JP4929863B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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Description
図7において、正弦波状の各相信号波と三角波の搬送波(キャリア)を比較し、結果に応じて図6のスイッチング素子3〜8をオン・オフする。
即ち、U相信号波>キャリアの期間で半導体スイッチ3を、U相信号波<キャリアの期間で半導体スイッチ4を、V相信号波>キャリアの期間で半導体スイッチ5を、V相信号波<キャリアの期間で半導体スイッチ6を、W相信号波>キャリアの期間で半導体スイッチ7を、W相信号波<キャリアの期間で半導体スイッチ8を、それぞれオンする。
U1、V1、W1各点の電位は半導体スイッチ3、5、7がそれぞれオンのときP点電位に等しく、半導体スイッチ4、6、8がそれぞれオンのときN点電位に等しい。
U1、V1、W1各点間の電圧は方形波状となるが、これをリアクトル9〜11とコンデンサ12〜14からなるLCフィルタで平滑することにより、正弦波電圧を交流出力端子U、V、W各点間に得る。この方法は正弦波変調方式として広く知られている。
なお、図7においては図を見やすくするために、信号波とキャリアとは比較的近い周波数で描かれているが、実際には信号波は数10〜数100Hz、キャリアは5kHz〜50kHz程度とするのが一般的である。
また、制御性能の低下を最低限としつつスイッチング周波数を下げる方法として、図8に示す2アーム変調方式がある。これは、各相信号波のいずれか1つがキャリアの振幅を超えるよう操作を加えることで、その相のスイッチングが一定期間休止するようにし、平均スイッチング周波数が低くなるようにするものである。たとえば、図7の変調方式において、U相信号波の正のピーク付近では半導体スイッチ3のオンデューティは100%に近くなり、負のピーク付近では半導体スイッチ4のオンデューティが100%に近くなる。スイッチングの波形に対する影響はデューティ50%で最も大きく、これから外れるに従い小さくなる。このためスイッチングを休止してしまっても波形制御性能はそれほど低下しない。
また、スイッチング周波数を切替える方法として、キャリアを変更する方式がある。キャリアを変更する手法自体は、たとえば特許文献2、特許文献3に示されているが、特許文献2においてはフィードバック制御により連続的にキャリア周波数を変えるので、本発明の対象装置では後述のキャリアの山谷の不一致を生じるため適当でない。また特許文献3では出力電流に応じてキャリアを切り替えており、本発明の特徴である電圧波形への影響が小さいタイミングでキャリア周波数を低減するという配慮がなされていないので、電圧波形に対する制御性能低下が避けられない。
図6におけるM点に対するU1、V1、W1点の電位は、スイッチングに伴い高周波で変動するが、2アーム変調方式では、さらに信号波のステップ状の変化によって、ステップ状の電位変動が重畳する。これはスイッチングによるものよりも低い周波数成分を含む。スイッチング周波数成分の電位変動はコモンモードリアクトル15、接地コンデンサ16〜18からなるコモンモードフィルタで除去することが可能であるが、ステップ状の電位変動を除去するには、低周波成分に対応したコモンモードフィルタ、または絶縁変圧器が必要となり、いずれの場合も大幅な外形、質量の増加を伴う。たとえば電子機器のような負荷では、大きな電位変動があると、大地との間に流れる漏洩電流により誤動作を生じる危険性が高い。この理由により2アーム変調方式は電子機器等を負荷とする装置には適用が困難であり、専ら電動機等の電位変動が問題になりにくい負荷を対象とした装置に用いられている。
V相はキャリア1に、U相およびW相はキャリア1に対し3倍の周期のキャリア2によってパルス幅変調を行う。即ち、デューティが50%付近で波形への影響が大きいV相は高周波でスイッチングを行うことで波形の制御性能を確保し、50%からはずれたU相およびW相ではV相よりスイッチング周波数を下げることで、制御性能をなるべく損なわない範囲で平均スイッチング周波数を下げるようにしている。
ここでキャリア2の周期をキャリア1の周期の3倍とした理由は、2つのキャリアを同期させ、かつキャリアの山(正のピーク)とキャリアの谷(負のピーク)が一致するようにするためである。これは以下の理由による。
キャリアの山または谷が不一致の場合、たとえばT1においてキャリア1が谷ではなく山になった場合、V1はN点電位となり、本来の線間電圧と逆極性の電位差がV1−W1間に発生する。これによってW1とV1間の電圧は両極性となり、ACリアクトル9〜11のリプルが大きくなる。
この制御は、各信号波ごとにキャリアを設け、その周波数を信号波の大きさまたは位相により切り替えるか、常に2種類のキャリアと比較した上でどちらかの比較結果を選択することによって可能となる。
交流電圧が三相の場合、キャリア2に基づき制御する範囲を、信号波の位相が正負のピーク±60°以内、または信号波の瞬時値が振幅の0.5倍以上とすると、少なくとも1つの相がキャリア1に基づき制御されるため、波形制御性能の低下を最低限に留めることができる。
(1)信号波<キャリアとなる回数が元のキャリアのピーク3回のうち1回となる。
(2)1回あたりの信号波<キャリアとなる期間は3倍となる。
ということになるので、
(イ)キャリアの3周期の内2周期は元の信号波にかかわらず、新たな信号波をキャリア振幅またはそれ以上とする。
(ロ)キャリアの3周期の内1周期は、元の信号波とキャリア振幅との差ΔAを3倍した値を、キャリア振幅から差し引いた値を新たな信号波とする。
以上の操作により、キャリアの周期を変えたのと等しい結果を得ることができる。
3相フルブリッジ回路において、V相が第1の周波数の搬送波(キャリア1)によりパルス幅変調(PWM)し、U相とW相は第2の周波数の搬送波(キャリア2、キャリア1の3倍周期)によりパルス幅変調(PWM)する場合の各相のゲート信号を図4、図5に示す。
図4は出力制御指令が定格近傍にある場合の各相のゲート信号を示している。 図中の下部に第1の搬送波のピーク−ピーク期間内に発生するスイッチング回数を示している。スイッチング回数が“2”の部分は2相が波形制御を行なっている期間であり、スイッチング回数が“1”の部分は1相のみが波形制御を行なっている期間である。図5は出力制御指令が低出力領域にある場合の各相のゲート信号を示している。図4と図5を比較すると明らかなように、低出力領域では、1相のみが波形制御を行なう期間が多くなっている。通常、波形制御ゲインや変換装置の回路定数は定格出力状態において調整を行なうため、低出力領域では制御性能が低下し出力歪が増加してしまう。
特に、ソフトスタート時には出力制御指令の過渡期に前記スイッチングモードが混在する期間があるため更に出力歪を増幅する可能性がある。
出力基準V*と出力検出Vの偏差を減算器21で求め、後段の電圧調節器(AVR)22に入力し、出力制御信号λを得る。出力制御信号λはPWM回路23で、キャリア発生器31の出力である第1の搬送波(キャリア1)とキャリア発生器32の出力である第2の搬送波(キャリア2、キャリア1より低い周波数)によりパルス幅変調(PWM)される。電圧調節器(AVR)22の出力制御信号λは更に比較信号設定器33の出力λ1、比較信号設定器34の出力λ2と各々比較される。λ1およびλ2はゲート信号を第1の搬送波によりパルス幅変調(PWM)した信号とするか、第2の搬送波によりパルス幅変調(PWM)した信号とするかを判断するための比較レベルであり、λ>λ1 もしくは λ<λ2 の場合、第2の搬送波によるPWM信号を切替スイッチ29で選択する。比較信号(λ1、λ2)を適切な値に設定することにより、低出力時には全ての相が第1の搬送波(キャリア1)によりPWM信号が決定され、出力歪は抑制される。また、定格近傍においては第2の搬送波(キャリア2)によりPWM信号が決定され、変換装置のスイッチング損失を低減することが出来る。
9〜11・・・ACリアクトル 12〜14・・・コンデンサ
15・・・コモンモードリアクトル 16〜18・・・接地コンデンサ
19・・・対地寄生キャパシタンス
21・・・減算器 22・・・電圧調節器(AVR)
23・・・PWM回路 24・・・判定回路
25、26、27、28・・・比較器 29・・・切替スイッチ
30・・・論理積回路 31、32・・・キャリア発生器
33、34・・・比較信号設定器
Claims (2)
- 半導体スイッチにより構成され、信号波−搬送波比較方式パルス幅変調制御によって三相交流電圧を直流電圧に変換、または直流電圧を三相交流電圧に変換する電力変換装置において、
前記交流電圧の位相または瞬時値に応じて、異なる周波数の搬送波を用いてパルス幅変調を行い、前記交流電圧の相電圧のゼロクロス付近では第2の周波数に対し整数かつ奇数倍の第1の周波数の搬送波を、前記交流電圧の相電圧のピーク付近では第2の周波数の搬送波を用いてパルス幅変調を行うことを特徴とした電力変換装置。 - 変換装置の出力指令が所定の値を超えた期間にのみ請求項1に記載のパルス幅変調を行うことを特徴とした電力変換装置。
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