JP4743208B2 - 電子部品の電気特性測定方法 - Google Patents

Description

本発明は平面伝送路を測定治具として用いた電子部品の電気特性測定方法、特に分布定数型の誤差モデルを用いて、電子部品単体のインピーダンス値やＱ値等の電気特性を測定する方法に関するものである。

高周波電子回路の動作周波数がますます高周波化し、回路に用いられる電子部品（以下、デバイスと記す）も高周波領域で正確な電気特性を測定しなければならなくなっている。チップインダクタやチップコンデンサなどの表面実装型デバイスの高周波電気特性の測定は、一般に困難であるが、従来よりデバイス単体のインピーダンス値やＱ値といった高周波特性の測定は、一般的に３ＧＨｚまではインピーダンスアナライザを用いて実施されてきた。

インピーダンスアナライザによる測定では、デバイス単体の特性を求めるため、オープン補正、ショート補正を行い、テストフィクスチャや測定ケーブルの残留インピーダンスと浮遊アドミタンスの補正を行っている。しかしながら、インピーダンスアナライザは装置が複雑であり、高い周波数への対応が難しく、３ＧＨｚ以上の周波数に対応していない。そのため、３ＧＨｚ以上の高周波におけるデバイス測定ではネットワークアナライザが使用されている。

ネットワークアナライザを用いたデバイス測定としては、１ポートによる測定法と２ポートによる測定法とが存在する。１ポート測定によるデバイス単体の測定法としては、同軸ケーブル先端でフル１ポート校正を行った後、同軸ケーブルと表面実装型デバイスを中継する治具を介して、デバイスを測定することが行われる。このような測定法の例として、ＳＭＡコネクタを装着し、ＳＭＡコネクタの電気長を測定した後、オープン補正、ショート補正を行ってデバイス単体の特性を得る方法が存在する。しかし、このような測定方法では精度のよいデータが得られない。これは、そもそも、ネットワークアナライザが伝達係数測定よりも反射係数測定を苦手にしている他、ＳＭＡコネクタの電気特性を正確に得ることが非常に難しいため、ＳＭＡコネクタの特性が測定誤差になるからである。

一方、２ポートによる測定は１ポートより精度よく測定できる。このような２ポート測定によるデバイスの測定方法としては、非特許文献１，２に示されるように、ＴＲＬ校正やＳＯＬＴ校正が知られている。ＳＯＬＴ校正は、５ＧＨｚを超える高周波では、平面伝送路上にデバイスの形状をした標準器を作製することが困難であること、高周波のオープン特性を定義することができないため、表面実装型デバイスの高周波測定に用いることができないこと、などの問題点がある。よって、表面実装型デバイスの高周波測定には、平面伝送路を用いて行うのが適している。この平面伝送路の測定系の誤差要因を除去する方法には、ＴＲＬ校正法等がある。

前述のように、３ＧＨｚ以上の周波数のデバイス測定ではネットワークアナライザが使用される。ネットワークアナライザによる測定では、１ポートによる測定よりも２ポートによる測定の方が、測定精度が優れている。しかし、ＴＲＬ校正法などの公知の校正方法では、校正面までは校正されるが、それより先は校正されない。また、校正法のうち、シャント法はシリーズ法よりも、デバイス特性に近い特性が得られるが、測定基板のＣＰＷの幅が異なると残留インピーダンスが異なり、この影響が測定値に反映され、この場合も基板特性を含んだ特性となってしまう。

従って、ＴＲＬ校正などにより得られる測定値は、校正面より先のデバイスと基板特性を含んでおり、校正基板の種類により異なるデータが得られることになる。また、一般に基板特性の影響をできるだけ少なくするために、基板をできるだけ薄くするなどの工夫がなされているが、これらの工夫を行ったとしても、得られたデータは、デバイス単体の特性ではない。

なお、２ポートによる測定の場合は、１ポート測定の場合のように、単純なモデルで誤差を表現できないので、残留インピータンスと浮遊アドミタンスの２つのパラメータで補正を行う、オープン／ショート補正は、適用不可能であった。

このように、デバイス単体の高周波データが得られないため、下記の問題が発生する。
（１）部品メーカーでは、従来、デバイス単体の特性としてインピーダンスアナライザのデータを用いているが、３ＧＨｚ以上のネットワークアナライザによる高周波データにはデバイス特性と基板特性が含まれるため、インピーダンスアナライザの測定値とトレースせず、３ＧＨｚ以上のデバイス単体のデータを提供できないといった問題があった。
（２）また、これらの高周波データは、部品の高周波データとして、電子機器セットメーカーなどの電子機器の設計者が使用する場合、高周波データと使用する設計基板が同じ設計であれば概ね問題はないが、通常、使用する基板と、高周波データを取得した測定基板は異なるため、現状提供されている高周波データでは、設計シミュレーションを精度よく行うことができないという問題があった。
アジレント・テクノロジー Application Note 1287-9「ベクトル・ネットワーク・アナライザを使用したフィクスチャー測定」 アジレント・テクノロジー Application Note 1463-5「ＥＮＡとＩＣＭ社製テスト・フィクスチャを使用したＳＭＤ部品のインピーダンス特性評価」

そこで、本発明の好ましい実施形態の目的は、被検体単体の電気特性を高精度に求めることができる電子部品の電気特性測定方法を提供することにある。

上記目的は本発明の好ましい実施形態に係る電子部品の電気特性測定方法により達成される。

本発明の好ましい第１の実施形態は、平面伝送路の校正面間に被検体をシリーズ接続し、上記平面伝送路を校正基準として利用した誤差補正方法により、校正面までの測定誤差を補正した被検体の電気特性を求める第１のステップと、上記平面伝送路のオープン状態の電気特性を測定する第２のステップと、分布定数型の誤差モデルにより、第１のステップで求めた被検体の電気特性を第２のステップで測定したオープン状態の電気特性を用いて補正する第３のステップと、上記平面伝送路の校正面間に予め値付けされたスルーチップをシリーズ接続し、上記平面伝送路を校正基準として利用した誤差補正方法により、校正面までの測定誤差を補正したスルーチップの電気特性を求める第４のステップと、分布定数型の誤差モデルにより、第４のステップで求めたスルーチップの電気特性を第２のステップで測定したオープン状態の電気特性を用いて補正する第５のステップと、分布定数型の誤差モデルにより、第３のステップで求めた被検体の電気特性を第５のステップで求めたスルーチップの電気特性を用いて補正し、被検体単体の電気特性を求める第６のステップと、を含むことを特徴とする電子部品の電気特性測定方法である。

本発明の好ましい第２の実施形態は、平面伝送路の校正面に被検体をシャント接続し、上記平面伝送路を校正基準として利用した誤差補正方法により、校正面までの測定誤差を補正した被検体の電気特性を求める第１のステップと、上記平面伝送路の校正面に予め値付けされたショートチップをシャント接続し、上記平面伝送路を校正基準として利用した誤差補正方法により、校正面までの測定誤差を補正したショートチップの電気特性を求める第２のステップと、分布定数型の誤差モデルにより、第１のステップで求めた被検体の電気特性を、第２のステップで求めたショートチップの電気特性を用いて補正し、被検体単体の電気特性を求める第３のステップと、を含むことを特徴とする電子部品の電気特性測定方法である。

ネットワークアナライザの２ポートによる、平面伝送路を用いた高周波測定においては、校正面までの測定誤差を補正することは可能であるが、校正面間の測定誤差を補正することができない。そのため、ＴＲＬ校正などにより得られる測定値は、被検体単体の特性のほかに校正面間の基板特性とを含んでおり、校正基板の種類により異なるデータが得られることになる。そこで、本発明では、分布定数型のオープン補正およびスルー補正を行うことで、被検体の測定値から校正面間の測定誤差を除去するものである。２ポート測定では、１回の測定で４つのＳパラメータ測定値が得られることを利用し、オープン状態およびスルー状態の測定値から、未知のモデルパラメータを同定可能とし、これを数学的に除去することにした。このようにして、基板特性の影響を受けない被検体単体の電気特性を求めることができる。本発明の方法において、校正面までの測定誤差を補正する誤差補正方法としては、ＴＲＬ校正法のような公知の方法に限らず、２ポートのシリーズ法であれば、任意の補正方法を用いることができる。

オープン補正は、平面伝送路の先端（校正面）間に何も接続しない状態で、ネットワークアナライザを用いて電気特性Ｓ_OPENを測定すればよい。分布定数型の誤差モデルでは、オープン状態での特性Ｓ_OPENは、被検体測定時には被検体に並列に接続されているものと考えることができる。この誤差要因を被検体測定値から除去するために、まずＳパラメータ（散乱係数行列）をＹパラメータ（アドミタンス係数行列）に変換し、被検体測定値からオープン測定値を引算すれば、簡単に誤差を除去することができる。その後、ＹパラメータをＳパラメータに逆変換すれば、分布定数型のオープン補正は完了する。

一方、スルー補正は、平面伝送路の先端（校正面）間に予め値付けされたスルーチップをシリーズ接続した状態でネットワークアナライザを用いて電気特性Ｓ_THRUを測定すればよい。スルーチップとしては、被検体と同一形状で、かつ被検体の接続位置と同一位置に接続できるものがよい。分布定数型の誤差モデルでは、スルー状態での特性Ｓ_THRUは、被検体測定時には被検体に直列に接続されているものと考えることができる。スルー状態での特性Ｓ_THRUも、被検体の特性測定と同様に、平面伝送路を校正基準として利用した誤差補正方法により、校正面までの測定誤差を補正したスルーチップの電気特性を求め、そのスルーチップの電気特性をオープン補正して求めればよい。スルー状態での誤差要因を被検体測定値から除去するには、ＳパラメータをＴパラメータ（伝送係数行列）に変換し、被検体測定値をスルー測定値で除算すれば、簡単に除去することができる。その後、ＴパラメータをＳパラメータに逆変換すれば、分布定数型のスルー補正は完了し、被検体単体の散乱係数Ｓ_D を求めることができる。

なお、被検体の散乱係数Ｓ_D をＺパラメータに変換してインピーダンスＺ_D を求めても、この値は平面伝送路の特性インピーダンスＺ_O を無視し、かつスルーチップのインピーダンスを無視した値である。そこで、これらのインピーダンスが無視できない場合には、Ｚ_D に対し、平面伝送路の特性インピーダンスＺ_O を乗じるとともに、スルーチップのインピーダンスを加えることにより、被検体単体のインピーダンスＺ_DUT を求めることができる。

上記説明は、シリーズ法で使用される平面伝送路における補正方法であるが、本発明はシャント法で使用される平面伝送路にも適用できる。すなわち、シャント法で使用される平面伝送路に被検体を接続して測定する場合、従来の補正方法では被検体と平面伝送路間で発生する容量成分による誤差要因を除去できないため、被検体単体の特性を正確に求めることができない。そこで、この誤差要因を除去するため、平面伝送路の校正面にショートチップをシャント接続した状態の電気特性Ｓ_SHORT を測定する。シャント法で使用される平面伝送路の場合、信号導体がポート間で導通しているので、オープン状態での測定は不要である。ショートチップとしては、被検体と同一形状で、かつ被検体の測定位置と同一位置に接続できるものがよい。ショートチップをシャント接続した状態におけるショートチップと平面伝送路間で発生する誤差要因は、被検体をシャント接続した状態における被検体と平面伝送路間で発生する誤差要因とほぼ同一とみなすことができる。そこで、ショートチップをシャント接続した状態の電気特性Ｓ_SHORT から測定誤差を同定し、被検体の測定値から測定誤差を除去する。このようにして、基板特性の影響を受けない被検体単体の電気特性を求めることができる。本発明では、２ポートのシャント法において、基板特性の影響を緩和した被検体単体の電気特性を求めることができる。

シャント法での補正では、まず被検体の測定データ（校正面まで補正済み）Ｓ_A とショートチップを接続した状態での測定データ（校正面まで補正済み）Ｓ_SHORT とを求め、これらをＺパラメータに変換してＺ_A 、Ｚ_SHORT とする。その差Ｚ_D にショートチップのインピーダンスを加えることにより、被検体単体のインピーダンスＺ_DUT を求めることができる。なお、ショートチップのインピーダンスが無視できる程度に小さい場合は、Ｚ_D にショートチップのインピーダンスを加える操作は省略できる。

発明の好ましい実施形態の効果

以上のように、本発明の一実施形態によれば、シリーズ法で使用される平面伝送路において、分布定数型の誤差モデルにより、平面伝送路のオープン状態の特性を測定したデータＳ_OPENと、平面伝送路にスルーチップをシリーズ接続した状態の特性を測定したデータＳ_THRUとを用いて補正するので、校正面間の測定誤差を補正することができ、被検体単体の電気的特性を精度よく求めることができる。

本発明の他の実施形態によれば、シャント法で使用される平面伝送路において、平面伝送路の校正面にショートチップをシャント接続した状態の電気特性Ｓ_SHORT を測定し、分布定数型の誤差モデルにより、この電気特性Ｓ_SHORT を用いて補正するので、校正面の測定誤差を補正することができ、被検体単体の電気的特性を精度よく求めることができる。

以下に、本発明の実施の形態を、実施例を参照して説明する。

この実施例の測定方法は、ネットワークアナライザを用いた２ポートのシリーズ法の一例であり、ここではＲＲＲＲ法と呼ぶ。

−平面伝送路の準備−
測定治具１０は、ＴＲＬ法で用いた測定治具と同様のものであり、図１に示すように、誘電体基板１１の上面に２つの信号導体１２ａ，１２ｂが一直線上にかつ一端が間隔をあけて配置され、信号導体１２ａ，１２ｂの幅方向両側に間隔をあけて接地導体１３ａ，１３ｂが配置された平面伝送路であるＣＰＷ（コプレーナウェーブガイド）を使用している。なお、基板１１の裏面にも接地導体を設けてもよい。測定治具１０の長さ方向両端部にはコネクタ１４，１５が取り付けられ、これらコネクタ１４，１５の信号線１４ａ，１５ａが信号導体１２ａ，１２ｂに、ＧＮＤ部１４ｂ，１５ｂが接地導体１３ａ，１３ｂにそれぞれ接続されている。コネクタ１４，１５は同軸ケーブル１６，１７を介してネットワークアナライザ１８の測定ポート１８ａ，１８ｂに接続されている。

−短絡基準の接続・測定−
本測定方法では、測定すべき校正基準は全て同じ短絡基準２０であり、使用する測定治具１０も同じ治具である。短絡基準２０とは、電気的に短絡状態の部品一般を指し、チップ部品、金属片、工具などでもよい。望ましくは、ナイフエッジのような伝送路の長さ方向の接触長さが短いものがよい。短絡基準が理想的であれば、反射係数が−１（全反射）の値になるが、実際には短絡基準といえどもある程度のインダクタンスを持つので、インダクタンス値が既知である必要があるということである。通常、マイクロ波帯では、オープン状態と比較して短絡状態は比較的容易に理想に近い状態を得られる。高い測定精度が要求される場合には、簡単なシミュレーション等によって短絡基準のインダクタンスを求めれば良い。

測定治具１０の伝送路特性が既知の場合には、短絡基準２０を伝送路の３箇所で短絡させることで誤差係数を求め、伝送路特性が未知の場合には、短絡基準２０を伝送路の４箇所で短絡させることで、伝送路特性と誤差係数とを同時に求めることができる。ここでは説明を簡単にするため、伝送路特性が既知の場合を例にして説明するが、伝送路特性が未知の場合の導出方法は、本願出願人の先願である特願２００５−４４９１６号を参照されたい。

まず、被検体測定時に被検体を接続する箇所（図１中の測定点Ｐ１）で信号導体１２ａと接地導体１３ａまたは１３ｂとを短絡基準２０により短絡し、この点を校正面とする。なお、この例では短絡基準２０が信号導体１２ａと両方の接地導体１３ａ，１３ｂとを短絡させたが、信号導体１２ａと一方の接地導体とを短絡させてもよい。この時の測定結果をＳ_11M1とし、測定点１における反射係数の真値をΓ_A1とする。Γ_A1は短絡基準の真値であるが、これは短絡基準２０の伝送路の長さ方向の大きさが測定信号波長と比較して十分に小さければ−１とすればよく、そうでなければ、短絡基準のインダクタンスの予想値をシミュレーション等で求めておくべきものである。

次に、測定点Ｐ１よりポート１側にＬ₁ だけ離れた伝送路上の位置（測定点Ｐ２）で短絡基準２０を信号導体１２ａと接地導体１３または１３ｂ間に接続して測定を行い、この時の測定結果をＳ_11M2とする。この際、測定点Ｐ２における短絡基準２０の反射係数の真値はΓ_A1であるが、測定点Ｐ１を基準面にとると、反射係数の真値は数式（１）のように変換される。ポート１側より入射した電磁波は、短絡基準２０で全反射するため、測定点Ｐ１に短絡基準２０を接続した場合と比較して往復分２Ｌ₁ だけ伝送路を伝達する距離が短いからである。ここで、αは単位長さ当たりの伝送路の伝達度[U/mm]、βは伝送路の位相定数[rad/mm]であり、α，βは既知である。Γ_A2は測定点Ｐ１を基準面とした場合の測定点Ｐ２に接続された短絡基準２０の真値である。

続けて、測定点Ｐ１よりポート１側にＬ₂ だけ離れた伝送路上の位置（測定点Ｐ３）に短絡基準２０を接続して測定を行い、この時の測定結果をＳ_11M3とする。測定点Ｐ２の場合と同様に測定点Ｐ１を基準面に取ると、反射係数の真値Γ_A3は数式（２）のようになる。

−スルーチップの接続・測定−
次に、図２に示すようにスルー（ポート間直結）状態での測定を行う。ポート間を接続するために適当なデバイス（以下、スルーチップという）２１を信号導体１２ａ，１２ｂ間にシリーズ接続する。測定値は、反射係数がＳ_11MT、Ｓ_22MTで、伝達係数はＳ_21MT、Ｓ_12MTとする。なお、スルー測定におけるスルーチップ２１の電気特性は未知で良く、例えば抵抗値が分からないチップ抵抗などでも良いが、伝達係数に方向性があってはならない。伝達係数は、直流磁界下のフェライトなどの特殊な材料を使用しない限り、相反定理により方向性を持たないので、通常この条件は自動的に満足される。

−ＲＲＲＲ校正の誤差モデルの誤差係数の計算−
ＲＲＲＲ校正の誤差モデルを図３に示す。これは特に新規なものではなく、従来から使用されているＴＲＬ補正の誤差モデルと同じものである。図中のＳ_11M 、Ｓ_21M は反射係数及び伝達係数の測定値であり、Ｓ_11A 、Ｓ_12A 、Ｓ_21A 、Ｓ_22A は被検体の散乱係数の真値である。また、誤差係数Ｅ_xx、Ｆ_xxは８個あるが、散乱係数測定は比測定であるので、このうち７個の誤差要因を定められれば良い。具体的には、Ｅ₂₁＝１と置けば良い。

さて、前述の短絡基準２０の接続による測定結果から、図３中の各誤差係数を求めなければならないが、まずＥ₁₁、Ｅ₂₁、Ｅ₁₂、Ｅ₂₂、Ｆ₁₁、Ｆ₂₁、Ｆ₁₂、Ｆ₂₂は次式で求められる。なお、Ｆ_xxはＥ_xxと同様のため、Ｅ_xxのみ記載する。この段階ではＥ₂₁，Ｅ₁₂については、両者の積は求められるが、これらを別個独立に求めることはできない。なお、Ｄ₁ は中間変数である。

次に、スルーチップの順方向および逆方向の伝達係数の測定結果Ｓ_21MT、Ｓ_12MTは、図３の誤差要因を用いて次式のように書ける。ただし、スルーチップ２１の散乱係数の真値を仮にＳ_11A , Ｓ_21A , Ｓ_12A ，Ｓ_22A としておく。

ここで、Ｓ_21MT、Ｓ_12MTの比を考える。数式（４）をもとに、スルーチップ２１の正逆方向の伝達係数が等しい（Ｓ_21A ＝Ｓ_12A ）ことに注意しつつ整理すると、次式が得られる。ここで注目すべきは、スルーチップ２１の散乱係数Ｓ_11A , Ｓ_21A , Ｓ_12A ，Ｓ_22A は除算ですべて消滅してしまう点である。つまり、スルーチップの散乱係数真値が不明であっても、スルーチップに方向性がない場合はＳ_21MT、Ｓ_12MT（これは測定可能量である）の比さえ分かれば、誤差係数の関係が決まるという事である。

数式（３）と数式（５）をもとに、次式の通り全誤差係数を決定できる。

以上で、全ての誤差係数を決定する事ができた。以上はポート１側からポート２側へ信号を印加した場合（順方向）の議論であるが、逆方向についてはＥ₂₁＝１とする代わりにＦ₂₁＝１とすれば導出できる。

−被検体の測定とＲＲＲＲ校正の実施−
誤差係数が求まれば、被検体２２を測定治具１０に接続し、その特性を測定する。例えばチップマウンタなどを用いて被検体２２を吸着し、この被検体２２を測定治具１０の被検体測定位置へ接触させて、電気特性（Ｓ_11M,Ｓ_21M,Ｓ_12M,Ｓ_22M）を測定する。この際、被検体２２が２端子の場合には、図４の（ａ）のように信号導体１２ａ，１２ｂ間にシリーズ接続すればよいが、３端子または４端子の場合には、図４の（ｂ）のように信号導体１２ａ，１２ｂおよび接地導体１３ａ，１３ｂの間に接続すればよい。したがって、ＲＲＲＲ測定方法は、２端子の電子部品の他、フィルタのような３端子以上の電子部品にも適用できる。

ＲＲＲＲ校正の誤差モデルはＴＲＬ補正の誤差モデルと同じものであるから、実際の被検体測定結果から誤差の影響を除去するにはＴＲＬ補正と同様の計算を行えば良く、誤差の影響を除去する数式を以下に記載しておく。本式は２ポート測定の場合の反射係数をもとに計算する式であるが、誤差要因の影響を除去するには、ネットワークアナライザの４つのレシーバ出力から計算してもよい。また、３ポート以上の場合にも、本式と同様の式を使用してもよいし、あるいは回路シミュレーション手法を用いて誤差要因の影響を除去してもよい。要するに、どのような公知技術を選択してもよい。なお、数式（７）において、Ｄ₂ は中間変数である。

−分布定数型オープン補正−
上述のＲＲＲＲ校正では、被検体測定位置（校正面Ｐ１）までの誤差要因を除去できるが、被検体測定位置間の誤差、即ち校正面間の誤差要因は未考慮である。すなわち、図５に示すように、ＣＰＷである測定治具１０の校正面間に存在する残留インピーダンスや浮遊アドミタンス等が補正されない。なお、図５では容量性の集中定数的な誤差要因を示しているが、以下に説明するオープン補正自体は任意の分布定数回路に適用できる。

分布定数型オープン補正の誤差モデルは、オープン特性が、被検体測定時には被検体に対して並列に接続されているとするものである。オープン測定は、測定治具１０に何も接続しない状態の伝送路特性を測定し、ＲＲＲＲ校正を行い、誤差補正後の特性Ｓ_OPEN（Ｓ_11OPEN、Ｓ_21OPEN、Ｓ_12OPEN、Ｓ_22OPEN）を求める。これは、校正面間のオープン特性である。

オープン補正の計算は、Ｓパラメータ（散乱係数）をＹパラメータ（アドミタンス係数）に変換して行うと簡単である。任意の散乱係数行列Ｓをアドミタンス係数行列Ｙに変換するには次式を用いれば良い。

数式（８）により、被検体の散乱係数行列Ｓ_A をアドミタンス係数行列Ｙ_A に、オープン測定結果の散乱係数行列Ｓ_OPENをアドミタンス係数行列Ｙ_OPENに変換する。なお、被検体の散乱係数行列Ｓ_A は、前述の通り伝送路に被検体２２を接続し、ＲＲＲＲ校正を行って求めたものであり、校正面までの誤差要因を除去した被検体の特性である。そして、次式によってオープン特性の影響を除去したアドミタンス係数行列Ｙ_D を得る。

上式で得られた被検体のアドミタンス行列Ｙ_D を、次式で散乱係数行列Ｓ_B に変換すればオープン補正は完了である。

以上のようにして、オープン特性の影響を除去した被検体の特性Ｓ_B を求めることができる。

−分布定数型スルー補正−
分布定数型オープン補正により、オープン特性の影響を除去した被検体の特性を得ることができた。しかし、こうして得られた特性には、まだ被検体単体の特性とは異なったものであると考えられる。この原因は、オープン補正では補正できない、校正面間の短絡状態にすると発生する誤差要因が存在するからである。すなわち、校正面間に被検体を接続したとき、伝送路幅と被検体幅とが異なる場合に生じる伝送路隅部の容量や、校正面間の接地面残留インダクタンスなどが考えられる。このような特性が分布定数的に発生する。

そこで、分布定数型スルー補正を導入する。分布定数型スルー補正の誤差モデルは、被検体測定時は、被検体特性とスルー特性が直列に接続されている状態である。通常、２端子電子部品の実装ランドは各ポート対称に設計することが一般的であるため、誤差要因が反射特性も含めて対称的であると仮定している。

図６に示すように、校正面間をスルーチップ２３により接続させた状態で測定し、ＲＲＲＲ校正を行って誤差補正後の特性を得る。このデータに対し、さらに前述の分布定数型オープン補正を行って特性Ｓ_THRU（Ｓ_11THRU、Ｓ_21THRU、Ｓ_12THRU、Ｓ_22THRU）を得る。この特性Ｓ_THRUは、校正面までの測定誤差を補正（例えばＲＲＲＲ校正）し、かつ校正面間でオープン補正した後のスルー特性である。ここで、スルーチップ２３は、予め値付けされたものであり、被検体と同一形状で、かつ被検体の接続位置と同一位置に接続できるものが望ましい。実務上は、ＲＲＲＲ校正で実施したスルーチップ２１と兼用することも可能である。

スルー補正の誤差モデルでは、被検体測定時に被検体特性Ｓ_B とスルー特性Ｓ_THRUとが直列に接続していると考えるので、ＳパラメータをＴパラメータに変換して計算するのが簡単である。ＳパラメータからＴパラメータへの変換には、次式を用いればよい。

数式（１１）により、被検体特性Ｓ_B を伝送係数行列Ｔ_B に、スルー特性Ｓ_THRUを伝送係数行列Ｔ_THRUにそれぞれ変換する。ここで、被検体特性Ｓ_B は、校正面間に被検体２２を接続して測定し、ＲＲＲＲ校正を行い、かつ分布定数型オープン補正を行った後の特性であり、数式（１０）で求めた特性Ｓ_B に等しい。

次式によってスルー特性の影響を除去した伝送係数行列Ｔ_DUT を得る。

最後に、数式（１３）により、ＴパラメータをＳパラメータに変換してＳ_DUT を求める。

以上のようにして、オープン特性およびスルー特性の影響を除去した被検体単体の特性Ｓ_DUT を求めることができる。

ところで、スルー状態での測定値Ｓ_THRUは、校正面間に接続したスルーチップ２３のＬ＝０（Ｈ）としたときの値である。したがって、被検体を測定して求めた特性Ｓ_DUT は、被検体の真値よりもスルーチップ２３のＬ値の分だけ小さい値となる。そこで、被検体の真値を補正するため、予めスルーチップ２３のＬ値を電磁界シミュレータにより求めておき、後述するように最終的な被検体のインピーダンスＺ_DUT を求める段階でＬ値の補正を行えばよい。

ＲＲＲＲ校正、オープン補正、スルー補正により誤差要因を除去して得られた反射係数の真値Ｓ_11A 、Ｓ_21A は、次式により被検体のＺパラメータＺ_11A 、Ｚ_21A に変換できる。

このＺパラメータＺ_11A 、Ｚ_21A と基板の特性インピーダンスＺ₀ とを、それぞれ同じ周波数での値同士で乗じることにより、被検体のインピーダンスＺ_DUT を求めることができる。このとき、スルーチップ２３のインダクタンスで補正することで、インピーダンスＺ_DUT の真値を得ることができる。

ここで、Ｚ₀ は特性インピーダンス（Ω）、ｆは周波数（Ｈｚ）、Ｌはスルーチップのインダクタンス値（Ｈ）である。被検体の対称性によりＺ_11AとＺ_21Aは同じ値になるため、Ｚ_DUT を求めるためには、数式（１５）のどちらを用いても構わない。なお、Ｓ_11A 、Ｓ_21A 、Ｚ_11A 、Ｚ_21A およびＺ_DUT はいずれも複素数である。

上記計算式では、スルーチップ２３がインダクタとしての特性を有すると考えたが、より厳密な精度を求める場合は、電磁界シミュレータの解析結果から、スルーチップ２３のより正確な等価回路モデル（ＬとＲの直列回路など）を求め、そのインピーダンスを求めるのが望ましいことは言うまでもない。

実施例１では誤差補正法をＲＲＲＲ校正のシリーズ法を例として説明したが、誤差補正法の種類は、ＴＲＬ校正のシリーズ法のような公知の方法でもよく、分布定数型オープン補正、分布定数型スルー補正の手順により、被検体単体の特性を従来よりも高精度に抽出することができる。

この実施例の測定方法は、ネットワークアナライザを用いた２ポートのシャント法の一例であり、ここではＴＲＲＲ法と呼ぶ。

−平面伝送路の準備−
図７は、測定治具３０をネットワークアナライザ３８に接続した状態を示す。測定治具３０は、誘電体基板３１の上面に、１つの信号導体３２と２つの接地導体３３ａ，３３ｂとからなる平面伝送路を形成したものである。この例では、信号導体３２が誘電体基板３１の長さ方向に連続的に形成され、信号導体３２の幅方向両側に間隔をあけて接地導体３３ａ，３３ｂが形成されたＣＰＷ（コプレーナウェーブガイド）を使用した。なお、測定基板３０の裏面にも接地導体を設けてもよい。測定治具３０の長さ方向両端部にはコネクタ３４，３５が取り付けられ、これらコネクタ３４，３５の信号線３４ａ，３５ａが信号導体１２に、ＧＮＤ部３４ｂ，３５ｂが接地導体３３ａ，３３ｂにそれぞれ接続されている。コネクタ３４，３５は同軸ケーブル３６，３７を介してネットワークアナライザ３８の測定ポート３８ａ，３８ｂに接続されている。

−短絡基準の接続・測定−
本測定方法も、前述のＲＲＲＲ法と同様に、測定治具３０の伝送路特性が既知の場合には、短絡基準４０を伝送路の３箇所で短絡させることで誤差係数を求める。短絡基準４０はＲＲＲＲ法で用いた短絡基準と同様のものを使用すればよい。伝送路特性が未知の場合には、短絡基準４０を伝送路の４箇所で短絡させれば、伝送路特性と誤差係数とを同時に求めることができる。ここでは説明を簡単にするため、伝送路特性が既知の場合を例にして説明するが、伝送路特性が未知の場合の導出方法は、本願出願人の先願である特願２００５−４４９１６号を参照されたい。

まず、被検体測定時に被検体を接続する箇所（図７中の測定点Ｐ１）で信号導体３２と接地導体３３ａ，３３ｂとを短絡基準４０により短絡し、この点を校正面とする。この時の測定結果をＳ_11M1とし、測定点Ｐ１における反射係数の真値をΓ_A1とする。次に、測定点Ｐ１よりポート１側にＬ₁ ，Ｌ₂ だけ離れた伝送路上の位置（測定点Ｐ２，Ｐ３）で、短絡基準４０を信号導体３２と接地導体３３ａ，３３ｂ間に接続して測定を行い、この時の測定結果をＳ_11M2，Ｓ_11M3とする。短絡基準４０の反射係数の真値Γ_A2，Γ_A3は、数式（１）および数式（２）と同様にして求められる。

−スルー状態での測定−
短絡基準４０による測定とは別に、スルー状態（ポート間直結状態）での測定を行う。スルー状態とは、実際には測定治具３０に何も接続せずに測定を行う。測定値は、反射係数がＳ_11MTで、伝達係数はＳ_21MTとする。

−ＴＲＲＲ校正の誤差モデルの誤差係数の計算−
ＴＲＲＲ校正の誤差モデルを図８に示す。この誤差モデルは、図３の誤差モデルと同じものである。図中のＳ_11M 、Ｓ_21M は反射係数及び伝達係数の測定値であり、Ｓ_11A 、Ｓ_12A 、Ｓ_21A 、Ｓ_22A は被検体の散乱係数の真値である。また、誤差係数Ｅxx、Ｆxxは８個あるが、散乱係数測定は比測定であるので、このうち７個の誤差要因を定められれば良い。具体的には、Ｅ₂₁＝１と置けば良い。

さて、前述の短絡基準４０の接続による測定結果から、図中の各誤差係数を求めなければならないが、まずＥ₁₁、Ｅ₁₂、Ｅ₂₂、Ｆ₁₁、Ｆ₂₁、Ｆ₁₂ 、Ｆ₂₂は数式（３）と同様にして求められる。ＴＲＲＲ校正では、理想のスルー状態の散乱係数Ｓ_11MT、Ｓ_21MTを測定できているので、次式によりＦ₂₂、Ｆ₁₂を求めることができる。

以上で、全ての誤差係数を決定することができた。以上はポート１側からポート２側へ信号を印加した場合（順方向）の議論であるが、逆方向についてはＥ₂₁＝１とする代わりにＦ₂₁＝１とすれば導出できる。

−被検体の測定とＴＲＲＲ校正の実施−
誤差係数が求まれば、図９に示すように被検体４１を測定治具３０の信号導体３２と一方の接地導体３３ａまたは３３ｂとにシャント接続し、その特性を測定する。例えばチップマウンタなどを用いて被検体４１を吸着し、この被検体４１を伝送路３０の被検体測定位置（Ｐ１）へ接触させて、電気特性（Ｓ_11M,Ｓ_21M,Ｓ_12M,Ｓ_22M ）を測定すればよい。この際、使用する測定治具３０はＴＲＲＲ校正で用いたものと同じであり、測定治具３０および同軸ケーブル３６，３７も接続状態のままとする。

ＴＲＲＲ校正の誤差モデルはＴＲＬ補正の誤差モデルと同じものであるから、実際の被検体測定結果から誤差の影響を除去するにはＴＲＬ補正と同様の計算を行えば良い。誤差の影響を除去する計算式は数式７と同じであるが、計算式は数式７に限らず、どのような公知技術を用いてもよい。

−分布定数型ショート補正−
上述のＴＲＲＲ校正では、被検体測定位置（校正面Ｐ１）までの誤差要因を除去できるが、校正面Ｐ１における被検体４１と平面伝送路間で発生する容量成分による誤差要因、すなわち、図９に示すように被検体４１の電極と測定治具３０のパターン間で発生する浮遊容量Ｃ成分を除去できない。この誤差要因を、図１０に示すように、校正面Ｐ１に適当なデバイス（以下、ショートチップという）４２をシャント接続することで除去する。ショートチップ４２は、予め値付けされたものであり、好ましくは被検体４１と同一形状で、かつ被検体４１の測定位置と同一位置に接続できるものがよい。さらに好ましくは、被検体４１と同種の電子部品がよい。つまり、被検体４１を接続した時に発生するＣ成分は、ショートチップ４２を接続した時に発生するＣ成分と同じと考えられるからである。校正面Ｐ１にショートチップ４２をシャント接続した状態で測定し、ＴＲＲＲ校正を行い、誤差補正後の特性Ｓ_SHORT （Ｓ_11SHORT 、Ｓ_21SHORT 、Ｓ_12SHORT 、Ｓ_22SHORT）を得る。

次に、被検体４１を校正面にシャント接続してＴＲＲＲ校正した値Ｓ_A と、ショートチップ４２を校正面にシャント接続してＴＲＲＲ校正した値Ｓ_SHORT とを、それぞれＺパラメータに変換して、Ｚ_A 、Ｚ_SHORT とし、

の計算を行い、被検体４１を接続した時に発生する誤差要因を除去したＺ_D を求める。

ところで、ショート状態での測定値Ｓ_SHORT は、校正面に接続したショートチップ４２のＬ値を０と仮定したときの値である。したがって、被検体４１を測定して求めた特性Ｓ_A は、被検体４１の真値よりもショートチップ４２のＬ値の分だけ小さい値となる。そこで、被検体４１の真値を補正するため、予めショートチップ４２のＬ値を電磁界シミュレータにより求めておき、後述するように最終的な被検体４１のインピーダンスＺ_DUT を求める段階でＬ値の補正を行えばよい。

次式のように、数式１７により誤差要因を除去して得られたＺ_D の反射係数および伝達係数Ｚ₁₁、Ｚ₂₁と基板の特性インピーダンスＺ₀ とを、それぞれ同じ周波数での値同士で乗じるとともに、ショートチップ４２のＬ値で補正することで、測定基板およびショートチップの影響を緩和した被検体のインピーダンスＺ_DUT 値を得ることができる。

ここで、Ｚ_O は測定治具の特性インピーダンス（Ω）、ｆは周波数（Ｈｚ）、ＬはショートチップのＬ値（Ｈ）である。被検体の対称性によりＺ₁₁とＺ₂₁は同じ値になるため、Ｚ_DUT を求めるためには、数式１８のどちらを用いても構わない。

上記計算式では、ショートチップ４２がインダクタとしての特性を有すると考えたが、より厳密な精度を求める場合は、電磁界シミュレータの解析結果から、ショートチップ４２のより正確な等価回路モデル（ＬとＲの直列回路など）を用いることができるのは言うまでもない。

上記のように、２ポートのシリーズ測定法において、分布定数型オープン補正、分布定数型スルー補正を実施することにより、校正面間の残留インピーダンスと浮遊アドミタンスを補正でき、被検体単体の特性を抽出することができるようになった。ネットワークアナライザの２ポート測定において、基板特性を含まない被検体単体の高周波特性を得ることができるため、部品メーカーで従来より被検体単体の特性として用いてきた、インピーダンスアナライザの測定値とトレースした３ＧＨｚ以上のネットワークアナライザによる高周波データを、ユーザーに提供することが可能になった。

また、２ポートのシャント測定法において、分布定数型ショート補正を実施することにより、被検体をシャント接続した状態における被検体と平面伝送路間で発生する誤差要因を除去できる。このようにして、基板特性の影響を受けない被検体単体の電気特性を求めることができる。

但し、インピーダンスアナライザによる測定値と本発明によるネットワークアナライザによる測定値を高精度にトレースさせるためには、測定治具、例えば被検体を保持する機構や、位置決め機構など、測定状態が同一であること、スルー補正で使用されるスルーチップの等価回路モデルの定義が同一であること、等の条件が必要である。

また、電子機器セットメーカーなどの電子機器の設計者が、本発明による被検体単体の高周波データを設計シミュレーションとして使用する場合、必要な回路基板のパラメータと本発明による被検体の特性を重畳する技術を使用することにより、高精度なシミュレーションを再現することが可能になる。

本発明にかかる２ポートのシリーズ法における測定装置の一例の平面図である。 本発明にかかるスルー測定における測定装置の平面図である。 本発明にかかるＲＲＲＲ校正法で使用される誤差モデル図である。 本発明にかかる測定装置の被検体測定時における平面図である。 校正面間に発生するオープン状態の誤差要因の影響を示す平面図である。 校正面間に発生するスルー状態の誤差要因の影響を示す平面図である。 本発明にかかる２ポートのシャント法における測定装置の一例の平面図である。 本発明にかかるＴＲＲＲ校正の誤差モデル図である。 被検体を測定治具に接続した状態の拡大図である。 ショートチップを測定治具に接続した状態の拡大図である。

符号の説明

１０，３０ 測定治具（平面伝送路）
１２ａ，１２ｂ 信号導体
１３ａ，１３ｂ 接地導体
１８，３８ ネットワークアナライザ
２０，４０ 短絡基準
２１ スルーチップ
２２，４１ 被検体
２３ スルーチップ
３２ 信号導体
３３ａ，３３ｂ 接地導体
４２ ショートチップ

Claims (7)

1. 平面伝送路の校正面間に被検体をシリーズ接続し、上記平面伝送路を校正基準として利用した誤差補正方法により、校正面までの測定誤差を補正した被検体の電気特性を求める第１のステップと、
   上記平面伝送路のオープン状態の電気特性を測定する第２のステップと、
   分布定数型の誤差モデルにより、第１のステップで求めた被検体の電気特性を第２のステップで測定したオープン状態の電気特性を用いて補正する第３のステップと、
   上記平面伝送路の校正面間に予め値付けされたスルーチップをシリーズ接続し、上記平面伝送路を校正基準として利用した誤差補正方法により、校正面までの測定誤差を補正したスルーチップの電気特性を求める第４のステップと、
   分布定数型の誤差モデルにより、第４のステップで求めたスルーチップの電気特性を第２のステップで測定したオープン状態の電気特性を用いて補正する第５のステップと、
   分布定数型の誤差モデルにより、第３のステップで求めた被検体の電気特性を第５のステップで求めたスルーチップの電気特性を用いて補正し、被検体単体の電気特性を求める第６のステップと、を含むことを特徴とする電子部品の電気特性測定方法。
2. 上記第３のステップにおいて、第１のステップで求めた被検体の測定データＳ_A と、第２のステップで求めたオープン状態でのデータＳ_OPENとをＹパラメータに変換してＹ_A 、Ｙ_OPENとし、
   Ｙ_B ＝Ｙ_A −Ｙ_OPEN
   の計算を行ってＹ_B を求め、
   上記Ｙ_B をＳパラメータに逆変換して、オープン補正後の被検体の散乱係数Ｓ_B を求めることを特徴とする請求項１に記載の電子部品の電気特性測定方法。
3. 上記第５のステップにおいて、第４のステップで求めたスルーチップの測定データＳ_C と、第２のステップで求めたオープン状態でのデータＳ_OPENとをＹパラメータに変換してＹ_C 、Ｙ_OPENとし、
   Ｙ_THRU＝Ｙ_C −Ｙ_OPEN
   の計算を行ってＹ_THRUを求め、
   上記Ｙ_THRUをＳパラメータに逆変換して、オープン補正後のスルーチップの散乱係数Ｓ_THRUを求めることを特徴とする請求項２に記載の電子部品の電気特性測定方法。
4. 上記オープン補正後の被検体の散乱係数Ｓ_B と、上記オープン補正後のスルーチップの散乱係数Ｓ_THRUとをＴパラメータに変換してＴ_B 、Ｔ_THRUとし、
   Ｔ_D ＝（√Ｔ_THRU）^-1Ｔ_B （√Ｔ_THRU）^-1
   もしくは、
   Ｔ_D ＝（√Ｔ_B ）^-1Ｔ_THRU（√Ｔ_B ）^-1
   の計算を行ってＴ_D を求め、
   上記Ｔ_D をＳパラメータに逆変換して、オープン補正後かつスルー補正後の被検体の散乱係数Ｓ_D を求めることを特徴とする請求項３に記載の電子部品の電気特性測定方法。
5. 上記被検体の散乱係数Ｓ_D をＺパラメータに変換し、変換されたＺ_D に対し、平面伝送路の特性インピーダンスＺ_O を乗じるとともに、上記スルーチップのインピーダンスを加えることにより、被検体単体のインピーダンスＺ_DUT を求めることを特徴とする請求項４に記載の電子部品の電気特性測定方法。
6. 平面伝送路の校正面に被検体をシャント接続し、上記平面伝送路を校正基準として利用した誤差補正方法により、校正面までの測定誤差を補正した被検体の電気特性を求める第１のステップと、
   上記平面伝送路の校正面に予め値付けされたショートチップをシャント接続し、上記平面伝送路を校正基準として利用した誤差補正方法により、校正面までの測定誤差を補正したショートチップの電気特性を求める第２のステップと、
   分布定数型の誤差モデルにより、第１のステップで求めた被検体の電気特性を、第２のステップで求めたショートチップの電気特性を用いて補正し、被検体単体の電気特性を求める第３のステップと、を含むことを特徴とする電子部品の電気特性測定方法。
7. 上記第１のステップで求めた被検体の電気特性Ｓ_A と、第２のステップで求めたショート状態での電気特性Ｓ_SHORT とをＺパラメータに変換してＺ_A 、Ｚ_SHORT とし、
   Ｚ_D ＝Ｚ_A −Ｚ_SHORT
   の計算を行ってＺ_D を求め、このＺ_D に上記ショートチップのインピーダンスを加えることにより、被検体単体のインピーダンスＺ_DUT を求めることを特徴とする請求項６に記載の電子部品の電気特性測定方法。

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