JP4455981B2 - 同期電動機の駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、電気角位置を検出するセンサを用いずに同期電動機の制御を実現する同期電動機の駆動装置に関する。

同期電動機を、回転子の電気角位置を検出することなく、内部の磁極位置を推定し、制御する手法として、多くの提案がなされている。例えば、特許文献１には、永久磁石同期電動機（以下、ＰＭモータと称する）に対し、直交する２つの軸方向に電圧パルスを印加して、夫々の軸方向に発生する電流パルスの振幅を検出し、磁極位置を推定することが開示されている。この手法では、発生する電流と推定磁極位置との関係の近似式を導入することで、電圧パルスの印加回数を最小化すると同時に推定精度を確保している。

また、特許文献２には、３相夫々に正と負の電圧パルスを印加して、夫々において発生する電流パルスの振幅を検出し、それを基に磁極位置を推定することが開示されている。この手法では、推定精度は±３０度の範囲に限定されるが、電流パルスの検出は、簡単な電力変換器の直流電流の検出で済む利点をもつ。

特開２００２−７８３９２号公報 特公平８−１３１９６号公報（特開平３−２０７２５０号公報）

これらの手法は、例えば、特許文献１の図２，図３に判り易く記載されているように、次のような仮定を前提としている。すなわち、回転子磁石位置であるｄ軸上において、磁石磁束を強める方向に電圧パルスを加えると、磁気飽和が緩和されるためインダクタンスが増加し、電流変化が緩やかになる。この結果、ｄ軸上に正と負の連続パルスを注入すると、正と負で非対称の電流が流れる。したがって、電流波形に含まれる正負の対称性を調べることで、磁石磁束が存在するかどうかが観測でき、これら磁気飽和の影響による電流波形の変化を検出することで、磁石磁束の位置検出を行っている。

ところが、実際は、ＰＭモータの回転子構造や、固定子スロット構造、巻線の巻き方などに起因して、前記電流Ｉｄｃの大きさによっては、この仮定が必ずしも成り立たなくなる場合がある。その影響は、電圧パルスの振幅を大きくし、磁気飽和を強めることで解決できるが、電動機を駆動するコントローラの制約を受けてしまい、必ずしも充分な磁気飽和が得られるとは限らない。

本発明の目的は、対象とする同期電動機の構造の違いに影響されること無く、その磁極位置を精度良く推定できる同期電動機の駆動装置を提供することである。

本発明の他の目的は、同期電動機を駆動する電力変換器の直流電流のみを用いて、同期電動機の構造の如何に依らず、その磁極位置を精度良く推定できる同期電動機の駆動装置を提供することである。

本発明はその一面において、電力変換器を通して同期電動機に対して脈動電流を与える脈動電流印加手段と、磁極位置推定手段とを有する同期電動機の駆動装置において、脈動電流の正側、負側のそれぞれに対して、位相の異なる少なくとも２つの電力変換器の直流電流値を検出し、これら２つの電流の大きさの関係に基いて同期電動機の磁極位置を推定することを特徴とする。

本発明は他の一面において、脈動電流の正側、負側のそれぞれに対して、電力変換器の直流電流の変化率を検出し、これら２つの電流の変化率の関係に基いて同期電動機の磁極位置を推定することを特徴とする。

本発明によれば、同期電動機の構造の違いに影響されること無く、磁極位置を精度良く推定できる同期電動機の駆動装置を提供することができる。

本発明のその他の目的及び特徴は、以下に述べる実施形態の説明で明らかにする。

以下に、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。

実施例１：
図１は、本発明の第１の実施形態による永久磁石同期電動機（ＰＭモータ）の駆動装置の制御ブロック図である。本駆動装置は、大きく分けると、ＰＭモータの駆動装置全体を制御する制御装置１、ＰＭモータに可変電圧・可変周波数の交流を供給する電力変換器２及び三相ＰＭモータ３を備え、制御装置１内で、ＰＭモータ３の回転子位置の推定演算と回転速度制御を行っている。

制御装置１は、具体的には、次の機能ブロックを備えている。まず、電力変換器２の直流電流を検出する電流検出器４と、その電流検出値を制御装置１の回転座標軸ｄｃ軸ｑｃ軸上の電流値へ座標変換するｄｑ変換器５である。次に、所望の速度指令あるいはトルク指令に基づいて、ＰＭモータ３への印加電圧を計算するベクトル制御手段６である。また、ＰＭモータ３の電気角周波数ω１ｃを積分して、電気角位置（又は位相）θｄｃを演算する積分器７と、ｄｃｑｃ軸上の電圧指令Ｖｄｃ^＊、Ｖｑｃ^＊を三相交流の電圧指令に座標変換するｄｑ逆変換器８である。さらに、前記三相交流の電圧指令に基づいて、電力変換器２を制御するためのパルスを発生させるＰＷＭ変調手段９を備えている。ここで、脈動電流を発生させる脈動電流印加手段１０を設け、その出力する電圧信号を、前記ベクトル制御手段６の出力である電圧指令へ加算する第１の加算器１１を追加している。また、この実施例の特徴部分である軸誤差（ＰＭモータ内部と制御器内での磁極位置の誤差）Δθを演算する磁極位置推定手段１２と、得られた軸誤差Δθに基づき速度指令の補正量Δω１を演算する速度補正手段１３を設けている。さらに、前記速度指令の補正量Δω１を速度指令値ω１^＊へ加算して電気角周波数ω１ｃを算出する第２の加算器１４と、脈動電流印加手段１０の動作を設定する印加電圧設定手段１５を備えている。

また、電力変換器２は、ＰＷＭ変調手段９からの信号を受けてＰＭモータ３へ電圧を出力する主回路部２１、電流検出用の直流抵抗２２、並びに主回路部２１の電源となる直流電圧源２３を備えている。

ベクトル制御手段６において、ＰＭモータ３を所望の速度、あるいはトルクに制御するための電圧指令演算を行う。電流検出器４では、電力変換器２の直流抵抗２２を流れる直流電流Ｉｓｈを検出する。この検出値とＰＷＭ変調手段９からの電流検出タイミング設定信号ＳＡＨを用いて、ｄｑ変換器５で、ＰＭモータ３の三相交流電流を再現する。再現された三相交流電流は、制御器内部の回転座標軸ｄｃｑｃ軸上の値Ｉｄｃ、Ｉｑｃに変換される。制御装置１で推定したＰＭモータ３の磁極方向の成分をＩｄｃ、それと直交する成分をＩｑｃとし、それぞれが所定の値になるように、ベクトル制御手段６において、ＰＭモータ３に与えるべきｄｃ軸ｑｃ軸上の印加電圧指令Ｖｄｃ０^＊、Ｖｑｃ０^＊の値が演算され出力される。これらの電圧指令は、ｄｑ逆変換器８によって再び三相交流量に変換され、ＰＷＭ変調手段９において、電力変換器２をスイッチング動作させるためのパルス信号へと変換される。電力変換器２は、ＰＷＭ変調手段９の出力信号により駆動され、制御装置１で演算された電圧指令に相当する電圧を、ＰＭモータ３に印加する。

ところで、ＰＭモータ３の磁極の位相θ（位置）を直接検出する磁極位置検出器を備えておれば、その検出位相に基づき３相の検出電流を座標変換でき、励磁電流成分としてｄｃ軸電流Ｉｄｃとトルク電流成分としてｑｃ軸電流Ｉｑｃが得られる。ベクトル制御手段６は、これら二つの電流成分を独立に制御するものであり、内部にＰＭモータ３の速度やトルクを所望の値にするためのトルク電流指令と励磁電流指令とが存在する。それらにｄｃ軸電流Ｉｄｃとｑｃ軸電流Ｉｑｃが一致するように、電圧指令Ｖｄｃ０^＊、Ｖｑｃ０^＊の値を変化させる。

このように、ベクトル制御を行うには、ＰＭモータ内部の磁極位置を検出する必要がある。本発明によるＰＭモータの駆動装置では、磁極位置検出器を用いず（センサレス）に、ＰＭモータ内部の磁極位置を推定するものである。

まず、本発明による磁極位置推定の動作原理を説明する。

図２は、永久磁石同期電動機（ＰＭモータ）における磁石磁束φｍと発生する電流Ｉｄｃとの関係図である。まず、同図（Ａ）は、特許文献１等による一点電流検出法における永久磁石磁束φｍと発生する電流Ｉｄｃとの関係を示す。同図（ａ）はｄｃ軸とＰＭモータ内部の永久磁石磁束φｍの方向、（ｂ）は電流Ｉｄｃと一次磁束φＩｄの関係の模式図、(ｃ)は電流Ｉｄｃの波形図である。同図（ａ）の様に、電圧パルスを印加するｄｃ軸が、ＰＭモータ内部の永久磁石磁束φｍの方向に一致する場合を想定している。電流Ｉｄｃと永久磁石磁束φｍの方向が一致するとき、電流Ｉｄｃによる磁束と永久磁石磁束φｍの方向が一致し、ＰＭモータの鉄心の磁気飽和を強める方向に働く。このときのインダクタンスＬｄｓは、電流Ｉｄｃと永久磁石磁束φｍの方向が逆の場合のインダクタンスＬｄｏに対して相対的に小さくなり、電流Ｉｄｃは、同図(ｃ)の様に変化する。特許文献１等では、この性質を利用して、電流Ｉｄｃから、ＰＭモータの磁極位置を推定している。

ところが、ＰＭモータ固定子の部分的な飽和が影響する場合、電流Ｉｄｃの大きさによっては、この仮定が必ずしも成り立たなくなり、磁極位置の推定誤差が大きくなる可能性がある。この部分的な飽和の影響は、ＰＭモータの構造にも依存し、電流Ｉｄｃを大きくすれば相対的に下げられるが、ＰＭモータを駆動するコントローラ容量の制約を受ける可能性がある。

図２（Ｂ）は、本発明による二点電流検出法の原理を説明するためのＰＭモータの永久磁石磁束φｍと発生する電流Ｉｄｃとの関係を示す。同図（ａ）〜（ｃ）は夫々同図（Ａ）の（ａ）〜（ｃ）に対応している。この図では、ＰＭモータ固定子の部分的な飽和が影響する場合にも、ＰＭモータ本来の特性に沿う成分Ｌｄｓ０とＬｄ０の影響を取り出すことを説明する。

まず、同図（ｂ）に示すように、対象とするＰＭモータは、固定子の部分的な飽和が影響し、小さい電流Ｉｄｃ領域では、Ｌｄｓ２＜Ｌｄｓ１であると仮定する。このとき、同図（ｃ）に示すように、電流Ｉｄｃの絶対値で見ると、｜ΔＩｄｃｐ２｜＜｜ΔＩｄｃｎ２｜であり、負方向の方が大きい。したがって、図２（Ａ）の一点電流検出法によれば、電流Ｉｄｃは正方向よりも負方向の方が大きく、インダクタンスは正方向の方が大きいと誤判断してしまう惧れがある。

これに対して、本発明の一実施形態においては、図２（Ｂ）の（ｃ）に示すように、正負側それぞれで２点の電流検出を行い、これら２つの電流の大きさの関係から、磁極位置を推定するようにしている。例えば、２点間の電流変化率が、正方向の方が大きいことから、本来のインダクタンスＬｄｓ０とＬｄ０の特性を取り出す。すなわち、（｜ΔＩｄｃｐ２｜−｜ΔＩｄｃｐ１｜）＞（｜ΔＩｄｃｎ２｜−｜ΔＩｄｃｎ１｜）であり、Ｌｄｓ０とＬｄ０の特性のみを取り出し、高精度の磁極位置の推定を可能としている。

以上の原理について、より詳細に説明する。

永久磁石磁束φｍの影響により、ｄｃ軸電流Ｉｄｃはその極性に対して非対称に変化する。これは、Ｉｄｃの影響で一次磁束が減少し、インダクタンス（Ｌ∝ｄＩ／ｄｔ）が変化するためである。ここで、インダクタンスをｄｃ軸正方向について、Ｌｄｓ０、ｄｃ軸負方向についてＬｄ０とすると、Ｌｄｓ０＜Ｌｄ０である。

一方、ｄｃ軸電流Ｉｄｃが小さい場合、例えばＰＭモータの固定子構造等の影響を受け、場合によっては、図２（Ｂ）の（ｂ）のような磁気特性となる。この理由は、Ｉｄｃが小さいときにも、例えば、固定子のスロットティースの部分的な磁気飽和が起こるなど、構造的な原因による場合が多い。同図（ａ）において、ｄｃ軸正方向の微弱電流に対するインダクタンスをＬｄｓ１、ｄｃ軸負方向についてＬｄｓ２とする。なお、本図ではＬｄ０＞Ｌｄｓ２、Ｌｄｓ１＞Ｌｄｓ０と仮定している。このとき、ｄｃ軸電流Ｉｄｃが小さいとき（ΔＩｄｃｎ１＜Ｉｄｃ＜ΔＩｄｃｐ１）、Ｉｄｃは、ｄｃ軸正方向では、Ｌｄｓ１、ｄｃ軸負方向ではＬｄｓ２に従って変化する。一方、ｄｃ軸電流Ｉｄｃが大きくなった（Ｉｄｃ＜ΔＩｄｃｎ１又はΔＩｄｃｐ１＜Ｉｄｃ）ときは、Ｉｄｃは、ｄｃ軸正方向ではＬｄｓ０、ｄｃ軸負方向ではＬｄ０に従って変化する。軸誤差Δθの推定には、前記インダクタンスのうち、Ｌｄｓ０とＬｄ０の情報が必要であるが、実際に検出されるｄｃ軸電流Ｉｄｃの大きさΔＩｄｃｐ２、ΔＩｄｃｎ２は、夫々Ｌｄｓ０とＬｄｓ１、Ｌｄ０とＬｄｓ２、の影響を含む。発生するｄｃ軸電流Ｉｄｃの波形と、検出される電流値ΔＩｄｃｐ１、ΔＩｄｃｎ１、ΔＩｄｃｐ２、ΔＩｄｃｎ２の関係は、図２（Ｂ）の（ｃ）のようになる。すなわち、電流の脈動成分の関係は、仮定によれば｜ΔＩｄｃｐ２｜＞｜ΔＩｄｃｎ２｜となるはずであるが、反対に｜ΔＩｄｃｐ２｜≦｜ΔＩｄｃｎ２｜となり、磁極位置を正しく推定できないのは明らかである。そこで、磁極位置推定に用いるべき電流成分であるＬｄｓ０およびＬｄ０のみによる電流の脈動成分を取り出すために、式（１）に従って、電流変化率｜ΔＩｄｃｐ’｜及び｜ΔＩｄｃｎ’｜を求める。これにより、それぞれ、｜ΔＩｄｃｐ’｜はＬｄｓ０に、｜ΔＩｄｃｎ’｜はＬｄ０に応じて変化したｄｃ軸電流Ｉｄｃの成分となり、永久磁石磁束φｍによるインダクタンスの変化の影響を、ｄｃ軸電流Ｉｄｃの変化として抽出できるのである。

次に、磁極位置の推定動作と、本発明の特徴部分である図１の磁極位置推定手段１２について説明する。以下、ＰＭモータ３は停止状態とし、磁極位置を推定するときのｄｃ軸位相は、初期状態でＰＭモータ３の固定子Ｕ相にあり、このときをθｄｃ＝０とする。また、電力変換器２の出力電圧はパルス幅変調されるものとする。

磁極位置を推定するために、脈動電流印加手段１０は、ｄｃｑｃ軸上の夫々に与える信号電圧としてｄｃ軸信号電圧指令Ｖｈｄ^＊とｑｃ軸信号電圧指令Ｖｈｑ^＊を生成する。また、パルス幅変調を行うための、三角波キャリア周波数指令ｆｈ^＊を出力する。第１の加算器１１では、ｄｃ軸信号電圧指令Ｖｈｄ^＊をＶｄｃ０^＊へ、ｑｃ軸信号電圧指令Ｖｈｑ^＊をＶｑｃ０^＊へ、夫々加算してＶｄｃ^＊、Ｖｑｃ^＊を生成する。Ｖｄｃ^＊、Ｖｑｃ^＊は、ｄｑ逆変換器８によって、３相交流量の相電圧指令Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊へ変換される。さらに、ＰＷＭ変調手段９により、変調周波数ｆｈ^＊でパルス幅変調された相出力電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに対応する制御信号が電力変換器２へ与えられる。

図３と図４には、本実施形態に於ける磁極位置推定時の動作波形を示す。図３は、前記信号電圧をｄｃ軸に与えた（Ｖｈｑ^＊＝０）場合、図４は前記信号電圧指令をｑｃ軸に与えた（Ｖｈｄ^＊＝０）場合である。

図３（ａ）に、電圧指令Ｖｈｄ^＊の波形を示す。図３（ｂ）に示す三角波はパルス幅変調のための三角波キャリアで、ここでは電圧指令Ｖｈｄ^＊は前記三角波キャリアの４倍の周期を持つ方形波とし、制御系の演算周期は前記三角波キャリアの周期の半分とする。このとき、電圧指令Ｖｈｄ^＊をｄｑ逆変換器８により２相３相変換した相電圧指令Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊が、図３（ｂ）に示すように制御系演算一周期分として、前記三角波キャリアの半周期分だけ遅れて生成される。この遅れは、制御演算遅れによるものである。更に、これをＰＷＭ変調手段９でパルス幅変調した結果が、電力変換器２へ与える相電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗで、夫々図３（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）に示す。電力変換器２は、Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとほぼ同期して各相電圧を出力する。このとき、ＰＭモータ３に発生する脈動電流は、相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗとして、夫々図３（ｆ）、（ｇ）、（ｈ）、直流電流Ｉｓｈは、図３（ｉ）に示すようになる。

ｄｑ変換器５でＩｄｃとＩｑｃを求めるには、直流電流Ｉｓｈと相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの関係を明確にする必要がある。直流電流Ｉｓｈは、電力変換器２の各相のスイッチング状態によって、相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの何れかに一致する。

図５は、各相の電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと直流電流Ｉｓｈの関係を示す直流電流情報図である。図５に従い、各相のスイッチング状態を考慮して直流電流Ｉｓｈの値を読み込むことで、相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出することができる。また、パルス幅変調された電圧による電流の変化量を求めるため、直流電流Ｉｓｈの検出タイミングは、図３（ｉ）中に黒丸で示すタイミングとする。これは、電力変換器２の出力電圧が、ゼロベクトル、すなわち三相の出力電圧が全て正の値（最大値）又は全て負の値（最小値）で一致する状態に遷移するタイミングである。このタイミングは、それ以前に電力変換器２の出力電圧が遷移した時点から最も離れており、電力変換器２の出力電圧の遷移時のスイッチングに伴うリンギング等の影響を受けずに直流電流Ｉｓｈを検出するために好適である。従って、このタイミングで直流電流Ｉｓｈをサンプリングすれば、磁極位置推定に必要な電流の変化量を、直流電流情報から得ることができる。また、予め電力変換器２のスイッチングパターンが判っていれば、各制御周期毎の開始時刻を基準としたとき間情報として、サンプリングのタイミングを与えれば良い。

電流検出タイミング設定信号ＳＡＨは、前記ゼロベクトルが出力されるタイミングで、ｄｑ変換器５へ与える。ｄｑ変換器５では、電圧指令Ｖｈｄ^＊とＶｈｑ^＊及びＰＷＭ変調手段９が生成するタイミング設定信号ＳＡＨに基づき、図３（ｊ）に示すｄｃ軸電流Ｉｄｃを求める。このとき、正側の半波において、ΔＩｄｃｐ１とΔＩｄｃｐ２、負側の半波において、ΔＩｄｃｎ１とΔＩｄｃｎ２という正負電流極性毎に、それぞれ２つづつの異なるタイミングにおける異なった電流値を得る。

次に、図６を用いて、電流検出値を使った磁極位置推定方法について述べる。

図６は、図１の磁極位置推定手段１２の内部の機能ブロック図である。磁極位置推定手段１２では、直流電流Ｉｓｈから求めたｄ軸電流Ｉｄｃに基づき、遅延器１２１と減算器１２２により、一階差分値ΔＩｄｃを演算する。減算器１２２の出力である一階差分値ΔＩｄｃを図３（ｋ）に示す。ここでは、電流検出一周期分の演算遅れが生じる。この一階差分値ΔＩｄｃから絶対値演算器１２３により、その絶対値｜ΔＩｄｃ｜が求められる。他方、電流極性演算器１２４は、前記印加電圧指令Ｖｈｄ^＊に基づいて、発生したｄｃ軸電流Ｉｄｃの極性を示す電流極性信号Ｓｐを求める。この極性信号Ｓｐは、前記印加電圧指令Ｖｈｄ^＊に対し、次の３つの遅れを考慮して作成される。すなわち、（１）パルス幅変調された電圧が出力されるための制御系演算一周期分の遅れ時間、（２）一階差分値ΔＩｄｃを演算するための電流検出一周期分の遅れ時間、（３）図２（ｆ）、（ｇ）、（ｈ）に示す脈動電流の一周期の４分の１に相当する遅れ時間である。これらの合計に相当する遅れ時間を持つタイミングで変化する方形波信号とすればよい。本実施例の場合、前記電流極性信号Ｓｐは、図３（ｌ）に示すように、印加電圧指令Ｖｈｄ^＊に対して、極性を反転すれば求められる。

さて、図６の電流変化量演算手段１２５では、次式（１）に示す電流変化率｜ΔＩｄｃｐ’｜及び｜ΔＩｄｃｎ’｜を、以下の手順に従って演算する。

ΔＩｄｃｐ’＝ΔＩｄｃｐ２−ΔＩｄｃｐ１，
ΔＩｄｃｎ’＝ΔＩｄｃｎ２−ΔＩｄｃｎ１………………………………………（１）
次に、電流極性信号Ｓｐを、絶対値｜ΔＩｄｃ｜に乗ずる。その結果、図３（ｍ）に示すように｜ΔＩｄｃｐ’｜及び｜ΔＩｄｃｎ’｜を含む信号となる。次に、図３（ｍ）中に、黒い三角印で示すタイミングの電流値を抽出する。黒三角印で示すタイミングは、電流極性信号Ｓｐの極性が変化する真中のタイミングとすればよい。磁極位置推定演算手段１２６では、この｜ΔＩｄｃｐ’｜及び｜ΔＩｄｃｎ’｜に基づいて、軸誤差Δθを演算する。

ところで、｜ΔＩｄｃｐ’｜及び｜ΔＩｄｃｎ’｜と軸誤差Δθについては、例えば次式（２）のような近似特性を適用すればよい。

｜ΔＩｄｃｐ’｜−｜ΔＩｄｃｎ’｜∝ｃｏｓΔθ………………………………（２）
すなわち、推定可能な軸誤差Δθの値は、進みか遅れかの区別はできないものの、その絶対値｜Δθ｜の大きさは分かる。

他方、図４に示すＶｈｄ^＊＝０では、図示するように、相電圧指令Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊、相出力電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ、相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが得られ、ＳＡＨに基づき図４（ｊ）に示すｑｃ軸電流Ｉｑｃを求める。磁極位置推定手段１２では、前記ｑｃ軸電流Ｉｑｃを入力値Ｉｄｃとして扱い、Ｖｈｑ^＊＝０の場合と同様の演算を行うと、ｑｃ軸方向に対して軸誤差Δθが得られる。すなわち、直交する２方向であるｄｃ軸とｑｃ軸の各々について、脈動電流に基づき位置推定を行い、その結果を組合せることで、軸誤差Δθを推定可能となる。

又は、式（１）と同様にして電流変化率を演算した結果より、
ΔＩｑｃｐ’＝ΔＩｑｃｐ２−ΔＩｑｃｐ１，
ΔＩｑｃｎ’＝ΔＩｑｃｎ２−ΔＩｑｃｎ１………………………………………（３）
｜ΔＩｑｃｐ’｜−｜ΔＩｑｃｎ’｜∝ｃｏｓ（Δθ−９０°）＝−ｓｉｎΔθ
…………………………………………（４）
をｑｃ軸への電圧印加で求め、式（２）と式（４）より、特許文献１に記載された方法と同様にして、次式（５）を用いても、軸誤差｜Δθ｜の大きさを推定できる。

このように、本実施形態によれば、ＰＭモータの固定子構造等によるインダクタンス変化の影響を受けずに、軸誤差Δθの推定精度を高めることが可能となる。

なお、本実施形態では、電流検出タイミング設定信号ＳＡＨを、ゼロベクトルが出力されるタイミングとした。しかし、逆に、電力変換器２の出力電圧が、ゼロベクトルとなる状態から、一相ないし二相の出力電圧が、正の値（最大値）から負の値（最小値）へ、或いはその反対の状態へ遷移するタイミングとしてもよい。

図７は、このときの磁極位置推定時の動作波形を示す。ここでは、相出力電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが、図３と同様のときを例に採っている。図７では、直流電流Ｉｓｈを検出するタイミングが異なるだけで、図３と同一の波形は図示を省略する。図７（ｉ）に菱形で示すタイミングで電流検出を行った場合、図３（ｉ）と比較すれば判るように、１周期前の制御周期におけるゼロベクトルが出力されるタイミングでのＩｓｈと略同じ値が検出される。電力変換器２の出力電圧の遷移時のスイッチングに伴うリンギング等の影響が小さいときは、図３（ｉ）と同等の検出値が得られる。磁極位置推定部１２の動作を示す（ｊ）〜（ｍ）の波形は、図３と比較すると、Ｉｓｈに対して制御周期一周期分だけ遅らすと、図３の場合と同一の結果が得られることが判る。従って、磁極位置推定部１２の構成は同一で、制御周期一周期分だけ遅れて動作すればよい。

あるいは、電力変換器２の三相の出力電圧の状態が同一の期間内、すなわち、ある相の出力電圧が遷移してから次にある相の出力電圧が遷移するまでの期間内で、２回以上の電流検出を行い、電流変化率ｄ（Ｉｄｃ）／ｄｔを直接求めても良い。この場合、ゼロベクトルが出力される期間内に起こるＰＭモータ３の持つ抵抗分による電流の減衰の影響を受けずに、高精度に電流変化率ｄ（Ｉｄｃ）／ｄｔを算出できる。

図８は、電流検出タイミング設定信号ＳＡＨを、異なるタイミングとした場合における磁極位置推定時の動作波形を示す。すなわち、ゼロベクトルが出力されるタイミングに加え、ゼロベクトルとなる状態から、一相ないし二相の出力電圧が、正の値（最大値）から負の値（最小値）へ、或いはその反対の状態へ遷移するタイミングの両方としたときの、磁極位置推定時の動作波形である。これは、相出力電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが図３と同様のとき例に採っている。図３と異なるのは、電流Ｉｓｈを検出するタイミングだけで、図３と同一の波形は省略する。電流検出は、図８（ｉ）に丸印及び菱形の両方で示すタイミングで行う。このとき、同一制御周期内で電流検出を２度行うため、図８（ｋ’）に示す電流変化率ｄ（Ｉｄｃ）／ｄｔを直接求めることができる。前記電流変化率は、磁気飽和によるインダクタンスの変化で決まるので、この電流変化率を絶対値演算器１２３への入力ΔＩｄｃとして与えて位置推定を行えばよい。なお、電流変化率を算出するという観点では、電流検出は、Ｌｄｓ０及びＬｄ０の影響を取り出せれば、２回以上、任意のタイミングで行ってもよい。

また、脈動電流印加手段１０が与える印加電圧指令Ｖｈｄ^＊及びＶｈｑ^＊の振幅や周期、パルス幅変調周波数指令ｆｈ^＊の情報は、予め脈動電流印加手段１０に設定値情報を持てば良いが、次のように設定値情報を変更する手段を備えても良い。

電圧設定変更手段１５は、制御装置１内に在るか、又は制御装置１の外部に在って且つ制御装置１とは通信手段が確保されている。電圧設定変更手段１５は、前記印加電圧指令Ｖｈｄ^＊及びＶｈｑ^＊の振幅や周期、及びパルス幅変調周波数指令ｆｈ^＊の情報が入力されると、その入力結果を脈動電流印加手段１０に受け渡すように動作する。脈動電流印加手段１０は、受け渡された前記入力結果に合うように、印加電圧指令Ｖｈｄ^＊、Ｖｈｑ^＊、及びパルス幅変調周波数指令ｆｈ^＊を変更する。これにより、脈動電流印加手段１０が与える印加電圧を外部から変更できる機能が実現できる。

また、電圧設定変更手段１５が、制御装置１の内部で用いるＰＭモータ３の定数などの設定値を変更する機能を備える場合は、この設定値を用いて、脈動電流印加手段１０自身が、印加電圧指令の設定を変更しても良い。例えば、設定値として、ＰＭモータ３の定格電流値Ｉ０Ｍ、電力変換器２の直流電圧源２３の電圧Ｖｐｎ、パルス幅変調周波数ｆ＿ＰＷＭ、ＰＭモータ３のインダクタンス設定値ＬＭ^＊であるとき、次の（６）式を利用する。

ここで、ｄｔを制御周期つまりパルス幅変調周期の半分、のｎ倍とし、ｄＩをパルス電流の大きさと考えて定格電流値Ｉ０Ｍのｋ倍とすると、次式の関係を得る。

式（７）によるＶｈ^＊は、印加電圧指令Ｖｈｄ^＊、Ｖｈｑ^＊がパルス幅変調周期の２ｎ倍の周期のときに、脈動電流の大きさがｋ×Ｉ０Ｍとなる、印加電圧指令Ｖｈｄ^＊、Ｖｈｑ^＊の振幅の設定値である。制御系設定値が変更されたとき、本式に基づいてＶｈ^＊を再度算出する機能を有することで、例えばＰＭモータ３を変更した場合など、制御系設定値の変更が必要となった場合に、位置推定時の過大電流や過少電流の発生を抑止し、位置推定が正しく行える。また、Ｖｈ^＊の算出結果がＶｐｎの半分を超えると、印加電圧が指令値通りとならず、位置推定が正しく行えない可能性がある。このときは、本式に従ってｆ＿ＰＷＭを下げるか、ｆ＿ＰＷＭに対する前記印加電圧の周期の倍数２ｎを増やしても良い。なお、制御系設定値のうち、ＰＭモータ３のインダクタンス設定値ＬＭ^＊については、電圧設定変更手段１５による変更に限らず、例えばＰＭモータ３の定数を自動調整する機能を有するときは、自動調整が行われた後で印加電圧指令Ｖｈｄ^＊、Ｖｈｑ^＊の設定を変更しても良い。

また、磁極位置推定手段１２において、位置推定の演算で求めた式（２）の左辺｜ΔＩｄｃｐ’｜―｜ΔＩｄｃｎ’｜について、Ｖｈｑ^＊＝０、Ｖｈｄ^＊＝０の各々に対して求めた値の双方が、所定値より小さい場合がある。この場合には、永久磁石磁束φｍの影響がｄｃ軸電流Ｉｄｃに充分現れていないために、軸誤差Δθの推定が適切に行えなかったと判定し、磁極位置推定演算手段１２ｆは、電圧調整指令信号Ｉｈｓｅｔを脈動電流印加手段１０へ出力する。脈動電流印加手段１０は、電圧調整指令信号Ｉｈｓｅｔに応じて、次回から印加電圧指令Ｖｈｄ^＊、Ｖｈｑ^＊の振幅を所定の割合だけ増加させる。本構成により、軸誤差Δθの推定が適切に行われるように、印加電圧指令Ｖｈｄ^＊、Ｖｈｑ^＊を自動的に調節する機能を実現できる。

以上のように、設定値情報を変更し、又は調整する手段を持たせれば、例えばＰＭモータ３を変更したときにも、より好適な設定値情報になり、磁極位置を正しく推定できる。

また、磁極位置推定を行う際に、例えば制御装置１に異常があると、設定値情報を調整し、又は調整する手段が、制御装置１の異常を設定値情報が不適切と見なして、調整動作を続ける恐れがある。そこで、制御装置１の動作を次のようにする。

図９は、本発明の第１の実施形態におけるＰＭモータ駆動装置の処理フロー図を示す。制御装置１にシステムの起動指令が入力されると、まず制御装置起動時処理９０１が実行され、終了後に制御装置１はモータ運転開始指令判定処理９０２を実行し、モータ運転開始待ち状態となる。そして、モータ運転開始の指令が、制御装置１に入力されると、本実施形態の特徴であるシステム異常診断処理９０３を実施する。このシステム異常診断処理９０３では、電力変換器２の出力回路短絡や地絡、断線といった故障や、入力電圧の過大や過少等の異常状態、或いは制御装置１自身の故障等を検出する。前記システム異常診断処理９０３の終了後、システム異常状態判定処理９０４で、異常が検出された場合には、システム異常時処理９０５へ移行する。異常が検出されていなければ、初期磁極位置推定処理９０６として、前述した方法で軸誤差Δθの初期値を推定した後、モータの運転を開始する。

以上の動作フローで制御装置１を動作させれば、本発明による磁極位置推定方法の確度を上げることができる。

実施例２：
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。本実施形態では、システムの全体構成図は図１に示す第１の実施形態と同一で、相出力電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの生成方法と、磁極位置推定手段１２の動作が異なる。

図１０は信号電圧指令をｄｃ軸のみに与えた（Ｖｈｑ^＊＝０）場合、図１１は信号電圧指令をｑｃ軸のみに与えた（Ｖｈｄ^＊＝０）場合の、本実施形態での動作波形である。

図１０（ａ）にＶｈｄ^＊の波形を示す。図１０（ｂ）に示す三角波はパルス幅変調のための三角波キャリアで、ここではＶｈｄ^＊は前記三角波キャリアの４倍の周期を持つ方形波とし、制御系の演算周期は前記三角波キャリアの周期の半分とする。このとき、Ｖｈｄ^＊をｄｑ逆変換器８により２相３相変換した相電圧指令Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊が、図１０（ｂ）に示すように制御系演算１周期分として前記三角波キャリアの半周期分だけ遅れて生成される。

本実施形態では、相電圧指令Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊に基づいて、各相間の線間電圧は維持しつつ、負側に最も大きくなる相の電圧が電力変換器２の直流電圧源２３の負側電圧となるように、新たな相電圧指令を作成する。すなわち、図１０においては、実際にパルス幅変調を行う電圧指令として、新たなパルス幅変調の指令値Ｖｕ^＊＊、Ｖｖ^＊＊、Ｖｗ^＊＊を次式で求める。ここでＶｎは、直流電圧部の負側電圧である。

Ｖｕ^＊＊＝Ｖｕ^＊−｛Ｖｎ−ｍｉｎ（Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊）｝…………（８−１）
Ｖｖ^＊＊＝Ｖｖ^＊−｛Ｖｎ−ｍｉｎ（Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊）｝…………（８−２）
Ｖｗ^＊＊＝Ｖｗ^＊−｛Ｖｎ−ｍｉｎ（Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊）｝…………（８−３）
図１２は、本発明の第２の実施形態におけるＰＷＭ変調手段９の構成図である。

相電圧指令再設定手段９１では、式（８−１）〜（８−３）により、新たなパルス幅変調の指令値Ｖｕ^＊＊、Ｖｖ^＊＊、Ｖｗ^＊＊を算出する。相出力電圧指令演算手段９２は、図１０（ｂ−２）に示すように、新たなパルス幅変調の指令値Ｖｕ^＊＊、Ｖｖ^＊＊、Ｖｗ^＊＊に対して、前記三角波キャリアを基にパルス幅変調を行う。そして、同図（ｃ）〜（ｅ）に示す相出力電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを作成し、電力変換器２へ出力する。電力変換器２は、Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとほぼ同期して各相電圧を出力する。このとき、ＰＭモータ３に発生する脈動電流を相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは、夫々同図（ｆ）〜（ｈ）に、直流電流Ｉｓｈの波形は同図（ｉ）となる。

ｄｑ変換器５で用いる電流検出タイミング設定信号ＳＡＨは、相出力電圧指令演算手段９２で生成した相出力電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗから、図５に基づき、電流検出相情報を作成する。また、電流検出タイミングは、制御周期毎のｄｃ軸電流Ｉｄｃの変化量を求めるため、前記三角波キャリアのピーク、すなわち各制御周期の開始時と、その次の、電力変換器２の出力電圧が、ゼロベクトル、すなわち３相の出力電圧の極性が一致する状態に遷移するタイミングとする。後者のタイミングを選択したのは、電力変換器２の出力電圧が遷移する時点から最も離れており、電力変換器２の出力電圧の遷移時のスイッチングに伴うリンギング等の影響を受けずにＩｓｈを検出するに好適という理由である。前者のタイミングは、制御処理のし易さで選択したが、電流変化率の演算という観点では任意で良い。

本実施形態での直流電流Ｉｓｈの電流検出タイミングを、図１０（ｉ）中に黒丸印でタイミングを示す。ｄｑ変換器５では、Ｖｈｄ^＊とＶｈｑ^＊及びＰＷＭ変調手段９が生成するＳＡＨに基づき、同図（ｊ）に示すｄｃ軸電流Ｉｄｃを求める。

次に、図１３を用いて、電流検出値に基く磁極位置推定方法について述べる。

図１３は、本実施形態での磁極位置推定手段１２の内部構成を示すものである。本実施形態では、同一の制御周期内で、ΔＩｄｃｐ１とΔＩｄｃｐ２、或いはΔＩｄｃｎ１とΔＩｄｃｎ２を得る。従って、本実施形態では、図６の遅延器１２１、加算器１２２、絶対値演算器１２３に相当するものは存在しない。電流変化量演算手段１２５’は、ｄｑ変換器５で得たｄｃ軸電流Ｉｄｃを基に、図１０（ｋ）に示すΔＩｄｃｐ１とΔＩｄｃｐ２、或いはΔＩｄｃｎ１とΔＩｄｃｎ２から、式（１）のΔＩｄｃｐ’又はΔＩｄｃｎ’を得る。電流極性演算器１２４に於ける電流極性信号Ｓｐの作成は、第１の実施形態と同様である。また、磁極位置推定演算手段１２６’による磁極位置推定演算式は、第１の実施形態における磁極位置推定演算手段１２６と同様であり、ｄｃ軸方向に対する軸誤差Δθを得る。

また、Ｖｈｄ^＊＝０では、図１１に示すように、相電圧指令Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊、相出力電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ、相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが得られ、ＳＡＨに基づき、図１１（ｊ）に示すｑｃ軸電流Ｉｑｃを求める。磁極位置推定手段１２では、前記ｑｃ軸電流Ｉｑｃを入力値Ｉｄｃとして扱い、Ｖｈｑ^＊＝０の場合と同様の演算を行うと、ｑｃ軸方向に対して軸誤差Δθを得る。

図１４は第１の実施形態での相出力電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、ＶｗとＰＭモータ３の中性点電位波形図、図１５は第２の実施形態での相出力電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、ＶｗとＰＭモータ３の中性点電位波形図である。Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに対し、ＰＭモータ３の中性点電位は、直流電圧源２３の電圧Ｖｐｎの３分の１の振れ幅で変化する。したがって、実施形態１の動作では、ＰＭモータ３の中性点電位は、直流電圧源２３の電圧Ｖｐｎの振れ幅で変化するのに対し、本実施形態では、前記ＰＭモータ３の中性点電位は、直流電圧源２３の電圧Ｖｐｎの３分の２の振れ幅で変化する。ＰＭモータ３の中性点電位の変化が大きいと、電磁ノイズも増加するので、本実施形態は第２の実施形態と比較して電磁ノイズが軽減される。

本実施形態のように、相電圧出力を変更することで、第１の実施形態と同等の位置推定を行いつつ、電力変換器２の主回路部２１の動作回数を抑え、更に中性点電位の変動幅が抑制されるため、電磁ノイズが大きく低減される。なお、本実施形態では相出力電圧が直流電圧源２３の負側電位を基準に動作した場合を示したが、相出力電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが直流電圧源２３の正側電位を基準に動作した場合も、同様の効果が得られる。

実施例３：
次に、本発明の第３の実施形態について説明する。システム構成は図１に示した第１の実施形態と同一であるが、相出力電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの生成方法と、磁極位置推定手段１２の動作が異なる。

図１６は、信号電圧指令をｄｃ軸のみに与えた（Ｖｈｑ^＊＝０）場合、図１７は信号電圧指令をｑｃ軸のみに与えた（Ｖｈｄ^＊＝０）場合の本実施形態での動作波形である。

本実施形態では、相電圧指令Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊に基づいて、線間電圧が最大となる２相間での電圧変化が、直流電圧源２３の電圧と等しくなるように、パルス幅変調周波数ｆ＿ＰＷＭを変更する。更に、線間電圧が最大となる２相間での相電圧指令の変化幅が直流電圧源２３の電圧と等しくなるように、相電圧指令を作成する。すなわち、図１６においては、ＵＶ間電圧Ｖｕ^＊ーＶｖ^＊とＵＷ間電圧Ｖｕ^＊ーＶｗ^＊が等しく、ＶＷ間電圧Ｖｖ^＊ーＶｗ^＊はゼロである。他方、出力可能な最大電圧は、線間電圧が直流電圧源２３の電圧Ｖｐｎと等しいときである。従って、次式を満たすｆｈ＿ｍａｘ^＊を新たな脈動電圧印加指令の周波数とし、ｆｈ＿ｍａｘ^＊をｆ＿ＰＷＭに対する印加電圧の周期の倍数２ｎした値を、新たにｆ＿ＰＷＭとして設定すればよい。

（Ｖｕ^＊−Ｖｖ^＊）×ｆｈ^＊＝Ｖｐｎ×ｆｈ＿ｍａｘ^＊…………………………（９）
また、電圧指令値については、新たなパルス幅変調の指令値Ｖｕ^＊＊、Ｖｖ^＊＊、Ｖｗ^＊＊を次式から求める。

Ｖｕ^＊＊＝Ｖｐｎ×ｓｉｎ（Ｖｕ^＊）………………………………………（１０−１）
Ｖｖ^＊＊＝Ｖｐｎ×ｓｉｎ（Ｖｖ^＊）………………………………………（１０−２）
Ｖｗ^＊＊＝Ｖｐｎ×ｓｉｎ（Ｖｗ^＊）（＝Ｖｖ^＊＊）……………………（１０−３）
図１８は、本実施形態でのＰＷＭ変調手段９の構成図である。まず、変調周波数設定手段９３が、式（９）に基づいて、新たなパルス幅変調周波数指令ｆｈ^＊＊を算出し、相電圧指令再設定手段９１では、このｆｈ^＊＊と式（１０−１）〜（１０−３）により、新たなパルス幅変調の指令値Ｖｕ^＊＊、Ｖｖ^＊＊、Ｖｗ^＊＊を算出する。そして、相出力電圧指令演算手段９２は、図１６（ｂ−２）に示すように、新たなパルス幅変調の指令値Ｖｕ^＊＊、Ｖｖ^＊＊、Ｖｗ^＊＊に対して、三角波キャリアを基にパルス幅変調を行う。これに基き、同図（ｃ）〜（ｅ）に示すように、相出力電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを作成し、電力変換器２へ出力する。電力変換器２は、Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとほぼ同期して各相電圧を出力する。このとき、ＰＭモータ３に発生する脈動電流は、その相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを夫々同図（ｆ）〜（ｈ）に示し、直流電流Ｉｓｈの波形を同図（ｉ）に示す。

ｄｑ変換器５で用いる電流検出タイミング設定信号ＳＡＨは、相出力電圧指令演算手段９２で生成した相出力電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗから、図５に基づき電流検出相情報を作成する。また、電流検出タイミングは、三角波キャリアのピーク、すなわち各制御周期の開始時とする。このとき、相出力電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗのスイッチング状態が変化するタイミングは、三角波キャリアのピーク時と一致する。従って、Ｉｓｈから相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出するには、三角波キャリアのピークの直前に、図５の直流電流情報に基づいてサンプリングを行えばよい。

本実施形態での、直流電流Ｉｓｈの電流検出タイミングを、図１６（ｉ）中に黒丸印で示す。ｄｑ変換器５は、Ｖｈｄ^＊とＶｈｑ^＊及びＰＷＭ変調手段９が生成するＳＡＨに基づき、同図（ｊ）に示すｄｃ軸電流Ｉｄｃを求める。そして、直流電流Ｉｓｈを検出後の、磁極位置推定の演算処理は、第１の実施形態と同様に行えば良く、演算の過程を図１６（ｊ）から同図（ｍ）に示すようにして磁極位置推定を実現する。

また、図１７に示したＶｈｄ^＊＝０の場合、新たなパルス幅変調の指令値Ｖｕ^＊＊、Ｖｖ^＊＊、Ｖｗ^＊＊の算出式が変わる他は、Ｖｈｄ^＊＝０のときと同様の処理となる。新たなパルス幅変調の指令値Ｖｕ^＊＊、Ｖｖ^＊＊、Ｖｗ^＊＊の算出は、次の通りである。処理線間電圧の中では、ＶＷ間電圧Ｖｖ^＊−Ｖｗ^＊が最大で、ＵＶ間電圧Ｖｕ^＊−Ｖｖ^＊とＵＷ間電圧Ｖｕ^＊−Ｖｗ^＊は、振幅がＶｗ間電圧の半分の振幅で、互いに符号は反対となる。従って、式（１１）を満たすｆｈ＿ｍａｘ^＊を新たな脈動電圧印加指令の周波数とし、ｆｈ＿ｍａｘ^＊をｆ＿ＰＷＭに対する印加電圧の周期の２ｎ倍した値を、新たにｆ＿ＰＷＭとして設定する。また、新たなパルス幅変調の指令値Ｖｕ^＊＊、Ｖｖ^＊＊、Ｖｗ^＊＊は、式（１２）から求めれば良い。

（Ｖｖ^＊−Ｖｗ^＊）×ｆｈ^＊＝Ｖｐｎ×ｆｈ＿ｍａｘ^＊………………………（１１）
Ｖｕ^＊＊＝Ｖｐｎ×ｓｉｎ（Ｖｕ^＊）（＝０）……………………………（１２−１）
Ｖｖ^＊＊＝Ｖｐｎ×ｓｉｎ（Ｖｖ^＊） ……………………………………（１２−２）
Ｖｗ^＊＊＝Ｖｐｎ×ｓｉｎ（Ｖｗ^＊）（＝−Ｖｖ^＊＊）…………………（１２−３）
そして、直流電流ＩｓｈとＳＡＨに基づき、図１７（ｊ）に示すｑｃ軸電流Ｉｑｃを求める。磁極位置推定手段１２では、前記ｑｃ軸電流Ｉｑｃを入力値Ｉｄｃとして扱い、Ｖｈｑ^＊＝０の場合と同様の演算を行うと、ｑｃ軸方向に対して、軸誤差Δθが得られる。

図１９は、本発明の第３の実施形態における相出力電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと、ＰＭモータ３の中性点電位の動きを示す。各相出力電圧に対し、ＰＭモータ３の中性点電位は、直流電圧源２３の電圧Ｖｐｎの３分の２の振れ幅で変化する。この中性点電位の変化が大きいと、放射ノイズも大きくなるので、本実施形態は実施形態１と比較して、電磁ノイズを軽減できる。

本実施形態のように、相電圧出力を変更すると、第１の実施形態と同等の位置推定を行いつつ、電力変換器２の主回路部２１の動作回数が抑制され、電磁ノイズが低減される。また、パルス幅変調周波数を高くすることで、位置推定に要する時間が短縮される。

実施例４：
次に、本発明の第４の実施形態について説明する。システム構成は図１に示した第１の実施形態と同一であり、相出力電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの生成方法と、磁極位置推定手段１２の動作が異なる。

図２０は、前記信号電圧指令をｄｃ軸のみに与えた（Ｖｈｑ^＊＝０）場合、図２１は前記信号電圧指令をｑｃ軸のみに与えた（Ｖｈｄ^＊＝０）場合の、本実施形態での動作波形である。本実施形態では、磁極位置推定動作は、図２０と図２１に示すように２つのフェーズに分けて実施し、印加電圧指令Ｖｈｄ^＊、Ｖｈｑ^＊は、それぞれの振幅が異なる２つの方形波電圧が順次与えられる。すなわち、図２０（ｂ）に示すように、信号電圧指令をｄｃ軸に与える場合、Ｖｈｄ^＊の振幅はフェーズｄ１でＶｈｄ１’、フェーズｄ２でＶｈｄ２’とする。また、図２０（ｂ）に示すように、信号電圧指令をｑｃ軸に与える場合、Ｖｈｑ^＊の振幅はフェーズｑ１でＶｈｑ１’、フェーズｑ２でＶｈｑ２’とし、周期は、何れの場合も前記三角波キャリアの周期の２倍とする。以下、Ｖｈｑ^＊＝０の場合で説明する。本実施形態では、各々のフェーズ毎に、ｄｃ軸電流Ｉｄｃの演算を行う。

ｄｑ変換器５で用いる電流検出タイミング設定信号ＳＡＨは第１の実施形態と同様に、ＰＷＭ変調手段９で相出力電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗから、図５に基づき、電流検出相情報を作成し、電流検出タイミングは電力変換器２の出力電圧がゼロベクトルに遷移するときとする。このときの電流検出タイミングは、図２０（ｉ）に黒丸印で示す。このとき、前記フェーズｄ１ではΔＩｄｃｐ１及びΔＩｄｃｎ１が、前記フェーズｄ２ではΔＩｄｃｐ２及びΔＩｄｃｎ２が、夫々得られる。

図２２は、この実施形態における電流検出値に基く磁極位置推定手段１２の具体的機能ブロック図である。本実施形態では、遅延器１２１、加算器１２２、絶対値演算器１２３の各々の動作は第１の実施形態と同様である。また、電流極性演算器１２４において、電流極性信号Ｓｐは図２０（ｌ）に示すように、Ｖｈｄ^＊に対して制御周期１周期分遅らせた上で、極性を反転して生成する。本実施形態では、各々のフェーズで絶対値｜ΔＩｄｃ｜に電流極性信号Ｓｐを乗じた結果には、｜ΔＩｄｃｐ’｜及び｜ΔＩｄｃｎ’｜の情報は含まれない。代わりに、各フェーズに於けるｄｃ軸電流Ｉｄｃの変化量であるΔＩｄｃｐ１、ΔＩｄｃｎ１、ΔＩｄｃｐ２、ΔＩｄｃｎ２が判る。そこで、電流変化量演算手段１２ｅ’’は、前記絶対値｜ΔＩｄｃ｜に前記電流極性信号Ｓｐを乗じた結果として、前記フェーズｄ１でΔＩｄｃｐ１及びΔＩｄｃｎ１を、前記フェーズｄ２でΔＩｄｃｐ２及びΔＩｄｃｎ２を、夫々求め、磁極位置推定手段１２６’’へ与える。磁極位置推定手段１２６’’では、前記フェーズｄ１と前記フェーズｄ２の両方が終了した後で、前記｜ΔＩｄｃｐ’｜及び｜ΔＩｄｃｎ’｜を求め、磁極位置を推定する。

本実施形態では、Ｖｈｄ１’、Ｖｈｄ２’を独立で設定できる。したがって、ｄｃ軸電流Ｉｄｃのピーク値ΔＩｄｃｐ２とΔＩｄｃｎ２を変えずに、ΔＩｄｃｐ１とΔＩｄｃｎ１を、固定子構造等のインダクタンス変化を受けないよう設定して、ｄｃ軸電流Ｉｄｃを増すことなく、軸誤差Δθの推定精度を高めることができる。また、ΔＩｄｃｐ１、ΔＩｄｃｎ１は前記フェーズｄ１の、ΔＩｄｃｐ２、ΔＩｄｃｎ２は前記フェーズｄ２の、それぞれにおける、前記ｄｃ軸電流Ｉｄｃの正側と負側のピーク値と等しい。従って、一階差分値の演算を行わずに、夫々のフェーズにおける正側と負側の検出値をΔＩｄｃｐ１、ΔＩｄｃｎ１、ΔＩｄｃｐ２、ΔＩｄｃｎ２として、式（１）よりΔＩｄｃｐ’とΔＩｄｃｎ’を求めることもでき、この場合は演算処理の簡略化が図れる。

Ｖｈｄ^＊＝０の場合は、Ｖｈｄ１’をＶｈｑ１’に、Ｖｈｄ２’をＶｈｑ２’に、夫々置き換えて、後はＶｈｑ^＊＝０のときと同様の動作になる。図２０（ｉ）に示すｑｃ軸電流Ｉｑｃを求め、磁極位置推定手段１２では、前記ｑｃ軸電流Ｉｑｃを入力値Ｉｄｃとして扱い、Ｖｈｑ^＊＝０の場合と同様の演算を行う。すなわち、前記フェーズｑ１でΔＩｑｃｐ１及びΔＩｑｃｎ１を、前記フェーズｑ２でΔＩｑｃｐ２及びΔＩｑｃｎ２を夫々求めれば、ｑｃ軸方向に対して±π／２以内の範囲で、軸誤差Δθを得られる。従って、第１の実施形態と同様に、直交する２方向であるｄｃ軸とｑｃ軸の組合せで、軸誤差Δθを推定可能となる。

また、本実施形態に、印加電圧指令Ｖｈｄ^＊、Ｖｈｑ^＊及びその周波数指令ｆｈ^＊に対して、第２の実施形態あるいは第３の実施形態と同様の変更を適用すると、各々の実施形態での効果も発揮され、電磁ノイズの低減や、第３の実施形態では位置推定に要する時間の短縮が可能となる。

なお、第１から第３の実施形態では、ｄｃｑｃ軸上の信号電圧指令Ｖｈｄ^＊、Ｖｈｑ^＊の周期は何れも三角波キャリア周期の４倍とした。この場合、磁気飽和によるインダクタンス変化がなければ、ΔＩｄｃｐ１及びΔＩｄｃｎ１の大きさが、ΔＩｄｃｐ２及びΔＩｄｃｎ２の大きさのほぼ半分に限られる。ΔＩｄｃｐ１及びΔＩｄｃｎ１の大きさと、ΔＩｄｃｐ２及びΔＩｄｃｎ２の大きさを独立に選ぶには、信号電圧指令Ｖｈｄ^＊、Ｖｈｑ^＊を、次のようにすればよい。まず、信号電圧指令Ｖｈｄ^＊、Ｖｈｑ^＊の周期は、三角波キャリア周期の２ｎ倍（ｎは２以上の整数）であれば、任意でよい。このとき、信号電圧指令Ｖｈｄ^＊、Ｖｈｑ^＊の１周期当りでＩｓｈは８ｎ回以上検出できる。ΔＩｄｃｐ１及びΔＩｄｃｎ１、ΔＩｄｃｐ２及びΔＩｄｃｎ２の、各々を得るタイミングを信号電圧指令Ｖｈｄ^＊、Ｖｈｑ^＊を基に、電流変化量演算手段で、選択すればよい。或いは、信号電圧指令Ｖｈｄ^＊、Ｖｈｑ^＊は制御周期毎に振幅を変化させる階段波でもよい。この場合、ΔＩｄｃｐ１及びΔＩｄｃｎ１、ΔＩｄｃｐ２及びΔＩｄｃｎ２は、信号電圧指令Ｖｈｄ^＊、Ｖｈｑ^＊の制御周期毎の振幅で、独立に変えることができる。

また、本発明の実施形態では、パルス幅変調の方式を単一の三角波キャリアと比較する方式としたが、パルス幅変調の方式には限定されない。また脈動電流を発生するために電圧を印加する位相は、初期状態でのｄｃ軸位置を変えればＰＭモータ３の任意位相に対して処理を適用できるので、上記の説明で記した位相には限定されず適用可能である。

このようにして、本発明の実施形態のＰＭモータの駆動装置によれば、ＰＭモータに電圧を印加し、それに伴い発生する電流脈動成分の正負側の異なる２以上の電流値から演算される電流変化率に基づき、ＰＭモータ内部の磁極位置を推定できる。

また、ＰＭモータの磁気飽和による脈動成分の変化を利用し、更にこの脈動成分のうち、ＰＭモータの構造に依存して発生する成分を取り除けるので、ＰＭモータの構造によらず適用でき、脈動電流の振幅を増やさずに、磁極位置の推定精度を高められる。

また、前記電圧変化について、外部からの設定機能や、制御装置内部での自動調整機能を持つことで、ＰＭモータが変更された場合にも磁極位置を検出でき、制御装置に異常検出機能を持たせることで、自動調整機能を含めた磁極位置推定動作の誤動作を防止できる。

本発明の第１の実施形態による同期電動機駆動システムの制御ブロック図。 本発明の原理を説明する同期電動機の磁石磁束と発生電流との関係を、磁極軸と推定軸が一致するときの磁気飽和と電流リプルの関係として示す図。 本発明の第１の実施形態の磁極位置推定においてｄｃ軸に電圧を印加した場合の各部の動作波形図。 同じく第１の実施形態でｑｃ軸に電圧を印加した場合の各部動作波形図。 電力変換器の出力電圧と直流抵抗に流れる相電流の関係を示す図。 本発明の第１の実施形態による磁極位置推定手段の機能ブロック図。 本発明の第１の実施形態の変形例における制御装置の各部の動作波形図。 同じく他の変形例における制御装置の各部の動作波形図。 本発明の第１の実施形態における同期電動機駆動装置の処理フロー図。 本発明の第２の実施形態の磁極位置推定においてｄｃ軸に電圧を印加した場合の各部の動作波形図。 同じく第２の実施形態でｑｃ軸に電圧を印加した場合の各部動作波形図。 本発明の第２の実施形態におけるＰＷＭ変調手段の機能ブロック図。 本発明の第２の実施形態における磁極位置推定手段の機能ブロック図。 本発明の第１の実施形態における電動機の中性点電位を示す波形図。 本発明の第２の実施形態における電動機の中性点電位を示す波形図。 本発明の第３の実施形態の磁極位置推定においてｄｃ軸に電圧を印加した場合の各部の動作波形図。 同じく第３の実施形態でｑｃ軸に電圧を印加した場合の各部動作波形図。 本発明の第３の実施形態におけるＰＷＭ変調手段の機能ブロック図。 本発明の第３の実施形態における電動機の中性点電位を示す波形図。 本発明の第４の実施形態の磁極位置推定においてｄｃ軸に電圧を印加した場合の各部の動作波形図。 同じく第４の実施形態でｑｃ軸に電圧を印加した場合の各部動作波形図。 本発明の第４の実施形態による磁極位置推定手段の機能ブロック図。

符号の説明

１…制御装置、２…電力変換器、３…同期電動機（ＰＭモータ）、４…電流検出手段、５…ｄｑ変換器、６…ベクトル制御手段、７…積分器、８…ｄｑ逆変換器、９…ＰＷＭ変調手段、９１…相電圧指令再設定手段、９２…相出力電圧指令演算手段、９３…変調周波数指令設定手段、１０…脈動電流印加手段、１２…磁極位置推定手段、１２１…遅延器、１２２…加算器、１２３…絶対値演算器、１２４…電流極性演算器、１２５，１２５’，１２５’’…電流変化量演算手段、１２６，１２６’，１２６’’…磁極位置推定演算手段、１３…速度補正手段、１５…電圧設定変更手段、２１…主回路部、２２…直流抵抗、２３…直流電圧源。

Claims (8)

1. 同期電動機と、この同期電動機に可変電圧・可変周波数の交流を供給する電力変換器と、前記同期電動機に前記電力変換器を通して電圧を印加し脈動電流を流す脈動電流印加手段と、この脈動電流印加時に前記電力変換器に流れる直流電流を検出する手段と、この直流電流検出結果に基づき前記同期電動機の磁極位置を推定する磁極位置推定手段とを備えた同期電動機の駆動装置において、
   前記脈動電流印加手段は、振幅が異なる少なくとも２つ以上の方形波電圧を前記電力変換器に順次発生させ、
   前記磁極位置推定手段は、前記振幅が異なる少なくとも２つの方形波電圧による脈動電流の正側および負側における前記直流電流を順次検出し、前記少なくとも２つの方形波電圧による脈動電流の正側の電流検出値に基づいて第一の電流変化量を求め、且つ、前記少なくとも２つの方形波電圧による脈動電流の負側の電流検出値に基づいて第二の電流変化量を求め、
   前記第一の電流変化量と前記第二の電流変化量に基いて前記同期電動機の磁極位置を推定するように構成したことを特徴とする同期電動機の駆動装置。
2. 請求項１において、前記脈動電流印加手段は、夫々の振幅が異なる少なくとも２つ以上の前記方形波電圧を、電動機制御装置の推定磁束軸であるｄｃ軸及びこのｄｃ軸に直交するｑｃ軸の２方向の各々に所定期間づつ印加するように構成したことを特徴とする同期電動機の駆動装置。
3. 請求項１において、前記脈動電流印加手段は、前記電力変換器のパルス幅変調により前記同期電動機に方形波電圧を印加し、そのパルス幅変調のキャリアの毎半周期の間、三相の出力電圧のうち少なくとも一相の出力電圧を正（最大値）又は負（最小値）に保持するように構成したことを特徴とする同期電動機の駆動装置。
4. 請求項１において、前記脈動電流印加手段は、前記電力変換器のパルス幅変調により前記同期電動機に方形波電圧を印加し、そのパルス幅変調の一周期の間、三相の出力電圧のうち少なくとも一相の出力電圧を正（最大値）に保持し、残りの少なくとも一相の出力電圧を負（最小値）に保持するように構成したことを特徴とする同期電動機の駆動装置。
5. 請求項１において、前記電流検出手段は、前記電力変換器の三相の出力電圧が、全て正（最大値）又は全て負（最小値）となる状態へ遷移するタイミングに近接して直流電流を検出するように構成したことを特徴とする同期電動機の駆動装置。
6. 請求項１において、前記電流検出手段は、前記電力変換器の三相の出力電圧が、全て正（最大値）又は全て負（最小値）となる状態から、少なくとも一相の出力電圧が変化するタイミングに近接して直流電流を検出するように構成したことを特徴とする同期電動機の駆動装置。
7. 請求項１において、前記脈動電流印加手段の印加電圧指令の振幅を設定し、又は変更するための電圧指令設定変更手段を備えたことを特徴とする同期電動機の駆動装置。
8. 請求項１において、前記電力変換器及びその制御装置の異常を検知する異常検知手段を備え、前記同期電動機の磁極位置を推定する手段は、前記異常検知手段の検知処理を行った後で動作するように構成したことを特徴とする同期電動機の駆動装置。

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