JP4961163B2 - 直流結合増幅回路 - Google Patents
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Description
プリアンプ10の直流動作点の基準電圧Vcomと、パワーアンプ20の直流動作点の基準電圧Vodcとしては、信号振幅を大きくとったほうが 信号対雑音比(S/N比)やパワーの点で有利なので、通常、電源電圧Vdd1,Vdd2の1/2付近に設定される。従って、両電源電圧Vdd1,Vdd2が異なる場合、動作レベルをシフトする必要がある。そこで、図2のパワーアンプ20では、オペアンプ23,27を2入力の反転加算回路構成とし、一方の入力端子に信号を入力し、他方の入力端子はグランドに接続することにより、負の基準電圧−Vcomを加算して出力レベルをシフトさせている。シフト量は、可変抵抗22,26の抵抗値R22,R26を変化させることにより調整される。
図1は、本発明の実施例1を示す直流結合増幅回路の回路図である。
図1の直流結合増幅回路の全体の動作としては、入力電圧Vinがプリアンプ40で増幅され、この増幅された2つの出力電圧Vim,Vipが出力される。出力電圧Vim,Vipは、シフト電圧発生回路60から出力されるシフト電圧Vsftにより、パワーアンプ50でシフトされた後に増幅される。この増幅された2つの出力電圧Vop,Vomにより、スピーカ71が駆動される。
Vsft=−R64*{(Vdd2−Vcom)/R61+(−Vcom/R62)}+Vcom (1)
抵抗値の比をR61:R62:R64=2:2:1と設定すると、式(1)は式(2)のようになる。
Vsft=(−1/2)*Vdd2+2*Vcom (2)
一方、パワーアンプ50の出力直流レベルは、Vip=Vim=Vcomより、式(3)で表せる。
Vop=Vcom−(Vsft−Vcom)*(R54/R52) (3)
ここで、抵抗値をR54=R52=RBと設定し、シフト電圧Vsftを式(3)に代入すると、出力電圧Vopは式(4)のようになり、基準電圧Vcomによらず、電源電圧Vdd2の半分になる。同様に、パワーアンプ50の出力電圧Vomも同じ値となる。
Vop=(1/2)*Vdd2 (4)
本実施例1によれば、シフト電圧発生回路60を設けたことにより、プリアンプ40おける基準電圧Vcomの直流レベルによらず、パワーアンプ50は電源電圧Vdd2の1/2の点が直流動作点になるため、自動的にパワーアンプ50の電源電圧Vdd2に対応した最大パワーが出力可能となる。
図4は、本発明の実施例2を示す直流結合増幅回路の回路図であり、実施例1を示す図1中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。
図4の直流結合増幅回路の全体の動作としては、入力電圧Vinがプリアンプ40で増幅され、この増幅された2つの出力電圧Vim,Vipが出力される。出力電圧Vim,Vipは、シフト電流発生回路80により発生されるシフト電流Id3,Id2により、パワーアンプ50Aでシフトされた後に増幅される。この増幅された2つの出力電圧Vop,Vomにより、スピーカ71が駆動される。
Id1=(Vdd2−Vcom)/R81+(−Vcom )/R82 (5)
ここで、抵抗81,82の抵抗値をR81=R82=R0と設定すると、電流Id1は式(6)で表せる。
Id1=(1/R0)*(Vdd2−2*Vcom ) (6)
2つのMOSFET85,86を流れるシフト電流Id2,Id3 は、電流Id1の1/2 となるよう、MOSFET85と86は同サイズm=1であり、このMOSFET85と86を2つ並列に接続してあるので、シフト電流Id2,Id3は式(7)のようになる。
Id2=Id3=(1/R0)*(Vdd2/2−Vcom ) (7)
このシフト電流Id3,Id2がパワーアンプ50を構成するオペアンプ53,57の−側入力端子に流れ込むようになっているため、パワーアンプ50から出力される出力電圧Vopの直流出力レベルは、式(8)のようになる。
Vop = R54*Id3+Vcom (8)
抵抗54の抵抗値をR54=R0と設定し、シフト電流Id3の式を式(8)に代入すると、出力電圧Vopは式(9)のようになり、出力電圧Vopは基準電圧Vomによらず、電源電圧Vdd2の半分になる。同様に、出力電圧Vomも同じ値となる。
Vop=Vdd2/2 (9)
本実施例2によれば、シフト電流発生回路80を設けたことにより、プリアンプ40における基準電圧Vcomの直流レベルによらず、パワーアンプ50Aは電源電圧Vdd2の1/2の点が直流動作点になる。そのため、自動的にパワーアンプ50Aの電源電圧Vdd2に対応した最大パワーが出力可能となる。更に、構成素子としてMOSFET84〜86を利用し、実施例1に比べて抵抗素子が少なくなるので、多くの製造プロセスではレイアウト面積を小さくできるという利点がある。
図5は、本発明の実施例3を示す直流結合増幅回路の回路図であり、実施例2を示す図4中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。
図5の直流結合増幅回路の全体の動作としては、入力電圧Vinがプリアンプ40で増幅され、この増幅された2つの出力電圧Vim,Vipが出力される。出力電圧Vim,Vipは、シフト電流選択回路90により選択されるシフト電流Ip,Imにより、パワーアンプ50Aでシフトされた後に増幅される。この増幅された2つの出力電圧Vop,Vomにより、スピーカ71が駆動される。
制御ロジック回路97に与えられるイネーブル信号enは、パワーアンプ50Aの動作/非動作を指定する信号であり、例えば、“H”の時にパワーアンプ50Aが動作するものとする。
ΔV=R54*Ip=R54*(Vcom/R99) (10)
但し、R54;抵抗54の抵抗値
本実施例3によれば、シフト電流選択回路90を設けたことにより、プリアンプ40における基準電圧Vcomの直流レベルによらず、パワーアンプ50Aは比較用基準電圧Vref付近が直流動作点になるため、基準電圧VrefをVdd2/2近くに設定しておくことにより、自動的にパワーアンプ50Aの電源電圧Vdd2に対応した最大パワーが出力可能となる。更に、調整動作が終わった後は、活性化信号actによりスイッチ93をオフ状態にして、コンパレータ96及び分圧抵抗94,95を非動作状態にすることにより、消費電流の増加を短時間の調整時のみに抑えることが可能となる。
本発明は、図示の実施例1〜3の構成に限定されず、種々の利用形態や変形が可能である。この利用形態や変形例としては、例えば、次の(a)、(b)のようなものがある。
50,50A パワーアンプ
60 シフト電圧発生回路
80 シフト電流発生回路
90 シフト電流選択回路
Claims (3)
- 第1の電源電圧で動作し、所定の直流動作レベルに基づき、入力電圧を増幅して出力電圧を出力端子から出力する第1の増幅回路と、
第2の電源電圧及び前記直流動作レベルが入力され、前記第2の電源電圧の変化に対応して変化するシフト電流を発生するシフト電流発生回路と、
前記出力端子に直流結合された第1の入力端子と、前記シフト電流を入力する第2の入力端子とを有し、前記第2の電源電圧で動作し、前記第1の入力端子から入力される電圧を前記シフト電流でシフトして増幅する第2の増幅回路と、
を有することを特徴とする直流結合増幅回路。 - 第1の電源電圧で動作し、第1の直流動作レベルに基づき、入力電圧を増幅して出力電圧を出力端子から出力する第1の増幅回路と、
第2の直流動作レベルと第2の電源電圧に対応する基準レベルとを比較し、この比較結果に基づき、前記第2の直流動作レベルが前記基準レベルを超えるまで単調に変化するシフト電流を選択して出力するシフト電流選択回路と、
前記出力端子に直流結合された第1の入力端子と、前記シフト電流を入力する第2の入力端子とを有し、前記第1の直流動作レベルに基づき、前記第1の入力端子から入力される電圧を前記シフト電流でシフトして増幅し、前記第2の直流動作レベルに対応した電圧を出力する第2の増幅回路と、
を有することを特徴とする直流結合増幅回路。 - 前記シフト電流選択回路は、
前記第2の直流動作レベルを検出する第1の抵抗分圧回路と、
前記第2の電源電圧から前記基準レベルの電圧を生成する第2の抵抗分圧回路と、
前記第2の直流動作レベルと前記基準レベルとを比較して前記比較結果を出力する比較回路と、
前記比較結果に基づき、前記第2の直流動作レベルが前記基準レベルを超えるまで単調に変化する前記シフト電流を選択して出力する制御手段と、
を有することを特徴とする請求項2記載の直流結合増幅回路。
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