JP2003338713A - 電力増幅装置およびこれを用いた無線通信装置 - Google Patents
電力増幅装置およびこれを用いた無線通信装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 低周波信号を増幅用ＦＥＴのドレインに再注
入する構成を採った場合は、低周波チョークインダクタ
として非常に大きなインダクタンスのコイルが必要にな
る。 【解決手段】 多段高周波増幅器１３の入力側から高周
波信号の一部を検波器１５で取り出し、その取り出した
信号を包絡線信号に変換することで、低周波２次歪成分
を効率良く取り出す。そして、この低周波２次歪成分を
低周波増幅器１６で増幅し、移相器１７で位相調整した
後、多段高周波増幅器１３の最終段のゲート或いはベー
スバイアスに注入する。その結果、低周波２次歪成分は
トランジスタの非線形性によって３次歪に変換され、元
々多段高周波増幅器１３で発生していた３次歪成分と相
殺される。
入する構成を採った場合は、低周波チョークインダクタ
として非常に大きなインダクタンスのコイルが必要にな
る。 【解決手段】 多段高周波増幅器１３の入力側から高周
波信号の一部を検波器１５で取り出し、その取り出した
信号を包絡線信号に変換することで、低周波２次歪成分
を効率良く取り出す。そして、この低周波２次歪成分を
低周波増幅器１６で増幅し、移相器１７で位相調整した
後、多段高周波増幅器１３の最終段のゲート或いはベー
スバイアスに注入する。その結果、低周波２次歪成分は
トランジスタの非線形性によって３次歪に変換され、元
々多段高周波増幅器１３で発生していた３次歪成分と相
殺される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電力増幅装置およ
びこれを用いた無線通信装置に関し、特に歪補償機能を
持つ電力増幅装置およびこれを用いた無線通信装置に関
する。
びこれを用いた無線通信装置に関し、特に歪補償機能を
持つ電力増幅装置およびこれを用いた無線通信装置に関
する。
【０００２】
【従来の技術】ＣＤＭＡ(Code Division Multiple Acce
ss)等の線形変調方式を採用した携帯電話機に代表され
る無線通信装置では、低歪かつ高効率な電力増幅装置が
必要とされる。この種の電力増幅装置としては、歪補償
機能を持つ電力増幅装置が知られている。その構成の一
例を図１３に示す。この従来例に係る電力増幅装置は、
増幅用ＦＥＴ１０１、入力整合回路１０２、フィードフ
ォワード路１０３、低周波チョークインダクタ１０４お
よび出力整合回路１０５からなり、フィードフォワード
を用いた線形化によって３次歪を抑圧するというもので
ある。
ss)等の線形変調方式を採用した携帯電話機に代表され
る無線通信装置では、低歪かつ高効率な電力増幅装置が
必要とされる。この種の電力増幅装置としては、歪補償
機能を持つ電力増幅装置が知られている。その構成の一
例を図１３に示す。この従来例に係る電力増幅装置は、
増幅用ＦＥＴ１０１、入力整合回路１０２、フィードフ
ォワード路１０３、低周波チョークインダクタ１０４お
よび出力整合回路１０５からなり、フィードフォワード
を用いた線形化によって３次歪を抑圧するというもので
ある。
【０００３】上記構成の電力増幅装置の動作原理は次の
通りである。先ず、２つの正弦波信号もしくは変調波信
号が入力整合回路１０２を介して入力されることで、増
幅用ＦＥＴ１０１は大信号動作している。つまり、基本
波以外に高次の高調波を発生している状態である。増幅
用ＦＥＴ１０１で発生している２次歪波のうち、低周波
に存在する成分は、フィードフォワード路１０３のＲＦ
チョークインダクタ１１１およびキャパシタ１１２を通
った後、負荷抵抗１１３で電圧信号に変換される。その
低周波成分が低周波アンプ１１４によって増幅される。
通りである。先ず、２つの正弦波信号もしくは変調波信
号が入力整合回路１０２を介して入力されることで、増
幅用ＦＥＴ１０１は大信号動作している。つまり、基本
波以外に高次の高調波を発生している状態である。増幅
用ＦＥＴ１０１で発生している２次歪波のうち、低周波
に存在する成分は、フィードフォワード路１０３のＲＦ
チョークインダクタ１１１およびキャパシタ１１２を通
った後、負荷抵抗１１３で電圧信号に変換される。その
低周波成分が低周波アンプ１１４によって増幅される。
【０００４】低周波アンプ１１４で増幅された低周波信
号は、キャパシタ１１６およびチョークインダクタ１１
７を通った後、増幅用ＦＥＴ１０１のドレインに再注入
される。この再注入された低周波信号の一部は、増幅用
ＦＥＴ１０１の非線形性によって新たに３次歪へと変換
される。そして、増幅用ＦＥＴ１０１のドレインにおい
て、元々存在していた３次歪と新たに発生した３次歪と
が相殺され、結果的に３次歪成分が減少する。
号は、キャパシタ１１６およびチョークインダクタ１１
７を通った後、増幅用ＦＥＴ１０１のドレインに再注入
される。この再注入された低周波信号の一部は、増幅用
ＦＥＴ１０１の非線形性によって新たに３次歪へと変換
される。そして、増幅用ＦＥＴ１０１のドレインにおい
て、元々存在していた３次歪と新たに発生した３次歪と
が相殺され、結果的に３次歪成分が減少する。
【０００５】フィードフォワード方式の歪低減の原理
は、次のように数式によって解析的に説明される。
は、次のように数式によって解析的に説明される。
【０００６】電力増幅器の入出力特性を、以下のように
多項式表示する。 { EMBED Equation.3 , } ……（１） ここで、電力増幅器に入力する２つの正弦波信号の角周
波数をω１およびω２とすると、電力増幅器出力で発生
している２次歪成分の角周波数は、ω２−ω１である。
この成分を何らかの方法で再び電力増幅器に再注入す
る。上記従来例では、増幅用ＦＥＥ１０１のドレイン側
から再注入している。
多項式表示する。 { EMBED Equation.3 , } ……（１） ここで、電力増幅器に入力する２つの正弦波信号の角周
波数をω１およびω２とすると、電力増幅器出力で発生
している２次歪成分の角周波数は、ω２−ω１である。
この成分を何らかの方法で再び電力増幅器に再注入す
る。上記従来例では、増幅用ＦＥＥ１０１のドレイン側
から再注入している。
【０００７】{ EMBED Equation.3 , } …（２）
（２）式において、２項目が低周波２次歪成分である。
但し、Ｈは振幅の係数、φは移相量である。
但し、Ｈは振幅の係数、φは移相量である。
【０００８】次に、（２）式を（１）式に代入する。全
ての項を表すと煩雑になるため、２次係数による項のみ
を表すと次のようになる。
ての項を表すと煩雑になるため、２次係数による項のみ
を表すと次のようになる。
【数１】
【０００９】（３）式における最後の２項は２ω１−ω
２および２ω２−ω１の角周波数成分を持っているため
３次歪成分（ＩＭ３）である。これらの項が元々電力増
幅器で発生していた３次歪成分と打ち消し合うようにす
れば３次歪成分の低減が可能である。
２および２ω２−ω１の角周波数成分を持っているため
３次歪成分（ＩＭ３）である。これらの項が元々電力増
幅器で発生していた３次歪成分と打ち消し合うようにす
れば３次歪成分の低減が可能である。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】ところで、先述した従
来例に係る電力増幅装置は、1段のトランジスタによっ
て構成されている。しかしながら、通常の携帯電話端末
などで用いられる電力増幅器では、十分な電力利得を得
るために２段若しくは３段のトランジスタを使用するこ
とが多い。また、最も大きな問題点は、低周波信号を増
幅用ＦＥＴ１０１のドレインに再注入する構成を採って
いるため、低周波チョークインダクタ１０４として非常
に大きなインダクタンスのコイルが必要となることであ
る。この低周波チョークインダクタ１０４は、再注入さ
れる低周波成分と直流電源を分離する、即ち低周波成分
の電源側への通過を阻止するために必要である。低周波
チョークインダクタ１０４として、場合によっては数μ
Ｈのインダクタンス値が必要である。これでは小型・低
コストの理念とは反する。
来例に係る電力増幅装置は、1段のトランジスタによっ
て構成されている。しかしながら、通常の携帯電話端末
などで用いられる電力増幅器では、十分な電力利得を得
るために２段若しくは３段のトランジスタを使用するこ
とが多い。また、最も大きな問題点は、低周波信号を増
幅用ＦＥＴ１０１のドレインに再注入する構成を採って
いるため、低周波チョークインダクタ１０４として非常
に大きなインダクタンスのコイルが必要となることであ
る。この低周波チョークインダクタ１０４は、再注入さ
れる低周波成分と直流電源を分離する、即ち低周波成分
の電源側への通過を阻止するために必要である。低周波
チョークインダクタ１０４として、場合によっては数μ
Ｈのインダクタンス値が必要である。これでは小型・低
コストの理念とは反する。
【００１１】他の従来例として、特開平７−２２８４９
号公報に記載された線形増幅器がある。この線形増幅器
においても、低周波２次歪成分を取り出し、それを再注
入することによって３次歪の低減を図るという基本概念
は同じである。しかし、先述した従来例と異なり、低周
波２次歪成分を出力部から取り出して入力部にフィード
バックする構成を採っている。
号公報に記載された線形増幅器がある。この線形増幅器
においても、低周波２次歪成分を取り出し、それを再注
入することによって３次歪の低減を図るという基本概念
は同じである。しかし、先述した従来例と異なり、低周
波２次歪成分を出力部から取り出して入力部にフィード
バックする構成を採っている。
【００１２】この他の従来例では、２つの正弦波信号な
どの繰り返しが続く波形の場合には効果が得られるが、
デジタル変調波のようにランダムな信号を入力した場
合、フィードバック路の伝達時間遅延によって所望の３
次歪低減の効果を得ることができない。特に、近年のＷ
(Wide-band)−ＣＤＭＡ変調波のようにチップレートの
速い信号、つまり包絡線変動の速い信号では、フィード
バック方式では歪相殺が時間的に間に合わず困難である
と考えられる。
どの繰り返しが続く波形の場合には効果が得られるが、
デジタル変調波のようにランダムな信号を入力した場
合、フィードバック路の伝達時間遅延によって所望の３
次歪低減の効果を得ることができない。特に、近年のＷ
(Wide-band)−ＣＤＭＡ変調波のようにチップレートの
速い信号、つまり包絡線変動の速い信号では、フィード
バック方式では歪相殺が時間的に間に合わず困難である
と考えられる。
【００１３】本発明は、上記課題に鑑みてなされたもの
であり、その目的とするところは、フィードフォワード
方式の利点を活かしつつ、低歪かつ高効率で、しかも小
型かつ低コストにて実現可能な電力増幅装置およびこれ
を用いた無線通信装置を提供することにある。
であり、その目的とするところは、フィードフォワード
方式の利点を活かしつつ、低歪かつ高効率で、しかも小
型かつ低コストにて実現可能な電力増幅装置およびこれ
を用いた無線通信装置を提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】本発明による電力増幅装
置は、複数段のトランジスタを含む多段高周波増幅手段
と、この多段高周波増幅手段の入力側から高周波信号の
一部を取り出し、その取り出した信号を包絡線信号に変
換する検波器を含み、当該検波器から出力される低周波
信号を多段高周波増幅手段の最終段のゲート或いはベー
スバイアスに注入するフィードフォワード手段とを備え
た構成となっている。
置は、複数段のトランジスタを含む多段高周波増幅手段
と、この多段高周波増幅手段の入力側から高周波信号の
一部を取り出し、その取り出した信号を包絡線信号に変
換する検波器を含み、当該検波器から出力される低周波
信号を多段高周波増幅手段の最終段のゲート或いはベー
スバイアスに注入するフィードフォワード手段とを備え
た構成となっている。
【００１５】上記構成の電力増幅装置において、検波器
は、高周波信号の一部を取り出し、その取り出した信号
を包絡線信号に変換することで、低周波の２次歪成分を
効率良く取り出す。この取り出された低周波２次歪成分
は、フィードフォワード手段によって多段高周波増幅器
の最終段トランジスタのゲート／ベースバイアスに注入
される。この２次歪成分の最終段トランジスタのゲート
／ベースバイアスへの注入により、２次歪成分がトラン
ジスタの非線形性によって３次歪に変換され、元々多段
高周波増幅器で発生していた３次歪と相殺される。ま
た、バイアス回路において低周波２次歪成分の電源側へ
の通過がバイアス抵抗によって阻止されるため、大きな
インダクタンス素子を用いる必要がなくなる。
は、高周波信号の一部を取り出し、その取り出した信号
を包絡線信号に変換することで、低周波の２次歪成分を
効率良く取り出す。この取り出された低周波２次歪成分
は、フィードフォワード手段によって多段高周波増幅器
の最終段トランジスタのゲート／ベースバイアスに注入
される。この２次歪成分の最終段トランジスタのゲート
／ベースバイアスへの注入により、２次歪成分がトラン
ジスタの非線形性によって３次歪に変換され、元々多段
高周波増幅器で発生していた３次歪と相殺される。ま
た、バイアス回路において低周波２次歪成分の電源側へ
の通過がバイアス抵抗によって阻止されるため、大きな
インダクタンス素子を用いる必要がなくなる。
【００１６】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して詳細に説明する。
て図面を参照して詳細に説明する。
【００１７】［第１実施形態］図１は、本発明の第１実
施形態に係る電力増幅装置の構成例を示すブロック図で
ある。図１において、回路入力端子１１と回路出力端子
１２との間には、増幅用トランジスタが多段接続されて
なる多段高周波増幅器１３が接続されている。多段高周
波増幅器１３の入力端には、ＲＦ結合器１４を介して検
波器１５、低周波増幅器１６および移相器１７が順に縦
続接続されている。ただし、低周波増幅器１６および移
相器１７は必須の構成要素ではなく、必要に応じていず
れか一方だけを設けるようにすることも可能である。移
相器１７の出力信号は、多段高周波増幅器１３の最終段
トランジスタのゲート（または、ベース）のバイアス回
路に注入される。以上により、フィードフォワード手段
が形成されている。
施形態に係る電力増幅装置の構成例を示すブロック図で
ある。図１において、回路入力端子１１と回路出力端子
１２との間には、増幅用トランジスタが多段接続されて
なる多段高周波増幅器１３が接続されている。多段高周
波増幅器１３の入力端には、ＲＦ結合器１４を介して検
波器１５、低周波増幅器１６および移相器１７が順に縦
続接続されている。ただし、低周波増幅器１６および移
相器１７は必須の構成要素ではなく、必要に応じていず
れか一方だけを設けるようにすることも可能である。移
相器１７の出力信号は、多段高周波増幅器１３の最終段
トランジスタのゲート（または、ベース）のバイアス回
路に注入される。以上により、フィードフォワード手段
が形成されている。
【００１８】次に、上記構成の第１実施形態に係る電力
増幅装置の回路動作について説明する。
増幅装置の回路動作について説明する。
【００１９】Ｎ(Narrow-band)−ＣＤＭＡやＷ−ＣＤＭ
Ａ等の高周波変調信号が、回路入力端子１１から入力さ
れる。ここでは、その詳細については省略するが、ＣＤ
ＭＡ等の線形変調信号は、ＧＭＳＫ(Gaussian(-filtere
d) Minimum Sift Keying)等の定包絡線変調信号と異な
り、振幅方向にも情報を含むために包絡線レベルが変動
している。
Ａ等の高周波変調信号が、回路入力端子１１から入力さ
れる。ここでは、その詳細については省略するが、ＣＤ
ＭＡ等の線形変調信号は、ＧＭＳＫ(Gaussian(-filtere
d) Minimum Sift Keying)等の定包絡線変調信号と異な
り、振幅方向にも情報を含むために包絡線レベルが変動
している。
【００２０】入力された高周波変調信号の大部分はその
まま多段高周波増幅器１３に入力される。また、高周波
変調信号の一部はＲＦ結合器１４により取り出され、検
波器１５に入力される。検波器１５に入った信号はダイ
オードなどの非直線性を利用したデバイスにより、変調
波の包絡線信号に変換される。検波器１５の内部では変
調波の２倍波以上の高調波も発生しているが、検波器１
５の出力部のローパス特性によって直流周波数付近の低
周波信号のみ出力される。この低周波信号は変調波の２
次歪成分のうち、直流付近に存在する信号に相当する。
まま多段高周波増幅器１３に入力される。また、高周波
変調信号の一部はＲＦ結合器１４により取り出され、検
波器１５に入力される。検波器１５に入った信号はダイ
オードなどの非直線性を利用したデバイスにより、変調
波の包絡線信号に変換される。検波器１５の内部では変
調波の２倍波以上の高調波も発生しているが、検波器１
５の出力部のローパス特性によって直流周波数付近の低
周波信号のみ出力される。この低周波信号は変調波の２
次歪成分のうち、直流付近に存在する信号に相当する。
【００２１】検波器１５から出力される低周波信号（低
周波２次歪信号）は、低周波増幅器１６に入力され、こ
こでしかるべき電圧増幅を受けて出力される。低周波増
幅器１６の出力信号はさらに移相器１７に入力され、こ
こで決められた位相の調整を受けた後、多段高周波増幅
器１３の最終段のゲートバイアス回路に注入される。な
お、ここでは、低周波増幅器１６がＦＥＴによって構成
される場合を前提としているが、バイポーラトランジス
タによって構成される場合は、移相器１７の出力信号は
多段高周波増幅器１３の最終段のベースバイアス回路に
注入される。
周波２次歪信号）は、低周波増幅器１６に入力され、こ
こでしかるべき電圧増幅を受けて出力される。低周波増
幅器１６の出力信号はさらに移相器１７に入力され、こ
こで決められた位相の調整を受けた後、多段高周波増幅
器１３の最終段のゲートバイアス回路に注入される。な
お、ここでは、低周波増幅器１６がＦＥＴによって構成
される場合を前提としているが、バイポーラトランジス
タによって構成される場合は、移相器１７の出力信号は
多段高周波増幅器１３の最終段のベースバイアス回路に
注入される。
【００２２】移相器１７の出力信号をドレイン/コレク
タバイアスから注入する場合と比較して、ゲート/ベー
スバイアスから注入する場合は、バイアス回路に大きな
電流が流れないので抵抗を直列に挿入することができ
る。低周波信号はその抵抗を負荷とすることで、最終段
のゲート/ベース電位が変動する。ドレイン/コレクタバ
イアスから注入する場合は抵抗を挿入すると大きな電力
損失となってしまうため不可能である。そのために低周
波信号の負荷として大きなインダクタンス値のインダク
タが必要となる。
タバイアスから注入する場合と比較して、ゲート/ベー
スバイアスから注入する場合は、バイアス回路に大きな
電流が流れないので抵抗を直列に挿入することができ
る。低周波信号はその抵抗を負荷とすることで、最終段
のゲート/ベース電位が変動する。ドレイン/コレクタバ
イアスから注入する場合は抵抗を挿入すると大きな電力
損失となってしまうため不可能である。そのために低周
波信号の負荷として大きなインダクタンス値のインダク
タが必要となる。
【００２３】最終段のトランジスタは、高効率動作を行
わせるために通常は大きな非線形状態で動作を行ってい
る。よって、最終段ゲート/ベースバイアス回路に入力
された低周波信号は、先述の（３）式で説明した理論に
したがい、トランジスタの非線形性によって３次歪に変
換される。そして、この変換された３次歪が元々多段高
周波増幅器１３で発生していた３次歪成分と相殺される
ことにより、出力における３次歪成分が低減されること
になる。
わせるために通常は大きな非線形状態で動作を行ってい
る。よって、最終段ゲート/ベースバイアス回路に入力
された低周波信号は、先述の（３）式で説明した理論に
したがい、トランジスタの非線形性によって３次歪に変
換される。そして、この変換された３次歪が元々多段高
周波増幅器１３で発生していた３次歪成分と相殺される
ことにより、出力における３次歪成分が低減されること
になる。
【００２４】電力増幅器の歪の仕様を決める指標とし
て、隣接チャネル漏洩電力比（ＡＣＰＲ）がある。ＡＣ
ＰＲ仕様を決める支配的な歪要素は３次歪成分である。
したがって、３次歪を低減することができればＡＣＰＲ
についても低減することができる。これによって、電力
増幅器をより大きな非線形状態で使用することができる
ため、電力増幅器の高効率化を達成することができる。
て、隣接チャネル漏洩電力比（ＡＣＰＲ）がある。ＡＣ
ＰＲ仕様を決める支配的な歪要素は３次歪成分である。
したがって、３次歪を低減することができればＡＣＰＲ
についても低減することができる。これによって、電力
増幅器をより大きな非線形状態で使用することができる
ため、電力増幅器の高効率化を達成することができる。
【００２５】（第１実施形態の具体例）図２は、第１実
施形態の変形例に係る電力増幅装置の具体例を示す回路
図であり、図中、図１と同等部分には同一符号を付して
示している。
施形態の変形例に係る電力増幅装置の具体例を示す回路
図であり、図中、図１と同等部分には同一符号を付して
示している。
【００２６】図２では、図１の低周波増幅器１６および
移相器１７の回路部分については省略している。また、
回路入力端子１１と多段高周波増幅器１３との間には入
力整合回路１８が、多段高周波増幅器１３と回路出力端
子１２との間には出力整合回路１９がそれぞれ接続され
ている。
移相器１７の回路部分については省略している。また、
回路入力端子１１と多段高周波増幅器１３との間には入
力整合回路１８が、多段高周波増幅器１３と回路出力端
子１２との間には出力整合回路１９がそれぞれ接続され
ている。
【００２７】本具体例においては、多段高周波増幅器１
３が２段構成の場合を例に挙げて示し、また多段高周波
増幅器１３を構成するトランジスタとしてＦＥＴを用い
ている。すなわち、多段高周波増幅器１３は、初段ＦＥ
Ｔ１３１および終段ＦＥＴ１３２を有し、初段ＦＥＴ１
３１のドレインと終段ＦＥＴ１３２のゲートとの間が段
間整合回路１３３を介して結合された構成となってい
る。初段ＦＥＴ１３１のゲートは、抵抗Ｒ１１を介して
初段ゲート電位に接続されている。初段ＦＥＴ１３１の
ドレインは、ＲＦチョークインダクタＬ１１を介して電
源Ｖｃｃに接続されている。
３が２段構成の場合を例に挙げて示し、また多段高周波
増幅器１３を構成するトランジスタとしてＦＥＴを用い
ている。すなわち、多段高周波増幅器１３は、初段ＦＥ
Ｔ１３１および終段ＦＥＴ１３２を有し、初段ＦＥＴ１
３１のドレインと終段ＦＥＴ１３２のゲートとの間が段
間整合回路１３３を介して結合された構成となってい
る。初段ＦＥＴ１３１のゲートは、抵抗Ｒ１１を介して
初段ゲート電位に接続されている。初段ＦＥＴ１３１の
ドレインは、ＲＦチョークインダクタＬ１１を介して電
源Ｖｃｃに接続されている。
【００２８】終段ＦＥＴ１３２のゲートバイアス回路１
３４は、終段ゲート電位と終段ＦＥＴ１３２のゲートと
の間に直列に接続されたバイアス抵抗Ｒ１２およびＲＦ
チョークインダクタＬ１２と、終段ＦＥＴ１３２のゲー
トと移相器１７（図１参照）の出力端との間に直列に接
続されたＲＦチョークインダクタＬ１３およびＤＣカッ
トキャパシタＣ１１とを有する構成となっている。終段
ＦＥＴ１３２のドレインは、チョークインダクタＬ１４
を介して電源Ｖｃｃに接続されるとともに、キャパシタ
Ｃ１２および出力整合回路１９を介して回路出力端子１
２に接続されている。
３４は、終段ゲート電位と終段ＦＥＴ１３２のゲートと
の間に直列に接続されたバイアス抵抗Ｒ１２およびＲＦ
チョークインダクタＬ１２と、終段ＦＥＴ１３２のゲー
トと移相器１７（図１参照）の出力端との間に直列に接
続されたＲＦチョークインダクタＬ１３およびＤＣカッ
トキャパシタＣ１１とを有する構成となっている。終段
ＦＥＴ１３２のドレインは、チョークインダクタＬ１４
を介して電源Ｖｃｃに接続されるとともに、キャパシタ
Ｃ１２および出力整合回路１９を介して回路出力端子１
２に接続されている。
【００２９】このゲートバイアス回路１３４において、
ＲＦチョークインダクタＬ１２は、高周波信号の電源側
への通過を阻止して低周波信号および直流信号を電源側
へ通過させる作用をなす。また、ＤＣカットキャパシタ
Ｃ１１は、移相器１７から供給される低周波信号を終段
ＦＥＴ１３２側へ通過させ、直流信号の通過を阻止する
作用をなす。このＤＣカットキャパシタＣ１１の容量値
としては、比較的大きな値（〜数μＦ）が必要となる
が、近年のデバイスの発達により、小型かつ低コストな
素子を入手することは容易である。
ＲＦチョークインダクタＬ１２は、高周波信号の電源側
への通過を阻止して低周波信号および直流信号を電源側
へ通過させる作用をなす。また、ＤＣカットキャパシタ
Ｃ１１は、移相器１７から供給される低周波信号を終段
ＦＥＴ１３２側へ通過させ、直流信号の通過を阻止する
作用をなす。このＤＣカットキャパシタＣ１１の容量値
としては、比較的大きな値（〜数μＦ）が必要となる
が、近年のデバイスの発達により、小型かつ低コストな
素子を入手することは容易である。
【００３０】因みに、従来技術で述べたように、低周波
２次歪信号の電源側への通過を阻止するチョークインダ
クタ（図１３の低周波チョークインダクタ１０４）とし
て、大きなインダクタンス（例えば、数μＨ〜１０μ
Ｈ）のものを用いる場合にはそうはいかず、電力増幅装
置の大型化、高コスト化を招くことになってしまう。こ
れに対して、本具体例に係る電力増幅装置では、チョー
クインダクタＬ１４としては、数ｎＨ〜１０ｎＨ程度の
もので良いため、小型化、低コスト化に大きく寄与でき
る。
２次歪信号の電源側への通過を阻止するチョークインダ
クタ（図１３の低周波チョークインダクタ１０４）とし
て、大きなインダクタンス（例えば、数μＨ〜１０μ
Ｈ）のものを用いる場合にはそうはいかず、電力増幅装
置の大型化、高コスト化を招くことになってしまう。こ
れに対して、本具体例に係る電力増幅装置では、チョー
クインダクタＬ１４としては、数ｎＨ〜１０ｎＨ程度の
もので良いため、小型化、低コスト化に大きく寄与でき
る。
【００３１】ＲＦ結合器１４としては、キャパシタＣ１
３を用いている。検波器１５では、非線形素子としてダ
イオードを利用している。非線形素子として、ダイオー
ドに代えてＦＥＴやバイポーラトランジスタを使用して
も同様の効果を得ることができる。ダイオードＤのアノ
ードは、ＲＦ結合用キャパシタＣ１３を介して入力整合
回路１８の出力端に接続されている。ダイオードＤのア
ノードとグランドとの間には抵抗Ｒ１３が接続されてい
る。ダイオードＤのカソードとグランドとの間には、キ
ャパシタＣ１４および抵抗Ｒ１４が並列に接続されてい
る。
３を用いている。検波器１５では、非線形素子としてダ
イオードを利用している。非線形素子として、ダイオー
ドに代えてＦＥＴやバイポーラトランジスタを使用して
も同様の効果を得ることができる。ダイオードＤのアノ
ードは、ＲＦ結合用キャパシタＣ１３を介して入力整合
回路１８の出力端に接続されている。ダイオードＤのア
ノードとグランドとの間には抵抗Ｒ１３が接続されてい
る。ダイオードＤのカソードとグランドとの間には、キ
ャパシタＣ１４および抵抗Ｒ１４が並列に接続されてい
る。
【００３２】上述したように、歪補償機能を持つ電力増
幅装置において、低周波の２次歪成分を検波器１５で効
率良く取り出して多段高周波増幅器１３の最終段トラン
ジスタのゲート／ベースのバイアス回路に再注入する構
成を採ることにより、多段高周波増幅器１３が線形化、
即ち注入された２次歪成分がトランジスタの非線形性に
よって３次歪に変換され、この変換された３次歪が元々
多段高周波増幅器１３で発生していた３次歪と相殺され
るため、され、隣接チャネル漏洩電力を低減することが
できる。
幅装置において、低周波の２次歪成分を検波器１５で効
率良く取り出して多段高周波増幅器１３の最終段トラン
ジスタのゲート／ベースのバイアス回路に再注入する構
成を採ることにより、多段高周波増幅器１３が線形化、
即ち注入された２次歪成分がトランジスタの非線形性に
よって３次歪に変換され、この変換された３次歪が元々
多段高周波増幅器１３で発生していた３次歪と相殺され
るため、され、隣接チャネル漏洩電力を低減することが
できる。
【００３３】特に、低周波２次歪成分を多段高周波増幅
器１３の段間、具体的には終段のゲート／ベースのバイ
アス回路に再注入することで、次のような作用効果が得
られる。すなわち、ＦＥＴのゲート回路はドレインに比
べてインピーダンスが非常に高く、通常、図２の具体例
から明らかなように、バイアス抵抗Ｒ１２を介してゲー
ト電位を与えている。したがって、低周波２次歪成分の
電源側への通過がバイアス抵抗Ｒ１２によって阻止され
るため、従来技術で述べたような大きなインダクタンス
素子を用いる必要がなく、その結果電力増幅装置の小型
化および低コスト化を図ることができる。
器１３の段間、具体的には終段のゲート／ベースのバイ
アス回路に再注入することで、次のような作用効果が得
られる。すなわち、ＦＥＴのゲート回路はドレインに比
べてインピーダンスが非常に高く、通常、図２の具体例
から明らかなように、バイアス抵抗Ｒ１２を介してゲー
ト電位を与えている。したがって、低周波２次歪成分の
電源側への通過がバイアス抵抗Ｒ１２によって阻止され
るため、従来技術で述べたような大きなインダクタンス
素子を用いる必要がなく、その結果電力増幅装置の小型
化および低コスト化を図ることができる。
【００３４】また、フィードバック構成ではなく、フィ
ードフォワード構成となっているため、例えばＷ−ＣＤ
ＭＡ変調波のように高速に包絡線変動する変調波を増幅
する場合にも、３次歪低減の効果を得ることができる。
これは、Ｗ−ＣＤＭＡや次世代の高速変調方式にも対応
できることを示している。さらに、従来の通常の電力増
幅装置に対して線形化のために付加する構成要素は検波
器１５、低周波増幅器１６および移相器１７などであ
り、ＩＣ技術を用いれば全て小型に実現できるものであ
る。そのため、本実施形態に係る電力増幅装置の構成は
モジュール化に向いており、モジュール化することによ
りオールインワンの線形化電力増幅装置が実現可能とな
る。
ードフォワード構成となっているため、例えばＷ−ＣＤ
ＭＡ変調波のように高速に包絡線変動する変調波を増幅
する場合にも、３次歪低減の効果を得ることができる。
これは、Ｗ−ＣＤＭＡや次世代の高速変調方式にも対応
できることを示している。さらに、従来の通常の電力増
幅装置に対して線形化のために付加する構成要素は検波
器１５、低周波増幅器１６および移相器１７などであ
り、ＩＣ技術を用いれば全て小型に実現できるものであ
る。そのため、本実施形態に係る電力増幅装置の構成は
モジュール化に向いており、モジュール化することによ
りオールインワンの線形化電力増幅装置が実現可能とな
る。
【００３５】なお、図２の具体例では、多段高周波増幅
器１３が２段構成の場合を例に挙げて説明したが、３段
以上の構成の多段高周波増幅器１３に対しても、その段
間に低周波２次歪成分を再注入することで同様の作用効
果を得ることができる。ただし、最終段のトランジスタ
は電力変換効率を高めるために非線形の動作をし、そこ
で歪が発生することから、最終段のトランジスタのゲー
ト／ベースバイアス回路に再注入することで、歪補償効
果をより高めることができる。
器１３が２段構成の場合を例に挙げて説明したが、３段
以上の構成の多段高周波増幅器１３に対しても、その段
間に低周波２次歪成分を再注入することで同様の作用効
果を得ることができる。ただし、最終段のトランジスタ
は電力変換効率を高めるために非線形の動作をし、そこ
で歪が発生することから、最終段のトランジスタのゲー
ト／ベースバイアス回路に再注入することで、歪補償効
果をより高めることができる。
【００３６】図３は、本実施形態に係る電力増幅装置に
Ｎ−ＣＤＭＡ変調波信号を入力させた場合における出力
電力＆ＡＣＰＲ（隣接チャネル漏洩電力比）に対する入
力電力を示す特性図である。変調波の中心周波数は９０
０ＭＨｚである。
Ｎ−ＣＤＭＡ変調波信号を入力させた場合における出力
電力＆ＡＣＰＲ（隣接チャネル漏洩電力比）に対する入
力電力を示す特性図である。変調波の中心周波数は９０
０ＭＨｚである。
【００３７】図３において、ＡＣＰＲとは、変調波のＲ
Ｆ周波数から±９００ＭＨｚオフセットした周波数での
電力と自チャンネルとの電力比を示す。ＬＦＦＦ（図
中、実線）は本発明による歪補償を行った場合の特性
を、ＮｏＦＦ（図中、点線）は本発明による歪補償を行
わない場合の特性をそれぞれ示している。ＬＦＦＦ(Low
Filter Feed Forward)の特性から明らかなように、本
発明による歪補償を行うことにより、ほとんどの入力電
力レベルにおいてＡＣＰＲが減少していることがわか
る。
Ｆ周波数から±９００ＭＨｚオフセットした周波数での
電力と自チャンネルとの電力比を示す。ＬＦＦＦ（図
中、実線）は本発明による歪補償を行った場合の特性
を、ＮｏＦＦ（図中、点線）は本発明による歪補償を行
わない場合の特性をそれぞれ示している。ＬＦＦＦ(Low
Filter Feed Forward)の特性から明らかなように、本
発明による歪補償を行うことにより、ほとんどの入力電
力レベルにおいてＡＣＰＲが減少していることがわか
る。
【００３８】図４は、本発明による歪補償（ＬＦＦＦ）
を行った場合の効果を示す周波数スペクトラム図であ
る。図４において、一点鎖線（Ａ）は入力信号のスペク
トラムを、点線（Ｂ）は本発明による歪補償を行わず
（ＬＦＦＦ無し）に通常の多段電力増幅器によって出力
されたスペクトラムを、実線（Ｃ）は本発明による歪補
償を行った場合（ＬＦＦＦ有り）のスペクトラムをそれ
ぞれ示している。隣接チャネルが存在する付近の周波数
において、実線（Ｃ）の方が点線（Ｂ）よりも上回って
おり、これは本発明の歪補償による効果である。
を行った場合の効果を示す周波数スペクトラム図であ
る。図４において、一点鎖線（Ａ）は入力信号のスペク
トラムを、点線（Ｂ）は本発明による歪補償を行わず
（ＬＦＦＦ無し）に通常の多段電力増幅器によって出力
されたスペクトラムを、実線（Ｃ）は本発明による歪補
償を行った場合（ＬＦＦＦ有り）のスペクトラムをそれ
ぞれ示している。隣接チャネルが存在する付近の周波数
において、実線（Ｃ）の方が点線（Ｂ）よりも上回って
おり、これは本発明の歪補償による効果である。
【００３９】図５は、本発明に係る電力増幅装置の変換
効率（ＰＡＥ）−入力電力の特性図である。図３におい
て、電力増幅装置に与えられたＡＣＰＲの仕様が−５０
ｄＢｃだとすると、本発明による歪補償を行わないとき
は−４ｄＢｍ程度の入力電力までしか入力させることが
できない。これに対して、本発明による歪補償を行うこ
とにより、−０．５ｄＢｍの入力電力まで増加させるこ
とができている。これにより、図５の特性図を見ると、
約１０％程度の変換効率（ＰＡＥ）の増加が得られてい
ることがわかる。
効率（ＰＡＥ）−入力電力の特性図である。図３におい
て、電力増幅装置に与えられたＡＣＰＲの仕様が−５０
ｄＢｃだとすると、本発明による歪補償を行わないとき
は−４ｄＢｍ程度の入力電力までしか入力させることが
できない。これに対して、本発明による歪補償を行うこ
とにより、−０．５ｄＢｍの入力電力まで増加させるこ
とができている。これにより、図５の特性図を見ると、
約１０％程度の変換効率（ＰＡＥ）の増加が得られてい
ることがわかる。
【００４０】続いて、低周波増幅器１６および移相器１
７の具体的な構成例について説明する。
７の具体的な構成例について説明する。
【００４１】図６は、低周波増幅器１６の構成の一例を
示す回路図である。本例に係る低周波増幅器１６は、入
力信号Ｖｉｎを非反転入力とするオペアンプＯＰ１１
と、このオペアンプＯＰ１１の反転（−）入力端と出力
端との間に接続された可変抵抗ＶＲ１１と、オペアンプ
ＯＰ１１の出力端に一端が接続された抵抗Ｒ２１とを有
する非反転増幅器構成となっている。
示す回路図である。本例に係る低周波増幅器１６は、入
力信号Ｖｉｎを非反転入力とするオペアンプＯＰ１１
と、このオペアンプＯＰ１１の反転（−）入力端と出力
端との間に接続された可変抵抗ＶＲ１１と、オペアンプ
ＯＰ１１の出力端に一端が接続された抵抗Ｒ２１とを有
する非反転増幅器構成となっている。
【００４２】図７は、移相器１７の構成の一例を示す回
路図である。本例に係る移相器１７は、オペアンプＯＰ
１２と、各一端が共通に接続されて回路入力端となり、
各他端がオペアンプＯＰ１２の反転入力端および非反転
入力端にそれぞれ接続された可変抵抗ＶＲ１２および抵
抗Ｒ２２と、オペアンプＯＰ１２の非反転入力端とグラ
ンドとの間に接続されたキャパシタＣ２２と、オペアン
プＯＰ１２の反転入力端と出力端との間に接続された抵
抗Ｒ２３とを有する一次オールパスフィルタ構成となっ
ている。
路図である。本例に係る移相器１７は、オペアンプＯＰ
１２と、各一端が共通に接続されて回路入力端となり、
各他端がオペアンプＯＰ１２の反転入力端および非反転
入力端にそれぞれ接続された可変抵抗ＶＲ１２および抵
抗Ｒ２２と、オペアンプＯＰ１２の非反転入力端とグラ
ンドとの間に接続されたキャパシタＣ２２と、オペアン
プＯＰ１２の反転入力端と出力端との間に接続された抵
抗Ｒ２３とを有する一次オールパスフィルタ構成となっ
ている。
【００４３】上記構成の移相器１７において、可変抵抗
ＶＲ１２の抵抗値をＲ、キャパシタＣ２２の容量値をＣ
とすると、各角周波数ωでの移相量Δθは、 Δθ＝ｔａｎ-1｛−２ωＣＲ／（１−ω2 Ｃ2 Ｒ2 ）｝ で表される。
ＶＲ１２の抵抗値をＲ、キャパシタＣ２２の容量値をＣ
とすると、各角周波数ωでの移相量Δθは、 Δθ＝ｔａｎ-1｛−２ωＣＲ／（１−ω2 Ｃ2 Ｒ2 ）｝ で表される。
【００４４】（第１実施形態の第１変形例）図８は、第
１実施形態の第１変形例に係る電力増幅装置の構成例を
示すブロック図であり、図中、図１と同等部分には同一
符号を付して示している。
１実施形態の第１変形例に係る電力増幅装置の構成例を
示すブロック図であり、図中、図１と同等部分には同一
符号を付して示している。
【００４５】本変形例に係る電力増幅装置では、検波器
１５と低周波増幅器１６との間に、ハンドパスフィルタ
（もしくは、ローパスフィルタ）２０を配置した構成を
採っている。かかる構成の電力増幅装置の基本的な動作
は図１の場合と同じである。ただし、本変形例に係る電
力増幅装置では、検波器１５から出力される低周波信号
に含まれる高調波成分をハンドパスフィルタ（もしく
は、ローパスフィルタ）２０で積極的に落とし、低周波
２次歪成分のみを取り出すようにしている。
１５と低周波増幅器１６との間に、ハンドパスフィルタ
（もしくは、ローパスフィルタ）２０を配置した構成を
採っている。かかる構成の電力増幅装置の基本的な動作
は図１の場合と同じである。ただし、本変形例に係る電
力増幅装置では、検波器１５から出力される低周波信号
に含まれる高調波成分をハンドパスフィルタ（もしく
は、ローパスフィルタ）２０で積極的に落とし、低周波
２次歪成分のみを取り出すようにしている。
【００４６】このように、高周波信号から低周波成分を
取り出す検波器１５の後段にハンドパスフィルタ（もし
くは、ローパスフィルタ）２０を配置し、低周波信号に
含まれる高調波成分を積極的に落として低周波２次歪成
分のみを取り出すようにすることで、低周波２次歪成分
のみが多段高周波増幅器１３の最終段のゲート／ベース
バイアス回路に再注入され、３次歪の相殺効果が高まる
ことになるため、歪補償の効果をより高めることができ
る。
取り出す検波器１５の後段にハンドパスフィルタ（もし
くは、ローパスフィルタ）２０を配置し、低周波信号に
含まれる高調波成分を積極的に落として低周波２次歪成
分のみを取り出すようにすることで、低周波２次歪成分
のみが多段高周波増幅器１３の最終段のゲート／ベース
バイアス回路に再注入され、３次歪の相殺効果が高まる
ことになるため、歪補償の効果をより高めることができ
る。
【００４７】（第１実施形態の第２変形例）図９は、第
１実施形態の第２変形例に係る電力増幅装置の構成例を
示すブロック図であり、図中、図１と同等部分には同一
符号を付して示している。
１実施形態の第２変形例に係る電力増幅装置の構成例を
示すブロック図であり、図中、図１と同等部分には同一
符号を付して示している。
【００４８】第１実施形態および第１変形例では、低周
波信号の２次歪成分を検出する検波器１５をＲＦ段に配
置していたのに対して、本変形例においては、検波器１
５をＩＦ段（中間周波数段）に配置し、この検波器１５
に対して結合器１４Ａを介してＩＦ信号の一部を与える
構成を採っている。
波信号の２次歪成分を検出する検波器１５をＲＦ段に配
置していたのに対して、本変形例においては、検波器１
５をＩＦ段（中間周波数段）に配置し、この検波器１５
に対して結合器１４Ａを介してＩＦ信号の一部を与える
構成を採っている。
【００４９】図９において、回路入力端子１１と回路出
力端子１２との間には、周波数変換器２１、バンドパス
フィルタ（ＢＰＦ）２２、ドライバー増幅器２３および
多段高周波増幅器１３が縦続接続されている。周波数変
換器２１は、ＩＦ信号に対して局部発振器２４から与え
られる局部発振信号を混合することでＲＦ信号に変換す
る。
力端子１２との間には、周波数変換器２１、バンドパス
フィルタ（ＢＰＦ）２２、ドライバー増幅器２３および
多段高周波増幅器１３が縦続接続されている。周波数変
換器２１は、ＩＦ信号に対して局部発振器２４から与え
られる局部発振信号を混合することでＲＦ信号に変換す
る。
【００５０】この第２具体例に係る電力増幅装置は、送
信系としてＩＦ段が存在するような送信機に対して適用
することができる。そして、入力信号が周波数変換器２
１、バンドパスフィルタ２２、ドライバー増幅器２３な
どを通過する間の遅延時間により、検波器１５、低周波
増幅器１６、移相器１７などを通過する際の低周波信号
の遅延時間が相殺されるため、遅延時間ずれによる線形
化特性の劣化を防ぐことができる。
信系としてＩＦ段が存在するような送信機に対して適用
することができる。そして、入力信号が周波数変換器２
１、バンドパスフィルタ２２、ドライバー増幅器２３な
どを通過する間の遅延時間により、検波器１５、低周波
増幅器１６、移相器１７などを通過する際の低周波信号
の遅延時間が相殺されるため、遅延時間ずれによる線形
化特性の劣化を防ぐことができる。
【００５１】なお、第１実施形態およびその変形例で
は、低周波増幅器１６の後段に移相器１７を配置すると
したが、元々発生していた３次歪と新たに発生させた３
次歪とを相殺させる際、必ずしも移相器１７で低周波２
次歪成分の位相調整を行う必要がない場合がある。その
場合には、移相器１７を省略しても同様の作用効果を得
ることができる。
は、低周波増幅器１６の後段に移相器１７を配置すると
したが、元々発生していた３次歪と新たに発生させた３
次歪とを相殺させる際、必ずしも移相器１７で低周波２
次歪成分の位相調整を行う必要がない場合がある。その
場合には、移相器１７を省略しても同様の作用効果を得
ることができる。
【００５２】ところで、検波器１５はダイオード等の非
線形そして利用して高周波信号の包絡線（２次歪を含
む）を検波するが、ダイオードはアナログ素子であるた
めにプロセスのばらつきや温度変化による特性変動は避
けることができない。検波器１５の出力電圧がそれらの
変動要因によって影響を受けると、増幅器の線形化特性
が劣化してしまう。この点に鑑みなされたのが、以下に
説明する本発明の第２実施形態に係る電力増幅装置であ
る。
線形そして利用して高周波信号の包絡線（２次歪を含
む）を検波するが、ダイオードはアナログ素子であるた
めにプロセスのばらつきや温度変化による特性変動は避
けることができない。検波器１５の出力電圧がそれらの
変動要因によって影響を受けると、増幅器の線形化特性
が劣化してしまう。この点に鑑みなされたのが、以下に
説明する本発明の第２実施形態に係る電力増幅装置であ
る。
【００５３】［第２実施形態］図１０は、本発明の第２
実施形態に係る電力増幅装置の構成例を示すブロック図
である。第２実施形態に係る電力増幅装置では、無線端
末などの送信系において、中間周波数を使わずにベース
バンド信号から直接ＲＦ信号に変換する構成を採ってい
る。
実施形態に係る電力増幅装置の構成例を示すブロック図
である。第２実施形態に係る電力増幅装置では、無線端
末などの送信系において、中間周波数を使わずにベース
バンド信号から直接ＲＦ信号に変換する構成を採ってい
る。
【００５４】図１０において、デジタルベースバンド部
３１は、Ｉ信号およびＱ信号をそれぞれＤ／Ａコンバー
タ３１１，３１２にてアナログ信号に変換して出力する
とともに、包絡線計算手段、例えば２乗検波回路３１３
に入力して包絡線を計算し、この包絡線について低周波
増幅器３１４で振幅を調整し、移相器３１５で位相を調
整した後、Ｄ／Ａコンバータ３１６にてアナログ信号に
変換して低周波アナログ信号として出力する。
３１は、Ｉ信号およびＱ信号をそれぞれＤ／Ａコンバー
タ３１１，３１２にてアナログ信号に変換して出力する
とともに、包絡線計算手段、例えば２乗検波回路３１３
に入力して包絡線を計算し、この包絡線について低周波
増幅器３１４で振幅を調整し、移相器３１５で位相を調
整した後、Ｄ／Ａコンバータ３１６にてアナログ信号に
変換して低周波アナログ信号として出力する。
【００５５】デジタルベースバンド部３１からアナログ
化されて出力されたＩ信号およびＱ信号は、ローパスフ
ィルタ（ＬＰＦ）３２，３３を通過して直交変調器３４
に入力され、当該直交変調器３４によって高周波信号へ
と変換された後、ドライバー増幅器３５を介して多段高
周波増幅器３６に入力される。
化されて出力されたＩ信号およびＱ信号は、ローパスフ
ィルタ（ＬＰＦ）３２，３３を通過して直交変調器３４
に入力され、当該直交変調器３４によって高周波信号へ
と変換された後、ドライバー増幅器３５を介して多段高
周波増幅器３６に入力される。
【００５６】一方、デジタルベースバンド部３１から出
力される低周波アナログ信号は、第１実施形態における
低周波２次歪信号と等価であり、ローパスフィルタ３７
を通過した後、多段高周波増幅器３６の段間、好ましく
は終段トランジスタのゲート／ベースのバイアス回路に
入力される。多段高周波増幅器３６を例えばＦＥＴを用
いて構成した場合には、バイアス回路の構成は、例えば
図２の終段バイアス回路１３４の構成と同じになる。
力される低周波アナログ信号は、第１実施形態における
低周波２次歪信号と等価であり、ローパスフィルタ３７
を通過した後、多段高周波増幅器３６の段間、好ましく
は終段トランジスタのゲート／ベースのバイアス回路に
入力される。多段高周波増幅器３６を例えばＦＥＴを用
いて構成した場合には、バイアス回路の構成は、例えば
図２の終段バイアス回路１３４の構成と同じになる。
【００５７】上述したように、デジタルベースバンド部
３１において包絡線を計算することにより、検波回路と
してダイオード等のアナログ素子を使用しなくて済むの
で、素子ばらつきによる特性劣化を免れることができ
る。同様に、低周波増幅器３１４および移相器３１５と
してアナログ回路を使用しなくて済むため、それらにつ
いても素子ばらつきによる特性劣化を免れることができ
る。
３１において包絡線を計算することにより、検波回路と
してダイオード等のアナログ素子を使用しなくて済むの
で、素子ばらつきによる特性劣化を免れることができ
る。同様に、低周波増幅器３１４および移相器３１５と
してアナログ回路を使用しなくて済むため、それらにつ
いても素子ばらつきによる特性劣化を免れることができ
る。
【００５８】なお、第１実施形態の第１変形例の場合と
同様に、包絡線計算手段としての２乗検波回路３１３の
後段にデジタルＢＰＦまたはＬＰＦを配置することで、
低周波信号に含まれる高調波成分を積極的に落として低
周波２次歪成分のみを取り出すことができる。これによ
り、低周波２次歪成分のみが多段高周波増幅器３６の最
終段のゲート／ベースバイアス回路に再注入されること
になるため、歪補償の効果をより高めることができる。
同様に、包絡線計算手段としての２乗検波回路３１３の
後段にデジタルＢＰＦまたはＬＰＦを配置することで、
低周波信号に含まれる高調波成分を積極的に落として低
周波２次歪成分のみを取り出すことができる。これによ
り、低周波２次歪成分のみが多段高周波増幅器３６の最
終段のゲート／ベースバイアス回路に再注入されること
になるため、歪補償の効果をより高めることができる。
【００５９】ところで、第１実施形態に係る電力増幅装
置において、高周波信号はそのまま多段高周波増幅器１
３へと入力するのに対して、検波器１５で発生した低周
波信号は低周波増幅器１６および移相器１７、第１変形
例に場合にはＢＰＦ（又は、ＬＰＦ）２０を通過するた
めに通過時間が長くなる。通過時間が信号変調波のチッ
プレートに対して十分に無視できる場合は問題ないが、
無視できない場合は電力増幅装置の線形化特性が劣化す
ることになる。この点に鑑みなされたのが、以下に説明
する本発明の第３実施形態に係る電力増幅装置である。
置において、高周波信号はそのまま多段高周波増幅器１
３へと入力するのに対して、検波器１５で発生した低周
波信号は低周波増幅器１６および移相器１７、第１変形
例に場合にはＢＰＦ（又は、ＬＰＦ）２０を通過するた
めに通過時間が長くなる。通過時間が信号変調波のチッ
プレートに対して十分に無視できる場合は問題ないが、
無視できない場合は電力増幅装置の線形化特性が劣化す
ることになる。この点に鑑みなされたのが、以下に説明
する本発明の第３実施形態に係る電力増幅装置である。
【００６０】［第３実施形態］図１１は、本発明の第３
実施形態に係る電力増幅装置の構成例を示すブロック図
であり、図中、図１と同等部分には同一符号を付して示
している。
実施形態に係る電力増幅装置の構成例を示すブロック図
であり、図中、図１と同等部分には同一符号を付して示
している。
【００６１】本実施形態に係る電力増幅装置では、回路
入力端子１１と多段高周波増幅器１３との間に、ＳＡＷ
(Surface Acoustic Wave;表面弾性波)フィルタなどの遅
延素子３１を配置した構成を採っている。これにより、
高周波信号は、遅延素子３１を通過して多段高周波増幅
器１３に入力することになる。
入力端子１１と多段高周波増幅器１３との間に、ＳＡＷ
(Surface Acoustic Wave;表面弾性波)フィルタなどの遅
延素子３１を配置した構成を採っている。これにより、
高周波信号は、遅延素子３１を通過して多段高周波増幅
器１３に入力することになる。
【００６２】このように、回路入力端子１１と多段高周
波増幅器１３との間に遅延素子３１を配置することによ
り、低周波増幅器１６および移相器１７、場合によって
はＢＰＦ（又は、ＬＰＦ）２０を通過する低周波信号の
遅延時間と、遅延素子３１を通過する高周波信号の遅延
時間との差が小さくなるため、遅延時間ずれによる線形
化特性の劣化を防ぐことができる。つまり、チップレー
トの速い変調信号においても、本発明に係る線形化方式
を適用することができるようになる。
波増幅器１３との間に遅延素子３１を配置することによ
り、低周波増幅器１６および移相器１７、場合によって
はＢＰＦ（又は、ＬＰＦ）２０を通過する低周波信号の
遅延時間と、遅延素子３１を通過する高周波信号の遅延
時間との差が小さくなるため、遅延時間ずれによる線形
化特性の劣化を防ぐことができる。つまり、チップレー
トの速い変調信号においても、本発明に係る線形化方式
を適用することができるようになる。
【００６３】［適用例］以上説明した第１〜第３実施形
態のいずれかに係る電力増幅装置は、無線通信装置、例
えばＣＤＭＡ方式携帯電話機におけるＲＦフロントエン
ド部のパワーアンプを構成するのに用いられる。図１２
は、ＣＤＭＡ方式携帯電話機におけるＲＦフロントエン
ド部の構成の一例を示すブロック図である。
態のいずれかに係る電力増幅装置は、無線通信装置、例
えばＣＤＭＡ方式携帯電話機におけるＲＦフロントエン
ド部のパワーアンプを構成するのに用いられる。図１２
は、ＣＤＭＡ方式携帯電話機におけるＲＦフロントエン
ド部の構成の一例を示すブロック図である。
【００６４】図１２において、アンテナ７１で受信され
た受信波は、送信／受信に共用される帯域振分けフィル
タ７２を通過し、ＡＧＣアンプ７３で信号レベルが一定
にされた後ミキサ７４に供給される。ミキサ７４では、
局部発振器７５からの局部発振周波数と混合されること
によって中間周波（ＩＦ）に変換された後、後段のベー
スバンドＩＣ（図示せず）に供給される。
た受信波は、送信／受信に共用される帯域振分けフィル
タ７２を通過し、ＡＧＣアンプ７３で信号レベルが一定
にされた後ミキサ７４に供給される。ミキサ７４では、
局部発振器７５からの局部発振周波数と混合されること
によって中間周波（ＩＦ）に変換された後、後段のベー
スバンドＩＣ（図示せず）に供給される。
【００６５】一方、送信側では、前段のベースバンドＩ
Ｃから供給されるＩＦ信号がミキサ７６に供給され、こ
こで局部発振器７７からの局部発振周波数と混合されて
ＲＦ信号に変換される。そして、このＲＦ信号は、高周
波電力増幅器７８で増幅された後帯域振分けフィルタ７
２を経てアンテナ７１に供給され、このアンテナ７１か
ら電波として送信される。
Ｃから供給されるＩＦ信号がミキサ７６に供給され、こ
こで局部発振器７７からの局部発振周波数と混合されて
ＲＦ信号に変換される。そして、このＲＦ信号は、高周
波電力増幅器７８で増幅された後帯域振分けフィルタ７
２を経てアンテナ７１に供給され、このアンテナ７１か
ら電波として送信される。
【００６６】上記構成のＣＤＭＡ方式携帯電話機のＲＦ
フロントエンド部において、送信側の高周波電力増幅器
７８として、先述した第１〜第３実施形態のいずれかに
係る電力増幅装置が用いられる。
フロントエンド部において、送信側の高周波電力増幅器
７８として、先述した第１〜第３実施形態のいずれかに
係る電力増幅装置が用いられる。
【００６７】このように、無線通信装置におけるＲＦフ
ロントエンド部において、送信側の高周波電力増幅器７
８として、第１〜第３実施形態のいずれかに係る電力増
幅装置を用いることにより、これら電力増幅装置は大き
なインダクタンス素子を用いる必要がなく、小型化およ
び低コスト化が可能であるため、無線通信装置そのもの
の小型化および低コスト化に大きく寄与でき、特に携帯
電話機などの携帯型無線通信装置に適用した場合にその
効果が大である。
ロントエンド部において、送信側の高周波電力増幅器７
８として、第１〜第３実施形態のいずれかに係る電力増
幅装置を用いることにより、これら電力増幅装置は大き
なインダクタンス素子を用いる必要がなく、小型化およ
び低コスト化が可能であるため、無線通信装置そのもの
の小型化および低コスト化に大きく寄与でき、特に携帯
電話機などの携帯型無線通信装置に適用した場合にその
効果が大である。
【００６８】なお、上記適用例では、ＣＤＭＡ方式の携
帯電話機に適用した場合を例にとって説明したが、本発
明はこの適用例に限定されるものではなく、無線通信装
置全般に適用することが可能である。
帯電話機に適用した場合を例にとって説明したが、本発
明はこの適用例に限定されるものではなく、無線通信装
置全般に適用することが可能である。
【００６９】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
歪補償機能を持つ電力増幅装置において、低周波の２次
歪成分を検波器で効率良く取り出して多段高周波増幅器
の最終段トランジスタのゲート／ベースのバイアス回路
に再注入する構成を採ることにより、この注入された２
次歪成分がトランジスタの非線形性によって３次歪に変
換され、この変換された３次歪が元々多段高周波増幅器
で発生していた３次歪と相殺されるため、隣接チャネル
漏洩電力を低減することができる。
歪補償機能を持つ電力増幅装置において、低周波の２次
歪成分を検波器で効率良く取り出して多段高周波増幅器
の最終段トランジスタのゲート／ベースのバイアス回路
に再注入する構成を採ることにより、この注入された２
次歪成分がトランジスタの非線形性によって３次歪に変
換され、この変換された３次歪が元々多段高周波増幅器
で発生していた３次歪と相殺されるため、隣接チャネル
漏洩電力を低減することができる。
【００７０】特に、低周波２次歪成分を多段高周波増幅
器の最終段のゲート／ベースのバイアス回路に再注入す
ることで、低周波２次歪成分の電源側への通過がバイア
ス抵抗によって阻止され、インダクタンス素子を用いる
必要がないため、電力増幅装置の小型化および低コスト
化を図ることができる。また、フィードバック構成では
なく、フィードフォワード構成となっているため、例え
ばＷ−ＣＤＭＡ変調波のように高速に包絡線変動する変
調波を増幅する場合にも、３次歪低減の効果を得ること
ができる。
器の最終段のゲート／ベースのバイアス回路に再注入す
ることで、低周波２次歪成分の電源側への通過がバイア
ス抵抗によって阻止され、インダクタンス素子を用いる
必要がないため、電力増幅装置の小型化および低コスト
化を図ることができる。また、フィードバック構成では
なく、フィードフォワード構成となっているため、例え
ばＷ−ＣＤＭＡ変調波のように高速に包絡線変動する変
調波を増幅する場合にも、３次歪低減の効果を得ること
ができる。
【図１】本発明の第１実施形態に係る電力増幅装置の構
成例を示すブロック図である。
成例を示すブロック図である。
【図２】第１実施形態の変形例に係る電力増幅装置の具
体例を示す回路図である。
体例を示す回路図である。
【図３】第１実施形態に係る電力増幅装置にＮ−ＣＤＭ
Ａ変調波信号を入力させた場合における出力電力＆ＡＣ
ＰＲに対する入力電力を示す特性図である。
Ａ変調波信号を入力させた場合における出力電力＆ＡＣ
ＰＲに対する入力電力を示す特性図である。
【図４】本発明による歪補償を行った場合の効果を示す
周波数スペクトラム図である。
周波数スペクトラム図である。
【図５】本発明に係る電力増幅装置の変換効率−入力電
力の特性図である。
力の特性図である。
【図６】低周波増幅器の構成の一例を示す回路図であ
る。
る。
【図７】移相器の構成の一例を示す回路図である。
【図８】第１実施形態の第１変形例に係る電力増幅装置
の構成例を示すブロック図である。
の構成例を示すブロック図である。
【図９】第１実施形態の第２変形例に係る電力増幅装置
の構成例を示すブロック図である。
の構成例を示すブロック図である。
【図１０】本発明の第２実施形態に係る電力増幅装置の
構成例を示すブロック図である。
構成例を示すブロック図である。
【図１１】本発明の第３実施形態に係る電力増幅装置の
構成例を示すブロック図である。
構成例を示すブロック図である。
【図１２】ＣＤＭＡ方式携帯電話機におけるＲＦフロン
トエンド部の構成の一例を示すブロック図である。
トエンド部の構成の一例を示すブロック図である。
【図１３】歪補償機能を持つ電力増幅装置の従来例を示
す回路図である。
す回路図である。
１３，３６…多段高周波増幅器、１４，１４Ａ…結合
器、１５，３１３…検波器、１６，３１４…低周波増幅
器、１７，３１５…移相器、２０…フィルタ（ＬＰＦ／
ＢＰＦ）、２１…周波数変換器、２３…ドライバー増幅
器、３１…遅延素子
器、１５，３１３…検波器、１６，３１４…低周波増幅
器、１７，３１５…移相器、２０…フィルタ（ＬＰＦ／
ＢＰＦ）、２１…周波数変換器、２３…ドライバー増幅
器、３１…遅延素子
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Ｆターム(参考） 5J090 AA01 AA41 CA21 CA87 CA94
FA20 GN07 HA09 HA19 HA25
HA26 HA29 HA32 HA33 KA00
KA01 KA13 KA15 KA16 KA29
KA32 KA33 KA41 KA42 KA44
KA53 KA55 MA08 MA13 MA14
SA13 TA01 TA02 TA03
5J091 AA01 AA41 CA21 CA87 CA94
FA20 HA09 HA19 HA25 HA26
HA29 HA32 HA33 KA00 KA01
KA13 KA15 KA16 KA29 KA32
KA33 KA41 KA42 KA44 KA53
KA55 MA08 MA13 MA14 SA13
TA01 TA02 TA03 UW08
5J500 AA01 AA41 AC21 AC87 AC94
AF20 AH09 AH19 AH25 AH26
AH29 AH32 AH33 AK00 AK01
AK13 AK15 AK16 AK29 AK32
AK33 AK41 AK42 AK44 AK53
AK55 AM08 AM13 AM14 AS13
AT01 AT02 AT03 WU08
5K060 CC04 CC11 DD04 HH06 HH37
JJ06 JJ08 KK06 LL11 LL24
Claims (12)
- 【請求項１】 複数段のトランジスタを含む高周波増幅
手段と、 前記高周波増幅手段の入力側から高周波信号の一部を取
り出し、その取り出した信号を包絡線信号に変換する検
波器を含み、当該検波器から出力される低周波信号を前
記高周波増幅手段の最終段のゲート或いはベースバイア
スに注入するフィードフォワード手段とを備えたことを
特徴とする電力増幅装置。 - 【請求項２】 前記フィードフォワード手段は、前記検
波器から出力される低周波信号を増幅する低周波増幅器
を含むことを特徴とする請求項１記載の電力増幅装置。 - 【請求項３】 前記フィードフォワード手段は、前記検
波器から出力される低周波信号の位相を調整する移相器
を含むことを特徴とする請求項１記載の電力増幅装置。 - 【請求項４】 前記フィードフォワード手段は、前記検
波器から出力される低周波信号に含まれる高調波成分を
遮断するフィルタを含むことを特徴とする請求項１記載
の電力増幅装置。 - 【請求項５】 請求項１記載の電力増幅装置においてさ
らに、 前記検波器と前記高周波増幅手段との間に遅延素子を有
することを特徴とする電力増幅装置。 - 【請求項６】 前記検波器は、送信機の中間周波数段に
配置されていることを特徴とする請求項１記載の電力増
幅装置。 - 【請求項７】 複数段のトランジスタを含む高周波増幅
手段と、 デジタルベースバンド部において２つの色差信号からデ
ジタル包絡線信号を計算する包絡線計算手段と、 前記包絡線計算手段から出力されるデジタル包絡線信号
をアナログ信号に変換するＤ／Ａコンバータと、 前記Ｄ／Ａコンバータから出力されるアナログ包絡線信
号を前記高周波増幅手段の最終段のゲート或いはベース
バイアスに注入する手段とを備えたことを特徴とする電
力増幅装置。 - 【請求項８】 前記デジタルベースバンド部は、前記包
絡線計算手段から出力されるデジタル包絡線信号を増幅
する低周波増幅器を有することを特徴とする請求項７記
載の電力増幅装置。 - 【請求項９】 前記デジタルベースバンド部は、前記包
絡線計算手段から出力されるデジタル包絡線信号の位相
を調整する移相器を有することを特徴とする請求項７記
載の電力増幅装置。 - 【請求項１０】 前記デジタルベースバンド部は、前記
包絡線計算手段から出力されるデジタル包絡線信号に含
まれる高調波成分を遮断するフィルタを有することを特
徴とする請求項７記載の電力増幅装置。 - 【請求項１１】 送信系のフロントエンドを構成する電
力増幅器として、 複数段のトランジスタを含む高周波増幅手段と、前記高
周波増幅手段の入力側から高周波信号の一部を取り出
し、その取り出した信号を包絡線信号に変換する検波器
を含み、当該検波器から出力される低周波信号を前記高
周波増幅手段の最終段のゲート或いはベースバイアスに
注入するフィードフォワード手段とを備えた電力増幅装
置を用いたことを特徴とする無線通信装置。 - 【請求項１２】 送信系のフロントエンドを構成する電
力増幅器として、 複数段のトランジスタを含む高周波増幅手段と、デジタ
ルベースバンド部において２つの色差信号からデジタル
包絡線信号を計算する包絡線計算手段と、前記包絡線計
算手段から出力されるデジタル包絡線信号をアナログ信
号に変換するＤ／Ａコンバータと、前記Ｄ／Ａコンバー
タから出力されるアナログ包絡線信号を前記高周波増幅
手段の最終段のゲート或いはベースバイアスに注入する
バイアス回路とを備えた電力増幅装置を用いたことを特
徴とする無線通信装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002144224A JP2003338713A (ja) | 2002-05-20 | 2002-05-20 | 電力増幅装置およびこれを用いた無線通信装置 |
| US10/429,714 US6900693B2 (en) | 2002-05-20 | 2003-05-06 | Power amplifying apparatus and radio communications apparatus using same |
| KR10-2003-0031323A KR20030090518A (ko) | 2002-05-20 | 2003-05-16 | 전력증폭장치와 그것을 이용한 무선통신장치 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002144224A JP2003338713A (ja) | 2002-05-20 | 2002-05-20 | 電力増幅装置およびこれを用いた無線通信装置 |
Related Child Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP2007142832A Division JP4784558B2 (ja) | 2007-05-30 | 2007-05-30 | 電力増幅装置およびこれを用いた無線通信装置 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003338713A true JP2003338713A (ja) | 2003-11-28 |
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ID=29417069
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002144224A Pending JP2003338713A (ja) | 2002-05-20 | 2002-05-20 | 電力増幅装置およびこれを用いた無線通信装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6900693B2 (ja) |
| JP (1) | JP2003338713A (ja) |
| KR (1) | KR20030090518A (ja) |
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|---|---|---|---|---|
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| KR101952875B1 (ko) * | 2017-08-24 | 2019-05-23 | 삼성전기주식회사 | 전력 증폭기 및 이를 포함하는 집적회로 |
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