JPH10201246A - Pwmインバータ装置 - Google Patents
Pwmインバータ装置Info
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- JPH10201246A JPH10201246A JP9003894A JP389497A JPH10201246A JP H10201246 A JPH10201246 A JP H10201246A JP 9003894 A JP9003894 A JP 9003894A JP 389497 A JP389497 A JP 389497A JP H10201246 A JPH10201246 A JP H10201246A
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- pwm
- frequency
- mode
- signal
- switching
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 交流電動機が発生する磁気音の低減策として
従来から採用されてきた、キャリア周波数を出力周波数
と無関係に時間的に変化させる方式は、同期式PWMイ
ンバータ装置には適用できなかった。 【解決手段】 PWMインバータ装置の同一の出力周波
数に対し、パルス数が互いに異なる複数個の同期PWM
モードを備え、時間の経過につれてこれらのいずれか一
つを切り換えて選択する。 【効果】 出力電圧の高調波成分は、キャリア周波数と
出力周波数に依存する。従って、出力周波数が同じであ
っても、同期PWMモードのパルス数が異なると異なっ
た周波数の高調波成分が生じ、一定周波数の高調波電圧
が継続して交流電動機に印加されることがなくなり、磁
気音、機械振動の発生が低減する。
従来から採用されてきた、キャリア周波数を出力周波数
と無関係に時間的に変化させる方式は、同期式PWMイ
ンバータ装置には適用できなかった。 【解決手段】 PWMインバータ装置の同一の出力周波
数に対し、パルス数が互いに異なる複数個の同期PWM
モードを備え、時間の経過につれてこれらのいずれか一
つを切り換えて選択する。 【効果】 出力電圧の高調波成分は、キャリア周波数と
出力周波数に依存する。従って、出力周波数が同じであ
っても、同期PWMモードのパルス数が異なると異なっ
た周波数の高調波成分が生じ、一定周波数の高調波電圧
が継続して交流電動機に印加されることがなくなり、磁
気音、機械振動の発生が低減する。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】この発明は、パルス幅変調制
御により可変周波数・可変電圧の交流電圧を出力するP
WMインバータ装置に関するものである。
御により可変周波数・可変電圧の交流電圧を出力するP
WMインバータ装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】図17は、例えば特公平3−79959
号公報に示された従来のPWMインバータ装置を示す構
成図である。図17において、51は三相交流電源59
の出力側に接続した整流回路、52は整流回路51から
の直流を交流に変換して負荷としての交流電動機57に
供給するインバータ回路であり、例えば、トランジスタ
やIGBTなどの自己消弧型スイッチング素子を用いて
構成されている。
号公報に示された従来のPWMインバータ装置を示す構
成図である。図17において、51は三相交流電源59
の出力側に接続した整流回路、52は整流回路51から
の直流を交流に変換して負荷としての交流電動機57に
供給するインバータ回路であり、例えば、トランジスタ
やIGBTなどの自己消弧型スイッチング素子を用いて
構成されている。
【0003】61は搬送波(キャリア)制御回路53の
出力とキャリア中心周波数設定回路60の出力を加算す
る加算器、54は加算器61の出力側に接続したキャリ
ア信号発生回路、55はキャリア信号発生回路54の出
力と出力電圧パターン発生回路56の出力を比較してP
WM信号を出力する比較器、58は上記PWM信号を増
幅して上記インバータ回路52に供給するゲート回路で
ある。
出力とキャリア中心周波数設定回路60の出力を加算す
る加算器、54は加算器61の出力側に接続したキャリ
ア信号発生回路、55はキャリア信号発生回路54の出
力と出力電圧パターン発生回路56の出力を比較してP
WM信号を出力する比較器、58は上記PWM信号を増
幅して上記インバータ回路52に供給するゲート回路で
ある。
【0004】次に動作について説明する。整流回路51
は三相交流電源59からの交流を直流に変換しPWMイ
ンバータ52に供給する。キャリア制御回路53はキャ
リア信号の周波数を周期的に変化させる正弦波や三角波
などのパターン信号を出力し、またキャリア中心周波数
設定回路60はキャリア信号の中心周波数を設定するた
めの一定信号(直流信号)を出力する。つづいて、これ
らのパターン信号と中心周波数設定信号は加算器61に
よって加算され、キャリア周波数指令信号としてキャリ
ア信号発生回路54に入力される。
は三相交流電源59からの交流を直流に変換しPWMイ
ンバータ52に供給する。キャリア制御回路53はキャ
リア信号の周波数を周期的に変化させる正弦波や三角波
などのパターン信号を出力し、またキャリア中心周波数
設定回路60はキャリア信号の中心周波数を設定するた
めの一定信号(直流信号)を出力する。つづいて、これ
らのパターン信号と中心周波数設定信号は加算器61に
よって加算され、キャリア周波数指令信号としてキャリ
ア信号発生回路54に入力される。
【0005】上記キャリア信号発生回路54は、このキ
ャリア周波数指令信号の振幅に周波数が比例したキャリ
ア信号を発生する。すると、比較器55は、このキャリ
ア信号の振幅と出力電圧パターン発生回路56から出力
された制御信号の振幅とを比較し、その比較結果をパル
ス幅変調制御で決定されたパルス幅のPWM信号として
ゲート回路58に出力する。つづいて、ゲート回路58
はPWM信号を増幅してインバータ回路52を制御す
る。
ャリア周波数指令信号の振幅に周波数が比例したキャリ
ア信号を発生する。すると、比較器55は、このキャリ
ア信号の振幅と出力電圧パターン発生回路56から出力
された制御信号の振幅とを比較し、その比較結果をパル
ス幅変調制御で決定されたパルス幅のPWM信号として
ゲート回路58に出力する。つづいて、ゲート回路58
はPWM信号を増幅してインバータ回路52を制御す
る。
【0006】以上のようなPWM制御動作によって、イ
ンバータ回路52は出力電圧パターン発生回路56の出
力信号に比例した交流電圧を出力し、交流電動機57を
駆動する。ここで、キャリア制御回路53はキャリア信
号発生回路54から出力されるキャリア信号の周波数を
時間的に変化させる。従って、インバータ回路52の出
力電圧に含まれる高調波成分は、その周波数が時間的に
変化し、同一周波数の高調波が連続して交流電動機57
に印加されることがなくなる。その結果、交流電動機5
7の発生する磁気音は、キャリア周波数、つまりPWM
信号の周波数が時間的に変化することにより、周波数分
布が分散分布するようになる。このため、磁気音のピー
クレベルが減少し磁気音を低減できる。
ンバータ回路52は出力電圧パターン発生回路56の出
力信号に比例した交流電圧を出力し、交流電動機57を
駆動する。ここで、キャリア制御回路53はキャリア信
号発生回路54から出力されるキャリア信号の周波数を
時間的に変化させる。従って、インバータ回路52の出
力電圧に含まれる高調波成分は、その周波数が時間的に
変化し、同一周波数の高調波が連続して交流電動機57
に印加されることがなくなる。その結果、交流電動機5
7の発生する磁気音は、キャリア周波数、つまりPWM
信号の周波数が時間的に変化することにより、周波数分
布が分散分布するようになる。このため、磁気音のピー
クレベルが減少し磁気音を低減できる。
【0007】
【発明が解決しようとする課題】以上のように、従来の
PWMインバータ装置はキャリア信号の周波数(キャリ
ア周波数)を時間的に変化させることにより、磁気音を
低減する。そのため、キャリア周波数は交流出力電圧の
周波数(出力周波数)と無関係である必要がある。とこ
ろが、GTOサイリスタなどの大容量の自己消弧型スイ
ッチング素子を用いたインバータ装置では、GTOサイ
リスタの最高スイッチング周波数が数百Hz程度である
ため、出力周波数が高くなりキャリア周波数に接近する
と、ビート現象が発生しトルクリプルや磁気音が増加す
るという問題が生じる。この問題を解決する方法とし
て、キャリア周波数が出力周波数の整数倍となるように
出力周波数に応じてキャリア周波数を変化させる同期式
PWM制御が知られており、電気鉄道車両駆動用のGT
Oインバータ装置などに広く適用されている。さらに、
これらのインバータ装置では、出力周波数に対するキャ
リア信号周波数の倍率が一定であると、出力周波数によ
って、素子のスイッチング周波数が不適当に大きくなり
過ぎたり、小さくなり過ぎたりする。そこで、スイッチ
ング周波数を一定の範囲内にとどめるために、周波数倍
率を出力周波数に応じて切り換える方式が採用されてい
る。このような同期式PWMインバータ装置では、キャ
リア周波数を出力周波数と無関係に変化させることがで
きないため、キャリア周波数を時間的に変化させること
により磁気音を低減する従来装置の方法をそのまま適用
することができない。また、仮に適用したとしても、出
力周波数が一定の場合は、キャリア周波数も一定とな
り、同一周波数の高調波電圧が連続して交流電動機に印
加されるため、磁気音やトルクリプルが問題となる。
PWMインバータ装置はキャリア信号の周波数(キャリ
ア周波数)を時間的に変化させることにより、磁気音を
低減する。そのため、キャリア周波数は交流出力電圧の
周波数(出力周波数)と無関係である必要がある。とこ
ろが、GTOサイリスタなどの大容量の自己消弧型スイ
ッチング素子を用いたインバータ装置では、GTOサイ
リスタの最高スイッチング周波数が数百Hz程度である
ため、出力周波数が高くなりキャリア周波数に接近する
と、ビート現象が発生しトルクリプルや磁気音が増加す
るという問題が生じる。この問題を解決する方法とし
て、キャリア周波数が出力周波数の整数倍となるように
出力周波数に応じてキャリア周波数を変化させる同期式
PWM制御が知られており、電気鉄道車両駆動用のGT
Oインバータ装置などに広く適用されている。さらに、
これらのインバータ装置では、出力周波数に対するキャ
リア信号周波数の倍率が一定であると、出力周波数によ
って、素子のスイッチング周波数が不適当に大きくなり
過ぎたり、小さくなり過ぎたりする。そこで、スイッチ
ング周波数を一定の範囲内にとどめるために、周波数倍
率を出力周波数に応じて切り換える方式が採用されてい
る。このような同期式PWMインバータ装置では、キャ
リア周波数を出力周波数と無関係に変化させることがで
きないため、キャリア周波数を時間的に変化させること
により磁気音を低減する従来装置の方法をそのまま適用
することができない。また、仮に適用したとしても、出
力周波数が一定の場合は、キャリア周波数も一定とな
り、同一周波数の高調波電圧が連続して交流電動機に印
加されるため、磁気音やトルクリプルが問題となる。
【0008】従来のPWMインバータ装置は以上のよう
に、キャリア周波数を出力周波数と無関係に時間的に変
化させることにより、交流電動機が発生する磁気音を低
減していたが、キャリア周波数が出力周波数に比例して
変化する同期式PWMインバータ装置には適用できない
という問題点があった。この発明は上記のような従来装
置の問題点を解消するためになされたもので、同期式P
WM制御を採用するPWMインバータ装置であっても、
磁気音およびトルクリプルの低減を可能とすることを目
的とする。
に、キャリア周波数を出力周波数と無関係に時間的に変
化させることにより、交流電動機が発生する磁気音を低
減していたが、キャリア周波数が出力周波数に比例して
変化する同期式PWMインバータ装置には適用できない
という問題点があった。この発明は上記のような従来装
置の問題点を解消するためになされたもので、同期式P
WM制御を採用するPWMインバータ装置であっても、
磁気音およびトルクリプルの低減を可能とすることを目
的とする。
【0009】
【課題を解決するための手段】請求項1に係るPWMイ
ンバータ装置は、PWMインバータ装置の同一の出力周
波数に対し、PWM制御のキャリア信号の周波数が上記
出力周波数の整数倍となるように当該キャリア信号の周
波数が変化し上記整数倍数が互いに異なる複数個の同期
PWMモードを備え、交流電圧の指令信号の位相に同期
した所定のタイミングで上記複数個の同期PWMモード
のいずれか一つをランダムに選択するモード選択信号を
発生する手段、および上記モード選択信号に応じて上記
同期PWMモードの切り換えを実行する手段を設けるこ
とにより、上記出力周波数が一定の場合にも、時間の経
過につれて上記同期PWMモードを変化させるようにし
たものである。
ンバータ装置は、PWMインバータ装置の同一の出力周
波数に対し、PWM制御のキャリア信号の周波数が上記
出力周波数の整数倍となるように当該キャリア信号の周
波数が変化し上記整数倍数が互いに異なる複数個の同期
PWMモードを備え、交流電圧の指令信号の位相に同期
した所定のタイミングで上記複数個の同期PWMモード
のいずれか一つをランダムに選択するモード選択信号を
発生する手段、および上記モード選択信号に応じて上記
同期PWMモードの切り換えを実行する手段を設けるこ
とにより、上記出力周波数が一定の場合にも、時間の経
過につれて上記同期PWMモードを変化させるようにし
たものである。
【0010】請求項2に係るPWMインバータ装置は、
PWMインバータ装置の同一の出力周波数に対し、PW
M制御のキャリア信号の周波数が上記出力周波数によら
ず一定である非同期PWMモードと上記キャリア信号の
周波数が上記出力周波数の整数倍となるように当該キャ
リア信号の周波数が変化する同期PWMモードとを備
え、交流電圧の指令信号の位相に同期した所定のタイミ
ングで上記非同期PWMモードと同期PWMモードとの
いずれかを切り換え選択するモード選択信号を発生する
手段、および上記モード選択信号に応じて上記PWMモ
ードの切り換えを実行する手段を設けることにより、上
記出力周波数が一定の場合にも、時間の経過につれて上
記PWMモードを変化させるようにしたものである。
PWMインバータ装置の同一の出力周波数に対し、PW
M制御のキャリア信号の周波数が上記出力周波数によら
ず一定である非同期PWMモードと上記キャリア信号の
周波数が上記出力周波数の整数倍となるように当該キャ
リア信号の周波数が変化する同期PWMモードとを備
え、交流電圧の指令信号の位相に同期した所定のタイミ
ングで上記非同期PWMモードと同期PWMモードとの
いずれかを切り換え選択するモード選択信号を発生する
手段、および上記モード選択信号に応じて上記PWMモ
ードの切り換えを実行する手段を設けることにより、上
記出力周波数が一定の場合にも、時間の経過につれて上
記PWMモードを変化させるようにしたものである。
【0011】請求項3に係るPWMインバータ装置は、
PWMインバータ装置の同一の出力周波数に対し、PW
M制御のキャリア信号の周波数が上記出力周波数によら
ず一定である非同期PWMモードと上記キャリア信号の
周波数が上記出力周波数の整数倍となるように当該キャ
リア信号の周波数が変化し上記整数倍数が互いに異なる
複数個の同期PWMモードとを備え、交流電圧の指令信
号の位相に同期した所定のタイミングにおいて、上記出
力周波数が、所定値未満の領域では上記非同期PWMモ
ードおよび上記複数個の同期PWMモードのいずれか一
つをランダムに選択し上記出力周波数が上記所定値以上
の領域では上記複数個の同期PWMモードのいずれか一
つをランダムに選択するモード選択信号を発生する手
段、および上記モード選択信号に応じて上記PWMモー
ドの切り換えを実行する手段を設けることにより、上記
出力周波数が一定の場合にも、時間の経過につれて上記
PWMモードを変化させるようにしたものである。
PWMインバータ装置の同一の出力周波数に対し、PW
M制御のキャリア信号の周波数が上記出力周波数によら
ず一定である非同期PWMモードと上記キャリア信号の
周波数が上記出力周波数の整数倍となるように当該キャ
リア信号の周波数が変化し上記整数倍数が互いに異なる
複数個の同期PWMモードとを備え、交流電圧の指令信
号の位相に同期した所定のタイミングにおいて、上記出
力周波数が、所定値未満の領域では上記非同期PWMモ
ードおよび上記複数個の同期PWMモードのいずれか一
つをランダムに選択し上記出力周波数が上記所定値以上
の領域では上記複数個の同期PWMモードのいずれか一
つをランダムに選択するモード選択信号を発生する手
段、および上記モード選択信号に応じて上記PWMモー
ドの切り換えを実行する手段を設けることにより、上記
出力周波数が一定の場合にも、時間の経過につれて上記
PWMモードを変化させるようにしたものである。
【0012】また、請求項4に係るPWMインバータ装
置は、請求項1または3において、同期PWMモード相
互間で切り換えを実行する場合、予め定められた所定の
モード間の切り換え時は、切り換え後、キャリア信号の
位相を反転させるようにしたものである。
置は、請求項1または3において、同期PWMモード相
互間で切り換えを実行する場合、予め定められた所定の
モード間の切り換え時は、切り換え後、キャリア信号の
位相を反転させるようにしたものである。
【0013】また、請求項5に係るPWMインバータ装
置は、請求項2または3において、非同期PWMモード
から同期PWMモードへの切り換えは、交流電圧の指令
信号が零となるタイミングで実行し、同期PWMモード
から非同期PWMモードへの切り換えは、上記交流電圧
の指令信号が零となるタイミングで実行し、かつ切り換
え後のキャリア信号の位相の初期値を零とするようにし
たものである。
置は、請求項2または3において、非同期PWMモード
から同期PWMモードへの切り換えは、交流電圧の指令
信号が零となるタイミングで実行し、同期PWMモード
から非同期PWMモードへの切り換えは、上記交流電圧
の指令信号が零となるタイミングで実行し、かつ切り換
え後のキャリア信号の位相の初期値を零とするようにし
たものである。
【0014】また、請求項6に係るPWMインバータ装
置は、モード選択信号の発生手段は、交流電圧の指令信
号の位相に同期し、かつ、その発生する時間間隔がラン
ダムに変化するタイミングで上記モード選択信号を発生
するようにしたものである。
置は、モード選択信号の発生手段は、交流電圧の指令信
号の位相に同期し、かつ、その発生する時間間隔がラン
ダムに変化するタイミングで上記モード選択信号を発生
するようにしたものである。
【0015】
【発明の実施の形態】 実施の形態1.以下、この発明の実施の形態例を図につ
いて説明する。図1は、この発明の実施の形態1におけ
るPWMインバータ装置を示す図である。図1におい
て、1は電圧指令発生回路、2aはキャリア信号発生回
路、3aはマイクロコンピュータ、4はPWM回路、5
はインバータ回路である。さらに、電圧指令発生回路1
において、20はA/Dコンバータ、21はROM(リ
ードオンリーメモリー)、22はV/Fコンバータ、2
3はカウンタである。また、キャリア信号発生回路2a
において、24はV/Fコンバータ、25は分周器、2
6はカウンタ、27はROM、28はD/Aコンバータ
である。さらに、PWM回路4において、29〜31は
比較器、32〜34はNOT回路である。
いて説明する。図1は、この発明の実施の形態1におけ
るPWMインバータ装置を示す図である。図1におい
て、1は電圧指令発生回路、2aはキャリア信号発生回
路、3aはマイクロコンピュータ、4はPWM回路、5
はインバータ回路である。さらに、電圧指令発生回路1
において、20はA/Dコンバータ、21はROM(リ
ードオンリーメモリー)、22はV/Fコンバータ、2
3はカウンタである。また、キャリア信号発生回路2a
において、24はV/Fコンバータ、25は分周器、2
6はカウンタ、27はROM、28はD/Aコンバータ
である。さらに、PWM回路4において、29〜31は
比較器、32〜34はNOT回路である。
【0016】図2は、図1に示したインバータ回路5の
回路構成図である。図2において、6はインバータ回路
5に負荷として接続された誘導電動機などの交流電動機
である。インバータ回路5において、5u、5u’、5
v、5v’、5w、5w’はGTOサイリスタ、6u、
6u’、6v、6v’、6w、6w’はダイオード、4
1は直流電源である。
回路構成図である。図2において、6はインバータ回路
5に負荷として接続された誘導電動機などの交流電動機
である。インバータ回路5において、5u、5u’、5
v、5v’、5w、5w’はGTOサイリスタ、6u、
6u’、6v、6v’、6w、6w’はダイオード、4
1は直流電源である。
【0017】まず、本発明の原理について説明する。図
2に示すような3相のインバータ回路5を用いて交流電
動機6を駆動する際、キャリア周波数がインバータ回路
5の出力周波数の整数倍となるようにキャリア周波数が
変化する同期式PWMを適用した場合は、出力電圧波形
の正負対称性、および相間の対称性から、キャリア周波
数fcは次式を満足するように設定される。 fc=3(2n−1)f ・・・(1) ここで、nは自然数、fは出力周波数。
2に示すような3相のインバータ回路5を用いて交流電
動機6を駆動する際、キャリア周波数がインバータ回路
5の出力周波数の整数倍となるようにキャリア周波数が
変化する同期式PWMを適用した場合は、出力電圧波形
の正負対称性、および相間の対称性から、キャリア周波
数fcは次式を満足するように設定される。 fc=3(2n−1)f ・・・(1) ここで、nは自然数、fは出力周波数。
【0018】図3はn=1の場合の電圧波形を示す。図
3では、正弦波の相電圧指令信号Vu*、Vv*、Vw*の振
幅と、位相が相電圧指令信号に同期し周波数が相電圧指
令信号の3倍の三角波キャリア信号Scの振幅との比較
結果に応じて、インバータ回路5中のGTOサイリスタ
5u、5u’、5v、5v’、5w、5w’のスイッチ
ングが行なわれる。すなわち、GTOサイリスタ5uの
オン・オフは、u相の相電圧指令信号Vu*とキャリア信
号Scの振幅との大小に応じて行なわれ、Vu*の振幅が
Scの振幅より大きい時はオン、小さい時はオフとな
る。また、GTOサイリスタ5u’のオン・オフは、G
TOサイリスタ5uのオン・オフと反対になるように行
なわれる。その結果、u相の出力電圧Vu(U−N間の
電圧)波形は、図3のようになる。同様にして、v相お
よびw相の出力電圧Vv、Vwの波形も図3のようにな
る。さらに、U−V間の線間電圧Vuvは図3の最下段に
示すような波形となり、相電圧指令信号の半サイクルあ
たり3つの矩形波電圧が生じる。以下、このn=1の場
合を、3パルス同期PWMモードと呼ぶ。
3では、正弦波の相電圧指令信号Vu*、Vv*、Vw*の振
幅と、位相が相電圧指令信号に同期し周波数が相電圧指
令信号の3倍の三角波キャリア信号Scの振幅との比較
結果に応じて、インバータ回路5中のGTOサイリスタ
5u、5u’、5v、5v’、5w、5w’のスイッチ
ングが行なわれる。すなわち、GTOサイリスタ5uの
オン・オフは、u相の相電圧指令信号Vu*とキャリア信
号Scの振幅との大小に応じて行なわれ、Vu*の振幅が
Scの振幅より大きい時はオン、小さい時はオフとな
る。また、GTOサイリスタ5u’のオン・オフは、G
TOサイリスタ5uのオン・オフと反対になるように行
なわれる。その結果、u相の出力電圧Vu(U−N間の
電圧)波形は、図3のようになる。同様にして、v相お
よびw相の出力電圧Vv、Vwの波形も図3のようにな
る。さらに、U−V間の線間電圧Vuvは図3の最下段に
示すような波形となり、相電圧指令信号の半サイクルあ
たり3つの矩形波電圧が生じる。以下、このn=1の場
合を、3パルス同期PWMモードと呼ぶ。
【0019】図4はn=2の場合の電圧波形を示してお
り、線間電圧には相電圧指令信号の半サイクルあたり9
つの矩形波電圧が生じる。以下、このn=2の場合を、
9パルス同期PWMモードと呼ぶ。同様に、(1)式に
対応して、3(2n−1)パルス同期PWMモードを定義
することができる。
り、線間電圧には相電圧指令信号の半サイクルあたり9
つの矩形波電圧が生じる。以下、このn=2の場合を、
9パルス同期PWMモードと呼ぶ。同様に、(1)式に
対応して、3(2n−1)パルス同期PWMモードを定義
することができる。
【0020】さて、従来の同期式PWMインバータ装置
では、図5に示したように、キャリア周波数が所定の範
囲内に入るように、(1)式を利用して、出力周波数f
に応じて同期PWMモードを切り換えるようにしてい
た。すなわち、出力周波数fに応じて、同期PWMモー
ドを順次切り換えるようにしていた。このため、交流電
動機6を一定の周波数で駆動した場合、キャリア周波数
も一定となるため、一定周波数の高調波電圧が継続的に
交流電動機6に印加され、交流電動機6から大きな磁気
音が生じる。一方、出力電圧の高調波成分は、キャリア
周波数と出力周波数に依存する。従って、出力周波数が
同じであっても、キャリア周波数、すなわち同期PWM
モードが異なるパルス数のものになれば、異なった周波
数の高調波成分が生じる。そこで、同一の出力周波数に
対し、パルス数が異なる複数個の同期PWMモードを用
意し、これらのいずれか一つを時間の経過につれて切り
換えて選択するようにすれば、一定周波数の高調波電圧
が継続して交流電動機6に印加されることがなくなり、
磁気音の発生が低減される。本発明はこのような原理に
基づいたものである。
では、図5に示したように、キャリア周波数が所定の範
囲内に入るように、(1)式を利用して、出力周波数f
に応じて同期PWMモードを切り換えるようにしてい
た。すなわち、出力周波数fに応じて、同期PWMモー
ドを順次切り換えるようにしていた。このため、交流電
動機6を一定の周波数で駆動した場合、キャリア周波数
も一定となるため、一定周波数の高調波電圧が継続的に
交流電動機6に印加され、交流電動機6から大きな磁気
音が生じる。一方、出力電圧の高調波成分は、キャリア
周波数と出力周波数に依存する。従って、出力周波数が
同じであっても、キャリア周波数、すなわち同期PWM
モードが異なるパルス数のものになれば、異なった周波
数の高調波成分が生じる。そこで、同一の出力周波数に
対し、パルス数が異なる複数個の同期PWMモードを用
意し、これらのいずれか一つを時間の経過につれて切り
換えて選択するようにすれば、一定周波数の高調波電圧
が継続して交流電動機6に印加されることがなくなり、
磁気音の発生が低減される。本発明はこのような原理に
基づいたものである。
【0021】例えば、図6の斜線部で示したように、同
一の出力周波数に対し、パルス数が異なる2つの同期P
WMモードを用意し、どちらのPWMモードを選択する
かを時間の経過につれて変化させる。すると、例えば、
出力周波数fがf1からf2の間にある場合は、3パルス
同期PWMモード(n=1)と9パルス同期PWMモー
ド(n=2)のいずれかが時間の経過につれて変化しな
がら選択されるので、いずれか一方のPWMモードが連
続して選択されることがなくなり、磁気音の発生が低減
される。なお、図3および図4から明らかなように、同
期PWMモードの切り換えは、3相電圧指令信号の振幅
が0となる時点で行うことができる。すなわち、相電圧
指令信号の位相が60度の整数倍に一致したタイミング
で切り換えが可能である。言い換えれば、相電圧指令信
号の1周期あたり、切り換え可能なタイミングは6回あ
る。
一の出力周波数に対し、パルス数が異なる2つの同期P
WMモードを用意し、どちらのPWMモードを選択する
かを時間の経過につれて変化させる。すると、例えば、
出力周波数fがf1からf2の間にある場合は、3パルス
同期PWMモード(n=1)と9パルス同期PWMモー
ド(n=2)のいずれかが時間の経過につれて変化しな
がら選択されるので、いずれか一方のPWMモードが連
続して選択されることがなくなり、磁気音の発生が低減
される。なお、図3および図4から明らかなように、同
期PWMモードの切り換えは、3相電圧指令信号の振幅
が0となる時点で行うことができる。すなわち、相電圧
指令信号の位相が60度の整数倍に一致したタイミング
で切り換えが可能である。言い換えれば、相電圧指令信
号の1周期あたり、切り換え可能なタイミングは6回あ
る。
【0022】次に、図1および図2を参照しながら動作
について説明する。まず、外部から入力されたアナログ
値である出力周波数指令信号f*を、A/Dコンバータ
20に入力して得られたディジタル値を、V/fパター
ンが記憶されたROM21に入力すると、出力電圧指令
の振幅信号V*のディジタル値がROM21から出力さ
れる。一方、アナログ値である出力周波数指令信号f*
をV/Fコンバータ22に入力し、周波数が出力周波数
指令信号f*の振幅に比例するパルス列に変換した後、
カウンタ23に入力すると出力周波数指令の時間積分が
行なわれ、出力電圧指令の位相信号θのディジタル値が
出力される。なお、このような出力電圧指令信号の発生
方法は、誘導電動機をV/f一定制御する場合によく使
用されている。
について説明する。まず、外部から入力されたアナログ
値である出力周波数指令信号f*を、A/Dコンバータ
20に入力して得られたディジタル値を、V/fパター
ンが記憶されたROM21に入力すると、出力電圧指令
の振幅信号V*のディジタル値がROM21から出力さ
れる。一方、アナログ値である出力周波数指令信号f*
をV/Fコンバータ22に入力し、周波数が出力周波数
指令信号f*の振幅に比例するパルス列に変換した後、
カウンタ23に入力すると出力周波数指令の時間積分が
行なわれ、出力電圧指令の位相信号θのディジタル値が
出力される。なお、このような出力電圧指令信号の発生
方法は、誘導電動機をV/f一定制御する場合によく使
用されている。
【0023】次に、マイクロコンピュータ3aの動作を
図7に示されたフローチャートを参照しながら説明す
る。まず、マイクロコンピュータ3aは、ステップST
1として、電圧指令発生回路1から出力電圧指令の振幅
V*と位相θを入力し、次式の演算により、3相の相電
圧指令信号を求める。 Vu*=V*sinθ ・・・(2a) Vv*=V*sin(θ−2π/3) ・・・(2b) Vw*=−Vu*−Vv* ・・・(2c)
図7に示されたフローチャートを参照しながら説明す
る。まず、マイクロコンピュータ3aは、ステップST
1として、電圧指令発生回路1から出力電圧指令の振幅
V*と位相θを入力し、次式の演算により、3相の相電
圧指令信号を求める。 Vu*=V*sinθ ・・・(2a) Vv*=V*sin(θ−2π/3) ・・・(2b) Vw*=−Vu*−Vv* ・・・(2c)
【0024】ステップST2では、電圧指令発生回路1
から出力周波数指令f*を入力し、選択可能な複数個の
同期PWMモードを決定する。例えば、図6に示したよ
うな出力周波数とキャリア周波数の関係を用いた場合
は、f*の値がf1からf2の間にあると、3パルス同期
PWMモードおよび9パルス同期PWMモードが選択可
能な同期PWMモードとして決定される。ステップST
3では、出力電圧指令の位相θに基づいて、同期PWM
モードの切り換えが可能なタイミングが否かを判定し、
切り換えが可能なタイミングであれば、ステップST4
の演算を行う。すなわち、上述したように位相θが60(m
-1)度[m=1,2,3,4,5,6]と一致したタイミングで同期P
WMモードの切り換えが可能である。
から出力周波数指令f*を入力し、選択可能な複数個の
同期PWMモードを決定する。例えば、図6に示したよ
うな出力周波数とキャリア周波数の関係を用いた場合
は、f*の値がf1からf2の間にあると、3パルス同期
PWMモードおよび9パルス同期PWMモードが選択可
能な同期PWMモードとして決定される。ステップST
3では、出力電圧指令の位相θに基づいて、同期PWM
モードの切り換えが可能なタイミングが否かを判定し、
切り換えが可能なタイミングであれば、ステップST4
の演算を行う。すなわち、上述したように位相θが60(m
-1)度[m=1,2,3,4,5,6]と一致したタイミングで同期P
WMモードの切り換えが可能である。
【0025】次に、ステップST4では、ステップST
2で決定された複数個の同期PWMモードのいずれか一
つの選択を行う。この選択には、ランダム関数などのよ
うな時間の経過によって値が変化する関数が利用され
る。例えば、図6の場合のように、選択可能な同期PW
Mモードが2つ存在する場合は、M系列信号などのよう
な2値のランダム信号を発生する関数を用いればよい。
なお、上記したM系列(Maximum-length linear shift
vesister sequence)信号は、シフトレジストと排他的
論理和(EXOR)を用いて人為的に生成する、不規則
信号の一種で、計測・制御の分野に広く使用されている
ものである。以上により、ステップST4の演算を行う
度に、パルス数が異なる2つの同期PWMモードのいず
れか一方がランダムに選択される。ステップST5で
は、ステップST4で選択された同期PWMモードに応
じて、後述する方法によって分周比Nbを求める。さら
に、このステップでは、同期PWMモードの識別信号N
mを求める。すなわち、3(2n−1)パルス同期PWM
モードの識別信号Nmとして、nの値(n=1、2、3
・・・)を用いればよい。たとえば、9パルス同期PW
Mモードの識別信号Nmの値は2となる。最後に、ステ
ップST6では、3相の相電圧指令信号Vu*、Vv*、V
w*、分周比Nb、および識別信号Nmを出力する。
2で決定された複数個の同期PWMモードのいずれか一
つの選択を行う。この選択には、ランダム関数などのよ
うな時間の経過によって値が変化する関数が利用され
る。例えば、図6の場合のように、選択可能な同期PW
Mモードが2つ存在する場合は、M系列信号などのよう
な2値のランダム信号を発生する関数を用いればよい。
なお、上記したM系列(Maximum-length linear shift
vesister sequence)信号は、シフトレジストと排他的
論理和(EXOR)を用いて人為的に生成する、不規則
信号の一種で、計測・制御の分野に広く使用されている
ものである。以上により、ステップST4の演算を行う
度に、パルス数が異なる2つの同期PWMモードのいず
れか一方がランダムに選択される。ステップST5で
は、ステップST4で選択された同期PWMモードに応
じて、後述する方法によって分周比Nbを求める。さら
に、このステップでは、同期PWMモードの識別信号N
mを求める。すなわち、3(2n−1)パルス同期PWM
モードの識別信号Nmとして、nの値(n=1、2、3
・・・)を用いればよい。たとえば、9パルス同期PW
Mモードの識別信号Nmの値は2となる。最後に、ステ
ップST6では、3相の相電圧指令信号Vu*、Vv*、V
w*、分周比Nb、および識別信号Nmを出力する。
【0026】ここで、分周比Nbの求め方について説明
する。まず、出力周波数指令f*の値によらず、使用す
る同期PWMモードの最大パルス数を3(2nmax−1)
とする。ここで、図1において、同一の出力周波数指令
f*に対し、V/Fコンバータ24の出力周波数がV/
Fコンバータ22の出力周波数の3(2nmax−1)倍と
なるように、それぞれのV/Fコンバータの変換ゲイン
を設定する。そこで、3(2n−1)パルス同期PWMモ
ードの時に、Nb=(2n−1)/(2nmax−1)とな
るように分周比Nbを設定すると、分周器25から出力
されるパルスの周波数は、V/Fコンバータ22から出
力されるパルスの周波数の3(2n−1)倍となる。従っ
て、カウンタ26から出力されるキャリア信号の位相θ
cは、カウンタ23から出力される電圧指令信号の位相
θの3(2n−1)倍となり、(1)式の関係が満足され
る。
する。まず、出力周波数指令f*の値によらず、使用す
る同期PWMモードの最大パルス数を3(2nmax−1)
とする。ここで、図1において、同一の出力周波数指令
f*に対し、V/Fコンバータ24の出力周波数がV/
Fコンバータ22の出力周波数の3(2nmax−1)倍と
なるように、それぞれのV/Fコンバータの変換ゲイン
を設定する。そこで、3(2n−1)パルス同期PWMモ
ードの時に、Nb=(2n−1)/(2nmax−1)とな
るように分周比Nbを設定すると、分周器25から出力
されるパルスの周波数は、V/Fコンバータ22から出
力されるパルスの周波数の3(2n−1)倍となる。従っ
て、カウンタ26から出力されるキャリア信号の位相θ
cは、カウンタ23から出力される電圧指令信号の位相
θの3(2n−1)倍となり、(1)式の関係が満足され
る。
【0027】上記のことから、キャリア発生回路2aに
おいて、アナログ値である出力周波数指令信号f*をV
/Fコンバータ24に入力すると、周波数が出力周波数
指令信号f*の振幅に比例し、かつV/Fコンバータ2
2から出力されるパルス列の周波数の3(2nmax−1)
倍のパルス列が得られる。さらに、このパルス列信号を
分周器25に入力すると、分周器25はマイクロコンピ
ュータ3から入力された分周比Nb信号に応じて、この
パルス列信号を分周し、周波数がV/Fコンバータ22
から出力されるパルス列の周波数の3(2n−1)倍のパ
ルス列信号を出力する。次に、このパルス列信号をカウ
ンタ26に入力すると、キャリア信号の位相θcのディ
ジタル値が出力される。さらに、このキャリア信号の位
相θcのディジタル値と、マイクロコンピュータ3から
出力された同期PWMモードの識別信号Nmをアドレス
信号として、周期が360度の三角波信号波形が記憶さ
れたROM27に入力すると、周波数がfcのキャリア
信号Scのディジタル値が出力される。つづいて、RO
M27の出力信号をD/Aコンバータ28に入力する
と、アナログ値であるキャリア信号Scが出力される。
なお、上記の説明から明らかなように、キャリア信号S
cの周波数fcは、インバータ回路5の出力周波数fの3
(2n−1)倍となっており、(1)式の関係が満足され
ている。
おいて、アナログ値である出力周波数指令信号f*をV
/Fコンバータ24に入力すると、周波数が出力周波数
指令信号f*の振幅に比例し、かつV/Fコンバータ2
2から出力されるパルス列の周波数の3(2nmax−1)
倍のパルス列が得られる。さらに、このパルス列信号を
分周器25に入力すると、分周器25はマイクロコンピ
ュータ3から入力された分周比Nb信号に応じて、この
パルス列信号を分周し、周波数がV/Fコンバータ22
から出力されるパルス列の周波数の3(2n−1)倍のパ
ルス列信号を出力する。次に、このパルス列信号をカウ
ンタ26に入力すると、キャリア信号の位相θcのディ
ジタル値が出力される。さらに、このキャリア信号の位
相θcのディジタル値と、マイクロコンピュータ3から
出力された同期PWMモードの識別信号Nmをアドレス
信号として、周期が360度の三角波信号波形が記憶さ
れたROM27に入力すると、周波数がfcのキャリア
信号Scのディジタル値が出力される。つづいて、RO
M27の出力信号をD/Aコンバータ28に入力する
と、アナログ値であるキャリア信号Scが出力される。
なお、上記の説明から明らかなように、キャリア信号S
cの周波数fcは、インバータ回路5の出力周波数fの3
(2n−1)倍となっており、(1)式の関係が満足され
ている。
【0028】次に、マイクロコンピュータ3aから出力
された3相の相電圧指令信号Vu*、Vv*、Vw*と、D/
Aコンバータ28から出力された三角波キャリア信号S
cをそれぞれ、比較器29、30、31に入力すると、
相電圧指令信号の振幅が三角波キャリア信号の振幅より
大きいとレベルがHigh、小さいとレベルがLowの2値信
号Su、Sv、Swが出力される。また、これらの2値信
号をNOT回路32、33、34に入力すると、レベル
がそれぞれ2値信号Su、Sv、Swと反対の2値信号S
u’、Sv’、Sw’が出力される。さらに、これらの2
値信号に応じて、インバータ回路5中のGTOサイリス
タ5u、5v、5w、5u’、5v’、5w’をオン・オフ動
作させると、インバータ回路5の出力周波数fが一定で
あっても、同期PWMモードが時間の経過につれて変化
する出力電圧波形が得られる。なお、GTOサイリスタ
は2値信号のレベルがHighのときにオン、Lowのときに
オフするものとする。
された3相の相電圧指令信号Vu*、Vv*、Vw*と、D/
Aコンバータ28から出力された三角波キャリア信号S
cをそれぞれ、比較器29、30、31に入力すると、
相電圧指令信号の振幅が三角波キャリア信号の振幅より
大きいとレベルがHigh、小さいとレベルがLowの2値信
号Su、Sv、Swが出力される。また、これらの2値信
号をNOT回路32、33、34に入力すると、レベル
がそれぞれ2値信号Su、Sv、Swと反対の2値信号S
u’、Sv’、Sw’が出力される。さらに、これらの2
値信号に応じて、インバータ回路5中のGTOサイリス
タ5u、5v、5w、5u’、5v’、5w’をオン・オフ動
作させると、インバータ回路5の出力周波数fが一定で
あっても、同期PWMモードが時間の経過につれて変化
する出力電圧波形が得られる。なお、GTOサイリスタ
は2値信号のレベルがHighのときにオン、Lowのときに
オフするものとする。
【0029】一例として、図8に、3パルス同期PWM
モードと9パルス同期PWMモードを時間の経過につい
て変化させた場合の電圧波形を示す。この図からわかる
ように、3パルス同期PWMモードと9パルス同期モー
ドとの間の切り換えでは、三角波キャリア信号Scの位
相を反転させる必要がある。
モードと9パルス同期PWMモードを時間の経過につい
て変化させた場合の電圧波形を示す。この図からわかる
ように、3パルス同期PWMモードと9パルス同期モー
ドとの間の切り換えでは、三角波キャリア信号Scの位
相を反転させる必要がある。
【0030】以下、この三角波キャリア信号Scの位相
を反転させる理由について説明する。図9、図10に2
種類の3パルス同期PWM信号を示す。波形は、上から
出力電圧指令と三角波キャリア、U相電圧、V相電圧、
UV線間電圧である。図9と図10の変調率は同じであ
るが、U相電圧、V相電圧、UV線間電圧を見ると、図
10の出力電圧の方が図9より低くなっていることが分
かる。つまり、出力電圧指令と三角波キャリアの位相を
図10のようにすると、電圧利用率が悪くなる。これ
は、例えば変調率1の場合を考えると、図9では180
度のパルスが出力されるのに対して、図10のパルス幅
は180度より小さくなることからも理解することがで
きる。したがって、一般的な同期PWM方式では、出力
電圧指令と三角波キャリアの位相は図9に示すように、
出力電圧指令のピーク位相と三角波キャリアのピーク位
相とが一致するようにしている。この規則に従った3パ
ルスおよび9パルスPWMのキャリア信号を図11に示
す。明細書で述べているモード切り換えタイミングt1
やt2では、Nm:1→2,2→1のいずれの場合にお
いても三角波キャリア位相の反転が必要であることが分
かる。即ち、このように位相を反転させないと、上述し
た規則(出力電圧指令のピーク位相と三角波キャリアの
ピーク位相とを一致させる)が満足されないことにな
る。
を反転させる理由について説明する。図9、図10に2
種類の3パルス同期PWM信号を示す。波形は、上から
出力電圧指令と三角波キャリア、U相電圧、V相電圧、
UV線間電圧である。図9と図10の変調率は同じであ
るが、U相電圧、V相電圧、UV線間電圧を見ると、図
10の出力電圧の方が図9より低くなっていることが分
かる。つまり、出力電圧指令と三角波キャリアの位相を
図10のようにすると、電圧利用率が悪くなる。これ
は、例えば変調率1の場合を考えると、図9では180
度のパルスが出力されるのに対して、図10のパルス幅
は180度より小さくなることからも理解することがで
きる。したがって、一般的な同期PWM方式では、出力
電圧指令と三角波キャリアの位相は図9に示すように、
出力電圧指令のピーク位相と三角波キャリアのピーク位
相とが一致するようにしている。この規則に従った3パ
ルスおよび9パルスPWMのキャリア信号を図11に示
す。明細書で述べているモード切り換えタイミングt1
やt2では、Nm:1→2,2→1のいずれの場合にお
いても三角波キャリア位相の反転が必要であることが分
かる。即ち、このように位相を反転させないと、上述し
た規則(出力電圧指令のピーク位相と三角波キャリアの
ピーク位相とを一致させる)が満足されないことにな
る。
【0031】次に、上記規則に従った3パルスおよび1
5パルスPWMのキャリア信号を図12に示す。先ほど
と同様にt1とt2におけるモード切り換えを考える
と、Nm:1→3,3→1のいずれの場合においても三
角波キャリア位相の反転は必要ないことが分かる。以上
のように、異なるモード間の切り換えにおいては、三角
波キャリア位相の反転が必要な場合と、そうでない場合
がある。
5パルスPWMのキャリア信号を図12に示す。先ほど
と同様にt1とt2におけるモード切り換えを考える
と、Nm:1→3,3→1のいずれの場合においても三
角波キャリア位相の反転は必要ないことが分かる。以上
のように、異なるモード間の切り換えにおいては、三角
波キャリア位相の反転が必要な場合と、そうでない場合
がある。
【0032】なお、この三角波キャリア信号の位相反転
は、ROM27に記憶された三角波信号の符号を、3パ
ルス同期PWMモードと9パルス同期PWMモードで反
対にすることにより実現される。同期PWMモードの識
別信号Nmは、このために利用されるものであり、切り
換え対象の同期PWMモードに相当するNmの値に応じ
た極性の三角波信号波形をROM27に記憶しておけ
ば、種々の同期PWMモード間の切り換えも問題なく行
うことが可能である。
は、ROM27に記憶された三角波信号の符号を、3パ
ルス同期PWMモードと9パルス同期PWMモードで反
対にすることにより実現される。同期PWMモードの識
別信号Nmは、このために利用されるものであり、切り
換え対象の同期PWMモードに相当するNmの値に応じ
た極性の三角波信号波形をROM27に記憶しておけ
ば、種々の同期PWMモード間の切り換えも問題なく行
うことが可能である。
【0033】以上が実施の形態1によるPWMインバー
タ装置の動作であるが、図7のフローチャートにおける
ステップST3の処理、およびステップST4における
ランダム関数などのように値が時間によって変化する関
数演算処理が、特許請求の範囲におけるモード選択信号
の発生手段に相当する。さらに、この関数演算処理以外
のステップST4の処理、ステップST5とST6の処
理、およびキャリア信号発生回路2aが同期PWMモー
ドの切り換え実行手段に相当する。
タ装置の動作であるが、図7のフローチャートにおける
ステップST3の処理、およびステップST4における
ランダム関数などのように値が時間によって変化する関
数演算処理が、特許請求の範囲におけるモード選択信号
の発生手段に相当する。さらに、この関数演算処理以外
のステップST4の処理、ステップST5とST6の処
理、およびキャリア信号発生回路2aが同期PWMモー
ドの切り換え実行手段に相当する。
【0034】以上のように本願発明によれば、交流電動
機の磁気音の発生が低減されるが、PWMインバータ装
置の出力電圧の高調波成分によって、交流電動機には磁
気音だけでなく、トルクリプルが発生する。このため、
交流電動機で機械を駆動する場合は、トルクリプルの周
波数が機械共振周波数と一致すると、機械振動が生じ
る。さらに、機械振動が生じると、機械の発生騒音が増
加する。従って、本願発明によれば、同一周波数の高調
波電圧が連続して交流電動機に印加されることがなくな
るため、トルクリプルの周波数が分散する。その結果、
機械共振周波数と一致する周波数のトルクリプルが連続
して機械に印加されることがなくなり、機械振動が低減
され、ひいては機械の発生騒音も低減できる効果があ
る。
機の磁気音の発生が低減されるが、PWMインバータ装
置の出力電圧の高調波成分によって、交流電動機には磁
気音だけでなく、トルクリプルが発生する。このため、
交流電動機で機械を駆動する場合は、トルクリプルの周
波数が機械共振周波数と一致すると、機械振動が生じ
る。さらに、機械振動が生じると、機械の発生騒音が増
加する。従って、本願発明によれば、同一周波数の高調
波電圧が連続して交流電動機に印加されることがなくな
るため、トルクリプルの周波数が分散する。その結果、
機械共振周波数と一致する周波数のトルクリプルが連続
して機械に印加されることがなくなり、機械振動が低減
され、ひいては機械の発生騒音も低減できる効果があ
る。
【0035】実施の形態2.図13は、この発明の実施
の形態2におけるPWMインバータ装置を示す図であ
る。図13において、電圧指令発生回路1、PWM回路
4およびインバータ回路5は上述した実施の形態1のも
のと同じである。2bはキャリア信号発生回路、3bは
マイクロコンピュータである。さらに、キャリア信号発
生回路2bにおいて、35、39は乗算形D/Aコンバ
ータ、36はクロック発生器、37はカウンタ、38は
ROM、40は加算器であり、V/Fコンバータ24、
分周器25、カウンタ26、ROM27は上述した実施
の形態1のものと同じである。
の形態2におけるPWMインバータ装置を示す図であ
る。図13において、電圧指令発生回路1、PWM回路
4およびインバータ回路5は上述した実施の形態1のも
のと同じである。2bはキャリア信号発生回路、3bは
マイクロコンピュータである。さらに、キャリア信号発
生回路2bにおいて、35、39は乗算形D/Aコンバ
ータ、36はクロック発生器、37はカウンタ、38は
ROM、40は加算器であり、V/Fコンバータ24、
分周器25、カウンタ26、ROM27は上述した実施
の形態1のものと同じである。
【0036】まず、本発明の原理について説明する。上
述した実施の形態1に係る発明は、同期式のPWMイン
バータ装置において、同期PWMモードのパルス数が異
なれば出力電圧の高調波成分が異なることを利用して、
交流電動機が発生する磁気音を低減するものであった。
これに対し、実施の形態2に係る発明は、非同期PWM
モードと同期PWMモードとで出力電圧の高調波成分が
異なることを利用して、これらのPWMモードを時間的
に切り換えて使用することにより、交流電動機が発生す
る磁気音を低減するものである。従って、非同期PWM
モードにおけるキャリア周波数が一定であっても、磁気
音の低減が可能である。
述した実施の形態1に係る発明は、同期式のPWMイン
バータ装置において、同期PWMモードのパルス数が異
なれば出力電圧の高調波成分が異なることを利用して、
交流電動機が発生する磁気音を低減するものであった。
これに対し、実施の形態2に係る発明は、非同期PWM
モードと同期PWMモードとで出力電圧の高調波成分が
異なることを利用して、これらのPWMモードを時間的
に切り換えて使用することにより、交流電動機が発生す
る磁気音を低減するものである。従って、非同期PWM
モードにおけるキャリア周波数が一定であっても、磁気
音の低減が可能である。
【0037】次に動作について説明する。まず、実施の
形態2で示されたPWMインバータ装置は、出力周波数
が低い領域では非同期PWMモードと同期PWMモード
との間の切り換えを行い、出力周波数が高い領域ではパ
ルス数が異なる同期PWMモード間の切り換えを行うも
のである。まず、この出力周波数の高低によって切り換
え対象のPWMモードを変更する点について説明する。
今、出力周波数をf、インバータのキャリア周波数をf
cとし、これら周波数の比をn(=fc/f)とする。
非同期PWMモードではキャリア周波数fcは一定であ
るため、出力周波数fが高くなると周波数比nは小さく
なる。従って、既述したように、このnの値が小さくな
るにしたがってインバータ出力電圧に低次の高調波が発
生したり、電流リプルが増加するなどの問題が起こって
くる。そこで、この周波数比nを充分(n>10:一般
的な値)に大きくとれない場合には、同期PWMモード
に切り換える必要がある。図14に非同期−同期PWM
モード切り換えを行うインバータの、出力周波数fとキ
ャリア周波数fcとの関係の一例を示す。図14におい
て、fc(max)はインバータに適用するスイッチン
グ素子の最高スイッチング周波数によって制約される値
であり、この例では素子を制約目一杯で使っている。ま
た、fxはn=fc(max)/fx=10となる出力
周波数であるとする。前述した周波数比nの制約を当て
はめると、この例ではf≧fxの領域において非同期P
WMモードでインバータを運転することはできない。し
たがって、f≧fxの領域では異なる同期PWMモード
間の切り換えのみが可能となる。これに対して、f<f
xの領域では非同期PWMモードと同期PWMモード
(n=2,3,4)との切り換えが可能である。また、
このf<fxの領域ではパルス数の異なる同期PWMモ
ード間の切り換えも可能である。
形態2で示されたPWMインバータ装置は、出力周波数
が低い領域では非同期PWMモードと同期PWMモード
との間の切り換えを行い、出力周波数が高い領域ではパ
ルス数が異なる同期PWMモード間の切り換えを行うも
のである。まず、この出力周波数の高低によって切り換
え対象のPWMモードを変更する点について説明する。
今、出力周波数をf、インバータのキャリア周波数をf
cとし、これら周波数の比をn(=fc/f)とする。
非同期PWMモードではキャリア周波数fcは一定であ
るため、出力周波数fが高くなると周波数比nは小さく
なる。従って、既述したように、このnの値が小さくな
るにしたがってインバータ出力電圧に低次の高調波が発
生したり、電流リプルが増加するなどの問題が起こって
くる。そこで、この周波数比nを充分(n>10:一般
的な値)に大きくとれない場合には、同期PWMモード
に切り換える必要がある。図14に非同期−同期PWM
モード切り換えを行うインバータの、出力周波数fとキ
ャリア周波数fcとの関係の一例を示す。図14におい
て、fc(max)はインバータに適用するスイッチン
グ素子の最高スイッチング周波数によって制約される値
であり、この例では素子を制約目一杯で使っている。ま
た、fxはn=fc(max)/fx=10となる出力
周波数であるとする。前述した周波数比nの制約を当て
はめると、この例ではf≧fxの領域において非同期P
WMモードでインバータを運転することはできない。し
たがって、f≧fxの領域では異なる同期PWMモード
間の切り換えのみが可能となる。これに対して、f<f
xの領域では非同期PWMモードと同期PWMモード
(n=2,3,4)との切り換えが可能である。また、
このf<fxの領域ではパルス数の異なる同期PWMモ
ード間の切り換えも可能である。
【0038】具体例を図15に示す。この例では、出力
周波数がfy以上の場合について同期PWMモードを準
備している。図から分かるように、fy<f<fxの領
域においては、非同期PWMモードと同期PWMモード
との切り換え(1,2,3)と、パルス数の異なる同期
PWMモード間の切り換え(4,5,6)が可能であ
る。しかし、f≧fxの領域では異なる同期PWMモー
ド間の切り換えのみが可能である。例えば、切り換え
(1)では非同期PWMモードと21パルス(n=4)
同期PWMモードとの間で、また、切り換え(5)で
は、15パルス(n=3)同期PWMモードと9パルス
(n=2)同期PWMモードとの間で切り換えが可能で
ある。
周波数がfy以上の場合について同期PWMモードを準
備している。図から分かるように、fy<f<fxの領
域においては、非同期PWMモードと同期PWMモード
との切り換え(1,2,3)と、パルス数の異なる同期
PWMモード間の切り換え(4,5,6)が可能であ
る。しかし、f≧fxの領域では異なる同期PWMモー
ド間の切り換えのみが可能である。例えば、切り換え
(1)では非同期PWMモードと21パルス(n=4)
同期PWMモードとの間で、また、切り換え(5)で
は、15パルス(n=3)同期PWMモードと9パルス
(n=2)同期PWMモードとの間で切り換えが可能で
ある。
【0039】従って、出力周波数が高い領域における同
期PWMモード間の切り換え動作は、上述した実施の形
態1の場合と同じであるので説明を省略し、ここでは、
非同期PWMモードと同期PWMモードの間の切り換え
動作について説明する。
期PWMモード間の切り換え動作は、上述した実施の形
態1の場合と同じであるので説明を省略し、ここでは、
非同期PWMモードと同期PWMモードの間の切り換え
動作について説明する。
【0040】まず、非同期PWMモードから同期PWM
モードへの切り換え動作について説明する。PWMモー
ドの切り換えを任意の時点で行うと、キャリア信号の位
相が不連続的に変化し、インバータ回路5の出力電圧が
急変する恐れがある。そこで、非同期PWMモードから
同期PWMモードに切り換える前後でキャリア信号の位
相が急変しないように、3相の相電圧指令信号の振幅が
0となった時に、非同期PWMモードにおけるキャリア
信号の位相がほぼ0度(または360度)に一致したタ
イミングで切り換えを行う必要がある。すなわち、上述
したように、同期PWMモードにおけるキャリア信号の
周波数は、相電圧指令信号の周波数の3(2n−1)倍で
あるので、3相の相電圧指令信号の振幅が0となる時点
(60度毎)では、キャリア信号の位相θc2は0度(ま
たは360度)である。従って、上記のタイミングで切
り換えを行えば、切り換え前後でキャリア信号の位相の
急変が生じない。次に、同期PWMモードから非同期P
WMモードへの切り換えは、3相の相電圧指令信号の振
幅が0となるタイミングに同期して行う。このとき、切
り換え直前のキャリア信号の位相は0度(または360
度)となっているので、非同期モードに切り替わった直
後のキャリア信号の位相の初期値を0度に設定すれば、
切り換え前後のキャリア信号の位相の急変をなくすこと
ができる。
モードへの切り換え動作について説明する。PWMモー
ドの切り換えを任意の時点で行うと、キャリア信号の位
相が不連続的に変化し、インバータ回路5の出力電圧が
急変する恐れがある。そこで、非同期PWMモードから
同期PWMモードに切り換える前後でキャリア信号の位
相が急変しないように、3相の相電圧指令信号の振幅が
0となった時に、非同期PWMモードにおけるキャリア
信号の位相がほぼ0度(または360度)に一致したタ
イミングで切り換えを行う必要がある。すなわち、上述
したように、同期PWMモードにおけるキャリア信号の
周波数は、相電圧指令信号の周波数の3(2n−1)倍で
あるので、3相の相電圧指令信号の振幅が0となる時点
(60度毎)では、キャリア信号の位相θc2は0度(ま
たは360度)である。従って、上記のタイミングで切
り換えを行えば、切り換え前後でキャリア信号の位相の
急変が生じない。次に、同期PWMモードから非同期P
WMモードへの切り換えは、3相の相電圧指令信号の振
幅が0となるタイミングに同期して行う。このとき、切
り換え直前のキャリア信号の位相は0度(または360
度)となっているので、非同期モードに切り替わった直
後のキャリア信号の位相の初期値を0度に設定すれば、
切り換え前後のキャリア信号の位相の急変をなくすこと
ができる。
【0041】上記の切り換え判断は、マイクロコンピュ
ータ3bによって行なわれるので、図16に示したフロ
ーチャートを参照しながら、切り換え動作を詳細に説明
する。まず、マイクロコンピュータ3bは、ステップS
T7で、電圧指令発生回路1から出力電圧指令の振幅V
*と位相θを入力し、3相の相電圧指令信号Vu*、V
v*、Vw*を求めるが、その演算内容は、実施の形態1に
おける図7のフローチャートのステップST1と同じで
あるので、説明を省略する。ステップST8では、出力
電圧指令の位相θに基づいて、非同期PWMモードと同
期PWMモードの切り換えが可能であるか否かを判定す
る。すなわち、上述したように、位相θが60(m-1)度[m
=1,2,3,4,5,6]と一致すれば切り換えが可能と判定す
る。切り換えが可能であれば、ステップST9に移り、
M系列信号などのような2値(ここでは0と1とす
る。)のランダム値を発生する関数の演算を行い、得ら
れた値(0か1のいずれか)をNrとする。ここで、N
r=0のときは非同期PWMモード、Nr=1のときは
同期PWMモードとする。すると、ステップST10に
おいて、Nr=1で、前回の切り換え時のNrの値と等
しい値に設定されるNr’の値が0の場合は、非同期P
WMモードから同期PWMモードへの切り換えを行うた
めにステップST11へ移る。Nr’=1の場合は、同
期PWMモードのままであるので、切り換え処理は行な
われず、ステップST14へ移る。
ータ3bによって行なわれるので、図16に示したフロ
ーチャートを参照しながら、切り換え動作を詳細に説明
する。まず、マイクロコンピュータ3bは、ステップS
T7で、電圧指令発生回路1から出力電圧指令の振幅V
*と位相θを入力し、3相の相電圧指令信号Vu*、V
v*、Vw*を求めるが、その演算内容は、実施の形態1に
おける図7のフローチャートのステップST1と同じで
あるので、説明を省略する。ステップST8では、出力
電圧指令の位相θに基づいて、非同期PWMモードと同
期PWMモードの切り換えが可能であるか否かを判定す
る。すなわち、上述したように、位相θが60(m-1)度[m
=1,2,3,4,5,6]と一致すれば切り換えが可能と判定す
る。切り換えが可能であれば、ステップST9に移り、
M系列信号などのような2値(ここでは0と1とす
る。)のランダム値を発生する関数の演算を行い、得ら
れた値(0か1のいずれか)をNrとする。ここで、N
r=0のときは非同期PWMモード、Nr=1のときは
同期PWMモードとする。すると、ステップST10に
おいて、Nr=1で、前回の切り換え時のNrの値と等
しい値に設定されるNr’の値が0の場合は、非同期P
WMモードから同期PWMモードへの切り換えを行うた
めにステップST11へ移る。Nr’=1の場合は、同
期PWMモードのままであるので、切り換え処理は行な
われず、ステップST14へ移る。
【0042】ステップST11では、カウンタ37から
出力された非同期PWMモード時のキャリア信号Sc1の
位相θc1のディジタル値を入力し、この位相の絶対値が
予め設定された位相Δθより小さいか否かを判定する。
このΔθの値が、非同期PWMモードから同期PWMモ
ードへ切り替わった時のキャリア信号の位相の変化分と
なるので、小さな値(5度前後)に設定する必要があ
る。位相θc1の絶対値がΔθより小さい場合は、ステッ
プST12において、非同期PWMモードから同期PW
Mモードへの切り換えを実行するために、次の処理が行
われる。 (1) 分周比信号Nb、同期PWMモード識別信号Nmの
値の設定。例えば、使用する同期PWMモードの最大パ
ルス数を21(n=4)とし、非同期PWMモードから
21パルス同期PWMモードへの切り換えを行うとする
と、Nb=1、Nm=4(=n)となる。 (2) 乗算形D/Aコンバータ35、39のゲイン信号S
g1、Sg2の値をそれぞれ、Sg1=0、Sg2=1とする。 (3) カウンタ37をリセットするためのリセット信号S
tの値を0にする。
出力された非同期PWMモード時のキャリア信号Sc1の
位相θc1のディジタル値を入力し、この位相の絶対値が
予め設定された位相Δθより小さいか否かを判定する。
このΔθの値が、非同期PWMモードから同期PWMモ
ードへ切り替わった時のキャリア信号の位相の変化分と
なるので、小さな値(5度前後)に設定する必要があ
る。位相θc1の絶対値がΔθより小さい場合は、ステッ
プST12において、非同期PWMモードから同期PW
Mモードへの切り換えを実行するために、次の処理が行
われる。 (1) 分周比信号Nb、同期PWMモード識別信号Nmの
値の設定。例えば、使用する同期PWMモードの最大パ
ルス数を21(n=4)とし、非同期PWMモードから
21パルス同期PWMモードへの切り換えを行うとする
と、Nb=1、Nm=4(=n)となる。 (2) 乗算形D/Aコンバータ35、39のゲイン信号S
g1、Sg2の値をそれぞれ、Sg1=0、Sg2=1とする。 (3) カウンタ37をリセットするためのリセット信号S
tの値を0にする。
【0043】次に、ステップST13では、ステップS
T12で非同期PWMモードから同期PWMモードへの
切り換え処理を実行することに伴い、Nr’の値をNr
の値と一致させる。これにより、Nr’=1となる。ス
テップST11において、位相θc1の絶対値がΔθより
大きい場合は、キャリア信号の位相の急変を避けるため
に、PWMモードの切り換えを行わず、ステップST1
7へ移る。
T12で非同期PWMモードから同期PWMモードへの
切り換え処理を実行することに伴い、Nr’の値をNr
の値と一致させる。これにより、Nr’=1となる。ス
テップST11において、位相θc1の絶対値がΔθより
大きい場合は、キャリア信号の位相の急変を避けるため
に、PWMモードの切り換えを行わず、ステップST1
7へ移る。
【0044】ステップST14では、Nr=0で、かつ
Nr’=1場合は、同期PWMモードから非同期PWM
モードへの切り換えを行うためにステップST15へ移
る。Nr’=0の場合は、非同期PWMモードのままで
あるので、切り換え処理は行なわれず、ステップST1
7へ移る。ステップST15では、同期PWMモードか
ら非同期PWMモードへの切り換えを実行するために、
次の処理が行われる。 (1) Sg1=1、Sg2=0とする。 (2) St=1とする。
Nr’=1場合は、同期PWMモードから非同期PWM
モードへの切り換えを行うためにステップST15へ移
る。Nr’=0の場合は、非同期PWMモードのままで
あるので、切り換え処理は行なわれず、ステップST1
7へ移る。ステップST15では、同期PWMモードか
ら非同期PWMモードへの切り換えを実行するために、
次の処理が行われる。 (1) Sg1=1、Sg2=0とする。 (2) St=1とする。
【0045】次に、ステップST16では、ステップS
T15で同期モードから非同期モードへの切り換え処理
を実行することに伴い、Nr’の値をNrの値と一致さ
せる。これにより、Nr’=0となる。最後に、ステッ
プST17では、3相の相電圧指令信号Vu*、Vv*、V
w*、分周比信号Nb、PWMモード識別信号Nm、リセ
ット信号St、乗算形D/Aコンバータのゲイン信号S
g1、Sg2の値を出力する。
T15で同期モードから非同期モードへの切り換え処理
を実行することに伴い、Nr’の値をNrの値と一致さ
せる。これにより、Nr’=0となる。最後に、ステッ
プST17では、3相の相電圧指令信号Vu*、Vv*、V
w*、分周比信号Nb、PWMモード識別信号Nm、リセ
ット信号St、乗算形D/Aコンバータのゲイン信号S
g1、Sg2の値を出力する。
【0046】一方、クロック発生器36から出力された
一定周波数のパルス列信号をリセット端子付きカウンタ
37に入力すると、非同期PWMモード時のキャリア信
号の位相θc1のディジタル値が出力される。ここで、こ
のキャリア信号の周波数は、クロック発生器36のクロ
ック周波数によって決定される。また、カウンタ37の
リセット端子には、マイクロコンピュータ3bから出力
されたリセット信号Stが入力される。さらに、リセッ
ト信号Stの値が0から1に変化するタイミングに同期
して、カウンタ37のリセットが行なわれ、出力値が0
となるように構成する。すると、マイクロコンピュータ
3bからは、同期PWMモードから非同期PWMモード
へ切り換えるタイミングで、値が0から1に変化するリ
セット信号Stの値が出力されるので、このタイミング
でキャリア信号の位相θc1の値は0となる。
一定周波数のパルス列信号をリセット端子付きカウンタ
37に入力すると、非同期PWMモード時のキャリア信
号の位相θc1のディジタル値が出力される。ここで、こ
のキャリア信号の周波数は、クロック発生器36のクロ
ック周波数によって決定される。また、カウンタ37の
リセット端子には、マイクロコンピュータ3bから出力
されたリセット信号Stが入力される。さらに、リセッ
ト信号Stの値が0から1に変化するタイミングに同期
して、カウンタ37のリセットが行なわれ、出力値が0
となるように構成する。すると、マイクロコンピュータ
3bからは、同期PWMモードから非同期PWMモード
へ切り換えるタイミングで、値が0から1に変化するリ
セット信号Stの値が出力されるので、このタイミング
でキャリア信号の位相θc1の値は0となる。
【0047】次に、カウンタ37から出力された位相θ
c1のディジタル値をアドレス信号として、周期が360
度の三角波信号波形が記憶されたROM38に入力する
と、周波数が一定のキャリア信号Sc1のディジタル値が
出力される。さらに、このSc1のディジタル値とマイク
ロコンピュータ3bから出力されたゲイン信号Sg1のア
ナログ値を乗算形D/Aコンバータ39に入力すると、
これらの信号の乗算が行なわれる。ここで、乗算形D/
Aコンバータ39のゲインを、Sg1=1のときに1、S
g1=0のときに0となるように設定すると、Sg1=0の
ときは出力が0となる。さらに、マイクロコンピュータ
3bから出力されるゲイン信号Sg1の値は、同期PWM
モード時には0となるので、同期PWMモード時には乗
算形D/Aコンバータ39の出力は0となる。一方、非
同期PWMモード時にはSg1の値が1となるので、周波
数が一定の三角波キャリア信号Sc1のアナログ値が出力
される。
c1のディジタル値をアドレス信号として、周期が360
度の三角波信号波形が記憶されたROM38に入力する
と、周波数が一定のキャリア信号Sc1のディジタル値が
出力される。さらに、このSc1のディジタル値とマイク
ロコンピュータ3bから出力されたゲイン信号Sg1のア
ナログ値を乗算形D/Aコンバータ39に入力すると、
これらの信号の乗算が行なわれる。ここで、乗算形D/
Aコンバータ39のゲインを、Sg1=1のときに1、S
g1=0のときに0となるように設定すると、Sg1=0の
ときは出力が0となる。さらに、マイクロコンピュータ
3bから出力されるゲイン信号Sg1の値は、同期PWM
モード時には0となるので、同期PWMモード時には乗
算形D/Aコンバータ39の出力は0となる。一方、非
同期PWMモード時にはSg1の値が1となるので、周波
数が一定の三角波キャリア信号Sc1のアナログ値が出力
される。
【0048】一方、ROM27からは、実施の形態1と
同じ動作によって、同期PWMモードにおける三角波キ
ャリア信号Sc2のディジタル値が出力される。さらに、
このSc2のディジタル値とマイクロコンピュータ3bか
ら出力されたゲイン信号Sg2のアナログ値を乗算形D/
Aコンバータ35に入力すると、これらの信号の乗算が
行なわれる。ここで、乗算形D/Aコンバータ35のゲ
インを、Sg2=1のときに1、Sg2=0のときに0とな
るように設定すると、Sg2=0のときは出力が0とな
る。さらに、マイクロコンピュータ3bから出力される
ゲイン信号Sg2の値は、非同期PWMモード時には0と
なるので、非同期PWMモード時には乗算形D/Aコン
バータ35の出力は0となる。一方、同期PWMモード
時にはSg2の値が1となるので、周波数が一定の三角波
キャリア信号Sc1のアナログ値が出力される。
同じ動作によって、同期PWMモードにおける三角波キ
ャリア信号Sc2のディジタル値が出力される。さらに、
このSc2のディジタル値とマイクロコンピュータ3bか
ら出力されたゲイン信号Sg2のアナログ値を乗算形D/
Aコンバータ35に入力すると、これらの信号の乗算が
行なわれる。ここで、乗算形D/Aコンバータ35のゲ
インを、Sg2=1のときに1、Sg2=0のときに0とな
るように設定すると、Sg2=0のときは出力が0とな
る。さらに、マイクロコンピュータ3bから出力される
ゲイン信号Sg2の値は、非同期PWMモード時には0と
なるので、非同期PWMモード時には乗算形D/Aコン
バータ35の出力は0となる。一方、同期PWMモード
時にはSg2の値が1となるので、周波数が一定の三角波
キャリア信号Sc1のアナログ値が出力される。
【0049】次に、乗算形D/Aコンバータ35の出力
と乗算形D/Aコンバータ39の出力を加算器40に入
力すると、上記の説明からわかるように、同期PWMモ
ード時は乗算形D/Aコンバータ35の出力信号Sc2、
非同期PWMモード時は乗算形D/Aコンバータ39の
出力信号Sc1がそれぞれ、キャリア信号Scとして出力
される。つづいて、マイクロコンピュータ3bから出力
された3相の相電圧指令信号Vu*、Vv*、Vw*、および
加算器40から出力されたキャリア信号Scを、PWM
回路4に入力して得られた2値信号Su、Sv、Sw、S
u’、Sv’、Sw’に応じてインバータ回路5中のGT
Oサイリスタ5u、5v、5w、5u’、5v’、5w’のオ
ン・オフ動作が行われる。その結果、インバータ回路5
の出力周波数fが一定であっても、非同期PWMモード
と同期PWMモードが時間的に変化する出力電圧波形が
得られる。
と乗算形D/Aコンバータ39の出力を加算器40に入
力すると、上記の説明からわかるように、同期PWMモ
ード時は乗算形D/Aコンバータ35の出力信号Sc2、
非同期PWMモード時は乗算形D/Aコンバータ39の
出力信号Sc1がそれぞれ、キャリア信号Scとして出力
される。つづいて、マイクロコンピュータ3bから出力
された3相の相電圧指令信号Vu*、Vv*、Vw*、および
加算器40から出力されたキャリア信号Scを、PWM
回路4に入力して得られた2値信号Su、Sv、Sw、S
u’、Sv’、Sw’に応じてインバータ回路5中のGT
Oサイリスタ5u、5v、5w、5u’、5v’、5w’のオ
ン・オフ動作が行われる。その結果、インバータ回路5
の出力周波数fが一定であっても、非同期PWMモード
と同期PWMモードが時間的に変化する出力電圧波形が
得られる。
【0050】以上が実施の形態2によるPWMインバー
タ装置の動作であるが、図16のフローチャートにおけ
るステップST8およびステップST9の処理が、特許
請求の範囲におけるモード選択信号の発生手段に相当す
る。さらに、ステップST10〜ST17の処理、およ
びキャリア信号発生回路2bがPWMモードの切り換え
実行手段に相当する。
タ装置の動作であるが、図16のフローチャートにおけ
るステップST8およびステップST9の処理が、特許
請求の範囲におけるモード選択信号の発生手段に相当す
る。さらに、ステップST10〜ST17の処理、およ
びキャリア信号発生回路2bがPWMモードの切り換え
実行手段に相当する。
【0051】実施の形態3.なお、上記の各実施の形態
では、出力電圧指令信号の位相の60度に一回、パルス
数が異なる2つの同期PWMモード間、あるいは非同期
PWMモードと同期PWMモードの間の切り換え判定を
行うようにしたが、180度毎とか360度毎といった
60度の整数倍の位相毎に切り換えの判定を行うように
してもよい。
では、出力電圧指令信号の位相の60度に一回、パルス
数が異なる2つの同期PWMモード間、あるいは非同期
PWMモードと同期PWMモードの間の切り換え判定を
行うようにしたが、180度毎とか360度毎といった
60度の整数倍の位相毎に切り換えの判定を行うように
してもよい。
【0052】また、上記の実施の形態1では、同一の出
力周波数に対し、パルス数が異なった2つの同期PWM
モード間の切り換えについて説明したが、N値のランダ
ム関数を用いれば、パルス数が異なったN個の同期PW
Mモードの切り換えを行えることは言うまでもない。
力周波数に対し、パルス数が異なった2つの同期PWM
モード間の切り換えについて説明したが、N値のランダ
ム関数を用いれば、パルス数が異なったN個の同期PW
Mモードの切り換えを行えることは言うまでもない。
【0053】さらに、上記の各実施の形態では、キャリ
ア信号をH/Wを用いて発生させるように構成したが、
マイクロコンピュータによる演算処理によって発生させ
てもよい。
ア信号をH/Wを用いて発生させるように構成したが、
マイクロコンピュータによる演算処理によって発生させ
てもよい。
【0054】
【発明の効果】以上のように、請求項1に係るPWMイ
ンバータ装置は、PWMインバータ装置の同一の出力周
波数に対し、PWM制御のキャリア信号の周波数が上記
出力周波数の整数倍となるように当該キャリア信号の周
波数が変化し上記整数倍数が互いに異なる複数個の同期
PWMモードを備え、交流電圧の指令信号の位相に同期
した所定のタイミングで上記複数個の同期PWMモード
のいずれか一つをランダムに選択するモード選択信号を
発生する手段、および上記モード選択信号に応じて上記
同期PWMモードの切り換えを実行する手段を設けるこ
とにより、上記出力周波数が一定の場合にも、時間の経
過につれて上記同期PWMモードを変化させるようにし
たので、同期PWMモードを採用するPWMインバータ
装置において、例えば負荷として交流電動機を接続した
場合、当該交流電動機に同一周波数の高調波電圧が連続
して印加されることがなくなり、高調波成分に起因する
磁気音や機械振動の発生を低減できる効果がある。
ンバータ装置は、PWMインバータ装置の同一の出力周
波数に対し、PWM制御のキャリア信号の周波数が上記
出力周波数の整数倍となるように当該キャリア信号の周
波数が変化し上記整数倍数が互いに異なる複数個の同期
PWMモードを備え、交流電圧の指令信号の位相に同期
した所定のタイミングで上記複数個の同期PWMモード
のいずれか一つをランダムに選択するモード選択信号を
発生する手段、および上記モード選択信号に応じて上記
同期PWMモードの切り換えを実行する手段を設けるこ
とにより、上記出力周波数が一定の場合にも、時間の経
過につれて上記同期PWMモードを変化させるようにし
たので、同期PWMモードを採用するPWMインバータ
装置において、例えば負荷として交流電動機を接続した
場合、当該交流電動機に同一周波数の高調波電圧が連続
して印加されることがなくなり、高調波成分に起因する
磁気音や機械振動の発生を低減できる効果がある。
【0055】請求項2に係るPWMインバータ装置は、
PWMインバータ装置の同一の出力周波数に対し、PW
M制御のキャリア信号の周波数が上記出力周波数によら
ず一定である非同期PWMモードと上記キャリア信号の
周波数が上記出力周波数の整数倍となるように当該キャ
リア信号の周波数が変化する同期PWMモードとを備
え、交流電圧の指令信号の位相に同期した所定のタイミ
ングで上記非同期PWMモードと同期PWMモードとの
いずれかを切り換え選択するモード選択信号を発生する
手段、および上記モード選択信号に応じて上記PWMモ
ードの切り換えを実行する手段を設けることにより、上
記出力周波数が一定の場合にも、時間の経過につれて上
記PWMモードを変化させるようにしたので、同期PW
Mモードと非同期PWMモードとを併用するPWMイン
バータ装置において、交流電動機に同一周波数の高調波
電圧が連続して印加されることがなくなり、高調波成分
に起因する磁気音や機械振動の発生を低減できる効果が
ある。
PWMインバータ装置の同一の出力周波数に対し、PW
M制御のキャリア信号の周波数が上記出力周波数によら
ず一定である非同期PWMモードと上記キャリア信号の
周波数が上記出力周波数の整数倍となるように当該キャ
リア信号の周波数が変化する同期PWMモードとを備
え、交流電圧の指令信号の位相に同期した所定のタイミ
ングで上記非同期PWMモードと同期PWMモードとの
いずれかを切り換え選択するモード選択信号を発生する
手段、および上記モード選択信号に応じて上記PWMモ
ードの切り換えを実行する手段を設けることにより、上
記出力周波数が一定の場合にも、時間の経過につれて上
記PWMモードを変化させるようにしたので、同期PW
Mモードと非同期PWMモードとを併用するPWMイン
バータ装置において、交流電動機に同一周波数の高調波
電圧が連続して印加されることがなくなり、高調波成分
に起因する磁気音や機械振動の発生を低減できる効果が
ある。
【0056】請求項3に係るPWMインバータ装置は、
PWMインバータ装置の同一の出力周波数に対し、PW
M制御のキャリア信号の周波数が上記出力周波数によら
ず一定である非同期PWMモードと上記キャリア信号の
周波数が上記出力周波数の整数倍となるように当該キャ
リア信号の周波数が変化し上記整数倍数が互いに異なる
複数個の同期PWMモードとを備え、交流電圧の指令信
号の位相に同期した所定のタイミングにおいて、上記出
力周波数が、所定値未満の領域では上記非同期PWMモ
ードおよび上記複数個の同期PWMモードのいずれか一
つをランダムに選択し上記出力周波数が上記所定値以上
の領域では上記複数個の同期PWMモードのいずれか一
つをランダムに選択するモード選択信号を発生する手
段、および上記モード選択信号に応じて上記PWMモー
ドの切り換えを実行する手段を設けることにより、上記
出力周波数が一定の場合にも、時間の経過につれて上記
PWMモードを変化させるようにしたので、同期PWM
モードと非同期PWMモードとを併用するPWMインバ
ータ装置において、交流電動機に同一周波数の高調波電
圧が連続して印加されることがなくなり、高調波成分に
起因する磁気音や機械振動の発生を低減できる効果があ
るとともに、出力周波数に応じた円滑な制御が可能とな
る。
PWMインバータ装置の同一の出力周波数に対し、PW
M制御のキャリア信号の周波数が上記出力周波数によら
ず一定である非同期PWMモードと上記キャリア信号の
周波数が上記出力周波数の整数倍となるように当該キャ
リア信号の周波数が変化し上記整数倍数が互いに異なる
複数個の同期PWMモードとを備え、交流電圧の指令信
号の位相に同期した所定のタイミングにおいて、上記出
力周波数が、所定値未満の領域では上記非同期PWMモ
ードおよび上記複数個の同期PWMモードのいずれか一
つをランダムに選択し上記出力周波数が上記所定値以上
の領域では上記複数個の同期PWMモードのいずれか一
つをランダムに選択するモード選択信号を発生する手
段、および上記モード選択信号に応じて上記PWMモー
ドの切り換えを実行する手段を設けることにより、上記
出力周波数が一定の場合にも、時間の経過につれて上記
PWMモードを変化させるようにしたので、同期PWM
モードと非同期PWMモードとを併用するPWMインバ
ータ装置において、交流電動機に同一周波数の高調波電
圧が連続して印加されることがなくなり、高調波成分に
起因する磁気音や機械振動の発生を低減できる効果があ
るとともに、出力周波数に応じた円滑な制御が可能とな
る。
【0057】また、請求項4に係るPWMインバータ装
置においては、同期PWMモード相互間で切り換えを実
行する場合、予め定められた所定のモード間の切り換え
時は、切り換え後、キャリア信号の位相を反転させるよ
うにしたので、インバータの電圧利用率を低下させるこ
となく同期PWMモード相互間の切り換えが可能とな
る。
置においては、同期PWMモード相互間で切り換えを実
行する場合、予め定められた所定のモード間の切り換え
時は、切り換え後、キャリア信号の位相を反転させるよ
うにしたので、インバータの電圧利用率を低下させるこ
となく同期PWMモード相互間の切り換えが可能とな
る。
【0058】また、請求項5に係るPWMインバータ装
置においては、非同期PWMモードから同期PWMモー
ドへの切り換えは、交流電圧の指令信号が零となるタイ
ミングで実行し、同期PWMモードから非同期PWMモ
ードへの切り換えは、上記交流電圧の指令信号が零とな
るタイミングで実行し、かつ切り換え後のキャリア信号
の位相の初期値を零とするようにしたので、同期PWM
モードと非同期PWMモードとの間の切り換え動作が円
滑になされる。
置においては、非同期PWMモードから同期PWMモー
ドへの切り換えは、交流電圧の指令信号が零となるタイ
ミングで実行し、同期PWMモードから非同期PWMモ
ードへの切り換えは、上記交流電圧の指令信号が零とな
るタイミングで実行し、かつ切り換え後のキャリア信号
の位相の初期値を零とするようにしたので、同期PWM
モードと非同期PWMモードとの間の切り換え動作が円
滑になされる。
【0059】また、請求項6に係るPWMインバータ装
置のモード選択信号の発生手段は、交流電圧の指令信号
の位相に同期し、かつ、その発生する時間間隔がランダ
ムに変化するタイミングで上記モード選択信号を発生す
るようにしたので、例えば、負荷として接続した交流電
動機の高調波成分に起因する磁気音や機械振動の発生を
より効果的に低減できる効果がある。
置のモード選択信号の発生手段は、交流電圧の指令信号
の位相に同期し、かつ、その発生する時間間隔がランダ
ムに変化するタイミングで上記モード選択信号を発生す
るようにしたので、例えば、負荷として接続した交流電
動機の高調波成分に起因する磁気音や機械振動の発生を
より効果的に低減できる効果がある。
【図1】 この発明の実施の形態1によるPWMインバ
ータ装置の構成図である。
ータ装置の構成図である。
【図2】 この発明の実施の形態1におけるインバータ
回路5の回路構成図である。
回路5の回路構成図である。
【図3】 この発明の実施の形態1における3パルス同
期PWMモードの電圧波形を示す説明図である。
期PWMモードの電圧波形を示す説明図である。
【図4】 この発明の実施の形態1における9パルス同
期PWMモードの電圧波形を示す説明図である。
期PWMモードの電圧波形を示す説明図である。
【図5】 従来の同期式PWMインバータ装置における
出力周波数とキャリア周波数の関係を示す説明図であ
る。
出力周波数とキャリア周波数の関係を示す説明図であ
る。
【図6】 この発明の実施の形態1によるPWMインバ
ータ装置における出力周波数とキャリア周波数の関係を
示す説明図である。
ータ装置における出力周波数とキャリア周波数の関係を
示す説明図である。
【図7】 この発明の実施の形態1におけるマイクロコ
ンピュータの演算処理内容を表すフローチャート図であ
る。
ンピュータの演算処理内容を表すフローチャート図であ
る。
【図8】 この発明の実施の形態1における3パルス同
期PWMモードと9パルス同期PWMモード間の切り換
え動作を示す説明図である。
期PWMモードと9パルス同期PWMモード間の切り換
え動作を示す説明図である。
【図9】 3パルス同期PWM制御を例に、出力電圧指
令と三角波キャリアとの位相関係がインバータの電圧利
用率に及ぼす影響を示す説明図である。
令と三角波キャリアとの位相関係がインバータの電圧利
用率に及ぼす影響を示す説明図である。
【図10】 3パルス同期PWM制御を例に、出力電圧
指令と三角波キャリアとの位相関係がインバータの電圧
利用率に及ぼす影響を示す説明図である。
指令と三角波キャリアとの位相関係がインバータの電圧
利用率に及ぼす影響を示す説明図である。
【図11】 3パルスPWMと9パルスPWMとの三角
波キャリア信号の比較を示す説明図である。
波キャリア信号の比較を示す説明図である。
【図12】 3パルスPWMと15パルスPWMとの三
角波キャリア信号の比較を示す説明図である。
角波キャリア信号の比較を示す説明図である。
【図13】 この発明の実施の形態2によるPWMイン
バータ装置の構成図である。
バータ装置の構成図である。
【図14】 非同期−同期PWMモード切り換え時のイ
ンバータの出力周波数とキャリア周波数との関係の一例
を示す説明図である。
ンバータの出力周波数とキャリア周波数との関係の一例
を示す説明図である。
【図15】 切り換え可能なPWMモードを領域毎に示
す説明図である。
す説明図である。
【図16】 この発明の実施の形態2におけるマイクロ
コンピュータの演算処理内容を表すフローチャート図で
ある。
コンピュータの演算処理内容を表すフローチャート図で
ある。
【図17】 従来のPWMインバータ装置の構成図であ
る。
る。
1 電圧指令発生回路、2a,2b キャリア信号発生
回路、3a,3b マイクロコンピュータ、4 PWM
回路、5 インバータ回路、6 交流電動機、f* 出
力周波数指令信号、V* 出力電圧指令の振幅信号、θ
出力電圧指令の位相信号、Vu*,Vv*,Vw* 相電圧
指令信号、Sc キャリア信号。
回路、3a,3b マイクロコンピュータ、4 PWM
回路、5 インバータ回路、6 交流電動機、f* 出
力周波数指令信号、V* 出力電圧指令の振幅信号、θ
出力電圧指令の位相信号、Vu*,Vv*,Vw* 相電圧
指令信号、Sc キャリア信号。
Claims (6)
- 【請求項1】 直流電圧を入力し、パルス幅変調(PW
M)制御により可変周波数・可変電圧の交流電圧を出力
するPWMインバータ装置において、 上記PWMインバータ装置の同一の出力周波数に対し、
上記PWM制御のキャリア信号の周波数が上記出力周波
数の整数倍となるように当該キャリア信号の周波数が変
化し上記整数倍数が互いに異なる複数個の同期PWMモ
ードを備え、上記交流電圧の指令信号の位相に同期した
所定のタイミングで上記複数個の同期PWMモードのい
ずれか一つをランダムに選択するモード選択信号を発生
する手段、および上記モード選択信号に応じて上記同期
PWMモードの切り換えを実行する手段を設けることに
より、上記出力周波数が一定の場合にも、時間の経過に
つれて上記同期PWMモードを変化させるようにしたこ
とを特徴とするPWMインバータ装置。 - 【請求項2】 直流電圧を入力し、パルス幅変調(PW
M)制御により可変周波数・可変電圧の交流電圧を出力
するPWMインバータ装置において、 上記PWMインバータ装置の同一の出力周波数に対し、
上記PWM制御のキャリア信号の周波数が上記出力周波
数によらず一定である非同期PWMモードと上記キャリ
ア信号の周波数が上記出力周波数の整数倍となるように
当該キャリア信号の周波数が変化する同期PWMモード
とを備え、上記交流電圧の指令信号の位相に同期した所
定のタイミングで上記非同期PWMモードと同期PWM
モードとのいずれかを切り換え選択するモード選択信号
を発生する手段、および上記モード選択信号に応じて上
記PWMモードの切り換えを実行する手段を設けること
により、上記出力周波数が一定の場合にも、時間の経過
につれて上記PWMモードを変化させるようにしたこと
を特徴とするPWMインバータ装置。 - 【請求項3】 直流電圧を入力し、パルス幅変調(PW
M)制御により可変周波数・可変電圧の交流電圧を出力
するPWMインバータ装置において、 上記PWMインバータ装置の同一の出力周波数に対し、
上記PWM制御のキャリア信号の周波数が上記出力周波
数によらず一定である非同期PWMモードと上記キャリ
ア信号の周波数が上記出力周波数の整数倍となるように
当該キャリア信号の周波数が変化し上記整数倍数が互い
に異なる複数個の同期PWMモードとを備え、上記交流
電圧の指令信号の位相に同期した所定のタイミングにお
いて、上記出力周波数が、所定値未満の領域では上記非
同期PWMモードおよび上記複数個の同期PWMモード
のいずれか一つをランダムに選択し上記出力周波数が上
記所定値以上の領域では上記複数個の同期PWMモード
のいずれか一つをランダムに選択するモード選択信号を
発生する手段、および上記モード選択信号に応じて上記
PWMモードの切り換えを実行する手段を設けることに
より、上記出力周波数が一定の場合にも、時間の経過に
つれて上記PWMモードを変化させるようにしたことを
特徴とするPWMインバータ装置。 - 【請求項4】 請求項1または3において、同期PWM
モード相互間で切り換えを実行する場合、予め定められ
た所定のモード間の切り換え時は、切り換え後、キャリ
ア信号の位相を反転させるようにしたことを特徴とする
PWMインバータ装置。 - 【請求項5】 請求項2または3において、非同期PW
Mモードから同期PWMモードへの切り換えは、交流電
圧の指令信号が零となるタイミングで実行し、同期PW
Mモードから非同期PWMモードへの切り換えは、上記
交流電圧の指令信号が零となるタイミングで実行し、か
つ切り換え後のキャリア信号の位相の初期値を零とする
ようにしたことを特徴とするPWMインバータ装置。 - 【請求項6】 モード選択信号の発生手段は、交流電圧
の指令信号の位相に同期し、かつ、その発生する時間間
隔がランダムに変化するタイミングで上記モード選択信
号を発生するようにしたことを特徴とする請求項1ない
し5のいずれかに記載のPWMインバータ装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP9003894A JPH10201246A (ja) | 1997-01-13 | 1997-01-13 | Pwmインバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP9003894A JPH10201246A (ja) | 1997-01-13 | 1997-01-13 | Pwmインバータ装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH10201246A true JPH10201246A (ja) | 1998-07-31 |
Family
ID=11569902
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP9003894A Pending JPH10201246A (ja) | 1997-01-13 | 1997-01-13 | Pwmインバータ装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH10201246A (ja) |
Cited By (10)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2005151640A (ja) * | 2003-11-12 | 2005-06-09 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | 高周波電圧重畳電動機制御装置 |
JP2007097389A (ja) * | 2005-08-30 | 2007-04-12 | Fuji Electric Holdings Co Ltd | 電力変換装置 |
EP1912323A2 (en) * | 2006-10-13 | 2008-04-16 | Nissan Motor Company Limited | Power converter and power conversion method |
JP2009247110A (ja) * | 2008-03-31 | 2009-10-22 | Kawasaki Heavy Ind Ltd | インバータ制御装置 |
JP2010051129A (ja) * | 2008-08-22 | 2010-03-04 | Toyota Central R&D Labs Inc | モータ制御装置 |
JP2012235600A (ja) * | 2011-04-28 | 2012-11-29 | Hitachi Ltd | 電力変換装置 |
JP2012235619A (ja) * | 2011-05-02 | 2012-11-29 | Toyota Motor Corp | 回転電機の制御装置 |
JP2013223308A (ja) * | 2012-04-16 | 2013-10-28 | Mitsubishi Electric Corp | 同期機制御装置 |
JP2014027764A (ja) * | 2012-07-26 | 2014-02-06 | Hitachi Ltd | 交流電動機の駆動システム及び電動機車両 |
JP2020167867A (ja) * | 2019-03-29 | 2020-10-08 | 株式会社富士通ゼネラル | モータ制御装置 |
-
1997
- 1997-01-13 JP JP9003894A patent/JPH10201246A/ja active Pending
Cited By (12)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2005151640A (ja) * | 2003-11-12 | 2005-06-09 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | 高周波電圧重畳電動機制御装置 |
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US7729146B2 (en) | 2006-10-13 | 2010-06-01 | Nissan Motor Co., Ltd. | Power converter control and power conversion method |
JP2009247110A (ja) * | 2008-03-31 | 2009-10-22 | Kawasaki Heavy Ind Ltd | インバータ制御装置 |
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JP2014027764A (ja) * | 2012-07-26 | 2014-02-06 | Hitachi Ltd | 交流電動機の駆動システム及び電動機車両 |
JP2020167867A (ja) * | 2019-03-29 | 2020-10-08 | 株式会社富士通ゼネラル | モータ制御装置 |
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