TWI551064B - 無線接收系統及其頻道效應估計方法 - Google Patents

無線接收系統及其頻道效應估計方法 Download PDF

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Description

無線接收系統及其頻道效應估計方法
本案與數位信號廣播技術相關，並且尤其與用以估計多路徑(multipath)環境之頻道效應(channel effect)的技術相關。
隨著通訊技術的進步，數位電視廣播的發展漸趨成熟。除了經由電纜線路傳送外，數位電視信號也可透過基地台或人造衛星等設備以無線信號的型態被傳遞。數位視訊地面廣播(digital video broadcasting-terrestrial,DVB-T)以及綜合服務數位地面廣播(integrated services digital broadcasting-terrestrial,ISDB-T)皆是該領域中目前被廣泛採用的標準。
大多數的無線通訊環境中都存在多路徑(multipath)狀況，接收端必須評估出相對應的頻道效應(channel effect)，始能正確解讀、運用接收到的資料，例如正確找出信號中符號(symbol)與符號之間的邊界。以下段落以DVB-T及ISDB-T信號為例，說明接收端誤判頻道效應時可能導致的結果。
圖一(A)為符合DVB-T及ISDB-T規範的信號範例，其中每個符號的起始處各包含一頻道導引(channel pilot)區段。頻道導引區段是該符號之結尾區段的複製，也就是說，區段CP1和區段E1的內容相同，且區段CP2和區段E2的內容相同。圖一(B)為該信號通過多路徑環境送抵接收端後的可能結果。 於時間點t1，經第一路徑傳遞的信號(以下稱第一信號)首先抵達接收端，而經第二路徑傳遞的同一個信號(以下稱第二信號)則是在時間點t2才抵達接收端。為了找出符號間的分界點，接收端通常會對收到的信號進行相關性運算。該相關性運算的兩個取樣視窗(window)之大小即為頻道導引區段的長度，而兩取樣視窗的間距被固定為頻道導引區段及其相對應之結尾區段間的距離。由圖一(C)可看出，當兩個取樣視窗(以斜線區塊表示)所選取的是區段CP1和區段E1，其相關性最高。相較之下，當兩個取樣視窗滑動至圖一(D)所繪示的位置時，得出的相關性必然較低。
單純考慮第一信號時，其相關性運算結果與時間的關係為圖一(E)中的曲線CR1。單純考慮第二信號時，其相關性運算結果與時間的關係為曲線CR2(假設第二信號的強度較弱，因此CR2的峰值低於CR1的峰值)。實際上，接收端收到的信號是第一信號和第二信號的加成結果(以下稱加成後信號)，而非各自獨立的第一信號、第二信號。因此，接收端得到的相關性運算結果曲線會是圖一(E)中的曲線CR，也就是曲線CR1和CR2的總和。
由圖一(E)可看出，根據曲線CR1中的峰值位置可輕易辨識出第一信號中各個符號之間的邊界。相似地，根據曲線CR2中的峰值位置亦可輕易辨識出第二信號中各個符號之間的邊 界。然而，根據曲線CR卻難以直接正確判定出加成後信號中的符號邊界。加成後信號通過的多路徑環境愈複雜，或是在傳遞過程中受到的雜訊干擾愈大，此判定任務便愈艱鉅。若接收端找出該加成後信號所通過的多路徑環境之頻道效應，就能分辨曲線CR中由CR1和CR2各自貢獻的成分，進而自加成後信號中拆解出第一信號及第二信號，並選擇較理想的符號邊界。顯然，若接收端無法正確評估出多路徑環境的頻道效應，很有可能會誤判符號邊界，進而導致接收系統的表現下降。
如圖二所示，在許多無線通訊系統中，接收端在單一時間點tX接收到的信號同時包含多種頻率成分(F1~FN)，也就是包含由多種不同副載波(subcarrier)承載的內容。此信號通過之多路徑環境的頻道效應實際上是副載波F1~FN各自對應的頻域頻道效應H1~HN之總和。也就是說，若欲準確估計此信號通過之多路徑環境的頻道效應，最理想的做法是找出H1~HN。然而，由於各副載波承載的資料內容未必皆為接收端所知，且找出所有的頻域頻道效應H1~HN需要耗費大量時間，接收端通常不會採用這個方案。實務上，一種可能的做法是僅評估某些副載波所對應的頻域頻道效應，例如頻率指標為3的倍數之副載波(F0、F3、F6、F9、...)所對應的頻域頻道效應(H0、H3、H6、H9、...)。隨後，接收端可對該等頻域頻道效應進行逆向快速傅立葉變換(inverse fast Fourier transform,IFFT)，以找出相對應的 時域頻道效應。
如圖三(A)所示，由於接收端僅使用對應於頻率指標為3之倍數的頻域頻道效應做為取樣值，IFFT的結果中會包含三份時域頻道效應，其中一份是真正對應於該多路徑環境的時域頻道效應，另外兩份是該時域頻道效應的複製品。在這個範例中，該多路徑環境真正的時域頻道效應有可能是圖三(B)中標示的h 1 ，也有可能是圖三(C)中標示的h 2 。接收端必須自h 1 和h 2 中選擇出一個時域頻道效應來代表該多路徑環境。
在先前技術中，接收端通常是分別利用h 1 和h 2 對收到的信號進行大量測試，再就其測試結果判斷應選擇h 1 或h 2 。舉例而言，典型的DVB-T接收端可能會根據h 1 和h 2 各自決定一個相對應的符號邊界，再根據兩種不同的符號邊界，連續分析多個符號的位元錯誤率(bit error rate,BER)。隨後，接收端會選擇對應於較低位元錯誤率的時域頻道效應。這種大量測試方案的缺點在於自複數個候選頻道效應中選擇一個頻道效應所需要的時間相當長。就電視系統而言，這個缺點會造成切換頻道後，使用者必須經過長時間的等待，始能在螢幕上看到正確的畫面。
為解決上述問題，本案提出新的無線接收系統及其頻道效應估計方法。根據本案之無線接收系統及估計方法對一參考信 號施以對應於不同頻道效應的等化程序，並根據得出的等化結果判斷哪一個頻道效應最能代表該參考信號通過的多路徑環境。相較於需要對輸入信號進行大量測試始能找出正確頻道效應的先前技術，本案進行的評估程序簡潔許多，因此可大幅縮短相關運作時間。本案的概念之應用不限於DVB-T或ISDB-T接收系統，而是可實施在各種需要自多路徑環境的多個候選頻道效應中選擇一個最正確頻道效應的場合。
根據本案之一具體實施例為一種無線接收系統，其中包含接收模組、初步估計模組、等化模組及選擇模組。該接收模組接收經過一多路徑環境送抵之一參考信號與至少一輸入信號。該參考信號對應於未受該多路徑環境影響之一已知信號。該初步估計模組根據該至少一輸入信號產生複數個候選頻道效應。該等化模組分別利用該複數個候選頻道效應中之每一個候選頻道效應，對該參考信號施以一等化程序，以產生複數個等化結果。該選擇模組自該複數個等化結果中選擇最接近該已知信號之一最佳等化結果，並選擇對應於該最佳等化結果之該候選頻道效應來代表該多路徑環境。
根據本案之另一具體實施例為一種頻道效應估計方法。該方法首先執行一接收步驟，接收經過一多路徑環境送抵之一參考信號與至少一輸入信號，該參考信號係對應於未受該多路徑環境影響之一已知信號。隨後，該方法執行一初步評估步驟， 根據該至少一輸入信號產生複數個候選頻道效應。接著，該方法執行一等化步驟，分別利用該複數個候選頻道效應中之每一個候選頻道效應，對該參考信號施以一等化程序，以產生複數個等化結果。接著，該方法執行一選擇步驟，自該複數個等化結果中選擇最接近該已知信號之一最佳等化結果，並選擇對應於該最佳等化結果之該候選頻道效應來代表該多路徑環境。
關於本案的優點與精神可以藉由以下發明詳述及所附圖式得到進一步的瞭解。
根據本案之一實施例為一無線接收系統，其功能方塊圖如圖四所示。此無線接收系統400包含接收模組42、初步估計模組44、等化(equalization)模組46和選擇模組48。實務上，無線接收系統400可實現在各種必須自多路徑環境導致之多個可能頻道效應中選擇一個頻道效應的應用中。以下說明主要以無線接收系統400為符合綜合服務數位地面廣播(integrated services digital broadcasting-terrestrial,ISDB-T)規格的接收端為例，但不以此為限。
接收模組42負責接收ISDB-T傳送端提供的信號。圖五為ISDB-T之信號內容配置示意圖，其橫軸為頻率，縱軸為時間。如圖五所示，頻率指標為3的倍數(例如0、3、6、9、...)之副載波每隔一段特定時間會承載一個分散引導信號(scatter pilot)，而頻率指標為P的副載波則是用以承載傳送參數訊息(transmitting parameter signaling,TPS)。須說明的是，P不是3的倍數，且承載傳送參數訊息的副載波可能有複數個。此外，分散引導信號和傳送參數訊息的原始內容(亦即未受多路徑環境影響前的內容)皆為無線接收系統400所知。
由於ISDB-T接收端的實體位置通常是固定的，該接收端與傳送端間的多路徑環境之頻道效應在多數時候亦大致固定不變。因此，無線接收系統400可選擇接收模組42在某一個時間點收到的信號(例如圖五中時間指標為2的信號)做為判斷該多路徑環境之頻道效應的依據。
首先，初步估計模組44會找出複數個可能的候選頻道效應。由於出現在頻率指標為3的倍數之副載波上的分散引導信號之原始內容為已知，初步估計模組44可利用該等分散引導信號來估計頻道效應。圖六為初步估計模組44的一種細部實施範例，其中包含評估單元44A、時域內插(time domain interpolation)單元44B、IFFT單元44C、過濾單元44D以及FFT單元44E。
以估計時間指標為2之信號所對應的頻道效應為例，評估單元44A可找出時間指標鄰近於或等於2的各個分散引導信號各自之頻域頻道效應H，例如時間指標為0、頻率指標為0的分散引導信號之頻域頻道效應H(t=0,f=0)，以及時間指標為4、 頻率指標為0的分散引導信號之頻域頻道效應H(t=4,f=0)。根據評估單元44A提供的評估結果，時域內插單元44B進一步找出時間指標為2且頻率指標為3N(N=0,1,2,...)之各筆資料所對應的頻域頻道效應H(t=2,f=3N)。舉例而言，時域內插單元44B可利用時域內插決定在時間上位於H(t=0,f=0)和H(t=4,f=0)之間的頻域頻道效應H(t=2,f=0)。依此類推，時域內插單元44B可利用H(t=1,f=3)和H(t=5,f=3)內插出H(t=2,f=3)。時間指標為2、頻率指標為6的分散引導信號之頻域頻道效應H(t=2,f=6)則是直接包含在評估單元44A產生的結果中，無需經過時域內插程序。時域內插單元44B的輸出信號也就是時間指標為2的一組頻域頻道效應取樣(取樣間隔為3)。須說明的是，上述各頻域引導信號之頻域頻道效應的決定方式為本案所屬技術領域中具有通常知識者所知，於此不再贅述。
在決定時間指標為2且頻率指標為3N之各個副載波所對應的頻域頻道效應後，IFFT單元44C負責對該等頻域頻道效應進行逆向快速傅立葉變換(IFFT)，以產生一組IFFT轉換結果。過濾單元44D則係用以自IFFT單元44C提供的轉換結果中辨識、過濾出兩個可能的時域頻道效應h 1 、h 2 。以圖三(A)~圖三(B)所繪示的情況為例，過濾單元44D的兩個輸出信號可能如圖七(A)和圖七(B)所示，也就是各自濾除圖三(A)中在時域頻道效應h 1 、h 2 之外的成分。接著，FFT單元44E負責利用快 速傅立葉變換(FFT)分別將時域頻道效應h 1 、h 2 轉換為相對應的頻域頻道效應H1、H2。原本時域內插單元44B提供的只有頻率指標為3N之各個副載波所對應的頻域頻道效應，而FFT單元44E的作用等效於進行頻域內插(frequency domain interpolation)，以估計出時間指標為2、頻率指標非3N之各個副載波所對應的頻域頻道效應，其中當然也包含了時間指標為2、頻率指標為P之副載波所對應的頻道效應。以下用H1(t=2,f=P)表示頻域頻道效應H1中對應於頻率指標P的頻道效應，另用H2(t=2,f=P)表示頻域頻道效應H2中對應於頻率指標P的頻道效應。
如先前所述，出現在時間指標為2、頻率指標為P之副載波上的傳送參數訊息(TPS)未受多路徑環境影響前的原始內容為無線接收系統400所知。以下用符號X表示傳送參數訊息的原始內容，用符號Y表示受到多路徑環境影響後的傳送參數訊息(亦即接收模組42接收到的時間指標為2之傳送參數訊息)。等化模組46分別利用頻道效應H1(t=2,f=P)和H2(t=2,f=P)對Y進行等化程序。假設H1是真正能代表該多路徑環境的頻域頻道效應而H2不是，則Y會大致等於H1(t=2,f=P)X。因此，等化模組46的運算過程及結果可表示如下：
實務上，即使進一步將Y中可能帶有的雜訊納入考量，頻道效應H1(t=2,f=P)所對應的等化結果也必然比頻道效應H2(t=2,f=P)所對應的等化結果接近X。藉由比較X和這兩筆等化結果，選擇模組48便可選擇出真正能代表該多路徑環境的頻域頻道效應是H1。
ISDB-T系統中的傳送參數訊息(TPS)是經過差分二元相位偏移調變(differential binary phase shift keying,DBPSK)而產生，為一實數信號。因此，選擇模組48可根據兩個等化結果的虛部來判斷應選擇哪一個頻域頻道效應。更明確地說，選擇模組48可自兩等化結果中選擇具有一最小虛部的等化結果，並且判定對應於該等化結果的頻道效應為該多路徑環境的頻域頻道效應。
於一實施例中，等化模組46中進行的等化程序亦可被用以篩選過濾單元44D採用的過濾條件，以求取更準確的頻道效應。如圖八(A)和圖八(B)所示，過濾單元44D使用之過濾視窗的寬度存在不只一種可能性。圖八(A)中較嚴格的過濾方式雖然可排除鄰近雜訊造成的影響，但也有可能同時濾除了頻道效應中位於此範圍之外能量較低的成分。FFT單元44E可根據這兩種不同的過濾結果分別產生一候選頻道效應。相對應地， 等化模組46可分別對這兩種候選頻道效應進行測試，再選出等化結果較接近已知信號的一個。
圖九係繪示初步估計模組44的另一種細部實施範例。除了先前已介紹過的評估單元44A、時域內插單元44B、IFFT單元44C、過濾單元44D和FFT單元44E之外，這個範例中的初步估計模組44進一步包含旋轉單元44F與反旋轉單元44G。如圖十(A)所示，在IFFT單元44C的輸出結果中，強度最高的脈衝通常被放置在時間軸的中心位置C。旋轉單元44F的作用在於移動各脈衝相對於時間軸的位置。就求取頻道效應H2的情況而言，旋轉單元44F可將各脈衝旋轉移動為如圖十(B)所示，使過濾單元44D使用的過濾範圍之中心大致位在時間軸的中心位置C，其過濾結果如圖十(C)所示。令時域過濾範圍對稱於時間軸中心的好處在於可使得後續提供至等化模組46的頻道效應H2為實數，等化模組46中的運算電路因此可較單純。反旋轉單元44G的作用是等效於將FFT單元44E的輸出信號所對應之時域脈衝移動回原來的位置。由於在時域中移動各脈衝等效於在頻域中提供各頻率成分一相位旋轉量，旋轉單元44F與反旋轉單元44G在實務上可各自利用一複數乘法器(complex multiplier)來實現，用以提供對應於所需要的時域移動量之相位旋轉量。
值得注意的是，頻道效應H1中頻率指標為3N之各個副 載波的頻域頻道效應理論上完全相同於頻道效應H2中頻率指標相同之副載波的頻域頻道效應，都是來自於時域內插單元44B的同一筆輸出。因此，等化模組46中用來測試頻道效應H1、H2的參考信號(例如傳送參數訊息)不能是承載於頻率指標為3N之副載波上的信號。換個角度來說，承載於頻率指標非3N之副載波上的已知信號皆有可能被用於等化模組46中的測試運算。
相較於需要對輸入信號進行大量測試始能找出正確頻道效應的先前技術，在無線接收系統400中進行的評估程序簡潔許多，因此可大幅縮短相關運作時間。須說明的是，本案的概念之應用不限定於DVB-T或ISDB-T接收系統，而是可實施在各種需要自多路徑環境之多個候選頻道效應中選擇一個最正確頻道效應的場合。候選頻道效應的產生方式亦不以前述初步估計模組44的運作方式為限。
在找出較正確的頻道效應之後，無線接收系統400可進一步據此進行其他程序，例如調整接收模組42的電路設定或判斷輸入信號中符號與符號之間的邊界。
根據本案之另一實施例為一種頻道效應估計方法，其流程圖係繪示於圖十一。該方法首先執行一步驟S91，接收經過一多路徑環境送抵之一參考信號與至少一輸入信號，該參考信號係對應於未受該多路徑環境影響之一已知信號。隨後，該方法 執行步驟S92，根據該至少一輸入信號產生複數個候選頻道效應。接著，該方法執行步驟S93，分別利用該複數個候選頻道效應中之每一個候選頻道效應，對該參考信號施以一等化程序，以產生複數個等化結果。接著，該方法執行步驟S94，自該複數個等化結果中選擇最接近該已知信號之一最佳等化結果，並選擇對應於該最佳等化結果之該候選頻道效應來代表該多路徑環境。
先前在介紹無線接收系統400時描述的各種電路操作變化(例如產生複數個候選頻道效應的方式)亦可應用至圖十一所繪示的頻道效應估計方法中，其細節不再贅述。
如上所述，本案提出新的無線接收系統及其頻道效應估計方法。根據本案之無線接收系統及估計方法對一參考信號施以對應於不同頻道效應的等化程序，並根據得出的等化結果判斷哪一個頻道效應最能代表該參考信號通過的多路徑環境。相較於需要對輸入信號進行大量測試始能找出正確頻道效應的先前技術，本案進行的評估程序簡潔許多，因此可大幅縮短相關運作時間。本案的概念之應用不限於DVB-T或ISDB-T接收系統，而是可實施在各種需要自多路徑環境的多個候選頻道效應中選擇一個最正確頻道效應的場合。
藉由以上較佳具體實施例之詳述，係希望能更加清楚描述本案之特徵與精神，而並非以上述所揭露的較佳具體實施例來 對本案之範疇加以限制。相反地，其目的是希望能涵蓋各種改變及具相等性的安排於本案所欲申請之專利範圍的範疇內。
CP1~CP3‧‧‧頻道導引區段
E1~E3‧‧‧結尾區段
h 1 、h 2 ‧‧‧頻道效應
400‧‧‧無線接收系統
42‧‧‧接收模組
44‧‧‧初步估計模組
46‧‧‧等化模組
48‧‧‧選擇模組
44A‧‧‧評估單元
44B‧‧‧時域內插單元
44C‧‧‧IFFT單元
44D‧‧‧過濾單元
44E‧‧‧FFT單元
44F‧‧‧旋轉單元
44G‧‧‧反旋轉單元
S91~S94‧‧‧流程步驟
圖一(A)為符合DVB-T及ISDB-T規範的信號範例；圖一(B)為該信號通過多路徑環境送抵接收端後的可能結果；圖一(C)和圖一(D)係用以說明取樣視窗可能出現的位置；圖一(E)呈現了對各信號進行相關性運算的結果。
圖二為包含多種頻率成分的信號之示意圖。
圖三(A)~圖三(C)為對頻域頻道效應取樣施以逆向快速傅立葉變換的結果範例。
圖四為根據本案之一實施例中的無線接收系統之方塊圖。
圖五為ISDB-T之信號內容配置示意圖，其橫軸為頻率，縱軸為時間。
圖六為根據本案之初步估計模組的一種細部實施範例。
圖七(A)和圖七(B)為根據本案之過濾單元的輸出信號範例。
圖八(A)和圖八(B)係用以說明根據本案之過濾單元可採用的過濾視窗寬度範例。
圖九為根據本案之初步估計模組的一種細部實施範例。
圖十(A)~圖十(D)係用以說明根據本案之旋轉單元與反旋轉單元的作用。
圖十一為根據本案之頻道效應估計方法的流程圖。
400‧‧‧無線接收系統
42‧‧‧接收模組
44‧‧‧初步估計模組
46‧‧‧等化模組
48‧‧‧選擇模組

Claims (8)

  1. 一種無線接收系統，包含：一接收模組，用以接收經過一多路徑環境送抵之一參考信號與至少一輸入信號，該參考信號係對應於未受該多路徑環境影響之一已知信號；一初步估計模組，用以根據該至少一輸入信號產生並輸出複數個候選頻道效應；一等化模組，分別利用該複數個候選頻道效應中之每一個候選頻道效應，對該參考信號施以一等化程序，以產生複數個等化結果；以及一選擇模組，用以自該複數個等化結果中選擇最接近該已知信號之一最佳等化結果，並選擇對應於該最佳等化結果之該候選頻道效應來代表該多路徑環境；其中該參考信號為經過一差分二元相位偏移調變(differential binary phase shift keying,DBPSK)程序之一傳送參數訊息(transmitting parameter signaling,TPS)，並且該選擇模組係自該複數個等化結果中選擇具有一最小虛部之該等化結果做為最接近該已知信號之該最佳等化結果。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之無線接收系統，其中該至少一輸入信號中包含複數個已知元素，該初步估計模組包含：一評估單元，用以產生該複數個已知元素各自之一頻域頻道效應；一時域內插單元，用以針對該評估單元產生之該複數個頻域頻道效應施以一時域內插程序，以產生一組頻域頻道效應取樣； 一IFFT單元，用以針對該組頻域頻道效應取樣進行一逆向快速傅立葉變換程序，以產生一組IFFT轉換結果；一過濾單元，用以自該組IFFT轉換結果中選擇複數個候選時域頻道效應；以及一FFT單元，用以分別針對該複數個候選時域頻道效應進行一快速傅立葉變換程序，以產生該複數個候選頻道效應。
  3. 如申請專利範圍第2項所述之無線接收系統，其中該複數個候選時域頻道效應中之兩個候選時域頻道效應係對應於同一主要過濾範圍但對應於兩個不同的過濾範圍寬度。
  4. 如申請專利範圍第2項所述之無線接收系統，其中該初步估計模組進一步包含：一旋轉單元，連接於該IFFT單元與該過濾單元之間，用以提供該組IFFT轉換結果一相位旋轉量；以及一反旋轉單元，連接於該FFT單元與該等化模組之間，用以提供該複數個候選頻道效應一相位反旋轉量。
  5. 一種頻道效應估計方法，包含：(a)接收經過一多路徑環境送抵之一參考信號與至少一輸入信號，該參考信號係對應於未受該多路徑環境影響之一已知信號；(b)根據該至少一輸入信號產生並輸出複數個候選頻道效應；(c)分別利用該複數個候選頻道效應中之每一個候選頻道效應，對該參考信號施以一等化程序，以產生複數個等化結果；以及(d)自該複數個等化結果中選擇最接近該已知信號之一最 佳等化結果，並選擇對應於該最佳等化結果之該候選頻道效應來代表該多路徑環境；其中該參考信號為經過一差分二元相位偏移調變(differential binary phase shift keying,DBPSK)程序之一傳送參數訊息(transmitting parameter signaling,TPS)，並且步驟(d)包含自該複數個等化結果中選擇具有一最小虛部之該等化結果做為最接近該已知信號之該最佳等化結果。
  6. 如申請專利範圍第5項所述之頻道效應估計方法，其中該至少一輸入信號中包含複數個已知元素，步驟(b)包含：(b1)產生該複數個已知元素各自之一頻域頻道效應；(b2)針對該評估單元產生之該複數個頻域頻道效應施以一時域內插程序，以產生一組頻域頻道效應取樣；(b3)針對該組頻域頻道效應取樣進行一逆向快速傅立葉變換程序，以產生一組IFFT轉換結果；(b4)自該組IFFT轉換結果中選擇複數個候選時域頻道效應；以及(b5)分別針對該複數個候選時域頻道效應進行一快速傅立葉變換程序，以產生該複數個候選頻道效應。
  7. 如申請專利範圍第6項所述之頻道效應估計方法，其中該複數個候選時域頻道效應中之兩個候選時域頻道效應係對應於同一主要過濾範圍但對應於兩個不同的過濾範圍寬度。
  8. 如申請專利範圍第6項所述之頻道效應估計方法，其中步驟(b3)與步驟(b4)之間進一步包含提供該組IFFT轉換結果一相位旋轉量；步驟(b5)與步驟(c)之間進一步包含提供該複數個候選頻道效應一相位反旋轉量。
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