JPH01218363A - インバータ制御装置 - Google Patents
インバータ制御装置Info
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- JPH01218363A JPH01218363A JP63045063A JP4506388A JPH01218363A JP H01218363 A JPH01218363 A JP H01218363A JP 63045063 A JP63045063 A JP 63045063A JP 4506388 A JP4506388 A JP 4506388A JP H01218363 A JPH01218363 A JP H01218363A
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- Japan
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- signal
- phase
- switching
- pwm control
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- 230000006698 induction Effects 0.000 description 10
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 2
- 230000006870 function Effects 0.000 description 2
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 2
- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000008569 process Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[発明の目的1
(産業上の利用分野)
本発明は、インバータ主回路内のスイッチング素子をP
WM (パルス幅変調)方式によりスイッチングさせる
ことによって直流−交流変換を行なうようにしたインバ
ータ制御装置に関する。
WM (パルス幅変調)方式によりスイッチングさせる
ことによって直流−交流変換を行なうようにしたインバ
ータ制御装置に関する。
(従来の技術)
例えば誘導電動機を可変速運転する場合、近年において
はPWM方式のインバータを利用することが一般化され
つつあり、第6図にはこの種のインバータの代表例であ
る三相ブリッジインバータの要部が示されている。即ち
、この第6図の例では、インバータ主回路1用のスイッ
チング素子としてパワートランジスタを利用しており、
三相ブリッジの各アームを2対ずつのトランジスタ2〜
7により構成し、これらトランジスタ2〜7の8対の相
互接続点を夫々各相用出力端子TU、TV、TWとして
いる。そして、上記インバータ主回路1を直流電源8に
接続した状態で、各トランジスタ2〜7を後述するPW
M制御信号によりスイッチングさせることにより、出力
端子TU、TV、TWから三相交流出力を得ると共に、
この出力により三相誘導電動機9を駆動するようにして
いる。
はPWM方式のインバータを利用することが一般化され
つつあり、第6図にはこの種のインバータの代表例であ
る三相ブリッジインバータの要部が示されている。即ち
、この第6図の例では、インバータ主回路1用のスイッ
チング素子としてパワートランジスタを利用しており、
三相ブリッジの各アームを2対ずつのトランジスタ2〜
7により構成し、これらトランジスタ2〜7の8対の相
互接続点を夫々各相用出力端子TU、TV、TWとして
いる。そして、上記インバータ主回路1を直流電源8に
接続した状態で、各トランジスタ2〜7を後述するPW
M制御信号によりスイッチングさせることにより、出力
端子TU、TV、TWから三相交流出力を得ると共に、
この出力により三相誘導電動機9を駆動するようにして
いる。
上記PWM制御信号の生成には、基準信号たる正弦波信
号とキャリア信号たる三角波信号とを比較する方式が最
も一般的に採用されており、第7図にはその生成原理が
示されている。即ち、第7図(a)に示すように、イン
バータ主回路1の出力周波数に応じた周波数の平衡三相
正弦波信号より成る基準信号eu、eV、ev、並びに
一定周波数の三角波信号より成るキャリア信号ebを発
生させ、これら基準信号eu、ev、ev及びキャリア
信号ebの比較結果の大小に基づいて第7図(b)、(
c)、(d)に夫々示すような各相用PWM制御信号S
u、Sv、Svを得るようにしている。そして、U、V
、W各相の一方のトランジスタ2,4.6には夫々PW
M制御信号Su。
号とキャリア信号たる三角波信号とを比較する方式が最
も一般的に採用されており、第7図にはその生成原理が
示されている。即ち、第7図(a)に示すように、イン
バータ主回路1の出力周波数に応じた周波数の平衡三相
正弦波信号より成る基準信号eu、eV、ev、並びに
一定周波数の三角波信号より成るキャリア信号ebを発
生させ、これら基準信号eu、ev、ev及びキャリア
信号ebの比較結果の大小に基づいて第7図(b)、(
c)、(d)に夫々示すような各相用PWM制御信号S
u、Sv、Svを得るようにしている。そして、U、V
、W各相の一方のトランジスタ2,4.6には夫々PW
M制御信号Su。
Sv、Svをそのまま与え、且つ他方のトランジスタ3
,5.7には夫々PWM制御信号Su、Sv、Svを1
80”位相反転させて与えることにより、各トランジス
タ2〜7をスイッチングさせる。このように各トランジ
スタ2〜7がスイッチングされる結果、例えばU相及び
V相間の線間電圧VUVは、第7図(e)に示すような
波形となり、その平均値は二点鎖線で示す如く正弦波に
近似したものとなる。
,5.7には夫々PWM制御信号Su、Sv、Svを1
80”位相反転させて与えることにより、各トランジス
タ2〜7をスイッチングさせる。このように各トランジ
スタ2〜7がスイッチングされる結果、例えばU相及び
V相間の線間電圧VUVは、第7図(e)に示すような
波形となり、その平均値は二点鎖線で示す如く正弦波に
近似したものとなる。
(発明が解決しようとする課8)
上記従来構成において誘導電動機9の運転効。
率を上げるためには、キャリア周波数fc(キャリア信
号ebの周波数)を極力高くすることが望ましいが、キ
ャリア周波数fcを無闇に高くした場合には、トランジ
スタ2〜7のスイッチング周波数が高くなり過ぎてスイ
ッチングロスが増加するため、インバータ主回路1の変
換効率の低下を招くという事情がある。しかして、トラ
ンジスタ2〜7としてはダーリントンタイプのバイポー
ラトランジスタを利用することが広く行なわれているが
、この場合には、上記のような事情、並びにトランジス
タ2〜7のスイッチング速度を考慮して、キャリア周波
数fcを2kHz程度に設定することが行なわれている
。また、前記従来構成によれば、インバータ主回路1の
出力電圧及び電流に含まれる高調波の主成分は、実際の
周波数分析結果を示す第8図のように、キャリア周波数
fcの2倍になることが知られている。従って、誘導電
動機9の駆動に伴う電磁加振力は4kHzの周波数帯域
が中心となり、このときの電磁騒音の周波数分布特性は
第9図のように4kHz前後の周波数帯域で最も大きく
なる。ところが、この周波数帯域は人の聴感が最も高く
なる帯域であり、従って従来構成のものでは、誘導電動
機9の駆動に伴う電磁騒音が大きく感ぜられるという問
題点がありた。
号ebの周波数)を極力高くすることが望ましいが、キ
ャリア周波数fcを無闇に高くした場合には、トランジ
スタ2〜7のスイッチング周波数が高くなり過ぎてスイ
ッチングロスが増加するため、インバータ主回路1の変
換効率の低下を招くという事情がある。しかして、トラ
ンジスタ2〜7としてはダーリントンタイプのバイポー
ラトランジスタを利用することが広く行なわれているが
、この場合には、上記のような事情、並びにトランジス
タ2〜7のスイッチング速度を考慮して、キャリア周波
数fcを2kHz程度に設定することが行なわれている
。また、前記従来構成によれば、インバータ主回路1の
出力電圧及び電流に含まれる高調波の主成分は、実際の
周波数分析結果を示す第8図のように、キャリア周波数
fcの2倍になることが知られている。従って、誘導電
動機9の駆動に伴う電磁加振力は4kHzの周波数帯域
が中心となり、このときの電磁騒音の周波数分布特性は
第9図のように4kHz前後の周波数帯域で最も大きく
なる。ところが、この周波数帯域は人の聴感が最も高く
なる帯域であり、従って従来構成のものでは、誘導電動
機9の駆動に伴う電磁騒音が大きく感ぜられるという問
題点がありた。
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目
的は、インバータ出力に含まれる高調波成分のピークを
抑祠でき、以て負荷の駆動時における騒音低減を実現で
きるインバータ制御装置を提供するにある。
的は、インバータ出力に含まれる高調波成分のピークを
抑祠でき、以て負荷の駆動時における騒音低減を実現で
きるインバータ制御装置を提供するにある。
[発明の構成]
(課題を解決するための手段)
本発明は上記目的を達成するために、インバータ主回路
内のスイッチング素子をPWM制御信号によりスイッチ
ングさせることにより直流−交流変換を行なうためのイ
ンバータ制御装置において、前記PWM制御信号を基準
信号とキャリア信号との比較により発生する比較手段を
設け、且つこの比較手段に与えるキャリア信号の周波数
を前記基準信号の位相が360°/3m(mは自然数)
進む毎に段階的に切換える切換制御手段を設ける構成と
したものである。
内のスイッチング素子をPWM制御信号によりスイッチ
ングさせることにより直流−交流変換を行なうためのイ
ンバータ制御装置において、前記PWM制御信号を基準
信号とキャリア信号との比較により発生する比較手段を
設け、且つこの比較手段に与えるキャリア信号の周波数
を前記基準信号の位相が360°/3m(mは自然数)
進む毎に段階的に切換える切換制御手段を設ける構成と
したものである。
この場合、上記切換制御手段は、上述のように段階的に
切換えるキャリア信号の周波数を、基準信号の周波数の
3 (2n−1)倍(nは自然数)、つまり3の奇数倍
となるように制御することが望ましい。
切換えるキャリア信号の周波数を、基準信号の周波数の
3 (2n−1)倍(nは自然数)、つまり3の奇数倍
となるように制御することが望ましい。
さらに、前記PWM制御信号を得るにあたって、そのP
W M rvi御信号を、記憶素子に対して前記イン
バータ主回路の複数の設定出力周波数に夫々対応した異
なる大きさの出力電圧を発生する論理パターン信号とし
て記憶すると共に、この記憶素子からPWM制御信号を
前記設定出力周波数速度で読み出して前記スイッチング
素子に与える読み出し制御回路を設けた上で、前記PW
M制御信号は、基準信号とこの基準信号の位相が360
°/3m(mは自然数)進む毎に周波数が段階的に切換
わるキャリア信号との比較により形成したものを論理パ
ターン信号化して記憶しておく構成としても良い。
W M rvi御信号を、記憶素子に対して前記イン
バータ主回路の複数の設定出力周波数に夫々対応した異
なる大きさの出力電圧を発生する論理パターン信号とし
て記憶すると共に、この記憶素子からPWM制御信号を
前記設定出力周波数速度で読み出して前記スイッチング
素子に与える読み出し制御回路を設けた上で、前記PW
M制御信号は、基準信号とこの基準信号の位相が360
°/3m(mは自然数)進む毎に周波数が段階的に切換
わるキャリア信号との比較により形成したものを論理パ
ターン信号化して記憶しておく構成としても良い。
(作用)
インバータ主回路内のスイッチング素子をスイッチング
するためのPWM制御信号は、基準信号とキャリア信号
との比較結果、若しくはその比較結果を記憶した記憶素
子の記憶内容を読み出すことにより得られるものである
が、上記比較時には、基準信号の位相が360°/3m
(mは自然数)進む毎にキャリア信号の周波数が段階的
に切換えられるようになりでいる。この結果、前記スイ
ッチング素子のスイッチングに伴うインバータ出力に含
まれる高調波成分は、上記のように段階的に変化される
複数種類のキャリア周波数の整数倍の範囲に広く分散し
て分布するようになる。従って、上記インバータ出力に
含まれる高調波成分のピークが低くなり、そのインバー
タ出力により負荷を駆動する際の騒音レベルを低減でき
る。また、上記のようにキャリア周波数を段階的に切換
える場合に、そのキャリア周波数が前記基準信号の周波
数に対し3の奇数倍となるように制御する構成とした場
合には、PWM制御方式のインバータにおいて周知のよ
うにキャリア周波数より低い周波数の高調波が略取除か
れるから、負荷を駆動する際の騒音レベルをさらに低く
できる。
するためのPWM制御信号は、基準信号とキャリア信号
との比較結果、若しくはその比較結果を記憶した記憶素
子の記憶内容を読み出すことにより得られるものである
が、上記比較時には、基準信号の位相が360°/3m
(mは自然数)進む毎にキャリア信号の周波数が段階的
に切換えられるようになりでいる。この結果、前記スイ
ッチング素子のスイッチングに伴うインバータ出力に含
まれる高調波成分は、上記のように段階的に変化される
複数種類のキャリア周波数の整数倍の範囲に広く分散し
て分布するようになる。従って、上記インバータ出力に
含まれる高調波成分のピークが低くなり、そのインバー
タ出力により負荷を駆動する際の騒音レベルを低減でき
る。また、上記のようにキャリア周波数を段階的に切換
える場合に、そのキャリア周波数が前記基準信号の周波
数に対し3の奇数倍となるように制御する構成とした場
合には、PWM制御方式のインバータにおいて周知のよ
うにキャリア周波数より低い周波数の高調波が略取除か
れるから、負荷を駆動する際の騒音レベルをさらに低く
できる。
(実施例)
以下、本発明の第1の実施例について第1図乃至第4図
並びに前記第6図を参照しながら説明する。
並びに前記第6図を参照しながら説明する。
第1図において、11はマイクロコンピュータで、その
出力端子Du、Dv、Dvから例えば平衡三相正弦波信
号の各相を量子化して成るデジタル信号SDu 、SD
v 、SDvを連続的に出力すると共に、出力端子り。
出力端子Du、Dv、Dvから例えば平衡三相正弦波信
号の各相を量子化して成るデジタル信号SDu 、SD
v 、SDvを連続的に出力すると共に、出力端子り。
からセレクト信号Saを所定タイミングで間欠的に出力
する。具体的には、上記セレクト信号Saは、デジタル
信号SDu。
する。具体的には、上記セレクト信号Saは、デジタル
信号SDu。
SDv、SDvに対応した平衡三相正弦波信号の位相が
360@/3m (mは自然数)進む毎に出力されるも
のであり、この実施例では上記信号の位相が151′進
む毎に出力されるように、m−8に設定している。また
、12.13.14はD/Aコンバータで、これは前記
デジタル信号SDu。
360@/3m (mは自然数)進む毎に出力されるも
のであり、この実施例では上記信号の位相が151′進
む毎に出力されるように、m−8に設定している。また
、12.13.14はD/Aコンバータで、これは前記
デジタル信号SDu。
SDv、SDvをアナログ変換して、U、V、W各相用
の基準信号6g、ey、ev (つまり平衡三相正弦
波信号)を発生する。尚、第2図には、上記基準信号e
u、ev、evに対応した正弦波信号のうち、例えばU
相の基準信号euを1/4波長分だけ示した。
の基準信号6g、ey、ev (つまり平衡三相正弦
波信号)を発生する。尚、第2図には、上記基準信号e
u、ev、evに対応した正弦波信号のうち、例えばU
相の基準信号euを1/4波長分だけ示した。
15は上記マイクロコンピュータ11を含んで構成され
た切換制御手段であり、以下これについて説明する。即
ち、16〜21は三角波発生回路で、これは互に異なる
周波数の三角波信号(ピーク値は同一)を、夫々キャリ
ア信号e1〜e6として出力するようになっている。こ
の場合、上記キャリア信号e1〜e8の周波数(キャリ
ア周波数)f、−f、は、前記基準信号eu、ev、e
νの周波数の3 (2n−1)倍(nは自然数)となり
、且つ例えばfl <fg <f3 <f4 <fS<
r6の関係を満足するように設定されている。
た切換制御手段であり、以下これについて説明する。即
ち、16〜21は三角波発生回路で、これは互に異なる
周波数の三角波信号(ピーク値は同一)を、夫々キャリ
ア信号e1〜e6として出力するようになっている。こ
の場合、上記キャリア信号e1〜e8の周波数(キャリ
ア周波数)f、−f、は、前記基準信号eu、ev、e
νの周波数の3 (2n−1)倍(nは自然数)となり
、且つ例えばfl <fg <f3 <f4 <fS<
r6の関係を満足するように設定されている。
また、22は信号選択回路で、これは、マイクロコンピ
ュータ11からのセレクト信号Saを受ける毎に、上記
キャリア信号el−66の何れか一つを順番に選択して
通過させるように構成されている。以上のように構成さ
れた結果、信号選択回路22からは、前記基準信号eu
、ev、ewの位相が15°進む毎に異なる周波数のキ
ャリア信号(el〜e6)が出力されるものであり、そ
の出力変化状態を第2図に示した。尚、各基準信号eu
、ev、evのゼロクロスポイントの位相は、キャリア
信号e1〜e6の何れかのゼロクロス位相と一致するよ
うに設定されている。また、実際には、キャリア信号8
1〜efiは、前記デジタル信号SDu 、SDv 、
SDvがインバータ出力周波数に対応するように複数種
類設定されるのに応じて、複数種類ずつ設定されるもの
であるが、ここでは基本的な例の開示に止どめた。
ュータ11からのセレクト信号Saを受ける毎に、上記
キャリア信号el−66の何れか一つを順番に選択して
通過させるように構成されている。以上のように構成さ
れた結果、信号選択回路22からは、前記基準信号eu
、ev、ewの位相が15°進む毎に異なる周波数のキ
ャリア信号(el〜e6)が出力されるものであり、そ
の出力変化状態を第2図に示した。尚、各基準信号eu
、ev、evのゼロクロスポイントの位相は、キャリア
信号e1〜e6の何れかのゼロクロス位相と一致するよ
うに設定されている。また、実際には、キャリア信号8
1〜efiは、前記デジタル信号SDu 、SDv 、
SDvがインバータ出力周波数に対応するように複数種
類設定されるのに応じて、複数種類ずつ設定されるもの
であるが、ここでは基本的な例の開示に止どめた。
一方、23は比較手段で、これは前記基準信号eu、e
v、evとキャリア信号e1〜e6の何れかとを比較す
るためのコンパレータ24,25゜26により構成され
ている。この場合、上記各コンパレータ24.25.2
6は、eu>el〜e@ 、eV >el −−5s
、eV >el NeHの各状態時のみローレベルから
ハイレベルに反転するPWM制御信号Su、Sv、Sv
(第2図にU相用の信号Suを示す)を出力するよ
うになっている。
v、evとキャリア信号e1〜e6の何れかとを比較す
るためのコンパレータ24,25゜26により構成され
ている。この場合、上記各コンパレータ24.25.2
6は、eu>el〜e@ 、eV >el −−5s
、eV >el NeHの各状態時のみローレベルから
ハイレベルに反転するPWM制御信号Su、Sv、Sv
(第2図にU相用の信号Suを示す)を出力するよ
うになっている。
そして、斯かるU、V、W各相用のPWM制御信号Su
、Sv、Svは、前記第6図におけるU。
、Sv、Svは、前記第6図におけるU。
v、W各相用の一方のトランジスタ2,4.6に直接与
えられると共に、他方のトランジスタ3゜5.7に対し
て夫々インバータ27.28.29により180”反転
されて与えられる。
えられると共に、他方のトランジスタ3゜5.7に対し
て夫々インバータ27.28.29により180”反転
されて与えられる。
しかして、上述のように与えられるPWM制御信号su
、Sv、Svによって、インバータ主回路1内の各トラ
ンジスタ2〜7がスイッチングされると、インバータ主
回路1の各相出力端子TU。
、Sv、Svによって、インバータ主回路1内の各トラ
ンジスタ2〜7がスイッチングされると、インバータ主
回路1の各相出力端子TU。
TV、TWから三相交流出力が得られるものであり、斯
様なインバータ出力により誘導電動機9が駆動される。
様なインバータ出力により誘導電動機9が駆動される。
このとき、上記インバータ出力には、キャリア周波数の
整数倍周波数の高調波成分が含まれるものであるが、上
記キャリア周波数は、基準信号eu、ev、evの位相
が1511進む毎にflからf8まで段階的に変化する
から、結果的に、第3図に示す如く、インバータ出力に
含まれる高調波成分は、上記のように段階的に変化され
る6種類のキャリア周波数f1〜f6の整数倍の範囲に
広く分散して分布するようになり、これに伴い各高調波
成分のピークが低く抑制されるようになる。このため、
誘導電動機9での電磁加振力が広い周波数範囲に分散し
てレベル低下するようになり、以て誘導電動機9で発生
する電磁騒音のレベルが、第4図に示すように従来(第
8図参照)に比して低く抑制される。また、上記のよう
に段階的に切換えられるキャリア周波数f1〜f6は、
基準信号eu、ev、ewの周波数に対して3の奇数倍
となるように制御されるから、PWM制御方式のインバ
ータにおいて良く知られているように、キャリア周波数
f1〜f8より低い周波数の高調波が略取除かれるよう
になり、以て誘導電動機9で発生する電磁騒音のレベル
がさらに低く抑制されるようになる。
整数倍周波数の高調波成分が含まれるものであるが、上
記キャリア周波数は、基準信号eu、ev、evの位相
が1511進む毎にflからf8まで段階的に変化する
から、結果的に、第3図に示す如く、インバータ出力に
含まれる高調波成分は、上記のように段階的に変化され
る6種類のキャリア周波数f1〜f6の整数倍の範囲に
広く分散して分布するようになり、これに伴い各高調波
成分のピークが低く抑制されるようになる。このため、
誘導電動機9での電磁加振力が広い周波数範囲に分散し
てレベル低下するようになり、以て誘導電動機9で発生
する電磁騒音のレベルが、第4図に示すように従来(第
8図参照)に比して低く抑制される。また、上記のよう
に段階的に切換えられるキャリア周波数f1〜f6は、
基準信号eu、ev、ewの周波数に対して3の奇数倍
となるように制御されるから、PWM制御方式のインバ
ータにおいて良く知られているように、キャリア周波数
f1〜f8より低い周波数の高調波が略取除かれるよう
になり、以て誘導電動機9で発生する電磁騒音のレベル
がさらに低く抑制されるようになる。
尚、上記実施例において、比較手段23.信号選択回路
22.三角波発生回路16〜21等の機能を、高速演算
形のマイクロコンピュータや所謂D S P (Dig
ital Signal Processor)等を使
用したソフトウェアにより実現する構成としても良い。
22.三角波発生回路16〜21等の機能を、高速演算
形のマイクロコンピュータや所謂D S P (Dig
ital Signal Processor)等を使
用したソフトウェアにより実現する構成としても良い。
第5図には上記第1の実施例と同様の効果を奏する本発
明の第2の実施例が示されており、以下これについて前
記第6図も参照しながら説明する。
明の第2の実施例が示されており、以下これについて前
記第6図も参照しながら説明する。
即ち、30は記憶素子たるROMで、これには、前記第
1の実施例におけるPWM制御信号Su。
1の実施例におけるPWM制御信号Su。
Sv、Svと同等の各相用PWM制御信号、つまり平衡
三相正弦波信号より成る基準信号と、この基準信号の位
相が15@進む毎に周波数が段階的に切換わる三角波信
号より成るキャリア信号との比較により形成した例えば
360”分のPWM制御信号が、論理パターン信号化し
て記憶されている。この場合、実際には、上記PWM制
御信号は、第6図に示されたインバータ主回路1の複数
の設定出力周波数と夫々同一の比関係を有する異なる大
きさの出力電圧を発生するように複数種類記憶されてい
る。また、斯様な複数種類のPWM制御信号は、図示し
ない周波数設定回路からの周波数選択信号sbによって
、その周波数に対応するものが選択されるようになって
いる。31は上記のように選択されたPWM制御信号を
読み出すための読み出し制御回路で、これは、基準クロ
ック信号PCを発生するための信号発生回路32、上記
基準クロック信号Pcを前記周波数選択信号sbに応じ
た分周比で礎化させて新たな読み出しクロック信号Ps
に変換するレートマルチプライヤ33、並びに上記読み
出しクロック信号PsによりインクリメントされてRO
M30から前記PWM制御信号を順次読み出すためのカ
ウンタ34によって構成されている。そして、このよう
にROM30から読み出されたPWM制御信号は、イン
バータ主回路l内のトランジスタ2〜7に対し第1の実
施例と同様に与えられる。
三相正弦波信号より成る基準信号と、この基準信号の位
相が15@進む毎に周波数が段階的に切換わる三角波信
号より成るキャリア信号との比較により形成した例えば
360”分のPWM制御信号が、論理パターン信号化し
て記憶されている。この場合、実際には、上記PWM制
御信号は、第6図に示されたインバータ主回路1の複数
の設定出力周波数と夫々同一の比関係を有する異なる大
きさの出力電圧を発生するように複数種類記憶されてい
る。また、斯様な複数種類のPWM制御信号は、図示し
ない周波数設定回路からの周波数選択信号sbによって
、その周波数に対応するものが選択されるようになって
いる。31は上記のように選択されたPWM制御信号を
読み出すための読み出し制御回路で、これは、基準クロ
ック信号PCを発生するための信号発生回路32、上記
基準クロック信号Pcを前記周波数選択信号sbに応じ
た分周比で礎化させて新たな読み出しクロック信号Ps
に変換するレートマルチプライヤ33、並びに上記読み
出しクロック信号PsによりインクリメントされてRO
M30から前記PWM制御信号を順次読み出すためのカ
ウンタ34によって構成されている。そして、このよう
にROM30から読み出されたPWM制御信号は、イン
バータ主回路l内のトランジスタ2〜7に対し第1の実
施例と同様に与えられる。
尚、本発明は上記し且つ図面に示した各実施例に限定さ
れるものではなく、例えばキャリア周波数をさらに多数
段階に切換える構成としても良い等、その要旨を逸脱し
ない範囲で種々変形して実施することができる。
れるものではなく、例えばキャリア周波数をさらに多数
段階に切換える構成としても良い等、その要旨を逸脱し
ない範囲で種々変形して実施することができる。
[発明の効果]
以上の説明によって明らかなように、請求項1及び3の
発明によれば、インバータ出力に含まれる高調波成分が
分散分布されるようになって、その高調波成分のピーク
が抑制されるものであり、これにより負荷の駆動時にお
ける騒音が低減するようになる。また、請求項2の発明
によれば、上記騒音低減効果を一層高め得るものである
。
発明によれば、インバータ出力に含まれる高調波成分が
分散分布されるようになって、その高調波成分のピーク
が抑制されるものであり、これにより負荷の駆動時にお
ける騒音が低減するようになる。また、請求項2の発明
によれば、上記騒音低減効果を一層高め得るものである
。
第1図乃至第4図は本発明の第1の実施例を示すもので
、第1図は要部のシステムを示すブロック図、第2図は
基準信号及びキャリア信号とPWM制御信号との関係を
示すタイミングチャート、第3図は高調波成分の分布特
性図、第4図は騒音特性図である。また、第5図は本発
明の第2の実施例を示す第1図相当図、第6図は一般的
なインバータ主回路の構成例を示す結線図、第7図はP
WM制御信号の生成原理を示す波形図、第8図及び第9
図は従来例説明用の夫々第3図及び第4図相当図である
。 図中、1はインバータ主回路、2〜7はトランジスタ(
スイッチング素子)、9は三相誘導電動機、11はマイ
クロコンピュータ、12〜14はA/Dコンバータ、1
5は切換制御手段、16〜21は三角波発生回路、22
は信号選択回路、23は比較手段、24〜26はコンパ
レータ、30はROM (記憶素子)、31は読み出し
制御回路を示す。 出願人 株式会社 東 芝 第1図 第2図 第3図 第6図 第7図 第8図 第9図
、第1図は要部のシステムを示すブロック図、第2図は
基準信号及びキャリア信号とPWM制御信号との関係を
示すタイミングチャート、第3図は高調波成分の分布特
性図、第4図は騒音特性図である。また、第5図は本発
明の第2の実施例を示す第1図相当図、第6図は一般的
なインバータ主回路の構成例を示す結線図、第7図はP
WM制御信号の生成原理を示す波形図、第8図及び第9
図は従来例説明用の夫々第3図及び第4図相当図である
。 図中、1はインバータ主回路、2〜7はトランジスタ(
スイッチング素子)、9は三相誘導電動機、11はマイ
クロコンピュータ、12〜14はA/Dコンバータ、1
5は切換制御手段、16〜21は三角波発生回路、22
は信号選択回路、23は比較手段、24〜26はコンパ
レータ、30はROM (記憶素子)、31は読み出し
制御回路を示す。 出願人 株式会社 東 芝 第1図 第2図 第3図 第6図 第7図 第8図 第9図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、インバータ主回路内のスイッチング素子をPWM制
御信号によりスイッチングさせることにより直流−交流
変換を行なうための装置において、前記PWM制御信号
を基準信号とキャリア信号との比較により発生する比較
手段と、この比較手段に与えるキャリア信号の周波数を
前記基準信号の位相が360°/3m(mは自然数)進
む毎に段階的に切換える切換制御手段とを備えたことを
特徴とするインバータ制御装置。 2、切換制御手段により段階的に切換えられるキャリア
信号の周波数は、基準信号の周波数の3(2n−1)倍
(nは自然数)となるように制御されることを特徴とす
る請求項1記載のインバータ制御装置。 3、インバータ主回路内のスイッチング素子をPWM制
御信号によりスイッチングさせることにより直流−交流
変換を行なうための装置において、前記PWM制御信号
を前記インバータ主回路の複数の設定出力周波数に夫々
対応した異なる大きさの出力電圧を発生するように論理
パターン信号化して記憶した記憶素子と、この記憶素子
から前記PWM制御信号を前記設定出力周波数速度で読
み出して前記スイッチング素子に与える読み出し制御回
路とを備え、前記記憶素子に記憶するPWM制御信号は
、基準信号とこの基準信号の位相が360°/3m(m
は自然数)進む毎に周波数が段階的に切換わるキャリア
信号との比較により形成したものであることを特徴とす
るインバータ制御装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63045063A JPH01218363A (ja) | 1988-02-25 | 1988-02-25 | インバータ制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63045063A JPH01218363A (ja) | 1988-02-25 | 1988-02-25 | インバータ制御装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH01218363A true JPH01218363A (ja) | 1989-08-31 |
Family
ID=12708896
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP63045063A Pending JPH01218363A (ja) | 1988-02-25 | 1988-02-25 | インバータ制御装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH01218363A (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH044757A (ja) * | 1990-04-19 | 1992-01-09 | Sanyo Electric Co Ltd | パルス幅変調インバータの制御方式 |
JP2007097389A (ja) * | 2005-08-30 | 2007-04-12 | Fuji Electric Holdings Co Ltd | 電力変換装置 |
JP2011250694A (ja) * | 2011-09-02 | 2011-12-08 | Mitsubishi Electric Corp | 交流直流変換装置及び交流直流変換装置の制御方法並びにヒートポンプ式給湯器及び空気調和機 |
-
1988
- 1988-02-25 JP JP63045063A patent/JPH01218363A/ja active Pending
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH044757A (ja) * | 1990-04-19 | 1992-01-09 | Sanyo Electric Co Ltd | パルス幅変調インバータの制御方式 |
JP2007097389A (ja) * | 2005-08-30 | 2007-04-12 | Fuji Electric Holdings Co Ltd | 電力変換装置 |
JP2011250694A (ja) * | 2011-09-02 | 2011-12-08 | Mitsubishi Electric Corp | 交流直流変換装置及び交流直流変換装置の制御方法並びにヒートポンプ式給湯器及び空気調和機 |
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