20−
5=15Vに向かって上昇し、抵抗器7とゲート−エミ
ッタ端子間静電容量CGEで決定される時定数による時
間でスレッショルド電圧Vthに到達すると、IGBT
1はオンされる。
と、ゲートオン用トランジスタ8がオンされると共に、
逆バイアス供給電源23がIGBT1のゲート−エミッ
タ端子間に逆バイアス(−5V)を供給するので、IG
BT1のゲート−エミッタ端子間電圧VGEは、20−
5=15Vに向かって上昇し、抵抗器7とゲート−エミ
ッタ端子間静電容量CGEで決定される時定数による時
間でスレッショルド電圧Vthに到達すると、IGBT
1はオンされる。
【0068】また、信号入力端22にオフ信号が入力さ
れると、逆バイアス供給電源23の出力電圧が−15V
になる。このとき、ゲートオン用トランジスタ8はオフ
されて、ゲートオフ用トランジスタ9がオンされると共
に、逆バイアス供給電源23の出力電圧(−15V)が
直接IGBT1のゲート−エミッタ端子間に供給され
る。
れると、逆バイアス供給電源23の出力電圧が−15V
になる。このとき、ゲートオン用トランジスタ8はオフ
されて、ゲートオフ用トランジスタ9がオンされると共
に、逆バイアス供給電源23の出力電圧(−15V)が
直接IGBT1のゲート−エミッタ端子間に供給され
る。
【0069】従って、IGBT1のゲート−エミッタ端
子間電圧VGEは−15Vに向かって低下し、抵抗器7
とゲート−エミッタ端子間静電容量CGEおよびコレク
タ−ゲート端子間静電容量CCGで決定される時定数に
よる時間でスレッショルド電圧Vthに到達すると、I
GBT1はオフされる。
子間電圧VGEは−15Vに向かって低下し、抵抗器7
とゲート−エミッタ端子間静電容量CGEおよびコレク
タ−ゲート端子間静電容量CCGで決定される時定数に
よる時間でスレッショルド電圧Vthに到達すると、I
GBT1はオフされる。
【0070】このとき、IGBT1のコレクタ電流Ic
は減少し、その電流変化率dIc/dtが低下すること
により、分圧用抵抗器26c、26dの検出電圧が基準
電圧設定用抵抗器27c、27dの基準電圧より高くな
ると、オペアンプ28の出力がHレベルからLレベルに
なる。この結果、逆バイアス供給電源23の出力電圧は
−5Vとなる。従って、IGBT1のゲート−エミッタ
端子間電圧は−5Vに向かって低下することになるの
で、IGBT1のコレクタ電流Icは、それまでよりも
緩やかに減少し、その時間変化率は低下する。
は減少し、その電流変化率dIc/dtが低下すること
により、分圧用抵抗器26c、26dの検出電圧が基準
電圧設定用抵抗器27c、27dの基準電圧より高くな
ると、オペアンプ28の出力がHレベルからLレベルに
なる。この結果、逆バイアス供給電源23の出力電圧は
−5Vとなる。従って、IGBT1のゲート−エミッタ
端子間電圧は−5Vに向かって低下することになるの
で、IGBT1のコレクタ電流Icは、それまでよりも
緩やかに減少し、その時間変化率は低下する。
【0071】さらに、コレクタ電流Icの時間変化率が
低下して、分圧用抵抗器26c、26dの検出電圧が基
準電圧設定用抵抗器27c、27dによる基準電圧より
低くなると、オペアンプ28aの出力がLレベルからH
レベルへと変化する。この結果、逆バイアス供給電源2
3の出力電圧は−15Vとなり、上述の動作が繰り返し
行われてフィードバック制御が行われる。このようにし
て、IGBT1のコレクタ電流Icの時間変化率を一定
の範囲内に設定することができる。
低下して、分圧用抵抗器26c、26dの検出電圧が基
準電圧設定用抵抗器27c、27dによる基準電圧より
低くなると、オペアンプ28aの出力がLレベルからH
レベルへと変化する。この結果、逆バイアス供給電源2
3の出力電圧は−15Vとなり、上述の動作が繰り返し
行われてフィードバック制御が行われる。このようにし
て、IGBT1のコレクタ電流Icの時間変化率を一定
の範囲内に設定することができる。
【0072】以上の説明では、従来技術(図11)の場
合と動作が同一になるようにゲート−エミッタ間電圧を
設定したため、ゲート−エミッタ端子間静電容量CGE
が等しいので、ゲート抵抗器7が同じ値であれば時定数
は変わらず、信号入力端22に信号が入力されてからI
GBT1が動作するまでの時間が同一となる。また、外
部入力電源電圧を低く(20V)することができるの
で、制御回路20により発生する駆動回路全体のロスを
低減することができ、さらに、回路を簡単に構成できる
ため、設計の自由度が広がり、また、効率向上を図るこ
とも可能である。
合と動作が同一になるようにゲート−エミッタ間電圧を
設定したため、ゲート−エミッタ端子間静電容量CGE
が等しいので、ゲート抵抗器7が同じ値であれば時定数
は変わらず、信号入力端22に信号が入力されてからI
GBT1が動作するまでの時間が同一となる。また、外
部入力電源電圧を低く(20V)することができるの
で、制御回路20により発生する駆動回路全体のロスを
低減することができ、さらに、回路を簡単に構成できる
ため、設計の自由度が広がり、また、効率向上を図るこ
とも可能である。
【0073】なお、信号入力端22にオン信号が入力さ
れた場合の逆バイアス供給電源23の出力電圧を2V、
オフ信号が入力された場合の出力電圧を18Vに設定す
れば、IGBT1のゲート−エミッタ端子間電圧VGE
として±18Vを供給することが可能となり、この場
合、入力信号からIGBT1の動作までの時間を短縮す
ることができる。このように、駆動回路用電源21及び
逆バイアス供給電源23の出力電圧の設定は、IGBT
1のVGE最大電圧定格内であれば、自由に設定するこ
とができる。
れた場合の逆バイアス供給電源23の出力電圧を2V、
オフ信号が入力された場合の出力電圧を18Vに設定す
れば、IGBT1のゲート−エミッタ端子間電圧VGE
として±18Vを供給することが可能となり、この場
合、入力信号からIGBT1の動作までの時間を短縮す
ることができる。このように、駆動回路用電源21及び
逆バイアス供給電源23の出力電圧の設定は、IGBT
1のVGE最大電圧定格内であれば、自由に設定するこ
とができる。
【0074】実施の形態5.図7は、この発明の実施の
形態5に係る絶縁ゲートトランジスタの駆動回路を概略
的に示す図である。図において、実施の形態1(図2)
と同一箇所には同一符号を付して説明を省略する。50
はコンデンサであり抵抗器51aと抵抗器26dに直列
に接続されている。なお、コンデンサ50と、分圧用抵
抗器51a、51bとは電圧変化率検出手段を構成す
る。
形態5に係る絶縁ゲートトランジスタの駆動回路を概略
的に示す図である。図において、実施の形態1(図2)
と同一箇所には同一符号を付して説明を省略する。50
はコンデンサであり抵抗器51aと抵抗器26dに直列
に接続されている。なお、コンデンサ50と、分圧用抵
抗器51a、51bとは電圧変化率検出手段を構成す
る。
【0075】次にIGBT1のターンオフ時の動作につ
いて説明する。信号入力端22にオフ信号が入力される
と、ゲートオフ用トランジスタ9がオンされるので、ゲ
ート抵抗器7を通じてIGBT1のゲート−エミッタ端
子間静電容量CGEに帯電している電荷が放電されて、
ゲート−エミッタ端子間電圧VGEが低下し始める。
いて説明する。信号入力端22にオフ信号が入力される
と、ゲートオフ用トランジスタ9がオンされるので、ゲ
ート抵抗器7を通じてIGBT1のゲート−エミッタ端
子間静電容量CGEに帯電している電荷が放電されて、
ゲート−エミッタ端子間電圧VGEが低下し始める。
【0076】ゲート−エミッタ端子間電圧VGEが低下
し始めてからVGEが一定となる領域(図12参照)を
過ぎると、再びIGBT1のコレクタ電流Icは減少
し、ゲート−エミッタ端子間電圧VGEがスレッショル
ド電圧Vthに到達すると、IGBT1がオフされてコ
レクタ電流Icが遮断される。コレクタ電流Icが遮断
されると、IGBT1のコレクタ−エミッタ端子間電圧
VCEは上昇する。
し始めてからVGEが一定となる領域(図12参照)を
過ぎると、再びIGBT1のコレクタ電流Icは減少
し、ゲート−エミッタ端子間電圧VGEがスレッショル
ド電圧Vthに到達すると、IGBT1がオフされてコ
レクタ電流Icが遮断される。コレクタ電流Icが遮断
されると、IGBT1のコレクタ−エミッタ端子間電圧
VCEは上昇する。
【0077】従って、コンデンサ50にはI50=C・
dVCE/dtの電流が流れる。この電流を分圧用抵抗
器51a、51bで分圧した電圧がオペアンプ28に入
力され、また、基準電圧設定用抵抗器27c、27dで
分圧された基準電圧もオペアンプ28に入力される。こ
の結果、分圧用抵抗器51a、51b側の検出電圧が基
準電圧より低いとオペアンプ28の出力はHレベルとな
り、pnp型のゲート電圧分圧用トランジスタ29aは
オフされる。
dVCE/dtの電流が流れる。この電流を分圧用抵抗
器51a、51bで分圧した電圧がオペアンプ28に入
力され、また、基準電圧設定用抵抗器27c、27dで
分圧された基準電圧もオペアンプ28に入力される。こ
の結果、分圧用抵抗器51a、51b側の検出電圧が基
準電圧より低いとオペアンプ28の出力はHレベルとな
り、pnp型のゲート電圧分圧用トランジスタ29aは
オフされる。
【0078】一方、コレクタ−エミッタ端子間電圧の時
間変化率dVCE/dtが大きくなりコンデンサ50に
流れる電流I50が増加することにより、分圧用抵抗器
51a、51b側の検出電圧が基準電圧より高くなる
と、オペアンプ28の出力はLレベルとなり、ゲート電
圧分圧用トランジスタ29aはオンされる。ゲート電圧
分圧用トランジスタ29aがオンされると、IGBT1
のゲート端子には、ゲート抵抗器7とゲート電圧分圧用
抵抗器25aで分圧された電圧が供給されて、ゲート端
子電圧は上昇する。
間変化率dVCE/dtが大きくなりコンデンサ50に
流れる電流I50が増加することにより、分圧用抵抗器
51a、51b側の検出電圧が基準電圧より高くなる
と、オペアンプ28の出力はLレベルとなり、ゲート電
圧分圧用トランジスタ29aはオンされる。ゲート電圧
分圧用トランジスタ29aがオンされると、IGBT1
のゲート端子には、ゲート抵抗器7とゲート電圧分圧用
抵抗器25aで分圧された電圧が供給されて、ゲート端
子電圧は上昇する。
【0079】このようにゲート電圧が上昇することによ
ってIGBT1が再びオンされると、コレクタ電圧は低
下する。すなわち、分圧用抵抗器51a、51bおよび
基準電圧設定用抵抗器27c、27dの抵抗器比で設定
された電圧変化率dVCE/dtにてフィードバック制
御がかかったことになり、コレクタ電圧の電圧変化率は
一定範囲内に設定される。
ってIGBT1が再びオンされると、コレクタ電圧は低
下する。すなわち、分圧用抵抗器51a、51bおよび
基準電圧設定用抵抗器27c、27dの抵抗器比で設定
された電圧変化率dVCE/dtにてフィードバック制
御がかかったことになり、コレクタ電圧の電圧変化率は
一定範囲内に設定される。
【0080】従って、コレクタ−エミッタ端子間電圧の
時間変化率dVCE/dtによって発生する電流を分圧
用抵抗器51a、51bと基準電圧設定用抵抗器27
c、27dの設定によりフィードバック制御できるの
で、IGBT1のターンオン時およびターンオフ時に配
線インダクタンス5に発生する跳ね上がり電圧ΔVを抑
制することができる。
時間変化率dVCE/dtによって発生する電流を分圧
用抵抗器51a、51bと基準電圧設定用抵抗器27
c、27dの設定によりフィードバック制御できるの
で、IGBT1のターンオン時およびターンオフ時に配
線インダクタンス5に発生する跳ね上がり電圧ΔVを抑
制することができる。
【0081】実施の形態6.図8は、この発明の実施の
形態6に係る絶縁ゲートトランジスタの駆動回路を概略
的に示す図である。図において、図3に示すものと同一
物には同一符号を付して説明する。また、実施の形態5
(図7)と同様に、コンデンサ50は抵抗器51aおよ
び抵抗器51bに直列に接続されている。
形態6に係る絶縁ゲートトランジスタの駆動回路を概略
的に示す図である。図において、図3に示すものと同一
物には同一符号を付して説明する。また、実施の形態5
(図7)と同様に、コンデンサ50は抵抗器51aおよ
び抵抗器51bに直列に接続されている。
【0082】次に、IGBT1のターンオフ時の動作に
ついて説明する。信号入力端22にオフ信号が入力され
ると、ゲートオフ用トランジスタ9がオンされることに
より、IGBT1のゲート−エミッタ端子間静電容量C
GEに帯電した電荷が放電されて、ゲート−エミッタ端
子間電圧VGEがスレッショルド電圧Vthに到達する
と、IGBT1がオフされてコレクタ電流Icが遮断さ
れる。
ついて説明する。信号入力端22にオフ信号が入力され
ると、ゲートオフ用トランジスタ9がオンされることに
より、IGBT1のゲート−エミッタ端子間静電容量C
GEに帯電した電荷が放電されて、ゲート−エミッタ端
子間電圧VGEがスレッショルド電圧Vthに到達する
と、IGBT1がオフされてコレクタ電流Icが遮断さ
れる。
【0083】このように信号入力端22にオフ信号が入
力されてからコレクタ電圧が低下し始めるまでは、オペ
アンプ28はHレベルを出力しており、npn型のゲー
ト電圧分圧用トランジスタ29bはオンされている。こ
のとき、ゲートオフ用トランジスタ9には、定電流が流
れることになる。
力されてからコレクタ電圧が低下し始めるまでは、オペ
アンプ28はHレベルを出力しており、npn型のゲー
ト電圧分圧用トランジスタ29bはオンされている。こ
のとき、ゲートオフ用トランジスタ9には、定電流が流
れることになる。
【0084】次にIGBT1のコレクタ電圧VCEが立
ち上がると、コンデンサ50にはL・dI5/dtで表
される電流が流れる。この電流により発生する電圧を抵
抗器51a、51bで分圧した電圧が電源電圧を抵抗器
27c、27dで分圧した基準電圧より高くなると、オ
ペアンプ28bの出力はLレベルになる。
ち上がると、コンデンサ50にはL・dI5/dtで表
される電流が流れる。この電流により発生する電圧を抵
抗器51a、51bで分圧した電圧が電源電圧を抵抗器
27c、27dで分圧した基準電圧より高くなると、オ
ペアンプ28bの出力はLレベルになる。
【0085】オペアンプ28bからLレベルが出力され
ると、ゲート電圧分圧用トランジスタ29bはオフされ
る。この結果、トランジスタ29bのコレクタ−エミッ
タ端子間が遮断され、コレクタ−エミッタ端子間に電圧
VCEが発生する。従って、ゲートオフ用トランジスタ
9のコレクタ電流Ic9は、Ic9=(VBE−VC
E)/R30bとなり、トランジスタ9のコレクタ電流
Ic9が減少する。
ると、ゲート電圧分圧用トランジスタ29bはオフされ
る。この結果、トランジスタ29bのコレクタ−エミッ
タ端子間が遮断され、コレクタ−エミッタ端子間に電圧
VCEが発生する。従って、ゲートオフ用トランジスタ
9のコレクタ電流Ic9は、Ic9=(VBE−VC
E)/R30bとなり、トランジスタ9のコレクタ電流
Ic9が減少する。
【0086】ゲートオフ用トランジスタ9のコレクタ電
流Ic9が減少することにより、IGBT1のゲート−
エミッタ端子間電圧VGEの変化が緩やかになり、IG
BT1のコレクタ−エミッタ端子間電圧VCEの電圧変
化率も低くなる。従って、コンデンサ50に流れる電流
I50(=C・dVCE/dt)も低下して、分圧用抵
抗器51a、51bの検出電圧が基準電圧設定用抵抗器
27c、27dによる基準電圧より低くなると、オペア
ンプ28bの出力はHレベルとなるので、再びトランジ
スタ29bはオンする。
流Ic9が減少することにより、IGBT1のゲート−
エミッタ端子間電圧VGEの変化が緩やかになり、IG
BT1のコレクタ−エミッタ端子間電圧VCEの電圧変
化率も低くなる。従って、コンデンサ50に流れる電流
I50(=C・dVCE/dt)も低下して、分圧用抵
抗器51a、51bの検出電圧が基準電圧設定用抵抗器
27c、27dによる基準電圧より低くなると、オペア
ンプ28bの出力はHレベルとなるので、再びトランジ
スタ29bはオンする。
【0087】このように、フィードバック制御が繰り返
されることにより、IGBT1のコレクタ−エミッタ端
子間電圧VCEの時間変化率を一定範囲内に収めること
ができるので、IGBT1のターンオン時およびターン
オフ時に配線インダクタンス5に発生する跳ね上がり電
圧ΔVを抑制することができる。
されることにより、IGBT1のコレクタ−エミッタ端
子間電圧VCEの時間変化率を一定範囲内に収めること
ができるので、IGBT1のターンオン時およびターン
オフ時に配線インダクタンス5に発生する跳ね上がり電
圧ΔVを抑制することができる。
【0088】実施の形態7.図9は、この発明の実施の
形態7に係る絶縁ゲートトランジスタの駆動回路の外形
を概略的に示す斜視図である。図において、IGBT1
と駆動回路70とはシールド板71によって隔離されて
いる。シールド板71は、磁気遮蔽用のシールドであ
り、IGBT1の上部を覆うように配設されるととも
に、IGBT1のエミッタ端子1Eと電気的に接続され
ている。
形態7に係る絶縁ゲートトランジスタの駆動回路の外形
を概略的に示す斜視図である。図において、IGBT1
と駆動回路70とはシールド板71によって隔離されて
いる。シールド板71は、磁気遮蔽用のシールドであ
り、IGBT1の上部を覆うように配設されるととも
に、IGBT1のエミッタ端子1Eと電気的に接続され
ている。
【0089】シールド板71には、IGBT1のエミッ
タ端子1e、エミッタ端子1Eおよびゲート端子1Gに
対応した孔部71a、71b、71cが備えられてい
る。IGBT1のエミッタ端子1e、エミッタ端子1E
およびゲート端子1Gは、これらの孔部を通じて駆動回
路70に接続されており、配線はシールドの上側(シー
ルドに対して駆動回路が配設されている側)を通してあ
る。
タ端子1e、エミッタ端子1Eおよびゲート端子1Gに
対応した孔部71a、71b、71cが備えられてい
る。IGBT1のエミッタ端子1e、エミッタ端子1E
およびゲート端子1Gは、これらの孔部を通じて駆動回
路70に接続されており、配線はシールドの上側(シー
ルドに対して駆動回路が配設されている側)を通してあ
る。
【0090】このように、IGBT1のエミッタ端子1
Eと同電位のシールド板71を設けることにより、IG
BT1が発生する磁束による駆動回路の誤動作を抑制す
ることができるので、IGBT1のコレクタ電流Icの
時間変化率を一定範囲内に設定する制御を確実に行うこ
とができる。
Eと同電位のシールド板71を設けることにより、IG
BT1が発生する磁束による駆動回路の誤動作を抑制す
ることができるので、IGBT1のコレクタ電流Icの
時間変化率を一定範囲内に設定する制御を確実に行うこ
とができる。
【0091】
【発明の効果】この発明の絶縁ゲートトランジスタは、
絶縁ゲートトランジスタのゲート端子に接続され、ゲー
トオン指令またはゲートオフ指令に応じて絶縁ゲートト
ランジスタをオン/オフするためのゲート駆動手段と、
ゲートオン指令またはゲートオフ指令に基づいて、ゲー
ト駆動手段の駆動制御を行う制御手段と、絶縁ゲートト
ランジスタのコレクタ電流の時間変化率を電圧として検
出する電流変化率検出手段と、電流変化率検出手段が検
出する検出電圧の比較基準としての電圧を検出する基準
電圧検出手段と、電流検出手段の検出電圧と基準電圧と
を比較する比較手段と、比較手段の比較結果に基づい
て、コレクタ電流の時間変化率が一定範囲内となるよう
に、絶縁ゲートトランジスタのゲート電圧を制御するゲ
ート電圧制御手段と、を備えるので、コレクタ電流の時
間変化率を一定範囲内に設定することにより、ツェナー
ダイオードなどの温度特性のある素子を用いることな
く、絶縁ゲートトランジスタのターンオン時およびター
ンオフ時に配線インダクタンスに発生する跳ね上がり電
圧を抑制することができる。
絶縁ゲートトランジスタのゲート端子に接続され、ゲー
トオン指令またはゲートオフ指令に応じて絶縁ゲートト
ランジスタをオン/オフするためのゲート駆動手段と、
ゲートオン指令またはゲートオフ指令に基づいて、ゲー
ト駆動手段の駆動制御を行う制御手段と、絶縁ゲートト
ランジスタのコレクタ電流の時間変化率を電圧として検
出する電流変化率検出手段と、電流変化率検出手段が検
出する検出電圧の比較基準としての電圧を検出する基準
電圧検出手段と、電流検出手段の検出電圧と基準電圧と
を比較する比較手段と、比較手段の比較結果に基づい
て、コレクタ電流の時間変化率が一定範囲内となるよう
に、絶縁ゲートトランジスタのゲート電圧を制御するゲ
ート電圧制御手段と、を備えるので、コレクタ電流の時
間変化率を一定範囲内に設定することにより、ツェナー
ダイオードなどの温度特性のある素子を用いることな
く、絶縁ゲートトランジスタのターンオン時およびター
ンオフ時に配線インダクタンスに発生する跳ね上がり電
圧を抑制することができる。
【0092】この発明の他の実施の形態に係る絶縁ゲー
トトランジスタの駆動回路は、絶縁ゲートトランジスタ
のゲート端子に接続され、ゲートオン指令またはゲート
オフ指令に応じて絶縁ゲートトランジスタをオン/オフ
するためのゲート駆動手段と、ゲートオン指令またはゲ
ートオフ指令に基づいて、ゲート駆動手段の駆動制御を
行う制御手段と、絶縁ゲートトランジスタのコレクタ−
エミッタ端子間電圧の時間変化率を検出するために、当
該コレクタ−エミッタ端子間電圧を検出する電圧変化率
検出手段と、電圧変化率検出手段が検出する検出電圧の
比較基準としての電圧を検出する基準電圧検出手段と、
電圧変化率検出手段の検出電圧と基準電圧とを比較する
比較手段と、比較手段の比較結果に基づいて、コレクタ
−エミッタ端子間電圧の時間変化率が一定範囲内となる
ように、絶縁ゲートトランジスタのゲート電圧を制御す
るゲート電圧制御手段と、を備えるので、絶縁ゲートト
ランジスタのコレクタ−エミッタ端子間電圧の時間変化
率によって内部インダクタンスに発生する電圧を分圧用
抵抗器と基準電圧設定用抵抗器の設定によりフィードバ
ック制御できるので、絶縁ゲートトランジスタのターン
オン時およびターンオフ時に配線インダクタンスに発生
する跳ね上がり電圧を抑制できる。
トトランジスタの駆動回路は、絶縁ゲートトランジスタ
のゲート端子に接続され、ゲートオン指令またはゲート
オフ指令に応じて絶縁ゲートトランジスタをオン/オフ
するためのゲート駆動手段と、ゲートオン指令またはゲ
ートオフ指令に基づいて、ゲート駆動手段の駆動制御を
行う制御手段と、絶縁ゲートトランジスタのコレクタ−
エミッタ端子間電圧の時間変化率を検出するために、当
該コレクタ−エミッタ端子間電圧を検出する電圧変化率
検出手段と、電圧変化率検出手段が検出する検出電圧の
比較基準としての電圧を検出する基準電圧検出手段と、
電圧変化率検出手段の検出電圧と基準電圧とを比較する
比較手段と、比較手段の比較結果に基づいて、コレクタ
−エミッタ端子間電圧の時間変化率が一定範囲内となる
ように、絶縁ゲートトランジスタのゲート電圧を制御す
るゲート電圧制御手段と、を備えるので、絶縁ゲートト
ランジスタのコレクタ−エミッタ端子間電圧の時間変化
率によって内部インダクタンスに発生する電圧を分圧用
抵抗器と基準電圧設定用抵抗器の設定によりフィードバ
ック制御できるので、絶縁ゲートトランジスタのターン
オン時およびターンオフ時に配線インダクタンスに発生
する跳ね上がり電圧を抑制できる。
【0093】また、前記電流変化率検出手段は、直列接
続された一対の抵抗器を備え、一対の抵抗器は、絶縁ゲ
ートトランジスタのエミッタ端子の内部インダクタンス
に並列接続されると共に、その接続点が比較手段の入力
端に接続されていることを特徴とするので、抵抗器の抵
抗比を変えることにより、電流変化率を任意に設定する
ことができる。
続された一対の抵抗器を備え、一対の抵抗器は、絶縁ゲ
ートトランジスタのエミッタ端子の内部インダクタンス
に並列接続されると共に、その接続点が比較手段の入力
端に接続されていることを特徴とするので、抵抗器の抵
抗比を変えることにより、電流変化率を任意に設定する
ことができる。
【0094】また、前記絶縁ゲートトランジスタはコレ
クタ電流を検出するための電流検出素子を備え、前記電
流変化率検出手段は直列接続された一対の抵抗器を備
え、一対の抵抗器は当該電流検出素子のリアクトルに並
列接続されると共に、その接続点が比較手段の入力端に
接続されていることを特徴とするので、電流検出素子を
流れる電流の時間変化率を測定すれば、フィードバック
制御できるので、絶縁ゲートトランジスタのターンオン
時およびターンオフ時に配線インダクタンスに発生する
跳ね上がり電圧を抑制することができる。
クタ電流を検出するための電流検出素子を備え、前記電
流変化率検出手段は直列接続された一対の抵抗器を備
え、一対の抵抗器は当該電流検出素子のリアクトルに並
列接続されると共に、その接続点が比較手段の入力端に
接続されていることを特徴とするので、電流検出素子を
流れる電流の時間変化率を測定すれば、フィードバック
制御できるので、絶縁ゲートトランジスタのターンオン
時およびターンオフ時に配線インダクタンスに発生する
跳ね上がり電圧を抑制することができる。
【0095】また、前記電圧変化率検出手段は、絶縁ゲ
ートトランジスタのコレクタ−エミッタ端子間に設けら
れたコンデンサおよび抵抗器であることを特徴とするの
で、簡単な構成により、電圧変化率を計測することによ
り絶縁ゲートトランジスタのターンオン時およびターン
オフ時に配線インダクタンスに発生する跳ね上がり電圧
を抑制することができる。
ートトランジスタのコレクタ−エミッタ端子間に設けら
れたコンデンサおよび抵抗器であることを特徴とするの
で、簡単な構成により、電圧変化率を計測することによ
り絶縁ゲートトランジスタのターンオン時およびターン
オフ時に配線インダクタンスに発生する跳ね上がり電圧
を抑制することができる。
【0096】また、前記基準電圧検出手段は、直列接続
された一対の抵抗器を備え、一対の抵抗器は、電源両端
間に設けられると共に、その接続点が比較手段の入力端
に接続されていることを特徴とするので、抵抗器の抵抗
比を変えることにより、基準電圧を任意に設定すること
ができる。
された一対の抵抗器を備え、一対の抵抗器は、電源両端
間に設けられると共に、その接続点が比較手段の入力端
に接続されていることを特徴とするので、抵抗器の抵抗
比を変えることにより、基準電圧を任意に設定すること
ができる。
【0097】また、前記ゲート電圧制御手段は、ゲート
駆動手段を定電流駆動させるための定電流駆動用スイッ
チ素子および定電流設定用抵抗器を備え、定電流駆動用
スイッチ素子は、オンすることにより、絶縁ゲートトラ
ンジスタのゲート−エミッタ端子間に帯電している電荷
を放電して絶縁ゲートトランジスタのゲート電圧を制御
すると共に、定電流設定用抵抗器は、ゲート駆動手段に
流れる電流を制限することを特徴とするので、定電流値
の設定を変えるだけで、ゲート電圧を変化させるときの
トランジスタの定電流設定用抵抗器および電流変化率検
出手段を比較的容易に設計することができる。
駆動手段を定電流駆動させるための定電流駆動用スイッ
チ素子および定電流設定用抵抗器を備え、定電流駆動用
スイッチ素子は、オンすることにより、絶縁ゲートトラ
ンジスタのゲート−エミッタ端子間に帯電している電荷
を放電して絶縁ゲートトランジスタのゲート電圧を制御
すると共に、定電流設定用抵抗器は、ゲート駆動手段に
流れる電流を制限することを特徴とするので、定電流値
の設定を変えるだけで、ゲート電圧を変化させるときの
トランジスタの定電流設定用抵抗器および電流変化率検
出手段を比較的容易に設計することができる。
【0098】また、前記ゲート端子電圧を可変制御する
ための可変電源をさらに備え、可変電源は、単一の電源
両端間に設けられると共に、絶縁ゲートトランジスタの
エミッタ端子に接続され、制御手段の制御指令および比
較手段の検出結果に基づいて絶縁ゲートトランジスタの
ゲート端子電圧を可変制御することができることを特徴
とするので、駆動回路中の損失を少なくして効率向上を
図ることができると共に、回路を簡単に構成できるの
で、設計の自由度が広がる。
ための可変電源をさらに備え、可変電源は、単一の電源
両端間に設けられると共に、絶縁ゲートトランジスタの
エミッタ端子に接続され、制御手段の制御指令および比
較手段の検出結果に基づいて絶縁ゲートトランジスタの
ゲート端子電圧を可変制御することができることを特徴
とするので、駆動回路中の損失を少なくして効率向上を
図ることができると共に、回路を簡単に構成できるの
で、設計の自由度が広がる。
【0099】さらに、磁気遮蔽用のシールドを備え、シ
ールドは絶縁ゲートトランジスタと駆動回路との間に設
けられると共に、絶縁ゲートトランジスタのエミッタ端
子に電気的に接続されていることを特徴とするので、絶
縁ゲートトランジスタの内部インダクタンスの発生電圧
を検出する際に、絶縁ゲートトランジスタのスイッチン
グ時の磁束変化による電流変化率検出の誤検出を防止す
ることができる。
ールドは絶縁ゲートトランジスタと駆動回路との間に設
けられると共に、絶縁ゲートトランジスタのエミッタ端
子に電気的に接続されていることを特徴とするので、絶
縁ゲートトランジスタの内部インダクタンスの発生電圧
を検出する際に、絶縁ゲートトランジスタのスイッチン
グ時の磁束変化による電流変化率検出の誤検出を防止す
ることができる。
【図1】 この発明の実施の形態1に係る絶縁ゲートト
ランジスタの駆動回路を概略的に示す図である。
ランジスタの駆動回路を概略的に示す図である。
【図2】 この発明の実施の形態1に係る絶縁ゲートト
ランジスタの駆動回路を概略的に示す図である。
ランジスタの駆動回路を概略的に示す図である。
【図3】 この発明の実施の形態2に係る絶縁ゲートト
ランジスタの駆動回路を概略的に示す図である。
ランジスタの駆動回路を概略的に示す図である。
【図4】 この発明の実施の形態3に係る絶縁ゲートト
ランジスタの駆動回路を概略的に示す図である。
ランジスタの駆動回路を概略的に示す図である。
【図5】 この発明の実施の形態4に係る絶縁ゲートト
ランジスタの駆動回路を概略的に示す図である。
ランジスタの駆動回路を概略的に示す図である。
【図6】 この発明の実施の形態4に係る絶縁ゲートト
ランジスタの駆動回路により駆動される絶縁ゲートトラ
ンジスタのゲート−エミッタ端子間電圧の変化の様子を
概略的に示す図である。
ランジスタの駆動回路により駆動される絶縁ゲートトラ
ンジスタのゲート−エミッタ端子間電圧の変化の様子を
概略的に示す図である。
【図7】 この発明の実施の形態5に係る絶縁ゲートト
ランジスタの駆動回路を概略的に示す図である。
ランジスタの駆動回路を概略的に示す図である。
【図8】 この発明の実施の形態6に係る絶縁ゲートト
ランジスタの駆動回路を概略的に示す図である。
ランジスタの駆動回路を概略的に示す図である。
【図9】 この発明の実施の形態7に係る絶縁ゲートト
ランジスタの駆動回路を概略的に示す斜視図である。
ランジスタの駆動回路を概略的に示す斜視図である。
【図10】 従来の絶縁ゲートトランジスタの駆動回路
として特開平5−336732に記載されているゲート
駆動回路を適用したチョッパ回路を示す図である。
として特開平5−336732に記載されているゲート
駆動回路を適用したチョッパ回路を示す図である。
【図11】 従来の絶縁ゲートトランジスタの駆動回路
による絶縁ゲートトランジスタの動作を示す図である。
による絶縁ゲートトランジスタの動作を示す図である。
【図12】 従来の絶縁ゲートトランジスタの駆動回路
として特開平7−99429号に記載された駆動回路を
概略的に示す図である。
として特開平7−99429号に記載された駆動回路を
概略的に示す図である。
【図13】 従来の絶縁ゲートトランジスタの駆動回路
の外形を概略的に示す斜視図である。
の外形を概略的に示す斜視図である。
【図14】 従来の絶縁ゲートトランジスタの駆動回路
において、単一電源から二つの電源供給を得る方法を概
略的に示す図である。
において、単一電源から二つの電源供給を得る方法を概
略的に示す図である。
【図15】 従来の絶縁ゲートトランジスタの駆動回路
において、単一電源から二つの電源供給を得る方法を概
略的に示す図である。
において、単一電源から二つの電源供給を得る方法を概
略的に示す図である。
1 IGBT(絶縁ゲートトランジスタ)、8 ゲート
オン用トランジスタ(ゲート駆動手段)、9 ゲートオ
フ用トランジスタ(ゲート駆動手段)、20制御回路
(制御手段)、23 逆バイアス供給電源(可変電
源)、25、25aゲート電圧分圧用抵抗器(ゲート電
圧制御手段)、26a、26b、26c、26d 分圧
用抵抗器(電流変化率検出手段)、27a、27b、2
7c、27d 基準電圧設定用抵抗器(基準電圧検出手
段)、28、28a、28b オペアンプ(比較手
段)、29、29a、29b ゲート電圧分圧用トラン
ジスタ(ゲート電圧制御手段)、30a、30b 定電
流設定用抵抗器(ゲート電圧制御手段)、31a、31
b 定電流用トランジスタ(定電流駆動用スイッチ素
子)、40a 電流センス用半導体素子(電流検出素
子)、41 リアクトル、50コンデンサ(電圧変化率
検出手段)、51a、51b 分圧用抵抗器(電圧変化
率検出手段)、71 シールド板(シールド)。
オン用トランジスタ(ゲート駆動手段)、9 ゲートオ
フ用トランジスタ(ゲート駆動手段)、20制御回路
(制御手段)、23 逆バイアス供給電源(可変電
源)、25、25aゲート電圧分圧用抵抗器(ゲート電
圧制御手段)、26a、26b、26c、26d 分圧
用抵抗器(電流変化率検出手段)、27a、27b、2
7c、27d 基準電圧設定用抵抗器(基準電圧検出手
段)、28、28a、28b オペアンプ(比較手
段)、29、29a、29b ゲート電圧分圧用トラン
ジスタ(ゲート電圧制御手段)、30a、30b 定電
流設定用抵抗器(ゲート電圧制御手段)、31a、31
b 定電流用トランジスタ(定電流駆動用スイッチ素
子)、40a 電流センス用半導体素子(電流検出素
子)、41 リアクトル、50コンデンサ(電圧変化率
検出手段)、51a、51b 分圧用抵抗器(電圧変化
率検出手段)、71 シールド板(シールド)。
Claims (9)
- 【請求項1】 絶縁ゲートトランジスタのゲート端子に
接続され、ゲートオン指令またはゲートオフ指令に応じ
て前記絶縁ゲートトランジスタをオン/オフするための
ゲート駆動手段と、 ゲートオン指令またはゲートオフ指令に基づいて、前記
ゲート駆動手段の駆動制御を行う制御手段と、 前記絶縁ゲートトランジスタのコレクタ電流の時間変化
率を電圧として検出する電流変化率検出手段と、 前記電流変化率検出手段が検出する検出電圧の比較基準
としての電圧を検出する基準電圧検出手段と、 前記電流検出手段の検出電圧と前記基準電圧とを比較す
る比較手段と、 前記比較手段の比較結果に基づいて、前記コレクタ電流
の時間変化率が一定範囲内となるように、前記絶縁ゲー
トトランジスタのゲート電圧を制御するゲート電圧制御
手段と、 を備えた絶縁ゲートトランジスタの駆動回路。 - 【請求項2】 絶縁ゲートトランジスタのゲート端子に
接続され、ゲートオン指令またはゲートオフ指令に応じ
て前記絶縁ゲートトランジスタをオン/オフするための
ゲート駆動手段と、 ゲートオン指令またはゲートオフ指令に基づいて、前記
ゲート駆動手段の駆動制御を行う制御手段と、 前記絶縁ゲートトランジスタのコレクタ−エミッタ端子
間電圧の時間変化率を検出するために、当該コレクタ−
エミッタ端子間電圧を検出する電圧変化率検出手段と、 前記電圧変化率検出手段が検出する検出電圧の比較基準
としての電圧を検出する基準電圧検出手段と、 前記電圧変化率検出手段の検出電圧と前記基準電圧とを
比較する比較手段と、 前記比較手段の比較結果に基づいて、前記コレクタ−エ
ミッタ端子間電圧の時間変化率が一定範囲内となるよう
に、前記絶縁ゲートトランジスタのゲート電圧を制御す
るゲート電圧制御手段と、 を備えた絶縁ゲートトランジスタの駆動回路。 - 【請求項3】 前記電流変化率検出手段は、直列接続さ
れた一対の抵抗器を備え、前記一対の抵抗器は、前記絶
縁ゲートトランジスタのエミッタ端子の内部インダクタ
ンスに並列接続されると共に、その接続点が前記比較手
段の入力端に接続されていることを特徴とする請求項1
に記載の絶縁ゲートトランジスタの駆動回路。 - 【請求項4】 前記絶縁ゲートトランジスタはコレクタ
電流を検出するための電流検出素子を備え、前記電流変
化率検出手段は直列接続された一対の抵抗器を備え、前
記一対の抵抗器は当該電流検出素子のリアクトルに並列
接続されると共に、その接続点が前記比較手段の入力端
に接続されていることを特徴とする請求項1に記載の絶
縁ゲートトランジスタの駆動回路。 - 【請求項5】 前記電圧変化率検出手段は、前記絶縁ゲ
ートトランジスタのコレクタ−エミッタ端子間に設けら
れたコンデンサおよび抵抗器であることを特徴とする請
求項2に記載の絶縁ゲートトランジスタの駆動回路。 - 【請求項6】 前記基準電圧検出手段は、直列接続され
た一対の抵抗器を備え、前記一対の抵抗器は、電源両端
間に設けられると共に、その接続点が前記比較手段の入
力端に接続されていることを特徴とする請求項1乃至請
求項5のいずれかに記載の絶縁ゲートトランジスタの駆
動回路。 - 【請求項7】 前記ゲート電圧制御手段は、前記ゲート
駆動手段を定電流駆動させるための定電流駆動用スイッ
チ素子および定電流設定用抵抗器を備え、前記定電流駆
動用スイッチ素子は、オンすることにより、前記絶縁ゲ
ートトランジスタのゲート−エミッタ端子間に帯電して
いる電荷を放電して前記絶縁ゲートトランジスタのゲー
ト電圧を制御すると共に、前記定電流設定用抵抗器は、
前記ゲート駆動手段に流れる電流を制限することを特徴
とする請求項1乃至請求項6のいずれかに記載の絶縁ゲ
ートトランジスタの駆動回路。 - 【請求項8】 ゲート端子電圧を可変制御するための可
変電源をさらに備え、前記可変電源は、単一の電源両端
間に設けられると共に、前記絶縁ゲートトランジスタの
エミッタ端子に接続され、前記制御手段の制御指令およ
び前記比較手段の検出結果に基づいて前記絶縁ゲートト
ランジスタのゲート端子電圧を可変制御することができ
ることを特徴とする請求項1乃至請求項7のいずれかに
記載の絶縁ゲートトランジスタの駆動回路。 - 【請求項9】 磁気遮蔽用のシールドをさらに備え、前
記シールドは前記絶縁ゲートトランジスタと駆動回路と
の間に設けられると共に、前記絶縁ゲートトランジスタ
のエミッタ端子に電気的に接続されていることを特徴と
する請求項1乃至請求項8のいずれかに記載の絶縁ゲー
トトランジスタの駆動回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP9203438A JPH1155936A (ja) | 1997-07-29 | 1997-07-29 | 絶縁ゲートトランジスタの駆動回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP9203438A JPH1155936A (ja) | 1997-07-29 | 1997-07-29 | 絶縁ゲートトランジスタの駆動回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH1155936A true JPH1155936A (ja) | 1999-02-26 |
Family
ID=16474110
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP9203438A Pending JPH1155936A (ja) | 1997-07-29 | 1997-07-29 | 絶縁ゲートトランジスタの駆動回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH1155936A (ja) |
Cited By (20)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
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US9479157B2 (en) | 2013-08-22 | 2016-10-25 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Electric device including a switch circuit, a current limit circuit and a clamp swith, for driving a power switch |
JP2017220861A (ja) * | 2016-06-09 | 2017-12-14 | 株式会社東芝 | ゲート駆動回路 |
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JP2018050157A (ja) * | 2016-09-21 | 2018-03-29 | 株式会社日立製作所 | 半導体駆動装置ならびにこれを用いた電力変換装置 |
CN112930642A (zh) * | 2018-11-05 | 2021-06-08 | 三菱电机株式会社 | 栅极驱动电路和功率转换装置 |
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