JPH01218363A

JPH01218363A - インバータ制御装置

Info

Publication number: JPH01218363A
Application number: JP63045063A
Authority: JP
Inventors: Hideki Shironokuchi; 秀樹城ノ口
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1988-02-25
Filing date: 1988-02-25
Publication date: 1989-08-31

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】［発明の目的１（産業上の利用分野）本発明は、インバータ主回路内のスイッチング素子をＰ
ＷＭ　（パルス幅変調）方式によりスイッチングさせる
ことによって直流−交流変換を行なうようにしたインバ
ータ制御装置に関する。

（従来の技術）例えば誘導電動機を可変速運転する場合、近年において
はＰＷＭ方式のインバータを利用することが一般化され
つつあり、第６図にはこの種のインバータの代表例であ
る三相ブリッジインバータの要部が示されている。即ち
、この第６図の例では、インバータ主回路１用のスイッ
チング素子としてパワートランジスタを利用しており、
三相ブリッジの各アームを２対ずつのトランジスタ２〜
７により構成し、これらトランジスタ２〜７の８対の相
互接続点を夫々各相用出力端子ＴＵ、ＴＶ、ＴＷとして
いる。そして、上記インバータ主回路１を直流電源８に
接続した状態で、各トランジスタ２〜７を後述するＰＷ
Ｍ制御信号によりスイッチングさせることにより、出力
端子ＴＵ、ＴＶ、ＴＷから三相交流出力を得ると共に、
この出力により三相誘導電動機９を駆動するようにして
いる。

上記ＰＷＭ制御信号の生成には、基準信号たる正弦波信
号とキャリア信号たる三角波信号とを比較する方式が最
も一般的に採用されており、第７図にはその生成原理が
示されている。即ち、第７図（ａ）に示すように、イン
バータ主回路１の出力周波数に応じた周波数の平衡三相
正弦波信号より成る基準信号ｅｕ、ｅＶ、ｅｖ、並びに
一定周波数の三角波信号より成るキャリア信号ｅｂを発
生させ、これら基準信号ｅｕ、ｅｖ、ｅｖ及びキャリア
信号ｅｂの比較結果の大小に基づいて第７図（ｂ）、（
ｃ）、（ｄ）に夫々示すような各相用ＰＷＭ制御信号Ｓ
ｕ、Ｓｖ、Ｓｖを得るようにしている。そして、Ｕ、Ｖ
、Ｗ各相の一方のトランジスタ２，４．６には夫々ＰＷ
Ｍ制御信号Ｓｕ。

Ｓｖ、Ｓｖをそのまま与え、且つ他方のトランジスタ３
，５．７には夫々ＰＷＭ制御信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｖを１
８０”位相反転させて与えることにより、各トランジス
タ２〜７をスイッチングさせる。このように各トランジ
スタ２〜７がスイッチングされる結果、例えばＵ相及び
Ｖ相間の線間電圧ＶＵＶは、第７図（ｅ）に示すような
波形となり、その平均値は二点鎖線で示す如く正弦波に
近似したものとなる。

（発明が解決しようとする課８）上記従来構成において誘導電動機９の運転効。

率を上げるためには、キャリア周波数ｆｃ（キャリア信
号ｅｂの周波数）を極力高くすることが望ましいが、キ
ャリア周波数ｆｃを無闇に高くした場合には、トランジ
スタ２〜７のスイッチング周波数が高くなり過ぎてスイ
ッチングロスが増加するため、インバータ主回路１の変
換効率の低下を招くという事情がある。しかして、トラ
ンジスタ２〜７としてはダーリントンタイプのバイポー
ラトランジスタを利用することが広く行なわれているが
、この場合には、上記のような事情、並びにトランジス
タ２〜７のスイッチング速度を考慮して、キャリア周波
数ｆｃを２ｋＨｚ程度に設定することが行なわれている
。また、前記従来構成によれば、インバータ主回路１の
出力電圧及び電流に含まれる高調波の主成分は、実際の
周波数分析結果を示す第８図のように、キャリア周波数
ｆｃの２倍になることが知られている。従って、誘導電
動機９の駆動に伴う電磁加振力は４ｋＨｚの周波数帯域
が中心となり、このときの電磁騒音の周波数分布特性は
第９図のように４ｋＨｚ前後の周波数帯域で最も大きく
なる。ところが、この周波数帯域は人の聴感が最も高く
なる帯域であり、従って従来構成のものでは、誘導電動
機９の駆動に伴う電磁騒音が大きく感ぜられるという問
題点がありた。

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目
的は、インバータ出力に含まれる高調波成分のピークを
抑祠でき、以て負荷の駆動時における騒音低減を実現で
きるインバータ制御装置を提供するにある。

［発明の構成］（課題を解決するための手段）本発明は上記目的を達成するために、インバータ主回路
内のスイッチング素子をＰＷＭ制御信号によりスイッチ
ングさせることにより直流−交流変換を行なうためのイ
ンバータ制御装置において、前記ＰＷＭ制御信号を基準
信号とキャリア信号との比較により発生する比較手段を
設け、且つこの比較手段に与えるキャリア信号の周波数
を前記基準信号の位相が３６０°／３ｍ（ｍは自然数）
進む毎に段階的に切換える切換制御手段を設ける構成と
したものである。

この場合、上記切換制御手段は、上述のように段階的に
切換えるキャリア信号の周波数を、基準信号の周波数の
３　（２ｎ−１）倍（ｎは自然数）、つまり３の奇数倍
となるように制御することが望ましい。

さらに、前記ＰＷＭ制御信号を得るにあたって、そのＰ
　Ｗ　Ｍ　ｒｖｉ御信号を、記憶素子に対して前記イン
バータ主回路の複数の設定出力周波数に夫々対応した異
なる大きさの出力電圧を発生する論理パターン信号とし
て記憶すると共に、この記憶素子からＰＷＭ制御信号を
前記設定出力周波数速度で読み出して前記スイッチング
素子に与える読み出し制御回路を設けた上で、前記ＰＷ
Ｍ制御信号は、基準信号とこの基準信号の位相が３６０
°／３ｍ（ｍは自然数）進む毎に周波数が段階的に切換
わるキャリア信号との比較により形成したものを論理パ
ターン信号化して記憶しておく構成としても良い。

（作用）インバータ主回路内のスイッチング素子をスイッチング
するためのＰＷＭ制御信号は、基準信号とキャリア信号
との比較結果、若しくはその比較結果を記憶した記憶素
子の記憶内容を読み出すことにより得られるものである
が、上記比較時には、基準信号の位相が３６０°／３ｍ
（ｍは自然数）進む毎にキャリア信号の周波数が段階的
に切換えられるようになりでいる。この結果、前記スイ
ッチング素子のスイッチングに伴うインバータ出力に含
まれる高調波成分は、上記のように段階的に変化される
複数種類のキャリア周波数の整数倍の範囲に広く分散し
て分布するようになる。従って、上記インバータ出力に
含まれる高調波成分のピークが低くなり、そのインバー
タ出力により負荷を駆動する際の騒音レベルを低減でき
る。また、上記のようにキャリア周波数を段階的に切換
える場合に、そのキャリア周波数が前記基準信号の周波
数に対し３の奇数倍となるように制御する構成とした場
合には、ＰＷＭ制御方式のインバータにおいて周知のよ
うにキャリア周波数より低い周波数の高調波が略取除か
れるから、負荷を駆動する際の騒音レベルをさらに低く
できる。

（実施例）以下、本発明の第１の実施例について第１図乃至第４図
並びに前記第６図を参照しながら説明する。

第１図において、１１はマイクロコンピュータで、その
出力端子Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｖから例えば平衡三相正弦波信
号の各相を量子化して成るデジタル信号ＳＤｕ　、ＳＤ
ｖ　、ＳＤｖを連続的に出力すると共に、出力端子り。

からセレクト信号Ｓａを所定タイミングで間欠的に出力
する。具体的には、上記セレクト信号Ｓａは、デジタル
信号ＳＤｕ。

ＳＤｖ、ＳＤｖに対応した平衡三相正弦波信号の位相が
３６０＠／３ｍ　（ｍは自然数）進む毎に出力されるも
のであり、この実施例では上記信号の位相が１５１′進
む毎に出力されるように、ｍ−８に設定している。また
、１２．１３．１４はＤ／Ａコンバータで、これは前記
デジタル信号ＳＤｕ。

ＳＤｖ、ＳＤｖをアナログ変換して、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相用
の基準信号６ｇ、ｅｙ、ｅｖ　　（つまり平衡三相正弦
波信号）を発生する。尚、第２図には、上記基準信号ｅ
ｕ、ｅｖ、ｅｖに対応した正弦波信号のうち、例えばＵ
相の基準信号ｅｕを１／４波長分だけ示した。

１５は上記マイクロコンピュータ１１を含んで構成され
た切換制御手段であり、以下これについて説明する。即
ち、１６〜２１は三角波発生回路で、これは互に異なる
周波数の三角波信号（ピーク値は同一）を、夫々キャリ
ア信号ｅ１〜ｅ６として出力するようになっている。こ
の場合、上記キャリア信号ｅ１〜ｅ８の周波数（キャリ
ア周波数）ｆ、−ｆ、は、前記基準信号ｅｕ、ｅｖ、ｅ
νの周波数の３　（２ｎ−１）倍（ｎは自然数）となり
、且つ例えばｆｌ　＜ｆｇ　＜ｆ３　＜ｆ４　＜ｆＳ＜
ｒ６の関係を満足するように設定されている。

また、２２は信号選択回路で、これは、マイクロコンピ
ュータ１１からのセレクト信号Ｓａを受ける毎に、上記
キャリア信号ｅｌ−６６の何れか一つを順番に選択して
通過させるように構成されている。以上のように構成さ
れた結果、信号選択回路２２からは、前記基準信号ｅｕ
、ｅｖ、ｅｗの位相が１５°進む毎に異なる周波数のキ
ャリア信号（ｅｌ〜ｅ６）が出力されるものであり、そ
の出力変化状態を第２図に示した。尚、各基準信号ｅｕ
、ｅｖ、ｅｖのゼロクロスポイントの位相は、キャリア
信号ｅ１〜ｅ６の何れかのゼロクロス位相と一致するよ
うに設定されている。また、実際には、キャリア信号８
１〜ｅｆｉは、前記デジタル信号ＳＤｕ　、ＳＤｖ　、
ＳＤｖがインバータ出力周波数に対応するように複数種
類設定されるのに応じて、複数種類ずつ設定されるもの
であるが、ここでは基本的な例の開示に止どめた。

一方、２３は比較手段で、これは前記基準信号ｅｕ、ｅ
ｖ、ｅｖとキャリア信号ｅ１〜ｅ６の何れかとを比較す
るためのコンパレータ２４，２５゜２６により構成され
ている。この場合、上記各コンパレータ２４．２５．２
６は、ｅｕ＞ｅｌ〜ｅ＠　、ｅＶ　＞ｅｌ　−−５ｓ　
、ｅＶ　＞ｅｌ　ＮｅＨの各状態時のみローレベルから
ハイレベルに反転するＰＷＭ制御信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｖ
　　（第２図にＵ相用の信号Ｓｕを示す）を出力するよ
うになっている。

そして、斯かるＵ、Ｖ、Ｗ各相用のＰＷＭ制御信号Ｓｕ
、Ｓｖ、Ｓｖは、前記第６図におけるＵ。

ｖ、Ｗ各相用の一方のトランジスタ２，４．６に直接与
えられると共に、他方のトランジスタ３゜５．７に対し
て夫々インバータ２７．２８．２９により１８０”反転
されて与えられる。

しかして、上述のように与えられるＰＷＭ制御信号ｓｕ
、Ｓｖ、Ｓｖによって、インバータ主回路１内の各トラ
ンジスタ２〜７がスイッチングされると、インバータ主
回路１の各相出力端子ＴＵ。

ＴＶ、ＴＷから三相交流出力が得られるものであり、斯
様なインバータ出力により誘導電動機９が駆動される。

このとき、上記インバータ出力には、キャリア周波数の
整数倍周波数の高調波成分が含まれるものであるが、上
記キャリア周波数は、基準信号ｅｕ、ｅｖ、ｅｖの位相
が１５１１進む毎にｆｌからｆ８まで段階的に変化する
から、結果的に、第３図に示す如く、インバータ出力に
含まれる高調波成分は、上記のように段階的に変化され
る６種類のキャリア周波数ｆ１〜ｆ６の整数倍の範囲に
広く分散して分布するようになり、これに伴い各高調波
成分のピークが低く抑制されるようになる。このため、
誘導電動機９での電磁加振力が広い周波数範囲に分散し
てレベル低下するようになり、以て誘導電動機９で発生
する電磁騒音のレベルが、第４図に示すように従来（第
８図参照）に比して低く抑制される。また、上記のよう
に段階的に切換えられるキャリア周波数ｆ１〜ｆ６は、
基準信号ｅｕ、ｅｖ、ｅｗの周波数に対して３の奇数倍
となるように制御されるから、ＰＷＭ制御方式のインバ
ータにおいて良く知られているように、キャリア周波数
ｆ１〜ｆ８より低い周波数の高調波が略取除かれるよう
になり、以て誘導電動機９で発生する電磁騒音のレベル
がさらに低く抑制されるようになる。

尚、上記実施例において、比較手段２３．信号選択回路
２２．三角波発生回路１６〜２１等の機能を、高速演算
形のマイクロコンピュータや所謂Ｄ　Ｓ　Ｐ　（Ｄｉｇ
ｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）等を使
用したソフトウェアにより実現する構成としても良い。

第５図には上記第１の実施例と同様の効果を奏する本発
明の第２の実施例が示されており、以下これについて前
記第６図も参照しながら説明する。

即ち、３０は記憶素子たるＲＯＭで、これには、前記第
１の実施例におけるＰＷＭ制御信号Ｓｕ。

Ｓｖ、Ｓｖと同等の各相用ＰＷＭ制御信号、つまり平衡
三相正弦波信号より成る基準信号と、この基準信号の位
相が１５＠進む毎に周波数が段階的に切換わる三角波信
号より成るキャリア信号との比較により形成した例えば
３６０”分のＰＷＭ制御信号が、論理パターン信号化し
て記憶されている。この場合、実際には、上記ＰＷＭ制
御信号は、第６図に示されたインバータ主回路１の複数
の設定出力周波数と夫々同一の比関係を有する異なる大
きさの出力電圧を発生するように複数種類記憶されてい
る。また、斯様な複数種類のＰＷＭ制御信号は、図示し
ない周波数設定回路からの周波数選択信号ｓｂによって
、その周波数に対応するものが選択されるようになって
いる。３１は上記のように選択されたＰＷＭ制御信号を
読み出すための読み出し制御回路で、これは、基準クロ
ック信号ＰＣを発生するための信号発生回路３２、上記
基準クロック信号Ｐｃを前記周波数選択信号ｓｂに応じ
た分周比で礎化させて新たな読み出しクロック信号Ｐｓ
に変換するレートマルチプライヤ３３、並びに上記読み
出しクロック信号ＰｓによりインクリメントされてＲＯ
Ｍ３０から前記ＰＷＭ制御信号を順次読み出すためのカ
ウンタ３４によって構成されている。そして、このよう
にＲＯＭ３０から読み出されたＰＷＭ制御信号は、イン
バータ主回路ｌ内のトランジスタ２〜７に対し第１の実
施例と同様に与えられる。

尚、本発明は上記し且つ図面に示した各実施例に限定さ
れるものではなく、例えばキャリア周波数をさらに多数
段階に切換える構成としても良い等、その要旨を逸脱し
ない範囲で種々変形して実施することができる。

［発明の効果］以上の説明によって明らかなように、請求項１及び３の
発明によれば、インバータ出力に含まれる高調波成分が
分散分布されるようになって、その高調波成分のピーク
が抑制されるものであり、これにより負荷の駆動時にお
ける騒音が低減するようになる。また、請求項２の発明
によれば、上記騒音低減効果を一層高め得るものである
。

【図面の簡単な説明】

第１図乃至第４図は本発明の第１の実施例を示すもので
、第１図は要部のシステムを示すブロック図、第２図は
基準信号及びキャリア信号とＰＷＭ制御信号との関係を
示すタイミングチャート、第３図は高調波成分の分布特
性図、第４図は騒音特性図である。また、第５図は本発
明の第２の実施例を示す第１図相当図、第６図は一般的
なインバータ主回路の構成例を示す結線図、第７図はＰ
ＷＭ制御信号の生成原理を示す波形図、第８図及び第９
図は従来例説明用の夫々第３図及び第４図相当図である
。図中、１はインバータ主回路、２〜７はトランジスタ（
スイッチング素子）、９は三相誘導電動機、１１はマイ
クロコンピュータ、１２〜１４はＡ／Ｄコンバータ、１
５は切換制御手段、１６〜２１は三角波発生回路、２２
は信号選択回路、２３は比較手段、２４〜２６はコンパ
レータ、３０はＲＯＭ　（記憶素子）、３１は読み出し
制御回路を示す。出願人　　株式会社　　東　　　芝第１図第２図第３図第６図第７図第８図第９図

Claims

【特許請求の範囲】１、インバータ主回路内のスイッチング素子をＰＷＭ制
御信号によりスイッチングさせることにより直流−交流
変換を行なうための装置において、前記ＰＷＭ制御信号
を基準信号とキャリア信号との比較により発生する比較
手段と、この比較手段に与えるキャリア信号の周波数を
前記基準信号の位相が３６０°／３ｍ（ｍは自然数）進
む毎に段階的に切換える切換制御手段とを備えたことを
特徴とするインバータ制御装置。２、切換制御手段により段階的に切換えられるキャリア
信号の周波数は、基準信号の周波数の３（２ｎ−１）倍
（ｎは自然数）となるように制御されることを特徴とす
る請求項１記載のインバータ制御装置。３、インバータ主回路内のスイッチング素子をＰＷＭ制
御信号によりスイッチングさせることにより直流−交流
変換を行なうための装置において、前記ＰＷＭ制御信号
を前記インバータ主回路の複数の設定出力周波数に夫々
対応した異なる大きさの出力電圧を発生するように論理
パターン信号化して記憶した記憶素子と、この記憶素子
から前記ＰＷＭ制御信号を前記設定出力周波数速度で読
み出して前記スイッチング素子に与える読み出し制御回
路とを備え、前記記憶素子に記憶するＰＷＭ制御信号は
、基準信号とこの基準信号の位相が３６０°／３ｍ（ｍ
は自然数）進む毎に周波数が段階的に切換わるキャリア
信号との比較により形成したものであることを特徴とす
るインバータ制御装置。