JP4596092B2

JP4596092B2 - 誘導電動機の磁束位置推定方法および制御装置

Info

Publication number: JP4596092B2
Application number: JP2000097703A
Authority: JP
Inventors: 耕三井手; 幾磨室北; 光次郎沢村
Original assignee: Yaskawa Electric Corp
Current assignee: Yaskawa Electric Corp
Priority date: 2000-03-31
Filing date: 2000-03-31
Publication date: 2010-12-08
Anticipated expiration: 2020-03-31
Also published as: JP2001286198A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、誘導電動機の制御を速度センサレスベクトル制御により行う誘導電動機の制御装置に関し、特に誘導電動機の磁束位置推定方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
誘導電動機の制御を行うための方法のうちの１つにベクトル制御がある。ベクトル制御とは、一定に保たれた励磁電流（ｄ軸電流）と必要なトルクに応じたトルク電流（ｑ軸電流）との位相差を電気角９０度に保つことにより直流機相当あるいはそれ以上の効率および応答性を得ることを目的とした制御である。
【０００３】
一般に誘導電動機のベクトル制御を行うためには、速度センサを用いて誘導電動機の速度を測定することが必要となる。しかし、コスト、信頼性等の観点からは速度センサが無い方が有利であるため、速度センサで誘導電動器の速度を実際に測定せずに誘導電動機の速度を推定し、この推定値を用いてベクトル制御を行う速度センサレスベクトル制御が用いられている。速度センサレスベクトル制御では、誘導電動機の速度を推定するために、先ず磁束位置を推定し、この磁束位置から速度の推定が行われている。
【０００４】
従来、誘導電動機の駆動周波数がほぼゼロとなるゼロ周波数領域、つまり超低速運転時においても誘導電動機の磁束位置を推定し、負荷に適したトルクを出力することを可能とする誘導電動機の制御方法が、下記に示す文献により報告されている。
【０００５】
参考文献１：M.Schroedl、 "Sensorless control of induction motors at low speed and standstill、" in Proceedings ICEM' 92 (International Conference on Electrical Machines September 1992)、 pp. 863-867.
参考文献２：P. L. Jansen and R. D. Lorenz、 "Transducerless field orientation concepts employing saturation induced saliencies in induction machines、" IEEE Transactions on Industry Applications、 Volume 32、 Number 6、 November/December、 pp.1380-1393、 1999.
参考文献３：J. I. Ha and S. K. Sul、 "Sensorless Field-Orientation Control of an Induction Machine by High frequency Signal Injection、" IEEE Transactions on Industry Applications、 Volume 35、 Number 1、 January/February、 pp.45-51、 1999.
これらの方法の特徴は、誘導電動機に駆動周波数とは異なる周波数の高周波電圧あるいは高周波電流を重畳し、主磁束による磁気飽和と高周波による表皮効果とにより、高周波領域におけるインダクタンスあるいはインピーダンスに電気的突極性を生じさせ、その突極性に基づいて推定される磁束位置を用いて誘導電動機を制御するというものである。
【０００６】
従来法として参考文献３に記載されている磁束位置推定方法を図６に示す。この従来の誘導電動機の制御装置は、ＰＷＭ電圧型インバータ装置（ＰＷＭＶＳＩ：ＶｏｌｔａｇｅＳｏｕｒｃｅＩｎｖｅｒｔｅｒ）２と、高周波数発生器４と、２／３相変換器３と、電流制御器５と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）６と、ｄ−ｑ変換器７、８と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）９と、高周波インピーダンス推定器１０と、磁束位置推定器２１と、電流検出器１２と、加算器３８と、減算器３９〜４１とから構成されていて、誘導電動機（ＩＭ）１のベクトル制御を行っている。
【０００７】
速度制御器２０は、速度指令値ω^*を入力し、速度推定値ω^が速度指令値ω^*と一致するように電流指令値ｉγ^*、ｉδ^*を生成している。減算器３９、４０は、速度制御器２０から出力された電流指令ｉγ^*、ｉδ^*から、実際の電流値ｉγ、ｉδをそれぞれ減算している。電流制御器５は、減算器３９、４０から出力された電流値ｉγ、ｉδと、電流指令値ｉγ^*、ｉδ^*の偏差がゼロとなるような電圧指令Ｖγ^*、Ｖδ^*を生成して出力することにより電流制御を実施している。
【０００８】
高周波発生器４は、駆動周波数と異なる周波数ｆ_injの高周波電圧Ｖ_injを生成している。加算器３８は、電流制御器５からの出力である電圧指令値のγ成分（磁束成分）Ｖγ^*に、高周波数発生器４により生成された高周波数電圧Ｖ_injを加算している。
【０００９】
２／３相変換器３では、加算器３８における加算結果と電圧指令値のδ成分（トルク成分）Ｖδ^*とを３相の電圧指令値に変換し、ＰＷＭ電圧型インバータ装置２に指令している。ＰＷＭ電圧型インバータ装置２は、２／３相変換器３からの指令に基づいて誘導電動機１の制御を行っている。
【００１０】
また、電流検出器１２は、誘導電動機１の電流値ｉ_sを検出している。ｄ−ｑ変換器７は、電流検出器１２により検出された電流値ｉ_sを推定磁束位置θ^を用いて制御軸に座標変換している。
【００１１】
ローパスフィルタ（ＬＰＦ）６は、ｄ−ｑ変換器７により制御軸に座標変換された電流値から、加算器３８により重畳した高周波電圧Ｖ_injと同じ周波数成分ｆ_injを除去したものを減算器３９にそれぞれフィードバックしている。このような構成となっていることにより、励磁成分（ｉγ^*）、トルク成分（ｉδ^*）の各々の電流指令値との偏差を電流制御器５でゼロとするように電流制御を実施する。
【００１２】
減算器４１は、推定磁束位置θ^から４５度（π／４ラジアン）の減算を行っている。ｄ−ｑ変換器８は、検出電流値ｉ_sの位相を減算器４１の位相に変換することにより、検出電流値ｉ_sを推定磁束位置θ^から４５度ずれたところに位置するインピーダンス観測軸に変換する。
【００１３】
バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）９では、加算器３８により重畳した高周波電圧指令値Ｖ_injと同じ周波数成分ｆ_injの成分を抽出し、抽出された高周波電流成分ｉ_dm、ｉ_qmと高周波電圧指令値Ｖ_injとを高周波インピーダンス推定器１０に入力する。高周波インピーダンス推定器１０は、γ軸から電気角４５度進んだ点と遅れた点の２点で高周波インピーダンスＺ_dmとＺ_qmを推定する。
【００１４】
磁束位置推定器２１は、２つの高周波インピーダンスＺ_dm、Ｚ_qmの大きさが等しくなるような磁束位置θ^を推定している。また、磁束位置推定器２１は、図７に示すように、減算器３１と、乗算器３２と、積分器３３と、減算器４２と、滑り角周波数演算器４３とから構成されている。減算器３１は、高周波数インピーダンスＺ_qmとＺ_dmの差を求めている。乗算器３２は、減算器３１からの出力に、制御ゲイン（Ｋ_p＋Ｋ_i／ｓ）を乗算した値を出力している。ここで、Ｋ_pは比例ゲインであり、Ｋ_iは積分ゲインである。積分器３３は、乗算器３２の出力値を積分して、推定磁束位置θ^として出力している。つまり、磁束位置推定器２１ではＺ_dmとＺ_qmが一致するように減算器３１と積算器３２とからなるＰＩ調整器を調整し、その出力を積分器３３により積分することによって磁束位置推定値θ^を得ている。また、滑り角周波数推定器４３は、ｉγ^*とｉδ^*を入力とし、滑り角周波数を推定し、減算器４２は、乗算器３２の出力値からその滑り角周波数の推定値を減算した値を速度推定値ω^として出力する。
【００１５】
この従来の誘導電動機の制御装置では、重畳した高周波成分においてインピーダンスを観測すると主磁束による磁気飽和と高周波による表皮効果とにより、図８に示すようにインピーダンスの大きさが主磁束方向（ｄ軸）とそれに対し電気角９０度の方向（ｑ軸）とで異なるという現象（電気的突極性）が生じる。この現象を利用して、図９のようにこのインピーダンス偏差がゼロとなるように推定磁束軸（γ軸）を調整すれば、最終的にγ軸が実際の磁束軸であるｄ軸に一致し、磁束位置を推定することができる。
【００１６】
しかしながら、これらの方法は主磁束の飽和状態や高周波による表皮効果の状態が常に不変であることを仮定としていた。実際には、図１０に示すように、電動機の負荷が増加した場合は、２次側の磁束分布が回転子の回転方向と反対側にずれ、電気的突極性も２次磁束分布のずれと同方向にずれることとなる。これは、負荷が増加すると漏れインダクタンスが増加し、２次誘導起電力に対し２次電流の位相がその分遅れることによるものである。したがって、従来の磁束位置推定方法では、電動機に負荷が与えられている状態で磁束位置を推定する場合には、２次誘導起電力と２次電流との位相差、すなわち、２次回路力率角分のオフセットがγ軸とｄ軸との間に存在することになる。このため、γ軸とｄ軸を一致させようとしてもすぐに２次回路力率角分ずれるため、急激に負荷が与えられた場合には制御不能になることも考えられる。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
上述した従来の誘導電動機の制御装置では、大きな負荷が与えられたり急激に負荷が与えられると、磁束位置の検出ができなくなり制御不能となる可能性を有しているという問題点があった。
【００１８】
本発明の目的は、高負荷時、負荷急変時でも確実に磁束位置を検出することにより、安定した制御を行うことのできる誘導電動機の制御装置を提供することである。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の誘導電動機の磁束位置推定方法は、誘導電動機を制御するための電圧指令値の励磁成分に、駆動周波数とは異なる周波数の高周波電圧を重畳することにより、高周波領域におけるインピーダンスに電気的突極性を生じさせ、
該突極性に基づいて磁束位置を推定して第１の磁束位置とし、
前記第１の磁束位置から、予め推定しておいた２次誘導起電力と２次電流との位相差である２次回路の力率角を差し引いて第２の磁束位置とする。
【００２０】
本発明では、先ず、誘導電動機に駆動周波数とは異なる周波数の高周波電圧あるいは高周波電流を重畳し、主磁束による磁気飽和と高周波による表皮効果とにより、高周波領域におけるインピーダンスに電気的突極性を生じさせ、その突極性に基づいて推定される磁束位置を第１の磁束位置とする。電動機に負荷が与えられていない上代では、第１の磁束位置が推定された時点で制御軸（γ軸）とｄ軸とは一致した状態となっている。しかしながら、電動機に負荷が与えられた上では、ｄ軸は制御軸に対し２次回路の力率角分のオフセットを持つことになる。そのため、第１の磁束一から、予め推定していおいた２次回路の力率角を差し引くことにより真のｄ軸の位置である第２の磁束位置を推定することができる。
【００２１】
そして、この第２の磁束位置を用いてベクトル制御を実施することにより高負荷が与えられたり、負荷が急変した場合でも、その負荷に応じて、電気的突極性のずれる方向にインピーダンス観測軸を移動させ、常に制御が安定する範囲内に制御軸を置くように補正することになる。したがって、安定な制御が可能となり、従来問題であった高負荷時や負荷急変時の磁束位置検出が不能となる問題を解決することができる。
【００２２】
また、本発明の他の誘導電動機の磁束位置推定方法は、誘導電動機を制御するための電圧指令値の励磁成分に、駆動周波数とは異なる周波数の高周波電圧を重畳することにより、高周波領域におけるインピーダンスに電気的突極性を生じさせ、
該突極性に基づいて１次磁束位置を推定し、
前記１次磁束軸と真のｄ軸とのずれ量θ₁と、２次磁束軸と真のｄ軸とのずれ角θ₂を推定し、
前記１次磁束位置から前記ずれ角θ₁を減ずることによりｄ軸位置を推定し、該ｄ軸位置から前記ずれ角θ₂を減ずることにより２次磁束位置を推定する。
【００２３】
本発明によれば、従来困難とされていた極低速における磁束位置推定を精度よく行うことができるため、極低速においても十分なトルク制御が可能な誘導電動機のベクトル制御を行うことができる。
【００２４】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【００２５】
（第１の実施形態）
図１は本発明の第１の実施形態の誘導電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。図１において、図６中の構成要素と同一の構成要素には同一の符号を付し、説明を省略するものとする。
【００２６】
本実施形態の誘導電動機の制御装置は、図６に示した従来の誘導電動機の制御装置に対して、磁束位置推定器２１を磁束位置推定器１１に置き換え、磁束位置補正器１３と、速度推定器１４を新たに設けたものである。
【００２７】
磁束位置推定器１１は、高周波数インピーダンスＺ_dm、Ｚ_qmの偏差がなくなるように第１の磁束位置推定値θ^を推定する。
【００２８】
磁束位置補正器１３では、電流指令値ｉγ^*とｉδ^*を入力し、下記の式（１）に基づいて２次誘導起電力と２次電流との位相差である２次回路力率角θ^_rを推定し、第１の磁束位置推定値θ^から２次回路力率角推定値θ^_rを差し引いて第２の磁束位置θ^_cとして出力する。
【００２９】
【数１】

【００３０】
ここで、ω^_Slはすべり角周波数推定値、Ｌ_mは励磁インダクタンス、Ｌ_lrは２次漏れインダクタンス、Ｒ_rは２次抵抗、ｉγ^*は励磁成分電流指令値、ｉδ^*はトルク成分電流指令値である。
【００３１】
速度推定器１４は、磁束位置推定値θ^、電流指令値ｉγ^*、ｉδ^*に基づいて、速度推定値ω^を算出している。
【００３２】
図２を参照して、磁束位置推定器１１と磁束位置補正器１３の構成をさらに詳細に説明する。
【００３３】
磁束位置推定器１１は、乗算器３２からの出力をω^として出力していないこと以外は、図７に示した磁束位置推定器２１と同様な構成となっている。
【００３４】
磁束位置補正器１３は、除算器３４と、乗算器３５と、逆正接関数演算器３６と、減算器３７とから構成されている。除算器３４は、トルク成分の電流指令値ｉδ^*を励磁成分の電流指令値ｉγ^*で除算する演算を行い、その演算結果を出力している。乗算器３５は、除算器３４からの出力値に対して、（Ｌ_lr／Ｌ_m＋Ｌ_lr）を乗算して出力している。逆正接関数演算器３６は、乗算器３５からの出力値の逆正接演算（ｔａｎ^-1）を行い、その値をθ^_rとして出力している。減算器３７は、第１の磁束位置推定値θ^から２次回路力率角θ^_rを減算し、その演算結果を第２の磁束位置推定値θ^_cとして出力している。
【００３５】
速度推定器１４は、図３に示すように、滑り角周波数演算器１５と、加算器１６と、積分器１７と、減算器１９と、乗算器１８とから構成されている。
【００３６】
この速度推定器１４の動作を下記に説明する。先ず、磁束位置補正器１３で推定された磁束位置推定値θ^を規範モデル出力とする。そして、滑り角周波数推定器１５でｉγ^*とｉδ^*を入力とし、滑り角周波数を推定し、加算器１６でその滑り角周波数の推定値と、速度推定値ω^とを加算し、その結果を積分器１７で積分したものを可調節モデル出力としてモデル規範形適応制御を構成する。そして、減算器１９により規範モデル出力から可調節モデル出力を差し引いて偏差を求め、その偏差に制御ゲイン（Ｋ_vp＋Ｋ_vi／ｓ）を乗算することにより、その偏差がゼロになるように速度推定を行う。速度推定値ω^は再び、可調節モデルに返してこの動作を繰り返す。したがって、規範モデル出力である磁束位置推定値θ^が真の磁束位置に一致している場合は正確な速度推定が実現できることになる。この速度推定値ω^を速度制御器２０にフィードバックして、速度指令値ω^*に一致するようにｉδ^*を決めれば、速度センサレスベクトル制御の制御装置においても速度センサ付の制御装置と同様な速度制御を行うることができる。
【００３７】
本実施形態の誘導電動機の制御装置によれば、高負荷が与えられたり、負荷が急変した場合でも、それに適したトルクを出力することができるようになる。
【００３８】
実際の制御では、毎制御周期ごとにオフセットを考慮して、推定した２次回路の力率角の推定値θ^ _rを第１の磁束位置θ^から差し引いて得られる磁束位置を第２の磁束位置θ^_cとする。この第２の磁束位置θ^_cを用いてベクトル制御を実施することにより高負荷が与えられたり、負荷が急変した場合でも、その負荷に応じて、電気的突極性のずれる方向にインピーダンス観測軸を移動させ、常に制御が安定する範囲内に制御軸を置くように補正することになる。したがって、本実施形態の誘導電動機の制御装置によれば、安定な制御が可能となり、従来問題であった高負荷時や負荷急変時の磁束位置検出が不能となる問題を解決することができる。
【００３９】
（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態の誘導電動機の制御装置について説明する。
【００４０】
ベクトル制御におけるｄ軸電流あるいはｄ軸電圧に数百Ｈｚの高周波信号を重畳した場合、高周波電流、電圧の関係から求められる高周波インピーダンスの軌跡は、図８に示したような楕円を描きｄ軸とｑ軸でインピーダンス偏差が生じることになる。しかしながら、この高周波インピーダンス軌跡は負荷運転時には磁束軸のずれのために図１０に示すように最大インピーダンス値を示す位置がｄ軸からずれる。この最大インピーダンス値を示す位置は１次磁束軸にほぼ等しいことが磁界解析より分かっている。本実施形態の誘導電動機の制御装置では、この現象を利用して磁束位置推定を行う。
【００４１】
まず、図４のように高周波信号重畳軸における電流あるいは電圧指令値に高周波を重畳する。そして、高周波信号重畳軸を挟んで４５度ずれたところのインピーダンス観測軸であるｄｍ、ｑｍ軸における高周波インピーダンスを推定すると、高周波数インピーダンスが最大値を示す位置である１次磁束軸と、高周波数信号重畳軸とが一致しているならば、Ｚ_dm＝Ｚ_qmとなるはずである。
【００４２】
したがって、高周波数インピーダンスＺ_dm、Ｚ_qmが等しくなるように高周波信号重畳軸を調整すれば最終的に１次磁束位置に収束することになる。このあと、１次磁束軸と真のｄ軸とのずれ角θ₁を補正することによって真のｄ軸の位置を推定することができる。同様に２次磁束軸と真のｄ軸とのずれ角θ₂を補正することによって２次磁束位置を推定することもできる。負荷運転時の１次磁束軸および２次磁束軸のずれ量は励磁電流、トルク、１次角周波数の関係であらわすことができ、したがって、負荷運転時に極低速域の磁束位置を精度良く推定することが可能となる。
【００４３】
上記の磁束位置推定方法を実現するための、本発明の第２の実施形態の誘導電動機の制御装置の構成を示すブロック図を図５に示す。図５において、図１、６中の構成要素と同一の構成要素には同一の符号を付し、説明を省略するものとする。
【００４４】
本実施形態の誘導電動機の制御装置は、図１に示した本発明の第１の実施形態の誘導電動機の制御装置に対して、磁束位置補正器１３の代わりに、磁束軸ずれ推定器２４と、磁束位置補正器２３とを新たに設けたものである。
【００４５】
磁束軸ずれ推定器２４では、ローパスフィルタ６で高周波成分を除去された電流値のγ成分（磁束成分）ｉγ、δ成分（トルク成分）ｉδより下記の式（２）を用いて、１次磁束軸と真のｄ軸とのずれ角θ₁と２次磁束軸と真のｄ軸とのずれ角θ₂を推定する。
【００４６】
そして、磁束位置補正器２３は、磁束位置推定器１１によって得られた１次磁束位置推定値θ^から、ずれ角θ₁を減ずることにより真の磁束位置(ｄ軸)を推定し、さらにずれ角θ₂を減ずることにより２次磁束位置θ^_cを推定する。
【００４７】
【数２】

【００４８】
ここで、σＬｓは、漏れインダクタンス、Ｌｓは固定子自己インダクタンス、Ｋ１，Ｋ２はθ1，θ２のずれ角を調整するための調整ゲインである。
【００４９】
本実施形態の誘導電動機の制御装置によれば、従来困難とされていた極低速における磁束位置推定を精度よく行うことができるため、極低速においても十分なトルク制御が可能な誘導電動機のベクトル制御を行うことができる。
【００５０】
上記第１および第２の実施形態では、励磁成分電圧指令値Ｖγ^*に高周波電圧Ｖ_injを重畳し、誘導電動機１の電流値を検出して高周波インピーダンスを測定することにより磁束位置の推定を行っているが、本発明はこのような場合に限定されるものではなく、励磁成分電流指令値ｉγ^*に高周波電圧Ｖ_injを重畳し、誘導電動機１の電圧値を検出して高周波インピーダンスを測定することにより磁束位置の推定を行うようにしても同様な効果を得ることができる。
【００５１】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、ゼロ周波数領域においても誘導電動機の磁束位置を精度良く推定し、高負荷が与えられたり、負荷が急変した場合でも、それに適したトルクを出力することができるという効果を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態の誘導電動機の制御装置の構成を示す制御ブロック図である。
【図２】図１中の磁束位置推定器１１と磁束位置補正器１３の構成を説明するためのブロック図である。
【図３】図１中の速度推定器１４の構成を説明するためのブロック図である。
【図４】１次、２次磁束軸、制御軸γ、ｄ軸、インピーダンス観測軸ｑｍ、ｄｍの関係を説明するための図である。
【図５】本発明の第２の実施形態の誘導電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。
【図６】従来の誘導電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。
【図７】図６中の磁束位置推定器２１の構成を説明するためのブロック図である。
【図８】無負荷時の高周波インピーダンス軌跡を示す図である。
【図９】２次磁束軸、制御軸γ、ｄ軸、インピーダンス観測軸ｑｍ、ｄｍの関係を説明するための図である。
【図１０】誘導電動機に負荷が与えられた場合の高周波インピーダンス軌跡を示す図である。
【符号の説明】
１誘導電動機（ＩＭ）
２ＰＷＭ電圧型インバータ装置（ＰＷＭＶＳＩ）
３２／３相変換器
４高周波発生器
５電流制御器
６ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
７ｄ−ｑ変換器（制御軸への座標変換器）
８ｄ−ｑ変換器 (インピーダンス観測軸への座標変換器)
９バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
１０高周波インピーダンス推定器
１１磁束位置推定器
１２電流検出器
１３磁束位置補正器
１４速度推定器
１５滑り角周波数演算器
１６加算器
１７積分器
１８速度推定器
１９減算器
２０速度制御器
２１磁束位置推定器
２３磁束位置補正器
２４磁束軸ずれ推定器
３１減算器
３２乗算器
３３積分器
３４除算器
３５乗算器
３６逆正接関数演算器
３７減算器
３８加算器
３９、４０、４１、４２減算器
４３滑り角周波数演算器

Claims

誘導電動機を制御するための電圧指令値の励磁成分に、駆動周波数とは異なる周波数の高周波電圧を重畳することにより、高周波領域におけるインピーダンスに電気的突極性を生じさせ、
該突極性に基づいて磁束位置を推定して第１の磁束位置とし、
前記第１の磁束位置から、予め推定しておいた２次誘導起電力と２次電流との位相差である２次回路の力率角を差し引いて第２の磁束位置とする誘導電動機の磁束位置推定方法。
誘導電動機を制御するための電流指令値の励磁成分に、駆動周波数とは異なる周波数の高周波電流を重畳することにより、高周波領域におけるインピーダンスに電気的突極性を生じさせ、
該突極性に基づいて磁束位置を推定して第１の磁束位置とし、
前記第１の磁束位置から、予め推定しておいた２次誘導起電力と２次電流との位相差である２次回路の力率角を差し引いて第２の磁束位置とする誘導電動機の磁束位置推定方法。
磁束位置の推定値に基づき誘導電動機の電流値を磁束成分とトルク成分とに分離し、それぞれの電流値を独立に制御することによって誘導電動機の制御を行う、誘導電動機の制御装置であって、
誘導電動機の制御軸（γ軸）の電圧指令値に高周波電圧を重畳する高周波電圧発生器と、
誘導電動機の電流値の位相を、第２の磁束位置から電気角４５度を減算した位置に変換する座標変換器と、
前記高周波発生器により重畳した高周波電圧の周波数成分と同じ周波数成分の信号を前記座標変換器の出力電流から抽出する高周波成分抽出器と、
前記高周波数成分抽出器により抽出された電流と前記高周波電圧に基づいて前記制御軸から電気角４５度進んだ点と遅れた点の２点でそれぞれ高周波インピーダンスを推定し、該２点間でのインピーダンスの偏差を推定する高周波インピーダンス偏差推定器と、
前記２つの高周波インピーダンス間の偏差がゼロとなるような磁束位置を第１の磁束位置として推定する磁束位置推定器と、
２次誘導起電力と２次電流との位相差である２次回路力率角を推定し、前記第１の磁束位置から前記２次回路力率角推定値を差し引いて前記第２の磁束位置を推定する磁束位置補正器と、
を備えている誘導電動機の制御装置。
磁束位置の推定値に基づき誘導電動機の電流値を磁束成分とトルク成分とに分離し、それぞれの電流値を独立に制御することによって誘導電動機の制御を行う、誘導電動機の制御装置であって、
誘導電動機の制御軸（γ軸）の電流指令値に高周波電流を重畳する高周波電流発生器と、
誘導電動機の電圧値の位相を、第２の磁束位置から電気角４５度を減算した位置に変換する座標変換器と、
前記高周波発生器により重畳した高周波電流の周波数成分と同じ周波数成分の信号を前記座標変換器の出力電圧から抽出する高周波成分抽出器と、
前記高周波数成分抽出器により抽出された電圧と前記高周波電流に基づいて前記制御軸から電気角４５度進んだ点と遅れた点の２点でそれぞれ高周波インピーダンスを推定し、該２点間でのインピーダンスの偏差を推定する高周波インピーダンス偏差推定器と、
前記２つの高周波インピーダンス間の偏差がゼロとなるような磁束位置を第１の磁束位置として推定する磁束位置推定器と、
２次誘導起電力と２次電流との位相差である２次回路力率角を推定し、前記第１の磁束位置から前記２次回路力率角推定値を差し引いて前記第２の磁束位置を推定する磁束位置補正器と、
を備えている誘導電動機の制御装置。
前記第２の磁束位置を用いて誘導電動機の速度を推定し、該速度推定値が速度指令値と一致するような電流指令値を生成することにより速度制御を行う速度制御器をさらに有する請求項３または４記載の誘導電動機の速度制御装置。
誘導電動機を制御するための電圧指令値の励磁成分に、駆動周波数とは異なる周波数の高周波電圧を重畳することにより、高周波領域におけるインピーダンスに電気的突極性を生じさせ、
該突極性に基づいて１次磁束位置を推定し、トルク成分電流値（ｉδ）を磁束成分電流値（ｉγ）で除した値の逆正接関数を用いて、前記１次磁束軸と真のｄ軸とのずれ量θ1 と、２次磁束軸と真のｄ軸とのずれ角θ2 を推定し、前記１次磁束位置から前記ずれ角θ1 を減ずることによりｄ軸位置を推定し、該ｄ軸位置から前記ずれ角θ2 を減ずることにより２次磁束位置を推定する誘導電動機の磁束位置推定方法。
誘導電動機を制御するための電流指令値の励磁成分に、駆動周波数とは異なる周波数の高周波電流を重畳することにより、高周波領域におけるインピーダンスに電気的突極性を生じさせ、
該突極性に基づいて１次磁束位置を推定し、トルク成分電流値（ｉδ）を磁束成分電流値（ｉγ）で除した値の逆正接関数を用いて、前記１次磁束軸と真のｄ軸とのずれ量θ1 と、２次磁束軸と真のｄ軸とのずれ角θ2 を推定し、前記１次磁束位置から前記ずれ角θ1 を減ずることによりｄ軸位置を推定し、該ｄ軸位置から前記ずれ角θ2 を減ずることにより２次磁束位置を推定する誘導電動機の磁束位置推定方法。
磁束位置の推定値に基づき誘導電動機の電流値を磁束成分とトルク成分とに分離し、それぞれの電流値を独立に制御することによって誘導電動機の制御を行う、誘導電動機の制御装置であって、
トルク成分電流値（ｉδ）を磁束成分電流値（ｉγ）で除した値の逆正接関数を用いて、誘導電動機の１次磁束軸と真のｄ軸とのずれ量θ1 と、２次磁束軸と真のｄ軸とのずれ角θ2 を推定する磁束軸ずれ推定器と、
誘導電動機の制御軸（γ軸）の電圧指令値に高周波電圧を重畳する高周波電圧発生器と、
誘導電動器の電流値の位相を、２次磁束位置から電気角４５度を減算した位置に変換する座標変換器と、
前記高周波電圧発生器により重畳した高周波電圧の周波数成分と同じ周波数成分の信号を前記座標変換器の出力電流から抽出する高周波成分抽出器と、
前記高周波数成分抽出器により抽出された電圧と前記高周波電圧に基づいて前記制御軸から電気角４５度進んだ点と遅れた点の２点でそれぞれ高周波インピーダンスを推定し、該２点間でのインピーダンスの偏差を推定する高周波インピーダンス偏差推定器と、
前記２つの高周波インピーダンス間の偏差がゼロとなるような前記制御軸の位置を前記１次磁束位置として推定する磁束位置推定器と、
前記磁束位置推定器により推定された前記１次磁束位置から前記ずれ角θ1 を減ずることによりｄ軸位置を推定し、該ｄ軸位置から前記ずれ角θ2 を減ずることにより前記２次磁束位置を推定する磁束位置補正器と、
を備えている誘導電動機のベクトル制御装置。
磁束位置の推定値に基づき誘導電動機の電流値を磁束成分とトルク成分とに分離し、それぞれの電流値を独立に制御することによって誘導電動機の制御を行う、誘導電動機の制御装置であって、
トルク成分電流値（ｉδ）を磁束成分電流値（ｉγ）で除した値の逆正接関数を用いて、誘導電動機の１次磁束軸と真のｄ軸とのずれ量θ1 と、２次磁束軸と真のｄ軸とのずれ角θ2 を推定する磁束軸ずれ推定器と、
誘導電動機の制御軸（γ軸）の電流指令値に高周波電流を重畳する高周波電流発生器と、
誘導電動器の電圧値の位相を、２次磁束位置から電気角４５度を減算した位置に変換する座標変換器と、
前記高周波電流発生器により重畳した高周波電流の周波数成分と同じ周波数成分の信号を前記座標変換器の出力電圧から抽出する高周波成分抽出器と、
前記高周波数成分抽出器により抽出された電圧と前記高周波電流に基づいて前記制御軸から電気角４５度進んだ点と遅れた点の２点でそれぞれ高周波インピーダンスを推定し、該２点間でのインピーダンスの偏差を推定する高周波インピーダンス偏差推定器と、
前記２つの高周波インピーダンス間の偏差がゼロとなるような前記制御軸の位置を前記１次磁束位置として推定する磁束位置推定器と、
前記磁束位置推定器により推定された前記１次磁束位置から前記ずれ角θ1 を減ずることによりｄ軸位置を推定し、該ｄ軸位置から前記ずれ角θ2 を減ずることにより前記２次磁束位置を推定する磁束位置補正器と、
を備えている誘導電動機のベクトル制御装置。