JP4784558B2

JP4784558B2 - 電力増幅装置およびこれを用いた無線通信装置

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Publication number: JP4784558B2
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Inventors: 登佐生; 雅美阿部
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Publication date: 2011-10-05
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Description

本発明は、電力増幅装置およびこれを用いた無線通信装置に関し、特に歪補償機能を持つ電力増幅装置およびこれを用いた無線通信装置に関する。

ＣＤＭＡ(Code Division Multiple Access)等の線形変調方式を採用した携帯電話機に代表される無線通信装置では、低歪かつ高効率な電力増幅装置が必要とされる。この種の電力増幅装置としては、歪補償機能を持つ電力増幅装置が知られている。

その構成の一例を図１３に示す。この従来例に係る電力増幅装置は、増幅用ＦＥＴ１０１、入力整合回路１０２、フィードフォワード路１０３、低周波チョークインダクタ１０４および出力整合回路１０５からなり、フィードフォワードを用いた線形化によって３次歪を抑圧するというものである。

上記構成の電力増幅装置の動作原理は次の通りである。先ず、２つの正弦波信号もしくは変調波信号が入力整合回路１０２を介して入力されることで、増幅用ＦＥＴ１０１は大信号動作している。つまり、基本波以外に高次の高調波を発生している状態である。増幅用ＦＥＴ１０１で発生している２次歪波のうち、低周波に存在する成分は、フィードフォワード路１０３のＲＦチョークインダクタ１１１およびキャパシタ１１２を通った後、負荷抵抗１１３で電圧信号に変換される。その低周波成分が低周波アンプ１１４によって増幅される。

低周波アンプ１１４で増幅された低周波信号は、キャパシタ１１６およびチョークインダクタ１１７を通った後、増幅用ＦＥＴ１０１のドレインに再注入される。この再注入された低周波信号の一部は、増幅用ＦＥＴ１０１の非線形性によって新たに３次歪へと変換される。そして、増幅用ＦＥＴ１０１のドレインにおいて、元々存在していた３次歪と新たに発生した３次歪とが相殺され、結果的に３次歪成分が減少する。

フィードフォワード方式の歪低減の原理は、次のように数式によって解析的に説明される。

電力増幅器の入出力特性を、以下のように多項式表示する。
{ EMBED Equation.3 ,} ……（１）
ここで、電力増幅器に入力する２つの正弦波信号の角周波数をω１およびω２とすると、電力増幅器出力で発生している２次歪成分の角周波数は、ω２−ω１である。この成分を何らかの方法で再び電力増幅器に再注入する。上記従来例では、増幅用ＦＥＥ１０１のドレイン側から再注入している。

{ EMBED Equation.3 ,} …（２）
（２）式において、２項目が低周波２次歪成分である。但し、Ｈは振幅の係数、φは移相量である。

次に、（２）式を（１）式に代入する。全ての項を表すと煩雑になるため、２次係数による項のみを表すと次のようになる。

（３）式における最後の２項は２ω１−ω２および２ω２−ω１の角周波数成分を持っているため３次歪成分（ＩＭ３）である。これらの項が元々電力増幅器で発生していた３次歪成分と打ち消し合うようにすれば３次歪成分の低減が可能である。

他の従来例として、特許文献１に記載された線形増幅器がある。この線形増幅器においても、低周波２次歪成分を取り出し、それを再注入することによって３次歪の低減を図るという基本概念は同じである。しかし、先述した従来例と異なり、低周波２次歪成分を出力部から取り出して入力部にフィードバックする構成を採っている。

特開平７−２２８４９号公報

ところで、先述した従来例に係る電力増幅装置は、1段のトランジスタによって構成されている。しかしながら、通常の携帯電話端末などで用いられる電力増幅器では、十分な電力利得を得るために２段若しくは３段のトランジスタを使用することが多い。また、最も大きな問題点は、低周波信号を増幅用ＦＥＴ１０１のドレインに再注入する構成を採っているため、低周波チョークインダクタ１０４として非常に大きなインダクタンスのコイルが必要となることである。この低周波チョークインダクタ１０４は、再注入される低周波成分と直流電源を分離する、即ち低周波成分の電源側への通過を阻止するために必要である。低周波チョークインダクタ１０４として、場合によっては数μＨのインダクタンス値が必要である。これでは小型・低コストの理念とは反する。

また、特許文献１記載の他の従来例では、２つの正弦波信号などの繰り返しが続く波形の場合には効果が得られるが、デジタル変調波のようにランダムな信号を入力した場合には、フィードバック路の伝達時間遅延によって所望の３次歪低減の効果を得ることができない。特に、近年のＷ(Wide-band)−ＣＤＭＡ変調波のようにチップレートの速い信号、つまり包絡線変動の速い信号では、フィードバック方式では歪相殺が時間的に間に合わず困難であると考えられる。

本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、フィードフォワード方式の利点を活かしつつ、低歪かつ高効率で、しかも小型かつ低コストにて実現可能な電力増幅装置およびこれを用いた無線通信装置を提供することにある。

したがって、本発明の電力増幅装置は、中間周波数のＩＦ信号をそれより高周波のＲＦ信号の周波数へ変換する周波数変換器と、当該変換後の高周波のＲＦ信号がバンドパスフィルタおよびドライバー増幅器を通じて入力され、当該入力される高周波のＲＦ信号を複数段のトランジスタで多段増幅して出力する多段高周波増幅器とを有する無線通信装置の電力増幅装置であって、前記多段高周波増幅器から出力される高周波のＲＦ信号における３次歪を低減するためのフィードフォワード回路として、多段高周波増幅器の前に位置して前記中間周波数のＩＦ信号が入力される前記周波数変換器の入力側から、前記ＲＦ信号に周波数変換される前の中間周波数のＩＦ信号についての低周波信号成分を取り出し、その取り出した低周波信号成分を包絡線信号に変換する検波器と、前記検波器に接続され、当該検波器から入力される前記包絡線信号を増幅する低周波増幅器と、前記低周波増幅器に接続され、前記低周波増幅器で増幅された前記包絡線信号についての低周波２次歪成分の位相を調整する移相器と、前記多段高周波増幅器の最終段のトランジスタのゲート或いはベースに接続された抵抗およびチョークインダクタの直列回路を含み、当該ゲート或いはベースにバイアス電圧を印加するバイアス回路と、を有し、前記移相器は、前記抵抗およびチョークインダクタによる前記直列回路を含む前記バイアス回路が接続されている、前記多段高周波増幅器の最終段のトランジスタのゲート或いはベースに接続され、前記低周波２次歪成分の位相を調整した前記包絡線信号を前記ゲート或いはベースへ出力して、前記バイアス回路によって印加されるバイアス電圧に対して注入する。
また、本発明の無線通信装置は、送信系のフロントエンドを構成する電力増幅装置として、中間周波数のＩＦ信号をそれより高周波のＲＦ信号の周波数へ変換する周波数変換器と、当該変更後の高周波のＲＦ信号がバンドパスフィルタおよびドライバー増幅器を通じて入力され、当該入力される高周波のＲＦ信号を複数段のトランジスタで多段増幅して出力する多段高周波増幅器とを有する、無線通信装置であって、前記多段高周波増幅器から出力される高周波のＲＦ信号における３次歪を低減するためのフィードフォワード回路として、前記多段高周波増幅器の前に位置して前記中間周波数のＩＦ信号が入力される前記周波数変換器の入力側から、前記ＲＦ信号に周波数変換される前の中間周波数のＩＦ信号についての低周波信号成分を取り出し、その取り出した信号成分を包絡線信号に変換する検波器と、前記検波器に接続され、当該検波器から入力される前記包絡線信号を増幅する低周波増幅器と、前記低周波増幅器に接続され、前記低周波増幅器で増幅された前記包絡線信号についての低周波２次歪成分の位相を調整する移相器と、前記多段高周波増幅器の最終段のトランジスタのゲート或いはベースに接続された抵抗およびチョークインダクタの直列回路を含み、当該ゲート或いはベースにバイアス電圧を印加するバイアス回路と、を有し、前記移相器は、前記抵抗およびチョークインダクタによる前記直列回路を含む前記バイアス回路が接続されている、前記多段高周波増幅器の最終段のトランジスタのゲート或いはベースに接続され、前記低周波２次歪成分の位相を調整した前記包絡線信号を前記ゲート或いはベースへ出力して、前記バイアス回路によって印加されるバイアス電圧に対して注入する。

上記構成の電力増幅装置において、検波器は、高周波信号の一部を取り出し、その取り出した信号を包絡線信号に変換することで、低周波の２次歪成分を効率良く取り出す。この取り出された低周波２次歪成分は、移相器によって位相調整されて多段高周波増幅器の最終段トランジスタのゲート／ベースにバイアス回路によって印加されるバイアス電圧に対して注入される。この２次歪成分の最終段トランジスタのゲート／ベースバイアスへの注入により、２次歪成分がトランジスタの非線形性によって３次歪に変換され、元々多段高周波増幅器で発生していた３次歪と相殺される。また、上記バイアス回路において低周波２次歪成分の電源側への通過がバイアス抵抗によって阻止されるため、大きなインダクタンス素子を用いる必要がなくなる。

本発明によれば、歪補償機能を持つ電力増幅装置において、低周波の２次歪成分を検波器で効率良く取り出し、移相器で位相調整した後多段高周波増幅器の最終段トランジスタのゲート／ベースのバイアス回路に再注入する構成を採ることにより、この注入された２次歪成分がトランジスタの非線形性によって３次歪に変換され、この変換された３次歪が元々多段高周波増幅器で発生していた３次歪と相殺されるため、隣接チャネル漏洩電力を低減することができるとともに、バイアス回路において低周波２次歪成分の電源側への通過がバイアス抵抗によって阻止されるため、大きなインダクタンス素子を用いる必要がなく、その結果、電力増幅装置の小型化および低コスト化を図ることができる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。

［第１実施形態］
図１は、本発明の第１実施形態に係る電力増幅装置の構成例を示すブロック図である。

図１において、回路入力端子１１と回路出力端子１２との間には、増幅用トランジスタが多段接続されてなる多段高周波増幅器１３が接続されている。多段高周波増幅器１３の入力端には、ＲＦ結合器１４を介して検波器１５、低周波増幅器１６および移相器１７が順に縦続接続されている。ただし、低周波増幅器１６および移相器１７は必須の構成要素ではなく、必要に応じていずれか一方だけを設けるようにすることも可能である。移相器１７の出力信号は、多段高周波増幅器１３の最終段トランジスタのゲート（または、ベース）のバイアス回路に注入される。以上により、フィードフォワード手段が形成されている。

次に、上記構成の第１実施形態に係る電力増幅装置の回路動作について説明する。

Ｎ(Narrow-band)−ＣＤＭＡやＷ−ＣＤＭＡ等の高周波変調信号が、回路入力端子１１から入力される。ここでは、その詳細については省略するが、ＣＤＭＡ等の線形変調信号は、ＧＭＳＫ(Gaussian(-filtered) Minimum Sift Keying)等の定包絡線変調信号と異なり、振幅方向にも情報を含むために包絡線レベルが変動している。

入力された高周波変調信号の大部分はそのまま多段高周波増幅器１３に入力される。また、高周波変調信号の一部はＲＦ結合器１４により取り出され、検波器１５に入力される。検波器１５に入った信号はダイオードなどの非直線性を利用したデバイスにより、変調波の包絡線信号に変換される。検波器１５の内部では変調波の２倍波以上の高調波も発生しているが、検波器１５の出力部のローパス特性によって直流周波数付近の低周波信号のみ出力される。この低周波信号は変調波の２次歪成分のうち、直流付近に存在する信号に相当する。

検波器１５から出力される低周波信号（低周波２次歪信号）は、低周波増幅器１６に入力され、ここでしかるべき電圧増幅を受けて出力される。低周波増幅器１６の出力信号はさらに移相器１７に入力され、ここで決められた位相の調整を受けた後、多段高周波増幅器１３の最終段のゲートバイアス回路に注入される。なお、ここでは、低周波増幅器１６がＦＥＴによって構成される場合を前提としているが、バイポーラトランジスタによって構成される場合は、移相器１７の出力信号は多段高周波増幅器１３の最終段のベースバイアス回路に注入される。

移相器１７の出力信号をドレイン/コレクタバイアスから注入する場合と比較して、ゲート/ベースバイアスから注入する場合は、バイアス回路に大きな電流が流れないので抵抗を直列に挿入することができる。低周波信号はその抵抗を負荷とすることで、最終段のゲート/ベース電位が変動する。ドレイン/コレクタバイアスから注入する場合は抵抗を挿入すると大きな電力損失となってしまうため不可能である。そのために低周波信号の負荷として大きなインダクタンス値のインダクタが必要となる。

最終段のトランジスタは、高効率動作を行わせるために通常は大きな非線形状態で動作を行っている。よって、最終段ゲート/ベースバイアス回路に入力された低周波信号は、先述の（３）式で説明した理論にしたがい、トランジスタの非線形性によって３次歪に変換される。そして、この変換された３次歪が元々多段高周波増幅器１３で発生していた３次歪成分と相殺されることにより、出力における３次歪成分が低減されることになる。

電力増幅器の歪の仕様を決める指標として、隣接チャネル漏洩電力比（ＡＣＰＲ）がある。ＡＣＰＲ仕様を決める支配的な歪要素は３次歪成分である。したがって、３次歪を低減することができればＡＣＰＲについても低減することができる。これによって、電力増幅器をより大きな非線形状態で使用することができるため、電力増幅器の高効率化を達成することができる。

（第１実施形態の具体例）
図２は、第１実施形態の変形例に係る電力増幅装置の具体例を示す回路図であり、図中、図１と同等部分には同一符号を付して示している。

図２では、図１の低周波増幅器１６および移相器１７の回路部分については省略している。また、回路入力端子１１と多段高周波増幅器１３との間には入力整合回路１８が、多段高周波増幅器１３と回路出力端子１２との間には出力整合回路１９がそれぞれ接続されている。

本具体例においては、多段高周波増幅器１３が２段構成の場合を例に挙げて示し、また多段高周波増幅器１３を構成するトランジスタとしてＦＥＴを用いている。すなわち、多段高周波増幅器１３は、初段ＦＥＴ１３１および終段ＦＥＴ１３２を有し、初段ＦＥＴ１３１のドレインと終段ＦＥＴ１３２のゲートとの間が段間整合回路１３３を介して結合された構成となっている。初段ＦＥＴ１３１のゲートは、抵抗Ｒ１１を介して初段ゲート電位に接続されている。初段ＦＥＴ１３１のドレインは、ＲＦチョークインダクタＬ１１を介して電源Ｖｃｃに接続されている。

終段ＦＥＴ１３２のゲートバイアス回路１３４は、終段ゲート電位と終段ＦＥＴ１３２のゲートとの間に直列に接続されたバイアス抵抗Ｒ１２およびＲＦチョークインダクタＬ１２と、終段ＦＥＴ１３２のゲートと移相器１７（図１参照）の出力端との間に直列に接続されたＲＦチョークインダクタＬ１３およびＤＣカットキャパシタＣ１１とを有する構成となっている。終段ＦＥＴ１３２のドレインは、チョークインダクタＬ１４を介して電源Ｖｃｃに接続されるとともに、キャパシタＣ１２および出力整合回路１９を介して回路出力端子１２に接続されている。

このゲートバイアス回路１３４において、ＲＦチョークインダクタＬ１２は、高周波信号の電源側への通過を阻止して低周波信号および直流信号を電源側へ通過させる作用をなす。また、ＤＣカットキャパシタＣ１１は、移相器１７から供給される低周波信号を終段ＦＥＴ１３２側へ通過させ、直流信号の通過を阻止する作用をなす。このＤＣカットキャパシタＣ１１の容量値としては、比較的大きな値（〜数μＦ）が必要となるが、近年のデバイスの発達により、小型かつ低コストな素子を入手することは容易である。

因みに、従来技術で述べたように、低周波２次歪信号の電源側への通過を阻止するチョークインダクタ（図１３の低周波チョークインダクタ１０４）として、大きなインダクタンス（例えば、数μＨ〜１０μＨ）のものを用いる場合にはそうはいかず、電力増幅装置の大型化、高コスト化を招くことになってしまう。これに対して、本具体例に係る電力増幅装置では、チョークインダクタＬ１４としては、数ｎＨ〜１０ｎＨ程度のもので良いため、小型化、低コスト化に大きく寄与できる。

ＲＦ結合器１４としては、キャパシタＣ１３を用いている。検波器１５では、非線形素子としてダイオードを利用している。非線形素子として、ダイオードに代えてＦＥＴやバイポーラトランジスタを使用しても同様の効果を得ることができる。ダイオードＤのアノードは、ＲＦ結合用キャパシタＣ１３を介して入力整合回路１８の出力端に接続されている。ダイオードＤのアノードとグランドとの間には抵抗Ｒ１３が接続されている。ダイオードＤのカソードとグランドとの間には、キャパシタＣ１４および抵抗Ｒ１４が並列に接続されている。

上述したように、歪補償機能を持つ電力増幅装置において、低周波の２次歪成分を検波器１５で効率良く取り出して多段高周波増幅器１３の最終段トランジスタのゲート／ベースのバイアス回路に再注入する構成を採ることにより、多段高周波増幅器１３が線形化、即ち注入された２次歪成分がトランジスタの非線形性によって３次歪に変換され、この変換された３次歪が元々多段高周波増幅器１３で発生していた３次歪と相殺されるため、隣接チャネル漏洩電力を低減することができる。

特に、低周波２次歪成分を多段高周波増幅器１３の段間、具体的には終段のゲート／ベースのバイアス回路に再注入することで、次のような作用効果が得られる。すなわち、ＦＥＴのゲート回路はドレインに比べてインピーダンスが非常に高く、通常、図２の具体例から明らかなように、バイアス抵抗Ｒ１２を介してゲート電位を与えている。したがって、低周波２次歪成分の電源側への通過がバイアス抵抗Ｒ１２によって阻止されるため、従来技術で述べたような大きなインダクタンス素子を用いる必要がなく、その結果電力増幅装置の小型化および低コスト化を図ることができる。

また、フィードバック構成ではなく、フィードフォワード構成となっているため、例えばＷ−ＣＤＭＡ変調波のように高速に包絡線変動する変調波を増幅する場合にも、３次歪低減の効果を得ることができる。これは、Ｗ−ＣＤＭＡや次世代の高速変調方式にも対応できることを示している。さらに、従来の通常の電力増幅装置に対して線形化のために付加する構成要素は検波器１５、低周波増幅器１６および移相器１７などであり、ＩＣ技術を用いれば全て小型に実現できるものである。そのため、本実施形態に係る電力増幅装置の構成はモジュール化に向いており、モジュール化することによりオールインワンの線形化電力増幅装置が実現可能となる。

なお、図２の具体例では、多段高周波増幅器１３が２段構成の場合を例に挙げて説明したが、３段以上の構成の多段高周波増幅器１３に対しても、その段間に低周波２次歪成分を再注入することで同様の作用効果を得ることができる。ただし、最終段のトランジスタは電力変換効率を高めるために非線形の動作をし、そこで歪が発生することから、最終段のトランジスタのゲート／ベースバイアス回路に再注入することで、歪補償効果をより高めることができる。

図３は、本実施形態に係る電力増幅装置にＮ−ＣＤＭＡ変調波信号を入力させた場合における出力電力＆ＡＣＰＲ（隣接チャネル漏洩電力比）に対する入力電力を示す特性図である。変調波の中心周波数は９００ＭＨｚである。

図３において、ＡＣＰＲとは、変調波のＲＦ周波数から±９００ＭＨｚオフセットした周波数での電力と自チャンネルとの電力比を示す。ＬＦＦＦ（図中、実線）は本発明による歪補償を行った場合の特性を、ＮｏＦＦ（図中、点線）は本発明による歪補償を行わない場合の特性をそれぞれ示している。ＬＦＦＦ(Low Filter Feed Forward)の特性から明らかなように、本発明による歪補償を行うことにより、ほとんどの入力電力レベルにおいてＡＣＰＲが減少していることがわかる。

図４は、本発明による歪補償（ＬＦＦＦ）を行った場合の効果を示す周波数スペクトラム図である。図４において、一点鎖線（Ａ）は入力信号のスペクトラムを、点線（Ｂ）は本発明による歪補償を行わず（ＬＦＦＦ無し）に通常の多段電力増幅器によって出力されたスペクトラムを、実線（Ｃ）は本発明による歪補償を行った場合（ＬＦＦＦ有り）のスペクトラムをそれぞれ示している。隣接チャネルが存在する付近の周波数において、実線（Ｃ）の方が点線（Ｂ）よりも上回っており、これは本発明の歪補償による効果である。

図５は、本発明に係る電力増幅装置の変換効率（ＰＡＥ）−入力電力の特性図である。図３において、電力増幅装置に与えられたＡＣＰＲの仕様が−５０ｄＢｃだとすると、本発明による歪補償を行わないときは−４ｄＢｍ程度の入力電力までしか入力させることができない。これに対して、本発明による歪補償を行うことにより、−０．５ｄＢｍの入力電力まで増加させることができている。これにより、図５の特性図を見ると、約１０％程度の変換効率（ＰＡＥ）の増加が得られていることがわかる。

続いて、低周波増幅器１６および移相器１７の具体的な構成例について説明する。

図６は、低周波増幅器１６の構成の一例を示す回路図である。本例に係る低周波増幅器１６は、入力信号Ｖｉｎを非反転入力とするオペアンプＯＰ１１と、このオペアンプＯＰ１１の反転（−）入力端と出力端との間に接続された可変抵抗ＶＲ１１と、オペアンプＯＰ１１の出力端に一端が接続された抵抗Ｒ２１とを有する非反転増幅器の構成となっている。

図７は、移相器１７の構成の一例を示す回路図である。本例に係る移相器１７は、オペアンプＯＰ１２と、各一端が共通に接続されて回路入力端となり、各他端がオペアンプＯＰ１２の反転入力端および非反転入力端にそれぞれ接続された可変抵抗ＶＲ１２および抵抗Ｒ２２と、オペアンプＯＰ１２の非反転入力端とグランドとの間に接続されたキャパシタＣ２２と、オペアンプＯＰ１２の反転入力端と出力端との間に接続された抵抗Ｒ２３とを有する一次オールパスフィルタ構成となっている。

上記構成の移相器１７において、可変抵抗ＶＲ１２の抵抗値をＲ、キャパシタＣ２２の容量値をＣとすると、各角周波数ωでの移相量Δθは、
Δθ＝ｔａｎ^-1｛−２ωＣＲ／（１−ω² Ｃ² Ｒ² ）｝
で表される。

（第１実施形態の第１変形例）
図８は、第１実施形態の第１変形例に係る電力増幅装置の構成例を示すブロック図であり、図中、図１と同等部分には同一符号を付して示している。

本変形例に係る電力増幅装置では、検波器１５と低周波増幅器１６との間に、バンドパスフィルタ（もしくは、ローパスフィルタ）２０を配置した構成を採っている。かかる構成の電力増幅装置の基本的な動作は図１の場合と同じである。ただし、本変形例に係る電力増幅装置では、検波器１５から出力される低周波信号に含まれる高調波成分をバンドパスフィルタ（もしくは、ローパスフィルタ）２０で積極的に落とし、低周波２次歪成分のみを取り出すようにしている。

このように、高周波信号から低周波成分を取り出す検波器１５の後段にバンドパスフィルタ（もしくは、ローパスフィルタ）２０を配置し、低周波信号に含まれる高調波成分を積極的に落として低周波２次歪成分のみを取り出すようにすることで、低周波２次歪成分のみが多段高周波増幅器１３の最終段のゲート／ベースバイアス回路に再注入され、３次歪の相殺効果が高まることになるため、歪補償の効果をより高めることができる。

（第１実施形態の第２変形例）
図９は、第１実施形態の第２変形例に係る電力増幅装置の構成例を示すブロック図であり、図中、図１と同等部分には同一符号を付して示している。

第１実施形態および第１変形例では、低周波信号の２次歪成分を検出する検波器１５をＲＦ段に配置していたのに対して、本変形例においては、検波器１５をＩＦ段（中間周波数段）に配置し、この検波器１５に対して結合器１４Ａを介してＩＦ信号の一部を与える構成を採っている。

図９において、回路入力端子１１と回路出力端子１２との間には、周波数変換器２１、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２２、ドライバー増幅器２３および多段高周波増幅器１３が縦続接続されている。周波数変換器２１は、ＩＦ信号に対して局部発振器２４から与えられる局部発振信号を混合することでＲＦ信号に変換する。

この第２具体例に係る電力増幅装置は、送信系としてＩＦ段が存在するような送信機に対して適用することができる。そして、入力信号が周波数変換器２１、バンドパスフィルタ２２、ドライバー増幅器２３などを通過する間の遅延時間により、検波器１５、低周波増幅器１６、移相器１７などを通過する際の低周波信号の遅延時間が相殺されるため、遅延時間ずれによる線形化特性の劣化を防ぐことができる。

なお、第１実施形態およびその変形例では、低周波増幅器１６の後段に移相器１７を配置するとしたが、元々発生していた３次歪と新たに発生させた３次歪とを相殺させる際、必ずしも移相器１７で低周波２次歪成分の位相調整を行う必要がない場合がある。その場合には、移相器１７を省略しても同様の作用効果を得ることができる。

ところで、検波器１５はダイオード等の非線形性を利用して高周波信号の包絡線（２次歪を含む）を検波するが、ダイオードはアナログ素子であるためにプロセスのばらつきや温度変化による特性変動は避けることができない。検波器１５の出力電圧がそれらの変動要因によって影響を受けると、増幅器の線形化特性が劣化してしまう。この点に鑑みなされたのが、以下に説明する本発明の第２実施形態に係る電力増幅装置である。

［第２実施形態］
図１０は、本発明の第２実施形態に係る電力増幅装置の構成例を示すブロック図である。第２実施形態に係る電力増幅装置では、無線端末などの送信系において、中間周波数を使わずにベースバンド信号から直接ＲＦ信号に変換する構成を採っている。

図１０において、デジタルベースバンド部３１は、Ｉ信号およびＱ信号をそれぞれＤ／Ａコンバータ３１１，３１２にてアナログ信号に変換して出力するとともに、包絡線計算手段、例えば２乗検波回路３１３に入力して包絡線を計算し、この包絡線について低周波増幅器３１４で振幅を調整し、移相器３１５で位相を調整した後、Ｄ／Ａコンバータ３１６にてアナログ信号に変換して低周波アナログ信号として出力する。

デジタルベースバンド部３１からアナログ化されて出力されたＩ信号およびＱ信号は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３２，３３を通過して直交変調器３４に入力され、当該直交変調器３４によって高周波信号へと変換された後、ドライバー増幅器３５を介して多段高周波増幅器３６に入力される。

一方、デジタルベースバンド部３１から出力される低周波アナログ信号は、第１実施形態における低周波２次歪信号と等価であり、ローパスフィルタ３７を通過した後、多段高周波増幅器３６の段間、好ましくは終段トランジスタのゲート／ベースのバイアス回路に入力される。多段高周波増幅器３６を例えばＦＥＴを用いて構成した場合には、バイアス回路の構成は、例えば図２の終段バイアス回路１３４の構成と同じになる。

上述したように、デジタルベースバンド部３１において包絡線を計算することにより、検波回路としてダイオード等のアナログ素子を使用しなくて済むので、素子ばらつきによる特性劣化を免れることができる。同様に、低周波増幅器３１４および移相器３１５としてアナログ回路を使用しなくて済むため、それらについても素子ばらつきによる特性劣化を免れることができる。

なお、第１実施形態の第１変形例の場合と同様に、包絡線計算手段としての２乗検波回路３１３の後段にデジタルＢＰＦまたはＬＰＦを配置することで、低周波信号に含まれる高調波成分を積極的に落として低周波２次歪成分のみを取り出すことができる。これにより、低周波２次歪成分のみが多段高周波増幅器３６の最終段のゲート／ベースバイアス回路に再注入されることになるため、歪補償の効果をより高めることができる。

ところで、第１実施形態に係る電力増幅装置において、高周波信号はそのまま多段高周波増幅器１３へと入力するのに対して、検波器１５で発生した低周波信号は低周波増幅器１６および移相器１７、第１変形例に場合にはＢＰＦ（又は、ＬＰＦ）２０を通過するために通過時間が長くなる。通過時間が信号変調波のチップレートに対して十分に無視できる場合は問題ないが、無視できない場合は電力増幅装置の線形化特性が劣化することになる。この点に鑑みなされたのが、以下に説明する本発明の第３実施形態に係る電力増幅装置である。

［第３実施形態］
図１１は、本発明の第３実施形態に係る電力増幅装置の構成例を示すブロック図であり、図中、図１と同等部分には同一符号を付して示している。

本実施形態に係る電力増幅装置では、回路入力端子１１と多段高周波増幅器１３との間に、ＳＡＷ(Surface Acoustic Wave;表面弾性波)フィルタなどの遅延素子３１を配置した構成を採っている。これにより、高周波信号は、遅延素子３１を通過して多段高周波増幅器１３に入力することになる。

このように、回路入力端子１１と多段高周波増幅器１３との間に遅延素子３１を配置することにより、低周波増幅器１６および移相器１７、場合によってはＢＰＦ（又は、ＬＰＦ）２０を通過する低周波信号の遅延時間と、遅延素子３１を通過する高周波信号の遅延時間との差が小さくなるため、遅延時間ずれによる線形化特性の劣化を防ぐことができる。つまり、チップレートの速い変調信号においても、本発明に係る線形化方式を適用することができるようになる。

［適用例］
以上説明した第１〜第３実施形態のいずれかに係る電力増幅装置は、無線通信装置、例えばＣＤＭＡ方式携帯電話機におけるＲＦフロントエンド部のパワーアンプを構成するのに用いられる。図１２は、ＣＤＭＡ方式携帯電話機におけるＲＦフロントエンド部の構成の一例を示すブロック図である。

図１２において、アンテナ７１で受信された受信波は、送信／受信に共用される帯域振分けフィルタ７２を通過し、ＡＧＣアンプ７３で信号レベルが一定にされた後ミキサ７４に供給される。ミキサ７４では、局部発振器７５からの局部発振周波数と混合されることによって中間周波（ＩＦ）に変換された後、後段のベースバンドＩＣ（図示せず）に供給される。

一方、送信側では、前段のベースバンドＩＣから供給されるＩＦ信号がミキサ７６に供給され、ここで局部発振器７７からの局部発振周波数と混合されてＲＦ信号に変換される。そして、このＲＦ信号は、高周波電力増幅器７８で増幅された後帯域振分けフィルタ７２を経てアンテナ７１に供給され、このアンテナ７１から電波として送信される。

上記構成のＣＤＭＡ方式携帯電話機のＲＦフロントエンド部において、送信側の高周波電力増幅器７８として、先述した第１〜第３実施形態のいずれかに係る電力増幅装置が用いられる。

このように、無線通信装置におけるＲＦフロントエンド部において、送信側の高周波電力増幅器７８として、第１〜第３実施形態のいずれかに係る電力増幅装置を用いることにより、これら電力増幅装置は大きなインダクタンス素子を用いる必要がなく、小型化および低コスト化が可能であるため、無線通信装置そのものの小型化および低コスト化に大きく寄与でき、特に携帯電話機などの携帯型無線通信装置に適用した場合にその効果が大である。

なお、上記適用例では、ＣＤＭＡ方式の携帯電話機に適用した場合を例にとって説明したが、本発明はこの適用例に限定されるものではなく、無線通信装置全般に適用することが可能である。

本発明の第１実施形態に係る電力増幅装置の構成例を示すブロック図である。第１実施形態の変形例に係る電力増幅装置の具体例を示す回路図である。第１実施形態に係る電力増幅装置にＮ−ＣＤＭＡ変調波信号を入力させた場合における出力電力＆ＡＣＰＲに対する入力電力を示す特性図である。本発明による歪補償を行った場合の効果を示す周波数スペクトラム図である。本発明に係る電力増幅装置の変換効率−入力電力の特性図である。低周波増幅器の構成の一例を示す回路図である。移相器の構成の一例を示す回路図である。第１実施形態の第１変形例に係る電力増幅装置の構成例を示すブロック図である。第１実施形態の第２変形例に係る電力増幅装置の構成例を示すブロック図である。本発明の第２実施形態に係る電力増幅装置の構成例を示すブロック図である。本発明の第３実施形態に係る電力増幅装置の構成例を示すブロック図である。ＣＤＭＡ方式携帯電話機におけるＲＦフロントエンド部の構成の一例を示すブロック図である。歪補償機能を持つ電力増幅装置の従来例を示す回路図である。

符号の説明

１３，３６…多段高周波増幅器、１４，１４Ａ…結合器、１５，３１３…検波器、１６，３１４…低周波増幅器、１７，３１５…移相器、２０…フィルタ（ＬＰＦ／ＢＰＦ）、２１…周波数変換器、２３…ドライバー増幅器、３１…遅延素子

Claims

中間周波数のＩＦ信号をそれより高周波のＲＦ信号の周波数へ変換する周波数変換器と、当該変換後の高周波のＲＦ信号がバンドパスフィルタおよびドライバー増幅器を通じて入力され、当該入力される高周波のＲＦ信号を複数段のトランジスタで多段増幅して出力する多段高周波増幅器とを有する無線通信装置の電力増幅装置であって、
前記多段高周波増幅器から出力される高周波のＲＦ信号における３次歪を低減するためのフィードフォワード回路として、
多段高周波増幅器の前に位置して前記中間周波数のＩＦ信号が入力される前記周波数変換器の入力側から、前記ＲＦ信号に周波数変換される前の中間周波数のＩＦ信号についての低周波信号成分を取り出し、その取り出した低周波信号成分を包絡線信号に変換する検波器と、
前記検波器に接続され、当該検波器から入力される前記包絡線信号を増幅する低周波増幅器と、
前記低周波増幅器に接続され、前記低周波増幅器で増幅された前記包絡線信号についての低周波２次歪成分の位相を調整する移相器と、
前記多段高周波増幅器の最終段のトランジスタのゲート或いはベースに接続された抵抗およびチョークインダクタの直列回路を含み、当該ゲート或いはベースにバイアス電圧を印加するバイアス回路と、
を有し、
前記移相器は、
前記抵抗およびチョークインダクタによる前記直列回路を含む前記バイアス回路が接続されている、前記多段高周波増幅器の最終段のトランジスタのゲート或いはベースに接続され、前記低周波２次歪成分の位相を調整した前記包絡線信号を前記ゲート或いはベースへ出力して、前記バイアス回路によって印加されるバイアス電圧に対して注入する
電力増幅装置。
送信系のフロントエンドを構成する電力増幅装置として、中間周波数のＩＦ信号をそれより高周波のＲＦ信号の周波数へ変換する周波数変換器と、当該変更後の高周波のＲＦ信号がバンドパスフィルタおよびドライバー増幅器を通じて入力され、当該入力される高周波のＲＦ信号を複数段のトランジスタで多段増幅して出力する多段高周波増幅器とを有する、無線通信装置であって、
前記多段高周波増幅器から出力される高周波のＲＦ信号における３次歪を低減するためのフィードフォワード回路として、
前記多段高周波増幅器の前に位置して前記中間周波数のＩＦ信号が入力される前記周波数変換器の入力側から、前記ＲＦ信号に周波数変換される前の中間周波数のＩＦ信号についての低周波信号成分を取り出し、その取り出した信号成分を包絡線信号に変換する検波器と、
前記検波器に接続され、当該検波器から入力される前記包絡線信号を増幅する低周波増幅器と、
前記低周波増幅器に接続され、前記低周波増幅器で増幅された前記包絡線信号についての低周波２次歪成分の位相を調整する移相器と、
前記多段高周波増幅器の最終段のトランジスタのゲート或いはベースに接続された抵抗およびチョークインダクタの直列回路を含み、当該ゲート或いはベースにバイアス電圧を印加するバイアス回路と、
を有し、
前記移相器は、
前記抵抗およびチョークインダクタによる前記直列回路を含む前記バイアス回路が接続されている、前記多段高周波増幅器の最終段のトランジスタのゲート或いはベースに接続され、前記低周波２次歪成分の位相を調整した前記包絡線信号を前記ゲート或いはベースへ出力して、前記バイアス回路によって印加されるバイアス電圧に対して注入する
無線通信装置。