JP5116785B2 - 交流電動機の駆動装置及び電動機車両 - Google Patents

Description

本発明は、誘導電動機や永久磁石同期電動機などの交流電動機を、零速度近傍の極低速度域にて回転数やトルクを自在に制御するモータ制御技術に関連し、特に電動機の回転子の回転位置角度や速度情報を直接センサによって検出しないセンサレス制御の交流電動機の駆動装置及び電動機車両に関する。

交流電動機を高応答、高精度に制御する場合、電動機のトルクを管理する必要がある。それには、電動機の回転数（同期電動機の場合には、回転子の位置（角度）情報）をセンサによって検出し、さらに電動機の相電流を検出した上で、制御器内部にて電流をトルク電流成分と励磁成分電流を各々独立に分離して制御する必要がある。この技術はベクトル制御として広く用いられている。

ベクトル制御には、回転子の速度（あるいは位置）情報が必須である半面、これらのセンサによる信頼性の低下、取り付け調整の作業量の増加、コストアップなどが問題になっている。この解決策として、回転子速度・位置情報を直接用いないセンサレス制御技術が開発され、すでに実用化されている。センサレス制御技術は、回転速度が高い領域では、電動機の誘起電圧に基づく手法にて安定に駆動できるが、誘起電圧が小さくなる零速度近傍においては、ベクトル制御を実現するのが非常に困難となっている。零速度近傍のセンサレス制御技術としては、例えば、下記特許文献のような従来例が挙げられる。

下記特許文献は、交流電動機の回転子における突極性を利用した手法であり、回転子位置が変わることでインダクタンスが変化する性質を利用している。このため、電動機の突極性が必須となる。文献２は、誘導電動機を対象としているが、誘導機においても、励磁電流を流すことによって、鉄芯の磁気飽和が発生し、磁気回路にわずかながら突極性が生じるため、それを利用することができる。

特許文献１〜３の手法は、これらの突極性を観測するため、意図的に高調波電圧を電動機に印加して電流に変動を与え、その電流変動量に基づいて電動機内部の磁束位置の推定を行う。

例えば、特許文献２における代表図（図１）では、部品番号４の高周波発生器が高調波電圧を発生させて、電流制御器の出力電圧Ｖγ＊に加算されている。また、電動機の電流ｉｓを電流センサ１２にて検出し、バンドパスフィルタ９（ＢＰＦ）を介して高周波成分を取り出している。この高周波電流成分から、電動機内部の磁束位置推定を行っている。

交流電動機をベクトル制御する場合、トルクを線形化することが主目的であり、それには電動機内部の磁束位置を検出できればよい。永久磁石同期電動機では、通常、磁束位置と回転子位置は一致しているため、回転子位置センサがあれば磁束位置を検出できるが、センサレスでは何らかの推定演算が必要になる。同期電動機以外の交流電動機である誘導電動機の場合にも、磁束位置が推定できれば「すべり」の大きさが把握でき、それによってベクトル制御が成立する。

特許文献４は、特許文献１〜３などで行われている高調波電圧の印加量を低減することを目的とした発明であり、外付けに電流変化量の検出器を設けて、その電流変化量から磁束位置を推定演算するものである。電流変化量検出器の構成としては、電動機の電流変化率を初めに検出し、その電流変化率を高調波印加期間だけ積分することで、電流変化量に変換している。

特許文献５は、基本的には特許文献１〜３と同様の考え方であるが、特許文献４と同様に電流変化量を直接検出する手法が記載されている。電流変化率のセンサとして、外付けのインダクタンスを備える例が記載されている。

特許文献６は、特許文献１〜５と同様に電動機の突極性を利用するものである。この発明では、電動機の磁束位置と仮定した位相に高調波電圧を印加し、その時発生する高調波電流をベクトル量として扱い、そのベクトルの方向が高調波印加の方向とずれないように制御することで、電動機の磁束位置と制御上の推定位置とを一致させるものである。

特許文献７は、他の特許文献とは異なり、基本的には高調波の印加は行わないものである。通常のＰＷＭ動作によって発生する高調波電流のリプルを検出し、その電流リプルと、電動機の定数から連立方程式を解き、磁束の位置を推定演算する。

特開平７−２４５９８号公報 特開２００１−２８６１９８号公報 特開２００２−２９１２８３号公報 特開２００７−１２９８４４号公報 特開２００２−７８３９１号公報 特開２００１−１６９５６０号公報 特開平８−２０５５７８号公報

特許文献１〜６の方式では、いずれの手法も高調波電圧を意図的に印加する必要がある。交流電動機のベクトル制御の原理に立ち戻れば、本来高調波電圧の印加は不要であり、むしろ電動機駆動装置としてはデメリットも多く発生する。

図２９は、高調波の印加を行わない場合の電動機への線間電圧波形（同図（ａ））と、高調波印加を行った場合の線間電圧波形（同図（ｂ））を比較したものである。理想的なパルス幅変調であれば、基本波の周期に対して、半周期間は正側のパルスのみ、残りの半周期は負側のパルスのみとなり、高調波発生量は最小化される。ところが、意図的に高調波を印加すると、図２９（ｂ）のような波形になり、高調波の発生量は一気に増大化する。また、高調波印加の有無により、モータの電流波形は図３０（ａ），（ｂ）のように変化する。

このような高調波の印加に伴い、様々な問題が発生する。例えば、電動機からの電磁騒音が増大化する。電動機磁束の推定感度を上げるためには、高調波電圧の周波数を下げるか、あるいは振幅を増やす必要があり、いずれにしても可聴領域の騒音（数１００Ｈｚから数ｋＨｚ）を増加させることになる。また、電動機駆動電流には、高調波成分が多量に発生することになり、高調波による損失（主に鉄損）が大幅に増加する。損失の増大化は発熱の問題にも直結し、モータ駆動システムを設計する上で、極めて重要な要因となる。

文献４では、その高調波電圧の低減を実現しているが、わずかな注入であっても、高調波損失は大きく発生する。通常のパルス幅変調方式（ＰＷＭ方式）では、搬送波（キャリア）周波数成分は零相成分であるために発生せず、振幅の小さい（搬送波周辺の）測帯波成分のみが電動機電流に含まれる。しかし、意図的に高調波を注入すると、その成分そのものが直接的に高調波電流となって大きく発生し、想定以上の大きな損失となってしまう。

文献５では、電流変化率を検出する例が記されているが、発明内容はあくまでも「電流変化量」に対するアルゴリズムであり、電流変化率を直接利用する具体的な手法は書かれていない。

文献７は、特殊なＰＷＭを行わずに、電流リプルから磁束位置を推定するとの記載があるが、実際には、インバータの出力パルス幅が小さくなる低速領域では、パルス幅を拡大するための特殊なＰＷＭが必要となり、結果としては高調波電流を増加させる。また、電流リプルを検出するための外付け回路が必須であり、インバータのスイッチングに伴うリンギングなどを考慮すると、実用的とは言えない。

さらに、制御器内部にて、電動機の定数から連立方程式を解くようにして磁極位置を演算しているが、近年の電動機は磁気回路の非線形性が強く、電動機定数を「定数」として扱うのが難しくなっているため、この方式を直接用いることは困難であると言える。

本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、次の通りである。

本発明の代表的な実施の形態に関わる交流電動機の駆動装置は、直流を交流に電力変換するインバータと、前記インバータに接続された交流電動機と、前記インバータに対してパルス幅変調信号を出力し前記インバータを制御する制御器を有する交流電動機の駆動装置であって、前記インバータの線間電圧波形は、交流出力の基本波周期３６０度に対して、１８０度期間を連続した正方向のパルス列とし、残りの１８０度期間を負方向のパルス列として前記交流電動機に電圧を印加する理想的な駆動波形であるものとし、かつ、前記交流電動機の電流、ならびに電流変化率を検出する手段を備えて、該検出値に基づいて前記交流電動機を制御することを特徴とした交流電動機の駆動装置である。

本願において開示される発明のうち、代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば以下の通りである。

交流電動機の内部磁束を推定演算するために、意図的な高調波電圧の印加は行わないため、インバータの出力波形は理想的なパルス幅変調波形となる。この結果、電磁騒音、高調波損失は最小化される。特に、大容量の交流電動機においては、高調波電流の絶対値が大きくなるため、電磁騒音や損失の発生量は劇的に低減される。さらに、交流電動機の過渡インダクタンスを予め数式モデルやデータテーブルとして備えていることで、電動機の磁気回路が非線形に変化する電動機であっても、問題なく駆動することが可能になる。

図１は本発明の実施例１の交流電動機駆動装置の構成を表すブロック図である。 図２は本発明の実施例１の交流電動機駆動装置の電流／電流変化率検出器の構成を表す図である。 図３は本発明の実施例１の磁束推定器１５、ならびに速度推定器１６の詳細を示した図である。 図４は本発明の実施例１の磁束モデル１５２の詳細を示した図である。 図５は本発明の実施例１の各部の波形を示した図である。 図６は本発明の実施例２の交流電動機駆動装置の制御器２Ｂのブロックを表す図である。 図７は本発明の実施例２の磁束推定器１５Ｂの詳細を示した図である。 図８は本発明の実施例２の磁束モデル１５２Ｂの詳細を示した図である。 図９は本発明の実施例２の各部の波形を示した図である。 図１０は本発明の実施例２のインバータ３の出力波形をベクトル表記した図である。 図１１は本発明の実施例３の交流電動機駆動装置の構成を表すブロック図である。 図１２は本発明の実施例４の交流電動機駆動装置の構成を表すブロック図である。 図１３は本発明の実施例４の電圧ベクトルを表記した図である。 図１４は本発明の実施例４の電圧ベクトルＶ（１、０、０）と電流変化率δｄＩのベクトルの関係を表記した図である。 図１５は本発明の実施例４の電圧ベクトルＶ（１、０、１）と電流変化率δｄＩのベクトルの関係を表記した図である。 図１６は本発明の実施例４の磁気飽和現象の説明図である。 図１７は本発明の実施例５の線間電圧波形を表記した図である。 図１８は本発明の実施例５のＰＷＭ波形を表記した図である。 図１９は本発明の実施例５のＰＷＭ波形に補正を加えた場合の波形を表記した図である。 図２０は本発明の実施例６の起電圧推定器１５Ｅの詳細を示した図である。 図２１は本発明の実施例６のΔＬ演算器１５２Ｅの詳細を示した図である。 図２２は本発明の実施例７の制御器２Ｆの詳細を示した図である。 図２３は本発明の実施例８の電流／電流変化率検出器の構成を示した図である。 図２４は本発明の実施例９の電流／電流変化率検出器の構成を示した図である。 図２５は本発明の実施例１０の電流／電流変化率検出器の構成を示した図である。 図２６は本発明の実施例１１の交流電動機駆動装置の構成を表すブロック図である。 図２７は本発明の実施例１１の電圧ベクトルと電流波形を表記した図である。 図２８は本発明の実施例１２の鉄道車両の構成を示した図である。 図２９は従来方式の理想的な線間電圧波形と、高調波印加を行った場合の線間電圧波形である。 図３０は従来方式の高調波印加がない場合の電流波形と、高調波印加を行った場合の電流波形を示す図である。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して説明する。

図１は、本発明の第１の実施の形態に関わる交流電動機の駆動装置の構成を表すブロック図である。

この装置は、三相誘導電動機の駆動を目的とするものである。大別すると、この装置はトルク指令発生器１、制御器２、インバータ主回路３１やインバータ電源３２、ゲート・ドライバ３３を含むインバータ３、電流及び電流変化率検出器４、および駆動対象である三相誘導電動機５（以下、誘導機と略）を含んで構成される。

トルク指令発生器１は、誘導機５の発生トルク指令Ｔｍ＊を与える手段であり、制御器２の上位に位置する制御器である。このトルク指令発生装置のさらに上位には、誘導機５の回転数を調整する速度制御器を設ける場合もあるが、本実施例では省略する。

制御器２は、トルク指令Ｔｍ＊に、誘導機５の実際の発生トルクが一致するように、誘導機５への印加電圧の演算を行い、さらに、パルス幅変調を行って、インバータの主回路をスイッチングするゲート信号を出力する。この制御器２は、Ｉｄ＊，Ｉｑ＊発生器６（ｄ軸電流指令Ｉｄ＊とｑ軸電流指令Ｉｑ＊の発生器）、加減算器７ａ〜７ｃ、ｄ軸電流制御器（ＩｄＡＣＲ）８、ｑ軸電流制御器（ＩｑＡＣＲ）９、ｄｑ逆変換器１０、ＰＷＭ（パルス幅変調）発生器１１、すべり演算器１２、電気角位相演算器１３、ｄｑ変換器１４ａ、１４ｂならびに発明の特徴部である磁束推定器１５、速度推定器１６から構成される。

次に各部品の動作について説明する。

トルク指令発生器１から与えられたトルク指令Ｔｍ＊に基づいて、Ｉｄ＊，Ｉｑ＊発生器６にて励磁電流指令Ｉｄ＊とトルク電流指令Ｉｑ＊が演算される。通常、誘導機５の制御には、Ｉｄ＊を一定に固定し、Ｉｑ＊をトルク指令Ｔｍ＊に比例させてトルクを発生させる仕組みとなっている。Ｉｄ＊，Ｉｑ＊に対して、実際の誘導機の励磁電流成分であるＩｄｃ、ならびにトルク電流成分であるＩｑｃとの偏差を加減算器７ａ，７ｂにて演算し、この偏差に基づいて、ｄ軸電流制御器（ＩｑＡＣＲ）８、ならびにｑ軸電流制御器（ＩｑＡＣＲ）９にて、ｄ軸，ｑ軸の各電圧指令Ｖｄｃ＊，Ｖｑｃ＊が演算される。

尚、ｄ軸電流制御器８、ならびにｑ軸電流制御器９は、それぞれの偏差を少なくすることを目的とした制御ブロックであり、比例積分制御など、どのような制御構成であっても問題ない。また、誘導機の場合には、すべり周波数を負荷状態に応じて適切に制御する必要がある。本実施形態においては、すべり演算器１２にてＩｄ＊，Ｉｑ＊に応じてすべり周波数ωｓを演算し、回転速度の推定値ωｒｃに加算して、誘導機５の駆動周波数であるω１を演算している。

ベクトル制御では、誘導機５の電流を、誘導機５の二次磁束を基準にして回転座標軸上で観測して制御を行う。この回転座標軸の位相角θｄｃは、駆動周波数ω１を積分器にて積分することで得られる。この演算は、電気角位相演算器１３にて行われる。この位相角θｄｃに基づき、ｄｑ変換器１４ａにて、誘導機５の相電流Ｉｕ，Ｉｗをｄｑ座標軸上の電流値Ｉｄｃ，Ｉｑｃへと変換する。同様に、ｄｑ軸上の電圧指令Ｖｄｃ＊、ならびにＶｑｃ＊は、三相交流軸上の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊へ逆変換される。Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は、ＰＷＭ発生器１１にてパルス幅変調されて、インバータ３へと出力される。

本発明では、誘導機５の相電流における電流変化率ｄＩｕ、ならびにｄＩｗも検出し、制御器２へ取り入れている。ｄＩｕならびにｄＩｗは、ｄｑ変換器１４ｂにて、θｄｃにて座標変換され、ｄｑ軸上の電流変化率ｄＩｄｃ、ならびにｄＩｑｃとなる。

本発明の特徴部である磁束推定器１５は、位相角θｄｃ，電流Ｉｄｃ，Ｉｑｃ，電流変化率ｄＩｄｃ，ｄＩｑｃ，ならびに出力パルスＶｕｐ，Ｖｖｐ，Ｖｗｐに基づいて、誘導機５内部の磁束推定を行い、誘導機内部の磁束と、制御上の推定磁束とのずれ角に関連する状態量であるΔθｅを出力する。この磁束推定器１５の詳細は後述する。速度推定器１６では、Δθｅに基づいて回転速度の推定演算を行う。

またＰＷＭ発生器１１からの信号によって、ゲート・ドライバ３３が制御され、インバータ主回路３１の各デバイスをオン・オフ制御する。インバータ主回路部３１は、６個のスイッチング素子Ｓｕｐ〜Ｓｗｎで構成される。また、電流検出／電流変化率検出器４が、Ｕ相、ならびにＷ相に取り付けられ、相電流と、相電流の変化率の検出を行っている。

電流検出／電流変化率検出器４は、図２に示すような構造となっている。電流検出／電流変化率検出器４は、インバータ３と誘導機５の接続線が巻かれたコア材４１、コア材４１の内部磁束を検出し、相電流に比例した電圧を発生させるホール素子４２、ホール素子の電圧を増幅するアンプ４３、コア材４１に巻かれた補助巻線４４、補助巻線の起電圧を増幅するアンプ４５からなる。通常の電流センサ（ホールＣＴ）は、コア材４１、ホール素子４２、アンプ４３によって構成されており、アンプ４３の出力が電流検出値となる。本発明では、コア材に補助巻線４４を施し、その起電圧が電流変化率に比例することから、電流変化率ｄＩｕを直接検出する。

電流変化率は、電流検出値（例えばＩｕ）を一旦制御器に読み込み、それに対して微分処理を行えば、検出することは不可能ではない。ただし、そのためにはいくつかの課題がある。まず、第一に、電流検出の分解能を高くしなければならない点である。電流検出は、アナログ回路が主体であり、１％程度の検出誤差は必ず存在する。それに対して、電流変化量は数％であり、十分な分解能が得られない。また、変化量を得るためには、ある程度の時間差をおいて２点間の電流値を検出する必要があるため、狭い幅のパルスを印加した場合にはこの時間差を得ることが難しくなる。

第二に、微分処理自体の誤差要因が挙げられる。制御器で行う微分は、原理的には不完全微分にならざるを得ないため、必ず誤差が含まれる。不完全微分を完全微分に近づけるほど、原理的に精度は向上するが、検出値に含まれるノイズの影響で誤差成分を拡大する恐れがある。

本発明では、電流検出／電流変化率検出器４によって、電流変化率そのものを、直接、高感度で検出する。これによって、「差分」を取る必要がなくなるため、制御上の制約条件が大幅に改善されることになる。狭いパルス幅であっても、制御器内に「変化率」として読み込むことが可能になる。

次に、本発明の特徴部である磁束推定器１５の詳細を、図３から図５を用いて説明する。図３は、磁束推定器１５、ならびに速度推定器１６の内部ブロック図を示したものである。図３において、磁束推定器では、電流Ｉｄｃ、ならびにＩｑｃから、磁束初期値演算器１５１にて、ｄ，ｑそれぞれの軸の磁束初期値Φｄｓ，Φｑｓを演算する。また、位相θｄｃを用いて、ｄｑ変換器１５３にてＰＷＭパルスをｄｑ軸上の電圧Ｖｄｓ，Ｖｑｓに変換し、これらの状態量Ｉｄｃ，Ｉｑｃ，Φｄｓ，Φｑｓ，Ｖｄｓ，Ｖｑｓを磁束モデル演算器１５２に入力する。磁束モデル１５２では、誘導機５の内部磁束をシミュレーションして、電流変化率ｄＩｄｃｅ、ならびにｄＩｑｃｅを計算する。この電流変化率から、ｄ軸を基準とした位相をアークタンジェント演算器１５４ａにて計算して、電流変化率位相推定値δｄＩｅを計算する。

同様に、電流変化率を直接検出した値であるｄＩｄｃ，ｄＩｑｃについても、アークタンジェント演算器１５４ｂにて位相角δｄＩを求める。δｄＩとδｄＩｅは、本来、一致すべきものである。両者の偏差Δθｅが存在するのであれば、それは磁束位置にずれがあるからにほかならない。よって、両者を一致させるように回転速度を修正すればよい。尚、δｄＩｅとδｄＩは、ＰＷＭパルスの状態によって大きさが異なるため、フィルタ１５５によって安定化している。速度推定器では、Δθｅが零になるように速度推定値ωｒｃを出力する。図３において、比例積分制御器（ＰＩ制御器）１６１にて、Δθｅが零になるように制御をかけている。Δθｅへの指令としては、零発生器１６２が「零」を与えている。

図４は、磁束モデル１５２の内部を示したものである。抵抗設定器１５２１ａ、１５２１ｂにて、誘導機５の巻き線抵抗分の電圧降下を計算し、その後、印加電圧を積分することで、誘導機５の内部磁束をリアルタイムで演算している。積分器１５２２ａ，１５２２ｂは、それぞれΦｄｓ，Φｑｓを初期値として、誘導機５内部の磁束変化を計算する。ｄ軸とｑ軸のそれぞれの磁束マップ１であるＩｄマップ１５２３ａ，Ｉｑマップ１５２３ｂに基づき、電流値Ｉｄｃｅ，Ｉｑｃｅが演算される。これらの動作は、誘導機５の内部状態をシミュレーションしているに過ぎないが、各々のマップは、磁気回路の飽和特性も考慮したものである必要がある。あるいは、マップの変わりに、磁気飽和特性を数式モデル化したものでも問題ない。電流推定値Ｉｄｃｅ，Ｉｑｃｅは電流値そのものであるため、これを変化率に変換する。変化率は、不完全微分器１５２４ａ，１５２４ｂにて行われる。シミュレーション上の微分であれば、ノイズの影響は特に大きな問題にはならずに処理することが可能である。

図５に、ＰＷＭパルスから、電流変化率までの波形例を示す。同図（ａ）は、ＰＷＭパルスを作成する際の三角波キャリア、ならびに電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊である。それぞれの電圧指令と三角波キャリアの大小関係からＰＷＭパルスが作成され、それに基づいて、同図（ｂ）のような相電圧がインバータから出力される。線間電圧は、同図（ｃ）のような波形になる。この結果、各相電流は同図（ｄ）〜（ｆ）となり、ＰＷＭ波形にリンクして脈動電流が発生することになる。この脈動電流の変化率、すなわち微分値は、同図（ｇ）〜（ｉ）になる。これらの電流変化率をｄｑ軸上で観測すると、印加電圧とその時の磁束位置に依存して、ある特定の方向を示すベクトルとなる。これと同様のシミュレーションを、磁束推定器１５の内部でも行って電流変化率のベクトルを求め、実検出値との比較を行うことで、磁束位置のずれ分が推定できる。すなわち、磁束推定器１５では、図５（ｇ）〜（ｉ）を、ｄｑ軸上で推定演算していることになる。磁束推定値の誤差に相当するΔθｅを零にできれば、センサレス制御が成立することになる。

本発明によれば、誘導電動機の相電流に対して、電流変化率を直接検出することで、特に高調波を印加することなく、磁束位置の推定が可能であることを示した。

次に本発明の実施例２について説明する。

第１の実施の形態では、制御器２がアナログ回路で実現するイメージで説明したため、デジタル制御で実現するには、高速処理が必須になる。無論、専用のゲートロジックを用いれば、デジタル化での実現も不可能ではないが、回路規模としては膨大なものになってしまうであろう。

実施例２では、産業用途等で使用されるマイコンを前提に、実用的な例を図６から図１０を用いて示す。

図６は、実施例２の特徴部分である制御器２Ｂのブロック構成図である。本制御器２Ｂを、図１における制御器２の代わりに導入することで、実施例２となる。

図６において、部品番号６〜１４、ならびに１６のブロックに関しては、図１に示した同じ番号のものと同一のものである。本実施例の特徴部分は、磁束演算器１５Ｂ、ならびにサンプルホールド回路１７、トリガ発生回路１８である。図７に磁束推定器１５Ｂの内部ブロック図を、図８に磁束モデル１５２Ｂの内部ブロック図を示す。ここでも、実施例１における図３、ならびに図４と同じ番号のものは、同一のものである。図７では、図３におけるフィルタ１５５が削除され、ベクトル選択器１５６が新たに加えられている。また、図８においては、図４における不完全微分器１５２４ａ，１５２４ｂに代わって、遅れ要素１５２５ａ，１５２５ｂと加減算器７ｈ、７ｉが加えられている。それ以外は、実施例１と同じである。

次に、本実施例２の動作原理について説明する。

低速で誘導機５を駆動する場合、誘導機への印加電圧の基本波振幅は小さくなる。これは、誘導機５の逆起電圧が回転速度に比例するためであり、回転機の原理上このようになる。印加電圧の振幅が低下した結果、インバータのＰＷＭパルスも非常に狭くなっていく。この様子を図９に示す。図９は、図５にて示したＰＷＭ波形と、そのときの電流、ならびに電流変化率の一部分（三角波キャリアが減少方向である部分）を、印加電圧が低い条件で描き改めたものである。

インバータの出力電圧（ｂ）は、各相のデバイスが、上側がオンするのか、下側がオンするのかの２通りであり、３相まとめると、全部で８通りのスイッチングパターンとなる。それをベクトル表現したものが、図１０である。Ｖ（ｘ，ｙ，ｚ）のように表記した各ベクトルは、各相のスイッチ状態を表している。例えば、Ｖ（１，０，０）は、Ｕ相が１（すなわち、上側のスイッチがオン）、Ｖ相、Ｗ相が０（下側のスイッチがオン）の状態を表している。これを図９に当てはめると、この期間は、Ｖ（０，０，０）から始まり、Ｖ（１，０，０）、Ｖ（１，０，１）を得て、Ｖ（１，１，１）で終了する。このときの線間電圧は、図９（ｃ）に示す通りであり、Ｖ（０，０，０）ならびにＶ（１，１，１）（これらを零ベクトルと呼ぶ）以外の電圧ベクトルにおいて、線間にパルス電圧が印加されていることがわかる。

回転速度が極端に低い場合、これら零ベクトル以外のベクトルの出力期間が非常に短くなる。図９では、Ｖ（１，０，０）の出力期間をＴ１，Ｖ（１，０，１）の出力期間をＴ２としている。回転数が低い条件では、誘導機３の逆起電圧は小さく、パルス電圧は非常に大きな外乱パルスのように作用する。図９（ｄ）〜（ｆ）に示すように、パルス印加期間において、最も大きな電流変化を示す。この時の電流変化率は、同図（ｇ）〜（ｉ）のようになる。

極低速域のセンサレスを行うには、電流変化率を捕らえる必要がある。その場合、図９に示すように、パルス印加時の電流変化率が最も大きく、また感度が高いことがわかる。よって、この期間のみの電流変化率を捉えれば、高感度に位置推定が可能となる。例えば、図９におけるＴ１の期間ならば、Ｔ２よりもパルス幅が長いため、電流変化率を捕らえやすい。このような原理に基づいて、制御系を構成したのが、第２の実施形態である。

図６において、三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の大小関係から、最も幅の広い電圧ベクトル（零以外のベクトル）の印加タイミングを計算し、そのタイミングにあわせてサンプル／ホールドを行うトリガ信号を、トリガ発生器１８にて発生させる。それに従って、サンプル／ホールド回路１７にて、電流変化率のサンプルホールドを実施する。すなわち、図９（ｇ）、（ｉ）のサンプリングを実施する。

磁束推定器１５Ｂでは、ベクトル選択器１５６において、電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の大小関係から、パルス幅の広いベクトルを選択し、その電圧をｄｑ変換器１５３に与える。磁束モデル１５２Ｂでは、特定の電圧ベクトルについてのみの磁束推定、電流変化率の推定演算を実施する。

磁束モデル１５２Ｂでは、図４の実施例と同様にシミュレーションを行うが、電圧ベクトルが一つに特定されているため、演算処理は大幅に簡略化される。Ｉｄマップ１５２３ａ、/ｑマップ１５２３ｂから出力される電流推定値Ｉｄｃｅ，Ｉｑｃｅは、予め計算しておいた初期値（遅延器１５２５ａ，１５２５ｂ）との差分を取って、電流変化率ｄＩｄｃｅ，ｄＩｑｃｅが求められる。

このように、第２の実施形態では、零ベクトル以外の電圧ベクトルが印加された瞬間をサンプリングし、誘導機５の内部磁束位置を推定演算する。サンプリング回数をキャリアの半周期間に対して、１回で済むため、汎用のマイコンを適用することが可能となる。

次に本発明の実施例３について説明する。

実施例１，２では、制御対象が誘導電動機であったが、実施例３では、永久磁石型動機電動機（以下、ＰＭモータと略）を適用する。ＰＭモータは、誘導機に比べて小型・高効率が実現できるため、今後、適用用途は拡大されていくものと予想されている。

図１１は第３の実施形態の構成図である。実施例２（図６）をベースに記載している。制御器２Ｃは、図６の制御器２Ｂとほぼ同じであり、すべり演算器１２を削除した以外、何も変えていない。また、電動機がＰＭモータ５Ｃになっている。

ＰＭモータでは、駆動周波数ω１と、回転数の周波数ωｒｃが必ず同期しているため、すべり周波数を加算する必要がなく、制御構成はよりシンプルになっている。すなわち、すべり演算器１２を排除するのみで、ＰＭモータの駆動システムを構成することができる。その際、磁束モデル１５２、あるいは１５２ＢにおけるＩｄマップ，Ｉｑマップを、ＰＭモータに合わせて修正する必要がある。逆に言えば、そこさえ変更すれば、ＰＭモータの駆動が可能である。

次に本発明の実施例４について説明する。

実施例２では、サンプリング回数を三角波キャリアの半周期に対して、一回のみで磁束の位置推定が可能な手法について説明した。実施例４では、キャリア半周期に対してサンプリングを２回行うものである。

零ベクトル以外の電圧ベクトルは、通常のＰＷＭであれば必ず２回出力されている。例えば、図９に示したように、Ｖ（１，０，０）とＶ（１，０，１）の二つが、キャリア半周期間内に出力されている。これら２つの電圧ベクトルを用いることで、より、感度の高い検出が可能となる。感度の高さは、そのまま精度を上げることになるため、より理想に近いベクトル制御をセンサレスにて実現できることになる。

これらの原理について、図１２〜１６を用いて説明する。

図１２は、実施例４の特徴部分である制御器２Ｄのブロック構成図である。本制御器２Ｄを、図１１における制御器２Ｃの代わりに導入することで、実施例４となる。尚、すべり演算器１２を付加すれば、実施例１，２同様に、誘導機の駆動にも適用は可能である。

図１２において、部品番号６〜１４、ならびに１６のブロックに関しては、図１、あるいは図１１に示した同じ番号のものと同一のものである。本実施例の特徴部分は、Δθｅの演算経路が２通りある点である。一つは、トリガ発生器１８Ｄａのトリガ信号を受けて、電流変化率ｄＩｕ，ｄＩｗをサンプルホールドするサンプル／ホールド１７ａと、その値を座標変換するｄｑ変換器１４ｂ、そのｄｑ軸上の電流変化率を取り込んでΔθｅ１を演算する磁束推定器１５Ｂａである。同様の演算経路がもうひとつ存在し、こちらは、トリガ発生器１８Ｄｂ、サンプル／ホールド１７ｂ、ｄｑ変換器１４ｃ、磁束推定器１５Ｂｂを介してΔθｅ２を演算する。

両者の差異は、どの電圧ベクトルが印加されたときの電流変化率を利用するかの差になっている。前述のように、電圧ベクトルは、零ベクトル以外に２つ存在し、その両者の電圧ベクトル印加時において電流変化率を検出する。新たに加えられたΔθｅ選択器１９では、ｄｑ軸上の電流変化率の大きさを比較し、どちらの変化率に基づいて演算を行うかの判別をする。スイッチ２０にて、その切替を行っている。

Δθｅ選択器１９では、下記演算を行って、電流変化率の大きさを比較する。

上記、数１と数２の結果を比較し、大きさの大きな方のΔθｅを用いることにする。電流変化率の大きさが大きいと言うことは、それだけ感度が高いという意味であり、推定演算の誤差が少ないことを意味する。この原理について、さらに詳しく説明する。

図１３（ａ）は、Ｕ，Ｖ，Ｗの三相の固定座標と、ｄｑ座標（回転座標）を同時に記載したものである。ｄ軸上に磁束Φｍがあるものとすると、逆起電圧ＥｍはΦｍ対して９０度進んだ位相、すなわちｑ軸上に存在することになる。電流Ｉ１の位相と電圧Ｖ１の位相を同図のように仮定する。このＶ１に対して、ＰＷＭによってインバータが出力する電圧ベクトルは、例えば図１３（ｂ）のようになる。零ベクトルと、電圧ベクトルＶ（１，０，０）、ならびにＶ（１，０，１）の三点に囲まれた領域内にＶ１あれば、これら３つのベクトルを用いてスイッチングが行われることになる。

図１４は、電圧ベクトルＶ（１，０，０）が印加された瞬間のベクトル図を示したものである。仮に、電動機のインダクタンスが完全に一様であるとすると、印加された電圧ベクトルの方向に、電流の変化は発生する（図１４（ａ））。その場合には、位置推定は不可能である。実際には、磁束Φｍが存在する位相において、磁気飽和によってインダクタンスが低下しているため、図１４（ｂ）のように、電流変化率のベクトルｄＩは、Φｍに近い方向にずれて発生する。このずれる度合いによって、磁束位置が推定可能となる。

同様にして、もう一つの電圧ベクトルＶ（１，０，１）が印加された瞬間の様子を、図１５に示す。この時は、Ｖ（１，０，０）とは異なる方向のベクトルとなるため、電流変化率の挙動も異なったものになる。この場合も、インダクタンスが一様であれば、Ｖ（１，０，１）と同方向にのみｄＩが発生するはずであるが、実際には磁気飽和の影響で、大きさ、方向とも、図１４の場合とは異なってくる。

尚、磁気飽和とは、図１６に示すように、ｄ軸電流に対するｄ軸磁束、ｑ軸電流に対するｑ軸磁束が、それぞれ線形でなくなることを意味する。さらに詳細を言えば、ｄｑ間の干渉がある場合もあり、インダクタンスは一様ではないと言える。よって、２つの電圧ベクトルそれぞれにおいて、磁束位置との関係が異なっていることにより、それぞれの電流変化率は異なる挙動を示す。

これら２つの電流変化率に対して、どちらを使うべきかを判断するのに、電流変化率の大きさが目安になる。電流変化率が大きければ大きいほど、精度自体が向上するため、演算誤差が少なくなるはずである。

このように、実施例４を用いることで、より高精度な位置推定が可能になる。

次に、実施例５について、図１７〜１９を用いて説明する。

三角波比較によるＰＷＭでは、線間電圧波形は図１０（ａ）のような波形になる。すなわち、基本波成分の正側の半周期間であれば、必ずＰＷＭパルス列は正側になり、基本波が負となる半周期間はＰＷＭパルス列は負になる。この状態が最も高調波が少なく、騒音、高調波損失の点で理想的な条件になる。

本発明によれば、これら、線間電圧にパルスが印加されている瞬間の電流変化率を読み取る必要がある。しかし、実現上の問題として、パルスの幅が極端に狭くなってしまうとサンプリングするのも困難になる。パルスの立ち上がり時には、少なからずリンギングや、デッドタイムなどの影響もあり、必ずしもサンプリングが可能とは限らない。

従来は図１８のようにパルスを作成していたものに対し、狭い幅のパルスをなくすため、図１９のようなパルスのシフトを行うことにする。図１９では、図１８のパルスに対して、Ｖ（１，０，０）の期間を広げて、パルス幅を無理矢理に拡大している（図１９の［Ａ］の部分）。その代わりに、次の期間で増やしたパルス分を縮小している（図１９の［Ｂ］の部分）。これらの補正は、電圧指令値に所定値以上のパルス幅になるよう、補正電圧を加算し、そのあとの期間で減算するだけである。図１９では、図１８に対して、Ｕ相のパルスの立ち上がりを早めた後、次の期間ではたち下がりを早めている。このように、パルスの立ち上がり、ならびに立下りの時刻を両方とも修正することで、印加電圧の基本波成分は維持されることになる。しかし、この結果として、Ｖｗｕのパルスに影響が大きく現れている。補正前にはなかった逆向きのパルスが発生してしまっている。

結果的には、図１７（ｂ）に示すような、部分的に逆方向のパルスを出力することになる。しかしこれらは部分的であり、従来の高調波を常に重畳する方式（図２９（ｂ））に比べれば、高調波の発生量は大幅に少ないものになっている。

このように、実施例５によれば、電流変化率の検出が難しいパルス条件であっても、高調波成分をほとんど増加させずに、電流変化率の検出が可能となり、位置推定が実現できる。

次に本発明の実施例６について説明する。

これまでの実施例では、磁束推定器１５，１５Ｂにおいて、交流電動機の内部磁束を演算するものであり、ここに多大な処理時間（演算負荷）を要するものであった。実施例６では、この演算処理の軽減を目的としたものである。

図２０に、これまでの磁束推定器１５，１５Ｂに代わる起電圧推定器１５Ｅの構成図を示す。実施例２以降の実施例において、磁束推定器の代わりに、起電圧推定器１５Ｅを導入することで、実施例６となる。図２０において、部品番号７ｆ，１５３，１５４ａ，１５４ｂ，１５６は、これまでの実施例における同じ番号のものと同一のものである。

図２０の起電圧推定器１５Ｅでは、ΔＬ演算器１５２Ｅ、ならびに、乗算器１５７ａ，１５７ｂ、が加えられている。ΔＬ演算器１５２Ｅでは、Ｉｄｃ、ならびにＩｑｃに基づいて、各々の電流変化に対する磁束変化の傾きを演算する。これは、図１６におけるｄΦｄ／ｄＩ、ならびに、ｄΦｑ／ｄＩｑを求めていることになる（このような“傾き”に相当するインダクタンスを、一般には動的インダクタンスという）。この演算は、数式モデルを用いてもよいし、あるいは図２１に示すように、電動機の磁場解析結果から、直接的にデータテーブルのマップ（ΔＬｄマップ１５２６，ΔＬｑマップ１５２７）を作成してもよい。

ｄｑ軸間の干渉がある場合には、より複雑なモデルとなるが、いずれにしてもマップ化することは可能である。

ΔＬ演算器１５２Ｅにて得られた動的インダクタンスと、検出した電流変化率を乗算器１５７ａ，１５７ｂにて掛け算することで、インダクタンス分の起電圧が演算できる。この起電圧は、線間電圧が狭いパルス状になる低速領域においては、インバータが印加しているパルス電圧に一致するはずである。こうして求めた起電圧から、その位相δｄＶｅを演算する。

一方で、インバータに実際に印加している電圧ベクトルも、ベクトル選択器１５６にて選択し、ｄｑ変換後に位相角δｄＶを求めておく。これらδｄＶとδｄＶｅの偏差は、磁束の位置ずれによって生じるものであるから、このずれを零に制御することで、制御内部での磁束位置を実際の電動機の磁束位置に一致させることができる。

よって、実施例６においては、演算処理としては、テーブルの参照と、乗算を行うことで、極めて簡単な演算処理にて低速時の位置推定を行うことが可能となる。

次に図２２を用いて、本発明の実施例７について説明する。

これまでの実施例では、電流変化率の検出サンプリングについてのみ説明を行ってきたが、電流値そのもののサンプリングに関しても、磁束位置の推定精度に大きな影響を与える。

磁束推定、あるいは起電圧推定を行うには、電流変化率だけでなく、電流値そのものの情報が必要である。これと、電流変化率とはできる限り同時に検出するのが、推定精度を向上させる上でこのましい。図２２は、それを具現化する制御器２Ｆを示したものである。

図２２において、各々の部品は、これまでの実施例における同じ番号のものと同一のものである。図２２は、実施例３である図１１に最も近い構成となっている。図２２では、サンプル／ホールド回路１７ｂが、電流検出値Ｉｕ，Ｉｗに対しても付加されており、サンプリングのタイミングは、トリガ発生器１８の出力によって、電流変化率のサンプル／ホールドと同時に行われる。この結果、磁束推定器における演算では、同じ時刻にサンプリングされた電流、ならびに電流変化率が使用されることになる。すなわち、電流値と電流変化率の同時性が成立し、より高精度な推定演算が実現できるようになる。

次に図２３を用いて、本発明の実施例８について説明する。

これまでの実施例では、電流／電流変化率検出器４に関しては、図２示したものを適用してきたが、その他のものでも電流変化率の検出が可能である。

図２３は、コア材４１、ホール素子４２、アンプ４３からなる通常の電流センサに対して、その端子部分の電圧測定機能を追加し、この電圧を持って電流変化率とする回路である。もともとの電流センサにはインダクタンス成分が存在するため、その端子電圧を利用すれば、電流の変化率を直接に検出することが可能となる。検出に必要な部品はアンプ４６のみである。ただし、アンプ４６は入力の信号を絶縁して出力する必要がある。しかしながら、図２３の回路とすることで、コア材４１に補助巻線を設ける必要はなくなる。

次に図２４を用いて、本発明の実施例９について説明する。

図２４は、通常の電流センサに対して直列にインダクタンスを接続し、その両端の起電圧から電流変化率を検出するものである。インダクタンス４７は、端子電圧が自在に選べることになる。より高感度に電流変化率を検出するには、インダクタンスを別に取り付けた方がよい。このように、図２４の回路構成とすることで、これまでの実施例の電流変化率検出感度を高く設定することが可能になる。

次に図２５を用いて、本発明の実施例１０について説明する。

図２５は、通常の電流センサに対して、微分演算器４８を付加して電流変化率を演算するものである。微分演算を回路上で構成するのは困難であることはすでに述べた通りであるが、近年の半導体技術の進歩によって、高速ＡＤ変換や、ゲートアレイによる高速演算処理も可能である。大容量のモータドライブシステムであれば、センサコストが全体に占める割合も小さく、多少高級な演算器を導入することも可能である。例えば、測定器用として用いられている数十ＭＨｚのサンプリングが可能なＡＤコンバータを用いて、デジタル部分を構成すれば、本実施例の実現は可能である。デジタル化によって、経年変化の影響が受けにくくなり、より信頼性の高い電流変化率検出が実現できるようになり、結果的には位置精度の高いセンサレス制御が実現可能となる。

次に図２６、ならびに２７を用いて、本発明の実施例１１について説明する。

これまでの実施の形態では、電流変化率を直接検出器で検出することを前提としてきたが、アナログ回路の精度さえ確保できれば、２回のサンプリングによって、電流変化率を演算することも可能である。

図２６では、電流／電流変化率検出器４の代わりに、従来から用いられている電流検出器４Ｊが使用されている。その代わりに、サンプルホールド回路１７を２個設けており、両者を、時間をずらしてサンプリングすることで、電流変化率を求めようというものである。

図２６において、部品番号１、３〜１７のブロックに関しては、これまでに示した同じ番号のものと同一のものである。本実施例の特徴部分は、トリガ発生器１８Ｊから、２つのサンプルホールド信号が出力され、それぞれはサンプル／ホールド７ａ、ならびに７ｂに入力されている点である。これらの信号ｔｒ１，ｔｒ２によって、一つの電圧ベクトルにおいて、電流値を２回サンプリングする。その様子を図２７に示す。図２７において、電圧ベクトルＶ（１，０，０）の出力期間に２回の電流サンプルを行っている様子がわかる。この２つの電流検出値の差分から、電流変化率を演算によって求める。

このように、制御器内部に、電流変化率を演算する機能を設けてしまえば、外付けに電流変化率センサを取り付ける必要は全く不要になる。ただし、アナログ信号として、電流変化が十分大きな変化である必要がある。それには、大容量の電動機を駆動するシステム（例えば、鉄道車両）の方が適している。本来、キャリア周波数を上げられないことから、電流リプルは大きくなる傾向にあり、また、スイッチングロスを減らすためにも、キャリア周波数は下げる傾向にある。そのような用途であれば、より低コストにシステムをまとめる上で、本実施例が最適である。

次に図２８を用いて、本発明の実施例１２について説明する。

図２８は、これまでの実施例である交流電動機駆動システムを鉄道車両に適用したものである。鉄道車両では、電動機の容量が１００ｋＷ以上と大きく、キャリア周波数を高く設定できない。その上で、低速センサレス駆動を行うには、従来方式では高調波の印加が必須であった。本発明を適用することで、高調波印加を行うことなく、理想的なＰＷＭ波形のままで、交流電動機のセンサレス駆動が可能になる。

以上、本発明による実施例について説明した。説明上、交流電動機として誘導機とＰＭモータを用いて説明したが、他の交流電動機、例えば、巻線型同期電動機、その他の交流電動機に対しても、すべての実施例が適用可能である。また、電流検出方法としては、三相の相電流のうち、二相のみを検出するものとしたが、三相すべてを検出しても全く問題ない。また、電流センサとして、直流母船電流をシャント抵抗器によって検出する手法も提案されているが、本発明も直流母線電流の検出値から変化率を求めて、位置推定を行うことは原理的には可能である。

尚、本発明における制御器は、マイコンで実現することが可能であり、説明に用いたそれぞれの部品は、マイコン内部のロジック、あるいはソフトウエアとして実現できるものである。

既述の通り、本発明は交流電動機の回転位置、回転速度のセンサを用いることなく、零速度近傍での高精度駆動を実現する駆動装置の技術である。この装置の適用範囲は、低速にて高トルクを必要とする用途であり、電気鉄道、電気自動車を始め、産業用インバータ、それを用いた圧縮機、昇降機、コンベアなどの回転速度、トルク制御に利用可能である。

１ トルク指令発生器
２，２Ｂ，２Ｃ，２Ｄ，２Ｆ 制御器
３ インバータ
４，４Ｇ，４Ｈ 電流及び電流変化率検出器
４Ｊ 電流検出器
５，５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄ 三相誘導電動機
５Ｃ 永久磁石型動機電動機（ＰＭモータ）
６ Ｉｄ＊，Ｉｑ＊発生器
７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｆ，７ｇ，７ｈ 加減算器
８ ｄ軸電流制御器（ＩｄＡＣＲ）
９ ｑ軸電流制御器（ＩｑＡＣＲ）
１０ ｄｑ逆変換器
１１ ＰＷＭ（パルス幅変調）発生器
１２ すべり演算器
１３ 電気角位相演算器
１４ａ，１４ｂ，１４ｃ ｄｑ変換器
１５，１５Ｂ，１５Ｅ，１５Ｊ 磁束推定器
１６ 速度推定器
１７，１７ａ，１７ｂ サンプル／ホールド
１８，１８Ｊ トリガ発生器
１９ Δθｅ選択器
２０ スイッチ
３１ インバータ主回路
３２ インバータ電源
３３ ゲート・ドライバ
４１ コア
４２ ホール素子
４３ アンプ
４４ 補助巻線
４５ アンプ
４６ アンプ
４７ インダクタンス
４８ 微分演算器
１５１ 磁束初期値演算器
１５２ 磁束モデル演算器
１５２Ｅ ΔＬ演算器
１５３ ｄｑ変換器
１５４ａ，１５４ｂ アークタンジェント演算器
１５５ フィルタ
１６１ 比例積分制御器（ＰＩ制御器）
１６２ 零発生器
１５２１ａ，１５２１ｂ 抵抗設定器
１５２２ａ，１５２２ｂ 積分器
１５２３ａ Ｉｄマップ
１５２３ｂ Ｉｑマップ
１５２４ａ，１５２４ｂ 不完全微分器
１５２５ａ，１５２５ｂ 遅れ要素
１５２６ ΔＬｄマップ
１５２７ ΔＬｑマップ

Claims (10)

1. 直流を交流に電力変換するインバータと、前記インバータに接続された交流電動機と、前記インバータに対してパルス幅変調信号を出力し前記インバータを制御する制御器を有する交流電動機の駆動装置であって、
   前記インバータの線間電圧波形のＰＷＭパルス列に対して、正側パルス列または負側パルス列の前後に極性の反転した微小パルスを波形の少なくとも一部分に設け、かつ、前記交流電動機の電流及び電流変化率を検出する手段を備え、前記電流の検出値及び前記電流変化率の検出値に基づいて前記交流電動機を制御することを特徴とする交流電動機の駆動装置。
2. 直流を交流に電力変換するインバータと、前記インバータに接続された交流電動機と、前記インバータに対してパルス幅変調信号を出力し前記インバータを制御する制御器を有し、
   前記インバータの線間電圧波形は、交流出力の基本波周期３６０度に対して、１８０度期間を連続した正方向のパルス列とし、残りの１８０度期間を負方向のパルス列として前記交流電動機に電圧を印加し、かつ、前記交流電動機の電流及び電流変化率を検出する手段を備え、前記電流の検出値及び前記電流変化率の検出値に基づいて前記交流電動機を制御する交流電動機の駆動装置において、
   前記インバータの出力するパルス列として、インバータのスイッチング状態が、三相すべてが同一とならない状態（三相すべての上アームがオン、あるいは三相すべての下アームオンでない状態）の２種類のスイッチング状態を連続して出力する期間を備えるものとし、該連続した２種類のスイッチング状態のうち、少なくとも一方のスイッチング状態において、前記電流変化率の検出を行い、該電流変化率の検出値に基づいて前記交流電動機の制御を行うことを特徴とする交流電動機の駆動装置。
3. 請求項２に記載の交流電動機の駆動装置において、
   前記２種類連続して出力されるスイッチング状態において、それぞれの出力期間において、前記電流変化率の検出を行い、該２つの状態におけるそれぞれの電流変化率の検出値に基づいて前記交流電動機の制御を行うことを特徴とする交流電動機の駆動装置。
4. 請求項１又は請求項２に記載の交流電動機の駆動装置において、
   前記電流検出手段、ならびに前記電流変化率検出手段の検出値をサンプリングする際、すべてのサンプリングを、実質的に同時に行うように同一のトリガ信号によって行うことを特徴とする交流電動機の駆動装置。
5. 請求項１又は請求項２に記載の交流電動機の駆動装置において、
   前記電流を検出する手段として、環状の磁性体コアに前記交流電動機の動力線を貫通させる構造のものを用いるものとし、該磁性体コアに補助巻線を設け、さらに該補助巻線の両端の電圧を検出する手段を備え、該電圧をもって電流変化率の検出値とすることを特徴とする交流電動機の駆動装置。
6. 請求項１又は請求項２に記載の交流電動機の駆動装置において、
   前記電流変化率を検出する手段として、前記交流電動機の電流検出手段の両端の電圧を検出する手段を設け、該電圧をもって電流変化率の検出値とすることを特徴とする交流電動機の駆動装置。
7. 請求項１又は請求項２に記載の交流電動機の駆動装置において、
   前記電流変化率を検出する手段として、前記交流電動機に直列にインダクタンスを接続し、該インダクタンスの両端の電圧を検出する手段を設け、該電圧をもって電流変化率の検出値とすることを特徴とする交流電動機の駆動装置。
8. 請求項１又は請求項２に記載の交流電動機の駆動装置において、
   前記電流及び電流変化率を検出する手段に代えて、電流を検出する手段を備えるようにするとともに、前記電流変化率を、前記電流を検出する手段の出力に対して、アナログ回路、もしくはアナログとデジタル混在の回路による信号処理を行うことによって得ることを特徴とする交流電動機の駆動装置。
9. 請求項１又は請求項２に記載の交流電動機の駆動装置において、
   前記電流及び電流変化率を検出する手段に代えて、電流を検出する手段を備えるようにするとともに、前記電流変化率を、前記インバータのスイッチング状態が同一である期間（ＰＷＭパルスが変化していない期間）において、前記電流を検出する手段により電流値を複数回サンプリングし、該サンプリング値に基づいて得ることを特徴とする交流電動機の駆動装置。
10. 請求項１又は請求項２に記載の交流電動機の駆動装置を備えることを特徴とする電動機車両。

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