JP4640754B2 - Ｏｆｄｍ受信方法及びｏｆｄｍ受信装置 - Google Patents

Description

技術分野
本発明はＯＦＤＭ受信方法及びＯＦＤＭ受信装置に係わり、特に、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）された信号を受信し、該受信信号にＦＦＴ演算を施して送信データを復調するＯＦＤＭ受信装置及びＯＦＤＭ受信方法に関する。
背景技術
次世代の移動通信方式として、マルチキャリア変調方式が注目されている。マルチキャリア変調方式を用いることにより、広帯域の高速データ伝送を実現することができるだけでなく、各サブキャリアを狭帯域にすることにより、周波数選択性フェージングの影響を低減することができる。また、直交周波数分割多重（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式を用いることにより、周波数利用効率を高めることができるだけでなく、ＯＦＤＭシンボル毎にガードインターバルを設けることにより、符号間干渉の影響をなくすことができる。
図１２（ａ）はマルチキャリア伝送方式の説明図であり、シリアルパラレル変換部１は直列データを並列データに変換し、各ローパスフィルタ２ａ〜２ｄを介して直交変調部３ａ〜３ｄに入力する。図では４シンボルよりなる並列データに変換する。各シンボルは同相成分（Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ成分）及び直交成分（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ成分）を含んでいる。直交変調部３ａ〜３ｄは各シンボルを図１２（ｂ）に示す周波数ｆ_１〜ｆ_４を有するサブキャリアで直交変調し、合成部４は各直交変調信号を合成し、図示しない送信部は合成信号を高周波数信号にアップコンバージョンして送信する。マルチキャリア伝送方式では、サブキャリア間の直交性を満足するために、スペクトルが重ならないように（ｂ）に示すように周波数が配置される。
直交周波数分割多重方式では、マルチキャリア伝送のｎ番目のサブキャリアによって伝送される変調波帯域信号と（ｎ＋１）番目のサブキャリアによって伝送される変調波帯域信号の相関が零となるように周波数間隔が配置される。図１３（ａ）は直交周波数分割多重方式による送信装置の構成図であり、シリアルパラレル変換部５は直列データを複数のシンボル（Ｉ＋ｊＱ，複素数）よりなる並列データに変換する。ＩＤＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）６は各シンボルを図１３（ｂ）に示す間隔の周波数を有するサブキャリアで伝送するものとして周波数データに逆離散フーリエ変換を施して時間データに変換し、実数部、虚数部をローパスフィルタ７ａ，７ｂを通して直交変調部８に入力する。直交変調部８は入力データに直交変調を施し、図示しない送信部で変調信号を高周波数信号にアップコンバージョンして送信する。直交周波数分割多重方式によれば、図１３（ｂ）に示す周波数配置が可能となり周波数利用効率を向上することができる。
また、近年ではマルチキャリアＣＤＭＡ方式（ＭＣ−ＣＤＭＡ）の研究が盛んに行われており、次世代の広帯域移動通信方式への適用が検討されている。ＭＣ−ＣＤＭＡでは、送信データのシリアルパラレル変換および周波数領域の直交コード拡散を行うことにより、複数のサブキャリアに分割する。周波数選択性フェージングにより、周波数間隔が離れたサブキャリアは、それぞれ独立したフェージングを受ける。したがって，コード拡散したサブキャリア信号を、周波数インタリーブにより周波数軸上に分散させることにより、逆拡散した信号は周波数ダイバーシチ利得を得ることができる。
さらに，ＯＦＤＭと ＭＣ−ＣＤＭＡを組み合わせた，直交周波数・符号分割多元接続（ＯＦＤＭ／ＣＤＭＡ）方式の検討も行われている。これは，ＭＣ−ＣＤＭＡによりサブキャリアに分割された信号を，直交周波数多重することにより周波数利用効率を高めた方式である。
ＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）方式は、図１４に示すようにビット周期Ｔ_ｓの送信データにチップ周期Ｔｃの拡散コードＣ_１〜Ｃ_Ｎ、を乗算器９で乗算し、乗算結果を変調して送信する。上記の乗算により、図１５に示すように２／Ｔ_ｓの狭帯域信号ＮＭを２／Ｔｃの広帯域信号ＤＳに拡散変調して伝送することができる。Ｔ_ｓ／Ｔｃは拡散率であり、図の例では拡散コードの符号長Ｎである。このＣＤＭＡ伝送方式によれば、干渉信号を１／Ｎに減少できる利点がある。
マルチキャリアＣＤＭＡ方式の原理は、図１６に示すように１つの送信データＤよりＮ個のコピーデータを作成し、拡散コード（直交コード）を構成する各コードＣ_１〜Ｃ_Ｎを個別に前記各コピーデータに乗算器９_１〜９_Ｎで乗算し、各乗算結果ＤＣ_１〜ＤＣ_Ｎを図１７（ａ）に示す周波数ｆ_１〜ｆ_ＮのＮ個のサブキャリアでマルチキャリア伝送する。以上は１シンボルデータをマルチキャリア伝送する場合であるが、実際には後述するように、送信データをＭシンボルの並列データに変換し、Ｍ個の各シンボルに図１６に示す処理を施し、Ｍ×Ｎ個の全乗算結果を周波数ｆ_１〜ｆ_ＮＭのＭ×Ｎ個のサブキャリアを用いてマルチキャリア伝送する。又、図１７（ｂ）に示す周波数配置のサブキャリアを用いることにより直交周波数・符号分割多元接続方式が実現できる。
図１８はＭＣ−ＣＤＭＡの送信側（基地局）の構成図である。データ変調部１１はユーザの送信データを変調し，同相成分と直交成分を有する複素ベースバンド信号（シンボル）に変換する。時間多重部１２は複数シンボルのパイロットを送信データの前に時間多重する。シリアルパラレル変換部１３は入力データをＭシンボルの並列データに変換し、各シンボルはそれぞれＮ分岐して拡散部１４に入力する。拡散部１４はＭ個の乗算部１４_１〜１４_Ｍを備えており、各乗算部１４_１〜１４_Ｍはそれぞれ直交コードを構成するコード（符号）Ｃ_１，Ｃ_２，．．Ｃ_Ｎを個別に分岐シンボルに乗算して出力する。この結果、Ｎ×Ｍ個のサブキャリアでマルチキャリア伝送するためのサブキャリア信号Ｓ_１〜Ｓ_ＭＮが拡散部１４より出力する。すなわち、拡散部１４は直交コードを各パラレル系列毎のシンボルに乗算することにより周波数方向に拡散する。拡散において使用する直交コードとしてユーザ毎に異なるコード（ウォルシュコード）Ｃ_１，Ｃ_２，．．Ｃ_Ｎが示されているが、実際には局識別コード（ゴールドコード）Ｇ_１〜Ｇ_ＭＮが更にサブキャリア信号Ｓ_１〜Ｓ_ＭＮに乗算される。
コード多重部１５は以上のようにして生成されたサブキャリア信号を、同様な方法で生成された他ユーザのサブキャリア信号とコード多重する。すなわち、コード多重部１５は、サブキャリア毎に該サブキャリア応じた複数ユーザのサブキャリア信号を合成して出力する。周波数インタリーブ部１６は、周波数ダイバーシチ利得を得るために、コード多重されたサブキャリア信号を周波数インタリーブにより並び替えて周波数軸上に分散する。ＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部１７は並列入力するサブキャリア信号にＩＦＦＴ（逆フーリエ変換）処理を施して時間軸上のＯＦＤＭ信号（実数部信号、虚数部信号）に変換する。ガードインターバル挿入部１８は、ＯＦＤＭ信号にガードインターバルを挿入し、直交変調部はガードインターバルが挿入されたＯＦＤＭ信号に直交変調を施し、無線送信部２０は無線周波数にアップコンバージョンすると共に高周波増幅してアンテナより送信する。
サブキャリアの総数は、（拡散率Ｎ）×（パラレル系列数Ｍ）である。又、伝搬路ではサブキャリア毎に異なるフェージングを受けるため、パイロットを全てのサブキャリアに時間多重し、受信側ではサブキャリア毎にフェージングの補償を行えるようにする。ここで時間多重されるパイロットは、全てのユーザがチャネル推定に使用する共通パイロットである。
図１９はシリアルパラレル変換説明図であり、１フレームの送信データの前方に共通パイロットＰが時間多重されている。尚、後述するように共通パイロットＰはフレーム内で分散することもできる。１フレーム当たり共通パイロットがたとえば４×Ｍシンボル、送信データが２８×Ｍシンボルであるとすると、シリアルパラレル変換部１３より並列データとして最初の４回までパイロットのＭシンボルが出力し、以後、並列データとして２８回送信データのＭシンボルが出力する。この結果、１フレーム期間においてパイロットを全てのサブキャリアに時間多重して４回伝送でき、受信側で該パイロットを用いてはサブキャリア毎にチャネルを推定してチャネル補償（フェージング補償）が可能となる。
図２０はガードインターバル挿入説明図である。ガードインターバル挿入とは、Ｍ×Ｎ個のサブキャリアサンプル（＝１ＯＦＤＭシンボル）に応じたＩＦＦＴ出力信号を１単位とするとき、その先頭部に末尾部分をコピーすることである。ガードインターバルＧＩを挿入することによりマルチパスによる符号間干渉の影響を無くすことが可能になる。
図２１はＭＣ−ＣＤＭＡの受信側の構成図である。無線受信部２１は受信したマルチキャリア信号に周波数変換処理を施し、直交復調部は受信信号に直交復調処理を施す。タイミング同期・ガードインターバル除去部２３は、受信信号のタイミング同期を取った後、該受信信号よりガードインターバルＧＩを除去して ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部２４に入力する。ＦＦＴ部２４はＦＦＴウインドウタイミングでＦＦＴ演算処理を行って時間領域の信号をＮ×Ｍ個のサブキャリア信号（サブキャリアサンプル）に変換し、周波数デインタリーブ部２５は送信側と逆の並び替えを行い、サブキャリアの周波数順に並べて出力する。
チャネル補償部２６はデインタリーブ後、送信側で時間多重されたパイロットを用いてサブキャリア毎にチャネル推定を行い、フェージングの補償を行う。図では１つのサブキャリアについてのみチャネル推定部２６ａ_１が示されているが、サブキャリア毎にこのチャネル推定部が設けられている。すなわち、チャネル推定部２６ａ_１は、パイロット信号を用いてフェージングによる位相の影響ｅｘｐ（ｊφ）を推定し、乗算器２６ｂ_１は送信シンボルのサブキャリア信号にｅｘｐ（−ｊφ）を乗算してフェージングを補償する。
逆拡散部２７はＭ個の乗算部２７_１〜２７_Ｍを備えており、乗算部２７_１はユーザに割り当てられた直交コード（ウォルシュコード）を構成する各コードＣ_１，Ｃ_２，．．．Ｃ_Ｎを個別にＮ個のサブキャリアに乗算して出力し、他の乗算部も同様の演算処理を行う。この結果、フェージング補償された信号は、各ユーザに割り当てられた拡散コードにより逆拡散され、この逆拡散によりコード多重された信号の中から所望ユーザの信号が抽出される。尚、実際には、ウォルシュコードが乗算される前に局識別コード（ゴールドコード）が乗算される。
合成部２８_１〜２８_Ｍはそれぞれ乗算部２７_１〜２７_Ｍから出力するＮ個の乗算結果を加算してＭ個のシンボルよりなる並列データを作成し、パラレルシリアル変換部２９は該並列データを直列データに変換し、データ復調部３０は送信データを復調する。
図２２はチャネル推定部の動作説明図であり、３２ＯＦＤＭシンボルで構成された１フレーム中に４つのパイロットシンボル（４ＯＦＤＭパイロットシンボル）が分散して多重されている。１つのパイロットシンボルはサブキャリア数（Ｍ×Ｎ個、例えば１０２４個）のサブキャリアサンプルで構成されているから、受信側でパイロット受信タイミングにおいてＦＦＴ出力を監視することによりサブキャリア毎のチャネル（振幅特性、位相特性）の推定が可能になる。すなわち、チャネル推定は、図２２のＰＧ１で示するように周波数方向における８個のサブキャリアサンプルを時間方向に４つ集めてトータル３２サブキャリアサンプルで１グループを構成し、該グループにおけるＦＦＴ出力の平均値を中央のサブキャリアのチャネル値（受信パイロット信号の振幅、位相）とし、このチャネル値と既知のチャネル値（既知パイロット信号の振幅、位相）とを比較して該サブキャリアのチャネルを推定する。又、次のサブキャリアのチャネル推定値は、ＰＧ２で示すように周波数方向に１サブキャリア分ずらした８個のサブキャリアサンプルを時間方向に４つ集めてトータル３２サブキャリアサンプルで１グループを構成し、該グループＰＧ２における平均値を用いて同様に算出する。以上のようにチャネル値を平均して求める理由は、それぞれのシンボルにノイズが乗っているため、平均することで該ノイズの影響を無くしてＳ／Ｎ比を向上するためである。周波数が近いサブキャリアではあれば、殆どチャネル値は同じであるから、平均しても何ら問題はない。
図２３は２パス（２波）の場合のＦＦＴウインドウタイミング説明図であり、Ａは直接波、Ｂは遅延波（反射波）である。ＦＦＴウインドウを直接波のＯＦＤＭシンボルＤ１の先頭より１ＯＦＤＭ期間幅Ｗａに決定すれば、このＦＦＴウインドウ幅Ｗａにおいて直接波のＯＦＤＭシンボルＤ１は、遅延波のガードインターバルＧＩ１とＤ１シンボル部分とに重なるだけであるため、マルチパス遅延波によるシンボル間干渉（Ｉｎｔｅｒ−Ｓｙｍｂｏｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ，ＩＳＩ）を受けない。しかし、ＦＦＴウインドウを遅延波のＯＦＤＭシンボルＤ１の先頭より１ＯＦＤＭ期間幅Ｗｂに決定すれば、遅延波のＤ１シンボル部分と直接波のＤ２シンボルのガードインターバルＧＩ２が重なりシンボル間干渉ＩＳＩを受ける。ＦＦＴウインドウはシンボル間干渉ＩＳＩを受けないように決定すべきであり、最大遅延波がガードインターバル期間以上遅延しなければＦＦＴウインドウを図２３のＷａとなるように決定すればシンボル間干渉ＩＳＩを受けない。
ところで、関数ｆ（ｔ）のフーリエ変換をＦ［ｆ（ｔ）］と表現すれば、時間遅れ関数ｆ（ｔ−ｔ０）のフーリエ変換はｅｘｐ（−２πｊｆｔ０）Ｆ［ｆ（ｔ）］となる。ｅｘｐ（−２πｊｆｔ０）＝ｃｏｓ２πｆｔ０−ｊｓｉｎ２πｆｔ０を考慮すると、時間遅れ関数ｆ（ｔ−ｔ０）のフーリエ変換は、周波数の変化に応じて回転する。例えば、図２４（ａ）に示すように時刻ｔ＝０におけるインパルスδ（ｔ）のフーリエ変換は任意の周波数で１（＝一定）となるが、δ（ｔ−ｔ０）のフーリエ変換は図２４（ｂ）に示すようにＩ−ｊＱ複素平面への投影が単位円になるように周波数に応じて回転する。
以上より、図２５に示すように直接波の受信電力が大きく、遅延波の受信電力が小さい場合、直接波のＯＦＤＭシンボルを基準にしてＦＦＴウインドウを決定してＦＦＴ演算すると、ＦＦＴ変換の平均値が大きく、回転振幅が小さくなる。このように変動部分が小さいため、３２個のサブキャリアサンプルを平均することにより正しいチャネル値を得ることができ、正しくチャネルを推定することができる。又、シンボル間干渉ＩＳＩを受けない。
しかし、図２６に示すように直接波の受信電力が小さく、遅延波の受信電力が大きい場合、直接波のＯＦＤＭシンボルを基準にしてＦＦＴウインドウを決定してＦＦＴ演算すると、ＦＦＴ変換の平均値が小さく、回転振幅が大きくなる。このように変動部分が大きくなると、３２個のサブキャリアサンプルを平均することにより得られるチャネル値に誤差が含まれ、正しくチャネルを推定することができなくなる。
本発明の目的は、遅延波の受信電力が直接波の受信電力より大きい場合であっても、チャネル推定を正しく行えるようにすることである。
本発明の別の目的は、遅延波の受信電力が直接波の受信電力より大きい場合であっても、シンボル間干渉ＩＳＩを受けないようにし、かつ、チャネル推定を正しく行えるようにすることである。
発明の開示
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）された信号を受信し、該受信信号にＦＦＴ演算を施して送信データを復調するＯＦＤＭ受信装置において、受信信号から一定数のサンプルデータよりなるＯＦＤＭシンボルを取り出し、該ＯＦＤＭシンボルのＦＦＴ演算開始位置をマルチパスの状況に基づいてシフトし、該シフトされた位置からＦＦＴ演算を行う。このマルチパスの状況は遅延プロファイルから取得することができる。すなわち、受信信号に含まれる既知データ（参照信号）のＦＦＴ演算結果よりチャネル推定値を求め、該チャネル推定値にＩＦＦＴ演算を施してマルチパスの遅延プロファイルを求め、該遅延プロファイルに基づいてマルチパス状況を取得する。たとえば、前記マルチパスにおける遅延プロファイルのうち電力が最大となるパスを求め、該パスの位置に基づいて前記ＦＦＴ演算開始位置を決定する。
以上により、遅延波の受信電力が直接波の受信電力より大きい場合であっても、シンボル間干渉ＩＳＩを受けないようにでき、しかも、チャネル推定を正しく行うことができる。
また、前記マルチパスにおける各パスの遅延プロファイルと設定レベルを比較し、設定レベル以下の場合には遅延プロファイルを０として前記ＦＦＴ演算開始位置を決定する。このようにすれば、ノイズ成分を除去して精度の高いチャネル推定ができる。
また、前記マルチパスにおける各パスの遅延プロファイルを所定時間遅延させ、該所定時間遅延した遅延プロファイルに基づいて仮のＦＦＴ演算開始位置を求め、該仮のＦＦＴ演算開始位置を前記所定時間進めることにより本来のＦＦＴ演算開始位置を算出する。このようにすれば、ＦＦＴウインドウタイミング前に到来するパスがあっても正確にＦＦＴ演算開始位置を決定することができる。
発明を実施するための最良の形態
（Ａ）本発明の原理
図１（ａ）に示すように、直接波Ａの受信電力が小さく、遅延波Ｂの受信電力が大きい場合、直接波のＯＦＤＭシンボルＤ０を基準にしてＦＦＴウインドウＷａを決定するとシンボル間干渉ＩＳＩはないが、図１（ｂ）に示すようにＦＦＴ変換の平均値が小さく、回転振幅が大きくなり、チャネル推定を正しく行えなくなる。一方、遅延波のＯＦＤＭシンボルＤ０を基準にしてＦＦＴウインドウＷｂを決定すると図１（ｃ）に示すようにＦＦＴ変換の平均値が大きく、回転振幅が小さくなるが、シンボル間干渉ＩＳＩが発生する。
そこで、本発明では、直接波のＯＦＤＭシンボルＤ０の先頭（時刻Ｔａ）を基準にして入力データ列より１ＯＦＤＭシンボルを取り込み、遅延波のＯＦＤＭシンボルＤ０の先頭（時刻Ｔｂ）をＦＦＴ演算開始位置とする。具体的には、時刻Ｔａ〜Ｔｂ間のデータを後にシフトしてＦＦＴ演算を実行する。すなわち、図１（ｄ）に示すように、Ｔａ〜Ｔｂ間の直接波部分Ｄ０１及び遅延波部分ＧＩ０′を最後尾にシフトし、シフト後の１ＯＦＤＭシンボルに対して先頭よりＦＦＴ演算を実行する。最後尾にシフトしてもデータの連続性は維持されるから何ら問題は生じない。以上のようにすれば、シンボル間干渉ＩＳＩをなくせ、かつ、ＦＦＴ変換の平均値を大きく、回転振幅を小さくでき、チャネル推定を正しく行うことができるようになる。
以上では、遅延波の受信電力が大きいとした場合であるが、直接波の受信電力が大きい場合もある。このため、上記時刻Ｔｂは受信電力が最大となる波（直接波または遅延波）のＯＦＤＭシンボルの先頭時刻であり、この先頭時刻はチャネル推定値をＩＦＦＴして得られる遅延プロファイルより決定することができる。 又、前述のようにシフトしてＦＦＴ演算を行うには、時刻Ｔａのタイミングで入力データ列より１ＯＦＤＭシンボルを取り込んでバッファに記憶し、時刻Ｔｂに応じたバッファ記憶位置から順にデータを読み出してＦＦＴ演算部に入力し、バッファの最後まで読み出せば、以後、バッファの先頭から時刻Ｔｂに応じたバッファ記憶位置まで読み出してＦＦＴ演算部に入力することにより行う。
（Ｂ）ＯＦＤＭ受信装置
（ａ）全体の構成
図２は本発明のＯＦＤＭ受信装置の要部構成図、図３はＯＦＤＭ受信装置の一部詳細図である。タイミング同期／ＯＦＤＭシンボル取り出し部 ５１は、直接波のＯＦＤＭシンボルの先頭タイミングＴａ（図１参照）を検出し、該タイミングに基づいてガードインターバルを含まない１ＯＦＤＭシンボルを取り出して出力する。このタイミング同期／ＯＦＤＭシンボル取出部５１は図２１におけるタイミング同期／ガードインターバル除去部２３に相当する部分である。
ＦＦＴ演算位置シフト部５２は、後述する遅延ブロファイルに基づいて受信電力が最大となる波の直接波からの遅延時間（Ｔｂ−Ｔａ）（実際にはＦＦＴウインドウ開始タイミングからの遅延時間）を決定し、タイミング同期／ＯＦＤＭシンボル取出部５１で取り出したＯＦＤＭシンボルに対するＦＦＴ演算開始位置を（Ｔｂ−Ｔａ）分ずらすと共に、先頭の（Ｔｂ−Ｔａ）部分を最後尾にシフトする。
ＦＦＴ演算部５３はＦＦＴ演算位置シフト部５２から入力するＯＦＤＭシンボルデータ（時間領域の信号）にＦＦＴ演算処理を施し、サブキャリア数Ｎの信号ＳＣ_０〜ＳＣ_Ｎ−１（周波数領域の信号）に変換する。チャネル推定部５４は図２２で説明した方法によりサブキャリア毎にチャネルを推定し、チャネル推定値Ｃ_０〜Ｃ_Ｎ−１を出力する。チャネル補償部５５の乗算部５５_０〜５５_Ｎ−１はそれぞれ、サブキャリア毎のチャネル推定値Ｃ_０〜Ｃ_Ｎ−１をＦＦＴ演算部５３から出力するＮ個のサブキャリア信号ＳＣ_０〜ＳＣ_Ｎ−１に乗算してチャネル補償（フェージング補償）を施し、これらチャネル補償されたＮ個のサブキャリア信号を図示しない後段の逆拡散部に入力する。
ＩＦＦＴ演算部５６はチャネル推定部５４から出力するサブキャリア数Ｎのチャネル推定値Ｃ_０〜Ｃ_Ｎ−１にＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）演算を施し、図４（ａ）に示す１シンボル期間当たり Ｎ個のサンプルからなる遅延プロファイルを出力する。各サンプルは直接波、遅延波の各波の強さを示し、ＦＦＴウインドウ位置（＝０）から最大遅延時間Ｍを越える遅延プロファイルの各サンプル値は設定レベル以下の小さな値になる。尚、ＦＦＴウインドウタイミング（＝０）より前に到来する波に応じたサンプル値は図４（ｂ）に示すように遅延プロファイルの後尾に現れる。
（ｂ）タイミング同期／ＯＦＤＭシンボル取り出し部
タイミング同期／ＯＦＤＭシンボル取り出し部５１において、ＡＤ変換部５１ａは図示しない直交復調部から出力するベースバンド信号（複素数のＩ成分、Ｑ成分）をディジタルデータに変換し、ＦＦＴウインドウタイミングリカバリ部５１ｂは相関演算により直接波のガードインターバルの先頭位置を検出してＯＦＤＭシンボル切り出し部５１ｃに入力する。ＯＦＤＭシンボル切り出し部５１ｃは、ガードインターバルの先頭位置よりガードインターバル期間が経過したタイミングＴａで１ＯＦＤＭシンボルデータを入力データ列より取り出し、ＦＦＴ演算位置シフト部５２に入力する。
図５はＦＦＴウインドウタイミングリカバリ部５１ｂの構成図、図６はＦＦＴウインドウタイミングリカバリ部の動作説明図である。ガードインターバルＧＩは、図６（ａ）に示すようにサンプル数Ｎ個の１ＯＦＤＭシンボルの先頭部にサンプル数Ｎ_Ｇ個の末尾部分をコピーして作成しているから、１ＯＦＤＭシンボル前の受信信号と現受信信号との相関を演算することにより図６（ｂ）に示すようにガードインターバルＧＩ部分で相関値が最大となり、最大となる時刻ｔ_０よりＦＦＴウインドウタイミングを検出できる。すなわち、相関演算部６１の遅延部６１ａは、受信信号を１ＯＦＤＭシンボル（サンプル数Ｎ）分遅延し、共役複素数演算部６１ｂは遅延部６１ａで遅延した受信信号の複素共役を演算し、乗算部６１ｃは共役複素数演算部６１ｂから出力する１ＯＦＤＭシンボル前の受信信号の複素共役と現受信信号とを乗算し、乗算結果（相関値）を出力する。
シフトレジスタ６２はガードインターバルのサンプル数Ｎ_Ｇ分の長さを有し、最新のＮ_Ｇ摘の乗算結果（相関値）を記憶し、加算部６３はＮ_Ｇ個の相関値を加算して出力する。ガードインターバル期間において１ＯＦＤＭシンボル前の受信信号と現受信信号（Ｉ＋ｊＱ）は理想的には同じであるから、ガードインターバル期間では乗算部６１ｃよりＩ^２＋Ｑ^２が得られる。従って、シフトレジスタに６２に記憶されるガードインターバル期間の相関値の数が多くなるに従って図６（ｂ）に示すように加算値が漸増し、ガードインターバル期間における Ｎ_Ｇ個の全ての相関値がシフトレジスタ６２に記憶されたとき加算値は最大となり、以後、シフトレジスタに６２に記憶されるガードインターバル期間の相関値の数が減少してゆき加算値は漸減する。従って、加算値のピークタイミングミングを検出することにより直接波のガードインターバルＧＩの先頭タイミングを検出できる。しかし、マルチパス環境では加算部６３の加算値は、図６（ｃ）に示すように直接波の加算値ＣＲ１（一点鎖線）と遅延波の加算値ＣＲ２（点線）の和ＣＲとなり、ピーク位置は直接波のピーク位置からΔｔ分ずれる。
ピークタイミング検出部６４は加算値のピーク位置を検出し、該ピーク位置ｔ_０をガードインターバルの先頭位置としてＯＦＤＭシンボル切り出し部５１ｃに入力する。
ＯＦＤＭシンボル切り出し部５１ｃは、ガードインターバルの先頭位置よりガードインターバル期間が経過してから１ＯＦＤＭシンボルデータを入力データ列より取り出し、ＦＦＴ演算位置シフト部５２に入力する。
（ｃ）ＦＦＴ演算位置シフト部
バッファメモリ５２ａはＯＦＤＭシンボル切り出し部５１ｃから入力する１ＯＦＤＭシンボル分のＮ個のサンプルを記憶する。シフトタイミング検出部５２ｂはＩＦＦＴ演算部５６から入力する遅延プロファイルより受信電力が最大となる波の直接波（ＦＦＴウインドウ位置）からの遅れ時間をサンプル数で換算したシフト量Ｓ（図４参照）として求める。タイミングシフト部５２ｃは、タイミング同期／ＯＦＤＭシンボル取出部５１で取り出したＯＦＤＭシンボルに対するＦＦＴ演算開始位置を上記Ｓサンプル分ずらすと共に、ＯＦＤＭシンボルの先頭Ｓサンプル分を最後尾にシフトする。具体的には、タイミングシフト部５２ｃはバッファメモリ５２ａのｊ番目に読み出すデータのアドレスｉを次式、

により求め、このアドレスｉよりデータを読み出してＦＦＴ演算部５３に入力する。ただし、バッファメモリ５２ａにはＯＦＤＭシンボル長と同じＮ個の複素データｘ_ｉが蓄えられ、ｉ＝０，…，（Ｎ−１）であり、Ｓ＝シフト量である。又、ｍｏｄはモジュロ演算を現し、（ｊ＋Ｓ）をＮで割った時の余りに相当する。 すなわち、タイミングシフト部５２ｃはバッファメモリ５２ａからの読み出し時、ｊを０から（Ｎ−１）まで変化させながら、式（１）で計算したアドレスｉのサンプルデータｘ_ｉを順次読み出す。これにより、Ｓサンプル分シフトさせたサンプルデータをＦＦＴ演算部５３に入力し、かつ、先頭Ｓサンプル分のデータを最後尾にシフトすることができる。
（ｄ）動作
以上より、タイミング同期／ＯＦＤＭシンボル取り出し部５１は、ＦＦＴウインドウタイミング、理想的には直接波のＯＦＤＭシンボルの先頭時刻を基準にして、入力データ列よりＮサンプルで構成された１ＯＦＤＭシンボルを取り出してＦＦＴ演算位置シフト部５２に入力する。このＯＦＤＭシンボルを用いてＦＦＴ演算することによりシンボル間干渉ＩＳＩの発生を防止できる。
ＦＦＴ演算位置シフト部５２は、入力されたＮサンプル分の１ＯＦＤＭシンボルデータをバッファメモリ５２ａに格納すると共に、ＩＦＦＴ演算部５６から入力する遅延プロファイルに基づいてＦＦＴウインドウタイミングから受信電力最大の波までの遅延時間をサンプル数で換算したシフト量Ｓを求め、（１）式が示すバッファメモリ５２ａのアドレスｉから順次サンプルデータを読み出してＦＦＴ演算部５３に入力する。ＦＦＴ演算部５３はＦＦＴ演算位置シフト部５２から入力するＳサンプル分シフトしたＯＦＤＭシンボルデータにＦＦＴ演算処理を施し、サブキャリア数Ｎの信号ＳＣ_０〜ＳＣ_Ｎ−１を出力する。Ｓサンプル分シフトさせることにより、ＦＦＴ変換の回転変動分を小さくできる。
チャネル推定部５４はサブキャリア毎にチャネルを推定し、チャネル補償部５５はサブキャリア毎のチャネル推定値Ｃ_０〜Ｃ_Ｎ−１をＦＦＴ演算部５３から出力するＮ個のサブキャリア信号ＳＣ_０〜ＳＣ_Ｎ−１に乗算してチャネル補償を施す。又、ＩＦＦＴ演算部５６はチャネル推定部５４から出力するサブキャリア数Ｎのチャネル推定値Ｃ_０〜Ｃ_Ｎ−１にＩＦＦＴ演算を施し、遅延プロファイルを出力する。
以後、上記動作をＯＦＤＭシンボル毎に行うことにより、シンボル間干渉ＩＳＩの発生を防止でき、且つ、ＦＦＴ出力の回転変動部の振幅を小さくでき、正確にチャネルを推定することが可能になる。
（Ｃ）シフトタイミング検出部の実施例
図７はＦＦＴ演算位置シフト部５２におけるシフトタイミング検出部５２ｂの各種実施例説明図である。尚、以下の説明において、ｓは求めるシフト量、Ｎはサブキャリア数、ｃ_ｉはｉ番目のサブキャリアのチャネル推定値（複素数値）、ｐ_ｉはチャネル推定値ｃ_ｉをＩＦＦＴして得られる遅延プロファイル（複素数値）であり、ｉ＝０，…，（Ｎ−１）である。
（ａ）最大電力に基づいた算出法
図７（ａ）は電力｜ｐ_ｉ｜^２を最大にするｉをシフト量ｓとする実施例である。
電力計算部７１は遅延プロファイルの各サンプル値ｐ_ｉの電力｜ｐ_ｉ｜^２を計算し、最大電力検出部７２はＮ個のサンプルｐ_ｉ（ｉ＝０，…，（Ｎ−１））の電力のうち最大電力ｐ_ｓを検出し、シフト量決定部７３は該最大電力ｐ_ｓを示すサンプル位置ｓをシフト量として決定する。すなわち、任意のｐ_ｉに対して｜ｐ_ｓ｜^２≧｜ｐ_ｉ｜^２となるシフト量ｓを求める。
（ｂ）電力重み付けに基づいた算出法
図７（ｂ）は電力｜ｐ_ｉ｜^２で重み付け平均したｉをシフト量とする実施例であり、次式

で求まるｓをシフト量とする。すなわち、電力計算部７１は遅延プロファイルの各サンプル値ｐ_ｉの電力｜ｐ_ｉ｜^２を計算し、第１演算部７４ａは（２）式の分子Ｐ_１を算出する。分子Ｐ_１は電力｜ｐ_ｉ｜^２で重み付けしたｉの合計値である。又、第２演算部７４ｂは（２）式の分母Ｐ_２、すなわち電力の総和を演算し、シフト量決定部７５はＰ_１／Ｐ_２により電力｜ｐ_ｉ｜^２で重み付けしたｉの重み付け平均を演算し、得られた平均値をシフト量ｓとして出力する。ただし、このままではｓは実数となるので、シフト量決定部７５は四捨五入や切捨てなどにより整数に丸める。
（ｃ）振幅重み付けに基づいた算出法
図７（ｃ）は振幅｜ｐ_ｉ｜で重み付け平均したｉをシフト量とする実施例であり、次式

で求まるｓをシフト量とする。すなわち、絶対値化部７６は遅延プロファイルの各サンプル値ｐ_ｉの振幅｜ｐ_ｉ｜を計算し、第１演算部７７ａは（３）式の分子Ａ_１を算出する。分子Ａ_１は振幅｜ｐ_ｉ｜で重み付けしたｉの合計値である。又、第２演算部７７ｂは（３）式の分母Ａ_２、すなわち振幅の総和を演算し、シフト量決定部７８はＡ_１／Ａ_２により振幅｜ｐ_ｉ｜で重み付けしたｉの重み付け平均を演算し、得られた平均値をシフト量ｓとして出力する。ただし、このままではｓは実数となるので、シフト量決定部７８は四捨五入や切捨てなどにより整数に丸める。
（ｄ）重み付け関数を用いた重み付け平均に基づいた算出法
図７（ｄ）はｐ_ｉを引数とする重み付け関数ｆ（）で重み付け平均したｉをシフト量とする実施例であり、次式

で求まるｓをシフト量とする。すなわち、重み付け関数算出部７９は重み付け関数値ｆ（ｐ_ｉ）を算出し、第１演算部８０ａは（４）式の分子Ｆ_１を算出する。分子Ｆ_１は重み付け関数値ｆ（ｐ_ｉ）で重み付けしたｉの合計値である。又、第２演算部８０ｂは（４）式の分母Ｆ_２、すなわち重み付け関数値ｆ（ｐ_ｉ）の総和を演算し、シフト量決定部８１はＦ_１／Ｆ_２により重み付け関数値ｆ（ｐ_ｉ）で重み付けしたｉの重み付け平均を演算し、得られた平均値をシフト量ｓとして出力する。ただし、このままではｓは実数となるので、シフト量決定部８１は四捨五入や切捨てなどにより整数に丸める。
この一般化した方式は、以下の（５），（６）式のように重み付け関数ｆ（）を定めると上記（ａ）の最大電力に基づいた算出法と同じになる。

また、以下の（７）式のように重み付け関数ｆ（）を定めると上記（ｂ）の電力重み付けに基づいた算出法と同じになる。

更に、以下の（８）式のように重み付け関数ｆ（）を定めると上記（ｃ）の振幅重み付けに基づいた算出法と同じになる。

（ｅ）足きりによるシフト量の算出法
遅延プロファイル（複素数値）ｐ_ｉは足切りをしてからシフト量の検出に使用する。このようにすれば雑音を除去でき、シフト量の計算精度を向上できる。図８は足きり部９１を備えたシフトタイミング検出部の構成図であり、図７（ａ）〜（ｄ）のいずれかのシフトタイミング検出部９２の前段に足きり部９１を設けた構成になっている。足きり部９１は適当なしきい値Ｔを決め、Ｔよりも小さければｑ_ｉ＝０、大きければｑ_ｉ＝ｐ_ｉとする。すなわち、

にしたがってｑ_ｉを決定し、シフトタイミング検出部９２はこのｑ_ｉを用いて上記（ａ）〜（ｄ）と同じ操作をしてシフト量ｓを求める。
足切りレベルＴの決定法は各種考えられるが、例として、次式

に従って、｜ｐ_ｉ｜^２の平均値の４倍を足切りレベルＴとする。あるいは、次式

にしたがって、｜ｐ_ｉ｜^２の最大値の４分の１を足切りレベルＴとする。図９は図８の構成に加えて足きりレベル決定部９３を備えたシフトタイミング検出部の構成図であり、足きりレベル決定部９３は（１１）または（１２）式に従って足切りレベルＴを決定して足きり部９１に入力する。足きり部９１はしきい値Ｔよりも小さければｑ_ｉ＝０、大きければｑ_ｉ＝ｐ_ｉとし、シフトタイミング検出部９２はこのｑｉを用いて上記（ａ）〜（ｄ）と同じ操作をしてシフト量ｓを求める。
（ｆ）足きりの変形例
足切り方式における（９），（１０）式を以下のように、

変形し、得られたｑ_ｉを用いて次式

に従ってシフト量ｓを求める。このように変形して足切りすると、マルチパスの単純な平均遅延時間（シフト量）が求まる。例えば２パスの場合において、それぞれの遅延プロファイルのタイミングをｔ_１とｔ_２とすると、変形方式によればパスの大小関係に関わらず、２パスの丁度まん中のタイミング（ｔ_１＋ｔ_２）／２がパスの平均遅延時間（シフト量ｓ）として得られる。
（ｇ）遅延プロファイルのシフト操作
ＦＦＴウインドウタイミングよりも前にパスが存在すると、すなわち、ＦＦＴウインドウタイミングよりも前に到来する波が存在すると、該パスに応じた遅延プロファイルは図４（ｂ）に示すように後尾に現れる。かかる場合、正しい位置に遅延プロファイルが存在しないため、正確にシフト量を検出することができなくなる。図１０に従って説明する。例えば図１０（ａ）に示すような２パスのとき、ＦＦＴウインドウタイミングの開始タイミングＷ_ｒが２つのパスＡ，Ｂのちょうど中間に有った場合、パスＡ，Ｂの遅延プロファイルＰ_Ａ，Ｐ_Ｂは図１０（ｂ）の実線位置に現れる。このため、重み付けによりシフト量ｓを求めるとｓは図１０（ｂ）の様に遅延プロファイル範囲の中央付近になる。所望のシフト量ｓは０付近なので、これは好ましくない。そこで、図１０（ｃ）に示すように、予めｓｐだけパスＡ，Ｂの遅延プロファイルＰ_Ａ，Ｐ_ＢをシフトさせてＰ_Ａ′，Ｐ_Ｂ′としてからｓを求め、その後で、ｓ＝ｓ−ｓ_ｐとして元に戻すことで正確なシフト量ｓを求める。
図１０は遅延プロファイルをシフトする手段を備えたシフトタイミング検出部の構成図である。遅延プロファイルシフト部９５は遅延プロファイルｐ_ｉ（ｉ＝０，…，（Ｎ−１））をｓ_ｐだけ次式
ｑ_ｉ＝ｐ_ｋ

によりシフトしてｑ_ｉとし、しかる後、図７（ａ）〜（ｄ）及び図８〜図９のいずれかのシフトタイミング検出部９２は、このｑ_ｉを用いて仮のシフト量ｓを求める。仮のシフト量ｓが求まった後、シフト量補正部９６は次式

によりシフト量ｓからｓｐを減じて本来のｓを算出して出力する。シフト量ｓ_ｐは遅延プロファイルの広がり（最大遅延時間）よりも十分に大きければよいので、カードインターバル長の２倍程度でよいと思われる。
以上本発明によれば、シンボル間干渉ＩＳＩをなくせ、かつ、ＦＦＴ変換の平均値を大きく、回転振幅を小さくでき、チャネル推定を正しく行うことができる。
【図面の簡単な説明】
図１は本発明の原理説明図である。
図２は本発明のＯＦＤＭ受信装置の要部構成図である。
図３はＯＦＤＭ受信装置の一部詳細図である。
図４は遅延プロファイル説明図である。
図５はＦＦＴウインドウタイミングリカバリ部の構成図である。
図６はＦＦＴウインドウタイミングリカバリ部の動作説明図である。
図７はＦＦＴ演算位置シフト部におけるシフトタイミング検出部の各種実施例である。
図８は足きり部を備えたシフトタイミング検出部の構成図である。
図９は図８の構成に加えて足きりレベル決定部を備えたシフトタイミング検出部の構成図である。
図１０はシフト操作が必要な理由説明図である。
図１１は遅延プロファイルをシフトする手段を備えたシフトタイミング検出部の構成図である。
図１２は従来のマルチキャリア伝送方式の説明図である。
図１３は従来の直交周波数分割多重方式の説明図である。
図１４はＣＤＭＡのコード拡散変調説明図である。
図１５はＣＤＭＡにおける帯域の拡散説明図である。
図１６はマルチキャリアＣＤＭＡ方式の原理説明図である。
図１７はサブキャリア配置説明図である。
図１８は従来のＭＣ−ＣＤＭＡの送信側の構成図である。
図１９はシリアルパラレル変換説明図である。
図２０はガードインターバル説明図である。
図２１は従来のＭＣ−ＣＤＭＡの受信側の構成図である。
図２２はチャネル推定部の動作説明図である。
図２３は２パス（２波）の場合のＦＦＴウインドウタイミング説明図である。
図２４はフーリエ変換説明図である。
図２５は直接波の受信電力が大きく、遅延波の受信電力が小さい場合におけるＦＦＴ変換説明図である。
図２６は直接波の受信電力が小さく、遅延波の受信電力が大きい場合におけるＦＦＴ変換説明図である。

Claims (7)

1. 直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）された信号にガードインターバルが付加されて送信された信号を受信し、該直交周波数分割多重された信号にＦＦＴ演算を施して送信データを復調するＯＦＤＭ受信方法において、
   受信信号から、該受信信号に含まれる直接波のＯＦＤＭシンボルの先頭タイミングを検出し、該検出したタイミングに基づいてガードインターバルが含まれない一定数のサンプルデータよりなるＯＦＤＭシンボルを取り出し、
   該ＯＦＤＭシンボルのＦＦＴ演算開始位置をマルチパスの状況に基づいてシフトし、
   該シフトされた位置からＦＦＴ演算を行う場合、
   前記一定数のサンプルデータよりなるＯＦＤＭシンボルをバッファメモリに格納し、
   前記シフトされたＦＦＴ演算開始位置に応じたバッファメモリのアドレスからサンプルデータを順番に読み出してＦＦＴ演算部に入力し、バッファの終わりまで読み出した時は、以後、バッファの先頭よりサンプルデータを読み出してＦＦＴ演算部に入力することによりＦＦＴ演算開始位置をシフトする、
   ことを特徴とするＯＦＤＭ受信方法。
2. 受信信号に含まれる既知データのＦＦＴ演算結果よりチャネル推定値を求め、
   該チャネル推定値にＩＦＦＴ演算を施してマルチパスの遅延プロファイルを求め、
   各パスの遅延プロファイルの電力を用いて各パスの位置を重み付けし、重み付け平均して得られる位置に基づいて前記ＦＦＴ演算開始位置を決定する、
   ことを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ受信方法。
3. 受信信号に含まれる既知データのＦＦＴ演算結果よりチャネル推定値を求め、
   該チャネル推定値にＩＦＦＴ演算を施してマルチパスの遅延プロファイルを求め、
   各パスの遅延プロファイルの振幅を用いて各パスの位置を重み付けし、重み付け平均して得られる位置に基づいて前記ＦＦＴ演算開始位置を決定する、
   ことを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ受信方法。
4. 受信信号に含まれる既知データのＦＦＴ演算結果よりチャネル推定値を求め、
   該チャネル推定値にＩＦＦＴ演算を施してマルチパスの遅延プロファイルを求め、
   遅延プロファイル値を変数とする重み付け関数を用いて各パスの位置を重み付けし、重み付け平均して得られる位置に基づいて前記ＦＦＴ演算開始位置を決定する、
   ことを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ受信方法。
5. 受信信号に含まれる既知データのＦＦＴ演算結果よりチャネル推定値を求め、
   該チャネル推定値にＩＦＦＴ演算を施してマルチパスの遅延プロファイルを求め、
   前記マルチパスにおける各パスの遅延プロファイルを予め所定時間遅延し、
   該所定時間遅延した遅延プロファイルに基づいて仮のＦＦＴ演算開始位置を求め、
   該仮のＦＦＴ演算開始位置を前記所定時間進めることにより本来のＦＦＴ演算開始位置を算出する、
   ことを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ受信方法。
6. 直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）された信号にガードインターバルが付加されて送信された信号を受信し、該直交周波数分割多重された信号にＦＦＴ演算を施して送信データを復調するＯＦＤＭ受信装置において、
   受信信号から、該受信信号に含まれる直接波のＯＦＤＭシンボルの先頭タイミングを検出し、該検出したタイミングに基づいてガードインターバルが含まれない一定数のサンプルデータよりなるＯＦＤＭシンボルを取り出すＯＦＤＭシンボル取り出し部、
   該ＯＦＤＭシンボルのＦＦＴ演算開始位置をマルチパスの状況に基づいて決定するＦＦＴ演算開始位置決定部、
   該ＦＦＴ演算開始位置からＦＦＴ演算を行わせるＦＦＴ演算開始位置制御部、
   ＦＦＴ演算を行うＦＦＴ演算部、
   を備え、前記ＦＦＴ演算開始位置制御部は、
   前記取り出された一定数のサンプルデータよりなるＯＦＤＭシンボルを格納するバッファメモリ、
   前記決定されたＦＦＴ演算開始位置に応じたバッファメモリのアドレスからサンプルデータを順番に読み出してＦＦＴ演算部に入力し、バッファの終わりまで読み出した時は、以後、バッファの先頭より残りのサンプルデータを読み出してＦＦＴ演算部に入力する制御手段、
   を有することを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
7. 前記ＦＦＴ演算開始位置決定部は、
   受信信号に含まれる既知データのＦＦＴ演算結果よりチャネル推定値を算出するチャネル推定部、
   該チャネル推定値にＩＦＦＴ演算を施して各パスの遅延プロファイルを求めるＩＦＦＴ演算部、
   該遅延プロファイルに基づいてＦＦＴ演算開始位置を決定するＦＦＴ演算開始位置決定手段、
   を備え、前記ＦＦＴ演算開始位置決定手段は、
   各パスの遅延プロファイルを所定時間遅延させる手段、
   該所定時間遅延させた遅延プロファイルに基づいて仮のＦＦＴ演算開始位置を求める手段、
   該仮のＦＦＴ演算開始位置を前記所定時間進めることにより本来のＦＦＴ演算開始位置を算出する手段、
   を備えたことを特徴とする請求項６記載のＯＦＤＭ受信装置。

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