JPH10201246A

JPH10201246A - Ｐｗｍインバータ装置

Info

Publication number: JPH10201246A
Application number: JP9003894A
Authority: JP
Inventors: Masato Koyama; 正人小山; Taichiro Tsuchiya; 多一郎土谷
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1997-01-13
Filing date: 1997-01-13
Publication date: 1998-07-31

Abstract

(57)【要約】【課題】交流電動機が発生する磁気音の低減策として
従来から採用されてきた、キャリア周波数を出力周波数
と無関係に時間的に変化させる方式は、同期式ＰＷＭイ
ンバータ装置には適用できなかった。【解決手段】ＰＷＭインバータ装置の同一の出力周波
数に対し、パルス数が互いに異なる複数個の同期ＰＷＭ
モードを備え、時間の経過につれてこれらのいずれか一
つを切り換えて選択する。【効果】出力電圧の高調波成分は、キャリア周波数と
出力周波数に依存する。従って、出力周波数が同じであ
っても、同期ＰＷＭモードのパルス数が異なると異なっ
た周波数の高調波成分が生じ、一定周波数の高調波電圧
が継続して交流電動機に印加されることがなくなり、磁
気音、機械振動の発生が低減する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、パルス幅変調制
御により可変周波数・可変電圧の交流電圧を出力するＰ
ＷＭインバータ装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図１７は、例えば特公平３−７９９５９
号公報に示された従来のＰＷＭインバータ装置を示す構
成図である。図１７において、５１は三相交流電源５９
の出力側に接続した整流回路、５２は整流回路５１から
の直流を交流に変換して負荷としての交流電動機５７に
供給するインバータ回路であり、例えば、トランジスタ
やＩＧＢＴなどの自己消弧型スイッチング素子を用いて
構成されている。

【０００３】６１は搬送波（キャリア）制御回路５３の
出力とキャリア中心周波数設定回路６０の出力を加算す
る加算器、５４は加算器６１の出力側に接続したキャリ
ア信号発生回路、５５はキャリア信号発生回路５４の出
力と出力電圧パターン発生回路５６の出力を比較してＰ
ＷＭ信号を出力する比較器、５８は上記ＰＷＭ信号を増
幅して上記インバータ回路５２に供給するゲート回路で
ある。

【０００４】次に動作について説明する。整流回路５１
は三相交流電源５９からの交流を直流に変換しＰＷＭイ
ンバータ５２に供給する。キャリア制御回路５３はキャ
リア信号の周波数を周期的に変化させる正弦波や三角波
などのパターン信号を出力し、またキャリア中心周波数
設定回路６０はキャリア信号の中心周波数を設定するた
めの一定信号（直流信号)を出力する。つづいて、これ
らのパターン信号と中心周波数設定信号は加算器６１に
よって加算され、キャリア周波数指令信号としてキャリ
ア信号発生回路５４に入力される。

【０００５】上記キャリア信号発生回路５４は、このキ
ャリア周波数指令信号の振幅に周波数が比例したキャリ
ア信号を発生する。すると、比較器５５は、このキャリ
ア信号の振幅と出力電圧パターン発生回路５６から出力
された制御信号の振幅とを比較し、その比較結果をパル
ス幅変調制御で決定されたパルス幅のＰＷＭ信号として
ゲート回路５８に出力する。つづいて、ゲート回路５８
はＰＷＭ信号を増幅してインバータ回路５２を制御す
る。

【０００６】以上のようなＰＷＭ制御動作によって、イ
ンバータ回路５２は出力電圧パターン発生回路５６の出
力信号に比例した交流電圧を出力し、交流電動機５７を
駆動する。ここで、キャリア制御回路５３はキャリア信
号発生回路５４から出力されるキャリア信号の周波数を
時間的に変化させる。従って、インバータ回路５２の出
力電圧に含まれる高調波成分は、その周波数が時間的に
変化し、同一周波数の高調波が連続して交流電動機５７
に印加されることがなくなる。その結果、交流電動機５
７の発生する磁気音は、キャリア周波数、つまりＰＷＭ
信号の周波数が時間的に変化することにより、周波数分
布が分散分布するようになる。このため、磁気音のピー
クレベルが減少し磁気音を低減できる。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】以上のように、従来の
ＰＷＭインバータ装置はキャリア信号の周波数（キャリ
ア周波数）を時間的に変化させることにより、磁気音を
低減する。そのため、キャリア周波数は交流出力電圧の
周波数（出力周波数）と無関係である必要がある。とこ
ろが、ＧＴＯサイリスタなどの大容量の自己消弧型スイ
ッチング素子を用いたインバータ装置では、ＧＴＯサイ
リスタの最高スイッチング周波数が数百Ｈｚ程度である
ため、出力周波数が高くなりキャリア周波数に接近する
と、ビート現象が発生しトルクリプルや磁気音が増加す
るという問題が生じる。この問題を解決する方法とし
て、キャリア周波数が出力周波数の整数倍となるように
出力周波数に応じてキャリア周波数を変化させる同期式
ＰＷＭ制御が知られており、電気鉄道車両駆動用のＧＴ
Ｏインバータ装置などに広く適用されている。さらに、
これらのインバータ装置では、出力周波数に対するキャ
リア信号周波数の倍率が一定であると、出力周波数によ
って、素子のスイッチング周波数が不適当に大きくなり
過ぎたり、小さくなり過ぎたりする。そこで、スイッチ
ング周波数を一定の範囲内にとどめるために、周波数倍
率を出力周波数に応じて切り換える方式が採用されてい
る。このような同期式ＰＷＭインバータ装置では、キャ
リア周波数を出力周波数と無関係に変化させることがで
きないため、キャリア周波数を時間的に変化させること
により磁気音を低減する従来装置の方法をそのまま適用
することができない。また、仮に適用したとしても、出
力周波数が一定の場合は、キャリア周波数も一定とな
り、同一周波数の高調波電圧が連続して交流電動機に印
加されるため、磁気音やトルクリプルが問題となる。

【０００８】従来のＰＷＭインバータ装置は以上のよう
に、キャリア周波数を出力周波数と無関係に時間的に変
化させることにより、交流電動機が発生する磁気音を低
減していたが、キャリア周波数が出力周波数に比例して
変化する同期式ＰＷＭインバータ装置には適用できない
という問題点があった。この発明は上記のような従来装
置の問題点を解消するためになされたもので、同期式Ｐ
ＷＭ制御を採用するＰＷＭインバータ装置であっても、
磁気音およびトルクリプルの低減を可能とすることを目
的とする。

【０００９】

【課題を解決するための手段】請求項１に係るＰＷＭイ
ンバータ装置は、ＰＷＭインバータ装置の同一の出力周
波数に対し、ＰＷＭ制御のキャリア信号の周波数が上記
出力周波数の整数倍となるように当該キャリア信号の周
波数が変化し上記整数倍数が互いに異なる複数個の同期
ＰＷＭモードを備え、交流電圧の指令信号の位相に同期
した所定のタイミングで上記複数個の同期ＰＷＭモード
のいずれか一つをランダムに選択するモード選択信号を
発生する手段、および上記モード選択信号に応じて上記
同期ＰＷＭモードの切り換えを実行する手段を設けるこ
とにより、上記出力周波数が一定の場合にも、時間の経
過につれて上記同期ＰＷＭモードを変化させるようにし
たものである。

【００１０】請求項２に係るＰＷＭインバータ装置は、
ＰＷＭインバータ装置の同一の出力周波数に対し、ＰＷ
Ｍ制御のキャリア信号の周波数が上記出力周波数によら
ず一定である非同期ＰＷＭモードと上記キャリア信号の
周波数が上記出力周波数の整数倍となるように当該キャ
リア信号の周波数が変化する同期ＰＷＭモードとを備
え、交流電圧の指令信号の位相に同期した所定のタイミ
ングで上記非同期ＰＷＭモードと同期ＰＷＭモードとの
いずれかを切り換え選択するモード選択信号を発生する
手段、および上記モード選択信号に応じて上記ＰＷＭモ
ードの切り換えを実行する手段を設けることにより、上
記出力周波数が一定の場合にも、時間の経過につれて上
記ＰＷＭモードを変化させるようにしたものである。

【００１１】請求項３に係るＰＷＭインバータ装置は、
ＰＷＭインバータ装置の同一の出力周波数に対し、ＰＷ
Ｍ制御のキャリア信号の周波数が上記出力周波数によら
ず一定である非同期ＰＷＭモードと上記キャリア信号の
周波数が上記出力周波数の整数倍となるように当該キャ
リア信号の周波数が変化し上記整数倍数が互いに異なる
複数個の同期ＰＷＭモードとを備え、交流電圧の指令信
号の位相に同期した所定のタイミングにおいて、上記出
力周波数が、所定値未満の領域では上記非同期ＰＷＭモ
ードおよび上記複数個の同期ＰＷＭモードのいずれか一
つをランダムに選択し上記出力周波数が上記所定値以上
の領域では上記複数個の同期ＰＷＭモードのいずれか一
つをランダムに選択するモード選択信号を発生する手
段、および上記モード選択信号に応じて上記ＰＷＭモー
ドの切り換えを実行する手段を設けることにより、上記
出力周波数が一定の場合にも、時間の経過につれて上記
ＰＷＭモードを変化させるようにしたものである。

【００１２】また、請求項４に係るＰＷＭインバータ装
置は、請求項１または３において、同期ＰＷＭモード相
互間で切り換えを実行する場合、予め定められた所定の
モード間の切り換え時は、切り換え後、キャリア信号の
位相を反転させるようにしたものである。

【００１３】また、請求項５に係るＰＷＭインバータ装
置は、請求項２または３において、非同期ＰＷＭモード
から同期ＰＷＭモードへの切り換えは、交流電圧の指令
信号が零となるタイミングで実行し、同期ＰＷＭモード
から非同期ＰＷＭモードへの切り換えは、上記交流電圧
の指令信号が零となるタイミングで実行し、かつ切り換
え後のキャリア信号の位相の初期値を零とするようにし
たものである。

【００１４】また、請求項６に係るＰＷＭインバータ装
置は、モード選択信号の発生手段は、交流電圧の指令信
号の位相に同期し、かつ、その発生する時間間隔がラン
ダムに変化するタイミングで上記モード選択信号を発生
するようにしたものである。

【００１５】

【発明の実施の形態】実施の形態１．以下、この発明の実施の形態例を図につ
いて説明する。図１は、この発明の実施の形態１におけ
るＰＷＭインバータ装置を示す図である。図１におい
て、１は電圧指令発生回路、２ａはキャリア信号発生回
路、３ａはマイクロコンピュータ、４はＰＷＭ回路、５
はインバータ回路である。さらに、電圧指令発生回路１
において、２０はＡ／Ｄコンバータ、２１はＲＯＭ（リ
ードオンリーメモリー）、２２はＶ／Ｆコンバータ、２
３はカウンタである。また、キャリア信号発生回路２ａ
において、２４はＶ／Ｆコンバータ、２５は分周器、２
６はカウンタ、２７はＲＯＭ、２８はＤ／Ａコンバータ
である。さらに、ＰＷＭ回路４において、２９〜３１は
比較器、３２〜３４はＮＯＴ回路である。

【００１６】図２は、図１に示したインバータ回路５の
回路構成図である。図２において、６はインバータ回路
５に負荷として接続された誘導電動機などの交流電動機
である。インバータ回路５において、５ｕ、５ｕ’、５
ｖ、５ｖ’、５ｗ、５ｗ’はＧＴＯサイリスタ、６ｕ、
６ｕ’、６ｖ、６ｖ’、６ｗ、６ｗ’はダイオード、４
１は直流電源である。

【００１７】まず、本発明の原理について説明する。図
２に示すような３相のインバータ回路５を用いて交流電
動機６を駆動する際、キャリア周波数がインバータ回路
５の出力周波数の整数倍となるようにキャリア周波数が
変化する同期式ＰＷＭを適用した場合は、出力電圧波形
の正負対称性、および相間の対称性から、キャリア周波
数ｆcは次式を満足するように設定される。ｆc＝３(２ｎ−１)ｆ・・・（１）ここで、ｎは自然数、ｆは出力周波数。

【００１８】図３はｎ＝１の場合の電圧波形を示す。図
３では、正弦波の相電圧指令信号Ｖu^*、Ｖv^*、Ｖw^*の振
幅と、位相が相電圧指令信号に同期し周波数が相電圧指
令信号の３倍の三角波キャリア信号Ｓcの振幅との比較
結果に応じて、インバータ回路５中のＧＴＯサイリスタ
５ｕ、５ｕ’、５ｖ、５ｖ’、５ｗ、５ｗ’のスイッチ
ングが行なわれる。すなわち、ＧＴＯサイリスタ５ｕの
オン・オフは、ｕ相の相電圧指令信号Ｖu^*とキャリア信
号Ｓcの振幅との大小に応じて行なわれ、Ｖu^*の振幅が
Ｓcの振幅より大きい時はオン、小さい時はオフとな
る。また、ＧＴＯサイリスタ５ｕ’のオン・オフは、Ｇ
ＴＯサイリスタ５ｕのオン・オフと反対になるように行
なわれる。その結果、ｕ相の出力電圧Ｖu（Ｕ−Ｎ間の
電圧）波形は、図３のようになる。同様にして、ｖ相お
よびｗ相の出力電圧Ｖv、Ｖwの波形も図３のようにな
る。さらに、Ｕ−Ｖ間の線間電圧Ｖuvは図３の最下段に
示すような波形となり、相電圧指令信号の半サイクルあ
たり３つの矩形波電圧が生じる。以下、このｎ＝１の場
合を、３パルス同期ＰＷＭモードと呼ぶ。

【００１９】図４はｎ＝２の場合の電圧波形を示してお
り、線間電圧には相電圧指令信号の半サイクルあたり９
つの矩形波電圧が生じる。以下、このｎ＝２の場合を、
９パルス同期ＰＷＭモードと呼ぶ。同様に、（１）式に
対応して、３(２ｎ−１)パルス同期ＰＷＭモードを定義
することができる。

【００２０】さて、従来の同期式ＰＷＭインバータ装置
では、図５に示したように、キャリア周波数が所定の範
囲内に入るように、（１）式を利用して、出力周波数ｆ
に応じて同期ＰＷＭモードを切り換えるようにしてい
た。すなわち、出力周波数ｆに応じて、同期ＰＷＭモー
ドを順次切り換えるようにしていた。このため、交流電
動機６を一定の周波数で駆動した場合、キャリア周波数
も一定となるため、一定周波数の高調波電圧が継続的に
交流電動機６に印加され、交流電動機６から大きな磁気
音が生じる。一方、出力電圧の高調波成分は、キャリア
周波数と出力周波数に依存する。従って、出力周波数が
同じであっても、キャリア周波数、すなわち同期ＰＷＭ
モードが異なるパルス数のものになれば、異なった周波
数の高調波成分が生じる。そこで、同一の出力周波数に
対し、パルス数が異なる複数個の同期ＰＷＭモードを用
意し、これらのいずれか一つを時間の経過につれて切り
換えて選択するようにすれば、一定周波数の高調波電圧
が継続して交流電動機６に印加されることがなくなり、
磁気音の発生が低減される。本発明はこのような原理に
基づいたものである。

【００２１】例えば、図６の斜線部で示したように、同
一の出力周波数に対し、パルス数が異なる２つの同期Ｐ
ＷＭモードを用意し、どちらのＰＷＭモードを選択する
かを時間の経過につれて変化させる。すると、例えば、
出力周波数ｆがｆ1からｆ2の間にある場合は、３パルス
同期ＰＷＭモード（ｎ＝１）と９パルス同期ＰＷＭモー
ド（ｎ＝２）のいずれかが時間の経過につれて変化しな
がら選択されるので、いずれか一方のＰＷＭモードが連
続して選択されることがなくなり、磁気音の発生が低減
される。なお、図３および図４から明らかなように、同
期ＰＷＭモードの切り換えは、３相電圧指令信号の振幅
が０となる時点で行うことができる。すなわち、相電圧
指令信号の位相が６０度の整数倍に一致したタイミング
で切り換えが可能である。言い換えれば、相電圧指令信
号の１周期あたり、切り換え可能なタイミングは６回あ
る。

【００２２】次に、図１および図２を参照しながら動作
について説明する。まず、外部から入力されたアナログ
値である出力周波数指令信号ｆ^*を、Ａ／Ｄコンバータ
２０に入力して得られたディジタル値を、Ｖ／ｆパター
ンが記憶されたＲＯＭ２１に入力すると、出力電圧指令
の振幅信号Ｖ^*のディジタル値がＲＯＭ２１から出力さ
れる。一方、アナログ値である出力周波数指令信号ｆ^*
をＶ／Ｆコンバータ２２に入力し、周波数が出力周波数
指令信号ｆ^*の振幅に比例するパルス列に変換した後、
カウンタ２３に入力すると出力周波数指令の時間積分が
行なわれ、出力電圧指令の位相信号θのディジタル値が
出力される。なお、このような出力電圧指令信号の発生
方法は、誘導電動機をＶ／ｆ一定制御する場合によく使
用されている。

【００２３】次に、マイクロコンピュータ３ａの動作を
図７に示されたフローチャートを参照しながら説明す
る。まず、マイクロコンピュータ３ａは、ステップＳＴ
１として、電圧指令発生回路１から出力電圧指令の振幅
Ｖ^*と位相θを入力し、次式の演算により、３相の相電
圧指令信号を求める。Ｖu^*＝Ｖ^*sinθ ・・・（２ａ）Ｖv^*＝Ｖ^*sin(θ−2π／3) ・・・（２ｂ）Ｖw^*＝−Ｖu^*−Ｖv^* ・・・（２ｃ）

【００２４】ステップＳＴ２では、電圧指令発生回路１
から出力周波数指令ｆ^*を入力し、選択可能な複数個の
同期ＰＷＭモードを決定する。例えば、図６に示したよ
うな出力周波数とキャリア周波数の関係を用いた場合
は、ｆ^*の値がｆ1からｆ2の間にあると、３パルス同期
ＰＷＭモードおよび９パルス同期ＰＷＭモードが選択可
能な同期ＰＷＭモードとして決定される。ステップＳＴ
３では、出力電圧指令の位相θに基づいて、同期ＰＷＭ
モードの切り換えが可能なタイミングが否かを判定し、
切り換えが可能なタイミングであれば、ステップＳＴ４
の演算を行う。すなわち、上述したように位相θが60(m
-1)度［m=1,2,3,4,5,6］と一致したタイミングで同期Ｐ
ＷＭモードの切り換えが可能である。

【００２５】次に、ステップＳＴ４では、ステップＳＴ
２で決定された複数個の同期ＰＷＭモードのいずれか一
つの選択を行う。この選択には、ランダム関数などのよ
うな時間の経過によって値が変化する関数が利用され
る。例えば、図６の場合のように、選択可能な同期ＰＷ
Ｍモードが２つ存在する場合は、Ｍ系列信号などのよう
な２値のランダム信号を発生する関数を用いればよい。
なお、上記したＭ系列（Maximum-length linear shift
vesister sequence）信号は、シフトレジストと排他的
論理和（ＥＸＯＲ）を用いて人為的に生成する、不規則
信号の一種で、計測・制御の分野に広く使用されている
ものである。以上により、ステップＳＴ４の演算を行う
度に、パルス数が異なる２つの同期ＰＷＭモードのいず
れか一方がランダムに選択される。ステップＳＴ５で
は、ステップＳＴ４で選択された同期ＰＷＭモードに応
じて、後述する方法によって分周比Ｎbを求める。さら
に、このステップでは、同期ＰＷＭモードの識別信号Ｎ
ｍを求める。すなわち、３(２ｎ−１)パルス同期ＰＷＭ
モードの識別信号Ｎｍとして、ｎの値（ｎ＝１、２、３
・・・）を用いればよい。たとえば、９パルス同期ＰＷ
Ｍモードの識別信号Ｎｍの値は２となる。最後に、ステ
ップＳＴ６では、３相の相電圧指令信号Ｖu^*、Ｖv^*、Ｖ
w^*、分周比Ｎb、および識別信号Ｎｍを出力する。

【００２６】ここで、分周比Ｎbの求め方について説明
する。まず、出力周波数指令ｆ^*の値によらず、使用す
る同期ＰＷＭモードの最大パルス数を３(２ｎmax−１)
とする。ここで、図１において、同一の出力周波数指令
ｆ^*に対し、Ｖ／Ｆコンバータ２４の出力周波数がＶ／
Ｆコンバータ２２の出力周波数の３(２ｎmax−１)倍と
なるように、それぞれのＶ／Ｆコンバータの変換ゲイン
を設定する。そこで、３(２ｎ−１)パルス同期ＰＷＭモ
ードの時に、Ｎb＝（２ｎ−１）／（２ｎmax−１）とな
るように分周比Ｎbを設定すると、分周器２５から出力
されるパルスの周波数は、Ｖ／Ｆコンバータ２２から出
力されるパルスの周波数の３(２ｎ−１)倍となる。従っ
て、カウンタ２６から出力されるキャリア信号の位相θ
cは、カウンタ２３から出力される電圧指令信号の位相
θの３(２ｎ−１)倍となり、（１）式の関係が満足され
る。

【００２７】上記のことから、キャリア発生回路２ａに
おいて、アナログ値である出力周波数指令信号ｆ^*をＶ
／Ｆコンバータ２４に入力すると、周波数が出力周波数
指令信号ｆ^*の振幅に比例し、かつＶ／Ｆコンバータ２
２から出力されるパルス列の周波数の３(２ｎmax−１)
倍のパルス列が得られる。さらに、このパルス列信号を
分周器２５に入力すると、分周器２５はマイクロコンピ
ュータ３から入力された分周比Ｎb信号に応じて、この
パルス列信号を分周し、周波数がＶ／Ｆコンバータ２２
から出力されるパルス列の周波数の３(２ｎ−１)倍のパ
ルス列信号を出力する。次に、このパルス列信号をカウ
ンタ２６に入力すると、キャリア信号の位相θcのディ
ジタル値が出力される。さらに、このキャリア信号の位
相θcのディジタル値と、マイクロコンピュータ３から
出力された同期ＰＷＭモードの識別信号Ｎｍをアドレス
信号として、周期が３６０度の三角波信号波形が記憶さ
れたＲＯＭ２７に入力すると、周波数がｆcのキャリア
信号Ｓcのディジタル値が出力される。つづいて、ＲＯ
Ｍ２７の出力信号をＤ／Ａコンバータ２８に入力する
と、アナログ値であるキャリア信号Ｓcが出力される。
なお、上記の説明から明らかなように、キャリア信号Ｓ
cの周波数ｆcは、インバータ回路５の出力周波数ｆの３
(２ｎ−１)倍となっており、（１）式の関係が満足され
ている。

【００２８】次に、マイクロコンピュータ３ａから出力
された３相の相電圧指令信号Ｖu^*、Ｖv^*、Ｖw^*と、Ｄ／
Ａコンバータ２８から出力された三角波キャリア信号Ｓ
cをそれぞれ、比較器２９、３０、３１に入力すると、
相電圧指令信号の振幅が三角波キャリア信号の振幅より
大きいとレベルがHigh、小さいとレベルがLowの２値信
号Ｓu、Ｓv、Ｓwが出力される。また、これらの２値信
号をＮＯＴ回路３２、３３、３４に入力すると、レベル
がそれぞれ２値信号Ｓu、Ｓv、Ｓwと反対の２値信号Ｓ
u’、Ｓv’、Ｓw’が出力される。さらに、これらの２
値信号に応じて、インバータ回路５中のＧＴＯサイリス
タ５u、５v、５w、５u’、５v’、５w’をオン・オフ動
作させると、インバータ回路５の出力周波数ｆが一定で
あっても、同期ＰＷＭモードが時間の経過につれて変化
する出力電圧波形が得られる。なお、ＧＴＯサイリスタ
は２値信号のレベルがHighのときにオン、Lowのときに
オフするものとする。

【００２９】一例として、図８に、３パルス同期ＰＷＭ
モードと９パルス同期ＰＷＭモードを時間の経過につい
て変化させた場合の電圧波形を示す。この図からわかる
ように、３パルス同期ＰＷＭモードと９パルス同期モー
ドとの間の切り換えでは、三角波キャリア信号Ｓcの位
相を反転させる必要がある。

【００３０】以下、この三角波キャリア信号Ｓcの位相
を反転させる理由について説明する。図９、図１０に２
種類の３パルス同期ＰＷＭ信号を示す。波形は、上から
出力電圧指令と三角波キャリア、Ｕ相電圧、Ｖ相電圧、
ＵＶ線間電圧である。図９と図１０の変調率は同じであ
るが、Ｕ相電圧、Ｖ相電圧、ＵＶ線間電圧を見ると、図
１０の出力電圧の方が図９より低くなっていることが分
かる。つまり、出力電圧指令と三角波キャリアの位相を
図１０のようにすると、電圧利用率が悪くなる。これ
は、例えば変調率１の場合を考えると、図９では１８０
度のパルスが出力されるのに対して、図１０のパルス幅
は１８０度より小さくなることからも理解することがで
きる。したがって、一般的な同期ＰＷＭ方式では、出力
電圧指令と三角波キャリアの位相は図９に示すように、
出力電圧指令のピーク位相と三角波キャリアのピーク位
相とが一致するようにしている。この規則に従った３パ
ルスおよび９パルスＰＷＭのキャリア信号を図１１に示
す。明細書で述べているモード切り換えタイミングｔ１
やｔ２では、Ｎｍ：１→２，２→１のいずれの場合にお
いても三角波キャリア位相の反転が必要であることが分
かる。即ち、このように位相を反転させないと、上述し
た規則（出力電圧指令のピーク位相と三角波キャリアの
ピーク位相とを一致させる）が満足されないことにな
る。

【００３１】次に、上記規則に従った３パルスおよび１
５パルスＰＷＭのキャリア信号を図１２に示す。先ほど
と同様にｔ１とｔ２におけるモード切り換えを考える
と、Ｎｍ：１→３，３→１のいずれの場合においても三
角波キャリア位相の反転は必要ないことが分かる。以上
のように、異なるモード間の切り換えにおいては、三角
波キャリア位相の反転が必要な場合と、そうでない場合
がある。

【００３２】なお、この三角波キャリア信号の位相反転
は、ＲＯＭ２７に記憶された三角波信号の符号を、３パ
ルス同期ＰＷＭモードと９パルス同期ＰＷＭモードで反
対にすることにより実現される。同期ＰＷＭモードの識
別信号Ｎｍは、このために利用されるものであり、切り
換え対象の同期ＰＷＭモードに相当するＮｍの値に応じ
た極性の三角波信号波形をＲＯＭ２７に記憶しておけ
ば、種々の同期ＰＷＭモード間の切り換えも問題なく行
うことが可能である。

【００３３】以上が実施の形態１によるＰＷＭインバー
タ装置の動作であるが、図７のフローチャートにおける
ステップＳＴ３の処理、およびステップＳＴ４における
ランダム関数などのように値が時間によって変化する関
数演算処理が、特許請求の範囲におけるモード選択信号
の発生手段に相当する。さらに、この関数演算処理以外
のステップＳＴ４の処理、ステップＳＴ５とＳＴ６の処
理、およびキャリア信号発生回路２ａが同期ＰＷＭモー
ドの切り換え実行手段に相当する。

【００３４】以上のように本願発明によれば、交流電動
機の磁気音の発生が低減されるが、ＰＷＭインバータ装
置の出力電圧の高調波成分によって、交流電動機には磁
気音だけでなく、トルクリプルが発生する。このため、
交流電動機で機械を駆動する場合は、トルクリプルの周
波数が機械共振周波数と一致すると、機械振動が生じ
る。さらに、機械振動が生じると、機械の発生騒音が増
加する。従って、本願発明によれば、同一周波数の高調
波電圧が連続して交流電動機に印加されることがなくな
るため、トルクリプルの周波数が分散する。その結果、
機械共振周波数と一致する周波数のトルクリプルが連続
して機械に印加されることがなくなり、機械振動が低減
され、ひいては機械の発生騒音も低減できる効果があ
る。

【００３５】実施の形態２．図１３は、この発明の実施
の形態２におけるＰＷＭインバータ装置を示す図であ
る。図１３において、電圧指令発生回路１、ＰＷＭ回路
４およびインバータ回路５は上述した実施の形態１のも
のと同じである。２ｂはキャリア信号発生回路、３ｂは
マイクロコンピュータである。さらに、キャリア信号発
生回路２ｂにおいて、３５、３９は乗算形Ｄ／Ａコンバ
ータ、３６はクロック発生器、３７はカウンタ、３８は
ＲＯＭ、４０は加算器であり、Ｖ／Ｆコンバータ２４、
分周器２５、カウンタ２６、ＲＯＭ２７は上述した実施
の形態１のものと同じである。

【００３６】まず、本発明の原理について説明する。上
述した実施の形態１に係る発明は、同期式のＰＷＭイン
バータ装置において、同期ＰＷＭモードのパルス数が異
なれば出力電圧の高調波成分が異なることを利用して、
交流電動機が発生する磁気音を低減するものであった。
これに対し、実施の形態２に係る発明は、非同期ＰＷＭ
モードと同期ＰＷＭモードとで出力電圧の高調波成分が
異なることを利用して、これらのＰＷＭモードを時間的
に切り換えて使用することにより、交流電動機が発生す
る磁気音を低減するものである。従って、非同期ＰＷＭ
モードにおけるキャリア周波数が一定であっても、磁気
音の低減が可能である。

【００３７】次に動作について説明する。まず、実施の
形態２で示されたＰＷＭインバータ装置は、出力周波数
が低い領域では非同期ＰＷＭモードと同期ＰＷＭモード
との間の切り換えを行い、出力周波数が高い領域ではパ
ルス数が異なる同期ＰＷＭモード間の切り換えを行うも
のである。まず、この出力周波数の高低によって切り換
え対象のＰＷＭモードを変更する点について説明する。
今、出力周波数をｆ、インバータのキャリア周波数をｆ
ｃとし、これら周波数の比をｎ（＝ｆｃ／ｆ）とする。
非同期ＰＷＭモードではキャリア周波数ｆｃは一定であ
るため、出力周波数ｆが高くなると周波数比ｎは小さく
なる。従って、既述したように、このｎの値が小さくな
るにしたがってインバータ出力電圧に低次の高調波が発
生したり、電流リプルが増加するなどの問題が起こって
くる。そこで、この周波数比ｎを充分（ｎ＞１０：一般
的な値）に大きくとれない場合には、同期ＰＷＭモード
に切り換える必要がある。図１４に非同期−同期ＰＷＭ
モード切り換えを行うインバータの、出力周波数ｆとキ
ャリア周波数ｆｃとの関係の一例を示す。図１４におい
て、ｆｃ（ｍａｘ）はインバータに適用するスイッチン
グ素子の最高スイッチング周波数によって制約される値
であり、この例では素子を制約目一杯で使っている。ま
た、ｆｘはｎ＝ｆｃ（ｍａｘ）／ｆｘ＝１０となる出力
周波数であるとする。前述した周波数比ｎの制約を当て
はめると、この例ではｆ≧ｆｘの領域において非同期Ｐ
ＷＭモードでインバータを運転することはできない。し
たがって、ｆ≧ｆｘの領域では異なる同期ＰＷＭモード
間の切り換えのみが可能となる。これに対して、ｆ＜ｆ
ｘの領域では非同期ＰＷＭモードと同期ＰＷＭモード
（ｎ＝２，３，４）との切り換えが可能である。また、
このｆ＜ｆｘの領域ではパルス数の異なる同期ＰＷＭモ
ード間の切り換えも可能である。

【００３８】具体例を図１５に示す。この例では、出力
周波数がｆｙ以上の場合について同期ＰＷＭモードを準
備している。図から分かるように、ｆｙ＜ｆ＜ｆｘの領
域においては、非同期ＰＷＭモードと同期ＰＷＭモード
との切り換え（１，２，３）と、パルス数の異なる同期
ＰＷＭモード間の切り換え（４，５，６）が可能であ
る。しかし、ｆ≧ｆｘの領域では異なる同期ＰＷＭモー
ド間の切り換えのみが可能である。例えば、切り換え
（１）では非同期ＰＷＭモードと２１パルス（ｎ＝４）
同期ＰＷＭモードとの間で、また、切り換え（５）で
は、１５パルス（ｎ＝３）同期ＰＷＭモードと９パルス
（ｎ＝２）同期ＰＷＭモードとの間で切り換えが可能で
ある。

【００３９】従って、出力周波数が高い領域における同
期ＰＷＭモード間の切り換え動作は、上述した実施の形
態１の場合と同じであるので説明を省略し、ここでは、
非同期ＰＷＭモードと同期ＰＷＭモードの間の切り換え
動作について説明する。

【００４０】まず、非同期ＰＷＭモードから同期ＰＷＭ
モードへの切り換え動作について説明する。ＰＷＭモー
ドの切り換えを任意の時点で行うと、キャリア信号の位
相が不連続的に変化し、インバータ回路５の出力電圧が
急変する恐れがある。そこで、非同期ＰＷＭモードから
同期ＰＷＭモードに切り換える前後でキャリア信号の位
相が急変しないように、３相の相電圧指令信号の振幅が
０となった時に、非同期ＰＷＭモードにおけるキャリア
信号の位相がほぼ０度（または３６０度）に一致したタ
イミングで切り換えを行う必要がある。すなわち、上述
したように、同期ＰＷＭモードにおけるキャリア信号の
周波数は、相電圧指令信号の周波数の３(２ｎ−１)倍で
あるので、３相の相電圧指令信号の振幅が０となる時点
（６０度毎）では、キャリア信号の位相θc2は０度（ま
たは３６０度）である。従って、上記のタイミングで切
り換えを行えば、切り換え前後でキャリア信号の位相の
急変が生じない。次に、同期ＰＷＭモードから非同期Ｐ
ＷＭモードへの切り換えは、３相の相電圧指令信号の振
幅が０となるタイミングに同期して行う。このとき、切
り換え直前のキャリア信号の位相は０度（または３６０
度）となっているので、非同期モードに切り替わった直
後のキャリア信号の位相の初期値を０度に設定すれば、
切り換え前後のキャリア信号の位相の急変をなくすこと
ができる。

【００４１】上記の切り換え判断は、マイクロコンピュ
ータ３ｂによって行なわれるので、図１６に示したフロ
ーチャートを参照しながら、切り換え動作を詳細に説明
する。まず、マイクロコンピュータ３ｂは、ステップＳ
Ｔ７で、電圧指令発生回路１から出力電圧指令の振幅Ｖ
^*と位相θを入力し、３相の相電圧指令信号Ｖu^*、Ｖ
v^*、Ｖw^*を求めるが、その演算内容は、実施の形態１に
おける図７のフローチャートのステップＳＴ１と同じで
あるので、説明を省略する。ステップＳＴ８では、出力
電圧指令の位相θに基づいて、非同期ＰＷＭモードと同
期ＰＷＭモードの切り換えが可能であるか否かを判定す
る。すなわち、上述したように、位相θが60(m-1)度［m
=1,2,3,4,5,6］と一致すれば切り換えが可能と判定す
る。切り換えが可能であれば、ステップＳＴ９に移り、
Ｍ系列信号などのような２値（ここでは０と１とす
る。）のランダム値を発生する関数の演算を行い、得ら
れた値（０か１のいずれか）をＮｒとする。ここで、Ｎ
ｒ＝０のときは非同期ＰＷＭモード、Ｎｒ＝１のときは
同期ＰＷＭモードとする。すると、ステップＳＴ１０に
おいて、Ｎｒ＝１で、前回の切り換え時のＮｒの値と等
しい値に設定されるＮｒ’の値が０の場合は、非同期Ｐ
ＷＭモードから同期ＰＷＭモードへの切り換えを行うた
めにステップＳＴ１１へ移る。Ｎｒ’＝１の場合は、同
期ＰＷＭモードのままであるので、切り換え処理は行な
われず、ステップＳＴ１４へ移る。

【００４２】ステップＳＴ１１では、カウンタ３７から
出力された非同期ＰＷＭモード時のキャリア信号Ｓc1の
位相θc1のディジタル値を入力し、この位相の絶対値が
予め設定された位相Δθより小さいか否かを判定する。
このΔθの値が、非同期ＰＷＭモードから同期ＰＷＭモ
ードへ切り替わった時のキャリア信号の位相の変化分と
なるので、小さな値（５度前後）に設定する必要があ
る。位相θc1の絶対値がΔθより小さい場合は、ステッ
プＳＴ１２において、非同期ＰＷＭモードから同期ＰＷ
Ｍモードへの切り換えを実行するために、次の処理が行
われる。 (1) 分周比信号Ｎｂ、同期ＰＷＭモード識別信号Ｎｍの
値の設定。例えば、使用する同期ＰＷＭモードの最大パ
ルス数を２１（ｎ＝４）とし、非同期ＰＷＭモードから
２１パルス同期ＰＷＭモードへの切り換えを行うとする
と、Ｎｂ＝１、Ｎｍ＝４（＝ｎ）となる。 (2) 乗算形Ｄ／Ａコンバータ３５、３９のゲイン信号Ｓ
g1、Ｓg2の値をそれぞれ、Ｓg1＝０、Ｓg2＝１とする。 (3) カウンタ３７をリセットするためのリセット信号Ｓ
ｔの値を０にする。

【００４３】次に、ステップＳＴ１３では、ステップＳ
Ｔ１２で非同期ＰＷＭモードから同期ＰＷＭモードへの
切り換え処理を実行することに伴い、Ｎｒ’の値をＮｒ
の値と一致させる。これにより、Ｎｒ’＝１となる。ス
テップＳＴ１１において、位相θc1の絶対値がΔθより
大きい場合は、キャリア信号の位相の急変を避けるため
に、ＰＷＭモードの切り換えを行わず、ステップＳＴ１
７へ移る。

【００４４】ステップＳＴ１４では、Ｎｒ＝０で、かつ
Ｎｒ’＝１場合は、同期ＰＷＭモードから非同期ＰＷＭ
モードへの切り換えを行うためにステップＳＴ１５へ移
る。Ｎｒ’＝０の場合は、非同期ＰＷＭモードのままで
あるので、切り換え処理は行なわれず、ステップＳＴ１
７へ移る。ステップＳＴ１５では、同期ＰＷＭモードか
ら非同期ＰＷＭモードへの切り換えを実行するために、
次の処理が行われる。 (1) Ｓg1＝１、Ｓg2＝０とする。 (2) Ｓｔ＝１とする。

【００４５】次に、ステップＳＴ１６では、ステップＳ
Ｔ１５で同期モードから非同期モードへの切り換え処理
を実行することに伴い、Ｎｒ’の値をＮｒの値と一致さ
せる。これにより、Ｎｒ’＝０となる。最後に、ステッ
プＳＴ１７では、３相の相電圧指令信号Ｖu^*、Ｖv^*、Ｖ
w^*、分周比信号Ｎｂ、ＰＷＭモード識別信号Ｎｍ、リセ
ット信号Ｓｔ、乗算形Ｄ／Ａコンバータのゲイン信号Ｓ
g1、Ｓg2の値を出力する。

【００４６】一方、クロック発生器３６から出力された
一定周波数のパルス列信号をリセット端子付きカウンタ
３７に入力すると、非同期ＰＷＭモード時のキャリア信
号の位相θc1のディジタル値が出力される。ここで、こ
のキャリア信号の周波数は、クロック発生器３６のクロ
ック周波数によって決定される。また、カウンタ３７の
リセット端子には、マイクロコンピュータ３ｂから出力
されたリセット信号Ｓｔが入力される。さらに、リセッ
ト信号Ｓｔの値が０から１に変化するタイミングに同期
して、カウンタ３７のリセットが行なわれ、出力値が０
となるように構成する。すると、マイクロコンピュータ
３ｂからは、同期ＰＷＭモードから非同期ＰＷＭモード
へ切り換えるタイミングで、値が０から１に変化するリ
セット信号Ｓｔの値が出力されるので、このタイミング
でキャリア信号の位相θc1の値は０となる。

【００４７】次に、カウンタ３７から出力された位相θ
c1のディジタル値をアドレス信号として、周期が３６０
度の三角波信号波形が記憶されたＲＯＭ３８に入力する
と、周波数が一定のキャリア信号Ｓc1のディジタル値が
出力される。さらに、このＳc1のディジタル値とマイク
ロコンピュータ３ｂから出力されたゲイン信号Ｓg1のア
ナログ値を乗算形Ｄ／Ａコンバータ３９に入力すると、
これらの信号の乗算が行なわれる。ここで、乗算形Ｄ／
Ａコンバータ３９のゲインを、Ｓg1＝１のときに１、Ｓ
g1＝０のときに０となるように設定すると、Ｓg1＝０の
ときは出力が０となる。さらに、マイクロコンピュータ
３ｂから出力されるゲイン信号Ｓg1の値は、同期ＰＷＭ
モード時には０となるので、同期ＰＷＭモード時には乗
算形Ｄ／Ａコンバータ３９の出力は０となる。一方、非
同期ＰＷＭモード時にはＳg1の値が１となるので、周波
数が一定の三角波キャリア信号Ｓc1のアナログ値が出力
される。

【００４８】一方、ＲＯＭ２７からは、実施の形態１と
同じ動作によって、同期ＰＷＭモードにおける三角波キ
ャリア信号Ｓc2のディジタル値が出力される。さらに、
このＳc2のディジタル値とマイクロコンピュータ３ｂか
ら出力されたゲイン信号Ｓg2のアナログ値を乗算形Ｄ／
Ａコンバータ３５に入力すると、これらの信号の乗算が
行なわれる。ここで、乗算形Ｄ／Ａコンバータ３５のゲ
インを、Ｓg2＝１のときに１、Ｓg2＝０のときに０とな
るように設定すると、Ｓg2＝０のときは出力が０とな
る。さらに、マイクロコンピュータ３ｂから出力される
ゲイン信号Ｓg2の値は、非同期ＰＷＭモード時には０と
なるので、非同期ＰＷＭモード時には乗算形Ｄ／Ａコン
バータ３５の出力は０となる。一方、同期ＰＷＭモード
時にはＳg2の値が１となるので、周波数が一定の三角波
キャリア信号Ｓc1のアナログ値が出力される。

【００４９】次に、乗算形Ｄ／Ａコンバータ３５の出力
と乗算形Ｄ／Ａコンバータ３９の出力を加算器４０に入
力すると、上記の説明からわかるように、同期ＰＷＭモ
ード時は乗算形Ｄ／Ａコンバータ３５の出力信号Ｓc2、
非同期ＰＷＭモード時は乗算形Ｄ／Ａコンバータ３９の
出力信号Ｓc1がそれぞれ、キャリア信号Ｓcとして出力
される。つづいて、マイクロコンピュータ３ｂから出力
された３相の相電圧指令信号Ｖu^*、Ｖv^*、Ｖw^*、および
加算器４０から出力されたキャリア信号Ｓcを、ＰＷＭ
回路４に入力して得られた２値信号Ｓu、Ｓv、Ｓw、Ｓ
u’、Ｓv’、Ｓw’に応じてインバータ回路５中のＧＴ
Ｏサイリスタ５u、５v、５w、５u’、５v’、５w’のオ
ン・オフ動作が行われる。その結果、インバータ回路５
の出力周波数ｆが一定であっても、非同期ＰＷＭモード
と同期ＰＷＭモードが時間的に変化する出力電圧波形が
得られる。

【００５０】以上が実施の形態２によるＰＷＭインバー
タ装置の動作であるが、図１６のフローチャートにおけ
るステップＳＴ８およびステップＳＴ９の処理が、特許
請求の範囲におけるモード選択信号の発生手段に相当す
る。さらに、ステップＳＴ１０〜ＳＴ１７の処理、およ
びキャリア信号発生回路２ｂがＰＷＭモードの切り換え
実行手段に相当する。

【００５１】実施の形態３．なお、上記の各実施の形態
では、出力電圧指令信号の位相の６０度に一回、パルス
数が異なる２つの同期ＰＷＭモード間、あるいは非同期
ＰＷＭモードと同期ＰＷＭモードの間の切り換え判定を
行うようにしたが、１８０度毎とか３６０度毎といった
６０度の整数倍の位相毎に切り換えの判定を行うように
してもよい。

【００５２】また、上記の実施の形態１では、同一の出
力周波数に対し、パルス数が異なった２つの同期ＰＷＭ
モード間の切り換えについて説明したが、Ｎ値のランダ
ム関数を用いれば、パルス数が異なったＮ個の同期ＰＷ
Ｍモードの切り換えを行えることは言うまでもない。

【００５３】さらに、上記の各実施の形態では、キャリ
ア信号をＨ／Ｗを用いて発生させるように構成したが、
マイクロコンピュータによる演算処理によって発生させ
てもよい。

【００５４】

【発明の効果】以上のように、請求項１に係るＰＷＭイ
ンバータ装置は、ＰＷＭインバータ装置の同一の出力周
波数に対し、ＰＷＭ制御のキャリア信号の周波数が上記
出力周波数の整数倍となるように当該キャリア信号の周
波数が変化し上記整数倍数が互いに異なる複数個の同期
ＰＷＭモードを備え、交流電圧の指令信号の位相に同期
した所定のタイミングで上記複数個の同期ＰＷＭモード
のいずれか一つをランダムに選択するモード選択信号を
発生する手段、および上記モード選択信号に応じて上記
同期ＰＷＭモードの切り換えを実行する手段を設けるこ
とにより、上記出力周波数が一定の場合にも、時間の経
過につれて上記同期ＰＷＭモードを変化させるようにし
たので、同期ＰＷＭモードを採用するＰＷＭインバータ
装置において、例えば負荷として交流電動機を接続した
場合、当該交流電動機に同一周波数の高調波電圧が連続
して印加されることがなくなり、高調波成分に起因する
磁気音や機械振動の発生を低減できる効果がある。

【００５５】請求項２に係るＰＷＭインバータ装置は、
ＰＷＭインバータ装置の同一の出力周波数に対し、ＰＷ
Ｍ制御のキャリア信号の周波数が上記出力周波数によら
ず一定である非同期ＰＷＭモードと上記キャリア信号の
周波数が上記出力周波数の整数倍となるように当該キャ
リア信号の周波数が変化する同期ＰＷＭモードとを備
え、交流電圧の指令信号の位相に同期した所定のタイミ
ングで上記非同期ＰＷＭモードと同期ＰＷＭモードとの
いずれかを切り換え選択するモード選択信号を発生する
手段、および上記モード選択信号に応じて上記ＰＷＭモ
ードの切り換えを実行する手段を設けることにより、上
記出力周波数が一定の場合にも、時間の経過につれて上
記ＰＷＭモードを変化させるようにしたので、同期ＰＷ
Ｍモードと非同期ＰＷＭモードとを併用するＰＷＭイン
バータ装置において、交流電動機に同一周波数の高調波
電圧が連続して印加されることがなくなり、高調波成分
に起因する磁気音や機械振動の発生を低減できる効果が
ある。

【００５６】請求項３に係るＰＷＭインバータ装置は、
ＰＷＭインバータ装置の同一の出力周波数に対し、ＰＷ
Ｍ制御のキャリア信号の周波数が上記出力周波数によら
ず一定である非同期ＰＷＭモードと上記キャリア信号の
周波数が上記出力周波数の整数倍となるように当該キャ
リア信号の周波数が変化し上記整数倍数が互いに異なる
複数個の同期ＰＷＭモードとを備え、交流電圧の指令信
号の位相に同期した所定のタイミングにおいて、上記出
力周波数が、所定値未満の領域では上記非同期ＰＷＭモ
ードおよび上記複数個の同期ＰＷＭモードのいずれか一
つをランダムに選択し上記出力周波数が上記所定値以上
の領域では上記複数個の同期ＰＷＭモードのいずれか一
つをランダムに選択するモード選択信号を発生する手
段、および上記モード選択信号に応じて上記ＰＷＭモー
ドの切り換えを実行する手段を設けることにより、上記
出力周波数が一定の場合にも、時間の経過につれて上記
ＰＷＭモードを変化させるようにしたので、同期ＰＷＭ
モードと非同期ＰＷＭモードとを併用するＰＷＭインバ
ータ装置において、交流電動機に同一周波数の高調波電
圧が連続して印加されることがなくなり、高調波成分に
起因する磁気音や機械振動の発生を低減できる効果があ
るとともに、出力周波数に応じた円滑な制御が可能とな
る。

【００５７】また、請求項４に係るＰＷＭインバータ装
置においては、同期ＰＷＭモード相互間で切り換えを実
行する場合、予め定められた所定のモード間の切り換え
時は、切り換え後、キャリア信号の位相を反転させるよ
うにしたので、インバータの電圧利用率を低下させるこ
となく同期ＰＷＭモード相互間の切り換えが可能とな
る。

【００５８】また、請求項５に係るＰＷＭインバータ装
置においては、非同期ＰＷＭモードから同期ＰＷＭモー
ドへの切り換えは、交流電圧の指令信号が零となるタイ
ミングで実行し、同期ＰＷＭモードから非同期ＰＷＭモ
ードへの切り換えは、上記交流電圧の指令信号が零とな
るタイミングで実行し、かつ切り換え後のキャリア信号
の位相の初期値を零とするようにしたので、同期ＰＷＭ
モードと非同期ＰＷＭモードとの間の切り換え動作が円
滑になされる。

【００５９】また、請求項６に係るＰＷＭインバータ装
置のモード選択信号の発生手段は、交流電圧の指令信号
の位相に同期し、かつ、その発生する時間間隔がランダ
ムに変化するタイミングで上記モード選択信号を発生す
るようにしたので、例えば、負荷として接続した交流電
動機の高調波成分に起因する磁気音や機械振動の発生を
より効果的に低減できる効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の実施の形態１によるＰＷＭインバ
ータ装置の構成図である。

【図２】この発明の実施の形態１におけるインバータ
回路５の回路構成図である。

【図３】この発明の実施の形態１における３パルス同
期ＰＷＭモードの電圧波形を示す説明図である。

【図４】この発明の実施の形態１における９パルス同
期ＰＷＭモードの電圧波形を示す説明図である。

【図５】従来の同期式ＰＷＭインバータ装置における
出力周波数とキャリア周波数の関係を示す説明図であ
る。

【図６】この発明の実施の形態１によるＰＷＭインバ
ータ装置における出力周波数とキャリア周波数の関係を
示す説明図である。

【図７】この発明の実施の形態１におけるマイクロコ
ンピュータの演算処理内容を表すフローチャート図であ
る。

【図８】この発明の実施の形態１における３パルス同
期ＰＷＭモードと９パルス同期ＰＷＭモード間の切り換
え動作を示す説明図である。

【図９】３パルス同期ＰＷＭ制御を例に、出力電圧指
令と三角波キャリアとの位相関係がインバータの電圧利
用率に及ぼす影響を示す説明図である。

【図１０】３パルス同期ＰＷＭ制御を例に、出力電圧
指令と三角波キャリアとの位相関係がインバータの電圧
利用率に及ぼす影響を示す説明図である。

【図１１】３パルスＰＷＭと９パルスＰＷＭとの三角
波キャリア信号の比較を示す説明図である。

【図１２】３パルスＰＷＭと１５パルスＰＷＭとの三
角波キャリア信号の比較を示す説明図である。

【図１３】この発明の実施の形態２によるＰＷＭイン
バータ装置の構成図である。

【図１４】非同期−同期ＰＷＭモード切り換え時のイ
ンバータの出力周波数とキャリア周波数との関係の一例
を示す説明図である。

【図１５】切り換え可能なＰＷＭモードを領域毎に示
す説明図である。

【図１６】この発明の実施の形態２におけるマイクロ
コンピュータの演算処理内容を表すフローチャート図で
ある。

【図１７】従来のＰＷＭインバータ装置の構成図であ
る。

【符号の説明】

１電圧指令発生回路、２ａ，２ｂキャリア信号発生
回路、３ａ，３ｂマイクロコンピュータ、４ＰＷＭ
回路、５インバータ回路、６交流電動機、ｆ^* 出
力周波数指令信号、Ｖ^* 出力電圧指令の振幅信号、θ
出力電圧指令の位相信号、Ｖu^*，Ｖv^*，Ｖw^* 相電圧
指令信号、Ｓc キャリア信号。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電圧を入力し、パルス幅変調（ＰＷ
Ｍ）制御により可変周波数・可変電圧の交流電圧を出力
するＰＷＭインバータ装置において、上記ＰＷＭインバータ装置の同一の出力周波数に対し、
上記ＰＷＭ制御のキャリア信号の周波数が上記出力周波
数の整数倍となるように当該キャリア信号の周波数が変
化し上記整数倍数が互いに異なる複数個の同期ＰＷＭモ
ードを備え、上記交流電圧の指令信号の位相に同期した
所定のタイミングで上記複数個の同期ＰＷＭモードのい
ずれか一つをランダムに選択するモード選択信号を発生
する手段、および上記モード選択信号に応じて上記同期
ＰＷＭモードの切り換えを実行する手段を設けることに
より、上記出力周波数が一定の場合にも、時間の経過に
つれて上記同期ＰＷＭモードを変化させるようにしたこ
とを特徴とするＰＷＭインバータ装置。
【請求項２】直流電圧を入力し、パルス幅変調（ＰＷ
Ｍ）制御により可変周波数・可変電圧の交流電圧を出力
するＰＷＭインバータ装置において、上記ＰＷＭインバータ装置の同一の出力周波数に対し、
上記ＰＷＭ制御のキャリア信号の周波数が上記出力周波
数によらず一定である非同期ＰＷＭモードと上記キャリ
ア信号の周波数が上記出力周波数の整数倍となるように
当該キャリア信号の周波数が変化する同期ＰＷＭモード
とを備え、上記交流電圧の指令信号の位相に同期した所
定のタイミングで上記非同期ＰＷＭモードと同期ＰＷＭ
モードとのいずれかを切り換え選択するモード選択信号
を発生する手段、および上記モード選択信号に応じて上
記ＰＷＭモードの切り換えを実行する手段を設けること
により、上記出力周波数が一定の場合にも、時間の経過
につれて上記ＰＷＭモードを変化させるようにしたこと
を特徴とするＰＷＭインバータ装置。
【請求項３】直流電圧を入力し、パルス幅変調（ＰＷ
Ｍ）制御により可変周波数・可変電圧の交流電圧を出力
するＰＷＭインバータ装置において、上記ＰＷＭインバータ装置の同一の出力周波数に対し、
上記ＰＷＭ制御のキャリア信号の周波数が上記出力周波
数によらず一定である非同期ＰＷＭモードと上記キャリ
ア信号の周波数が上記出力周波数の整数倍となるように
当該キャリア信号の周波数が変化し上記整数倍数が互い
に異なる複数個の同期ＰＷＭモードとを備え、上記交流
電圧の指令信号の位相に同期した所定のタイミングにお
いて、上記出力周波数が、所定値未満の領域では上記非
同期ＰＷＭモードおよび上記複数個の同期ＰＷＭモード
のいずれか一つをランダムに選択し上記出力周波数が上
記所定値以上の領域では上記複数個の同期ＰＷＭモード
のいずれか一つをランダムに選択するモード選択信号を
発生する手段、および上記モード選択信号に応じて上記
ＰＷＭモードの切り換えを実行する手段を設けることに
より、上記出力周波数が一定の場合にも、時間の経過に
つれて上記ＰＷＭモードを変化させるようにしたことを
特徴とするＰＷＭインバータ装置。
【請求項４】請求項１または３において、同期ＰＷＭ
モード相互間で切り換えを実行する場合、予め定められ
た所定のモード間の切り換え時は、切り換え後、キャリ
ア信号の位相を反転させるようにしたことを特徴とする
ＰＷＭインバータ装置。
【請求項５】請求項２または３において、非同期ＰＷ
Ｍモードから同期ＰＷＭモードへの切り換えは、交流電
圧の指令信号が零となるタイミングで実行し、同期ＰＷ
Ｍモードから非同期ＰＷＭモードへの切り換えは、上記
交流電圧の指令信号が零となるタイミングで実行し、か
つ切り換え後のキャリア信号の位相の初期値を零とする
ようにしたことを特徴とするＰＷＭインバータ装置。
【請求項６】モード選択信号の発生手段は、交流電圧
の指令信号の位相に同期し、かつ、その発生する時間間
隔がランダムに変化するタイミングで上記モード選択信
号を発生するようにしたことを特徴とする請求項１ない
し５のいずれかに記載のＰＷＭインバータ装置。