WO2003032541A1

WO2003032541A1 - Procede et dispositif de reception a multiplexage par repartition orthogonale de la frequence

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Publication number: WO2003032541A1
Application number: PCT/JP2001/008487
Authority: WO
Inventors: Tsuyoshi Hasegawa; Takashi Dateki
Original assignee: Fujitsu Limited
Priority date: 2001-09-28
Filing date: 2001-09-28
Publication date: 2003-04-17
Also published as: JP4640754B2; US20040228272A1; US7693035B2; JPWO2003032541A1

Description

明細書

OFDM受信方法及び OFDM受信装置

技術分野

本発明は OFDM受信方法及び OFDM受信装置に係わり、特に、直交周波数分割多重（OFDM)された信号を受信し、該受信信号に FFT 演算を施して送信データを復調する OFDM受信装置及び OFDM受信方法に関する。

背景技術

次世代の移動通信方式として、マルチキャリア変調方式が注目されている。マルチキヤリア変調方式を用いることにより、広帯域の高速データ伝送を実現することができるだけでなく、各サブキャリアを狭帯域にすることにより、周波数選択性フエージングの影響を低減することができる。また、直交周波数分割多重 ( Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 方式を用いることにより、周波数利用効率を高めることができるだけでなく、 OFDM シンボル毎にガ一ドィンターバルを設けることにより、符号間干渉の影響をなくすことができる。

図 12(a)はマルチキヤリァ伝送方式の説明図であり、シリアルパラレル変換部 1 は直列データを並列デ^タに変換し、各ローパスフィルタ 2 a〜 2 dを介して直交変調部 3 a〜 3 d に入力する。図では 4 シンボルよりなる並列データに変換する。各シンボルは同相成分（In-Phase 成分）及び直交成分（Quadrature 成分）を含んでいる。直交変調部 3 a〜 3 dは各シンボルを図 12(b)に示す周波数 f i〜 f ₄を有するサブキャリアで直交変調し、合成部 4は各直交変調信号を合成し、図示しない送信部は合成信号を高周波数信号にアップコンパージヨンして送信する。マルチキャリア伝送方式では、サブキャリア間の直交性を満足するために、スぺクトルが重ならないように（b)に示すように周波数が配置される。

直交周波数分割多重方式では、マルチキヤリァ'伝送の n 番目のサブキャリアによって伝送される変調波帯域信号と（n+ 1)番目のサブキヤリアによって伝送される変調波帯域信号の相関が零となるように周波数間隔が配置される。図 13(a)は直交周波数分割多重方式による送信装置の構成図であり、シリアルパラレル変換部 5は直列データを複数のシンボル（Ι+j Q , 複素数）よりなる並列データに変換する。 IDFTQnverse Discrete Fourier Transform) 6は各シンボルを図 13(b)に示す間隔の周波数を有するサブキヤリァで伝送するものとして周波数データに逆離散フ一リエ変換を施して時間データに変換し、実数部、虚数部をローパスフィルタ 7a, 7b を通して直交変調部 8に入力する。直交変調部 8は入力データに直交変調を施し、図示しない送信部で変調信号を高周波数信号にアップコンバージョンして送信する。直交周波数分割多重方式によれば、図 13(b)に示す周波数配置が可能となり周波数利用効率を向上することができる。

また、近年ではマルチキヤリ了 CDMA方式（MC- CDMA) の研究が盛んに行われており、次世代の広帯域移動通信方式への適用が検討されている。 MC- CDMA では、送信データのシリアルパラレル変換および周波数領域の直交コード拡散を行うことにより、複数のサブキャリアに分割する。周波数選択性フェージングにより、周波数間隔が離れたサブキャリアは、それぞれ独立したフヱージングを受ける。したがって，コード拡散したサブキャリア信号を、周波数インタリーブにより周波数軸上に分散させることにより、逆拡散した信号は周波数ダイバーシチ利得を得ることができる。

さらに， OFDM と MC- CDMA を組み合わせた，直交周波数 · 符号分割多元接続（OFDM/CDMA) 方式の検討も行われている。これは， MO CDMAによりサブキヤリァに分割された信号を，直交周波数多重することにより周波数利用効率を高めた方式である。

CDMA(Code Division Multiple Access)方式は、図 14に示すようにビット周期 T _sの送信データにチップ周期 T c の拡散コード C i C wを乗算器 9で乗算し、乗算結果を変調して送信する。上記の乗算により、図 15に示すように 2/T _sの狭帯域信号 NM を 2/ T c の広帯域信号 DS に拡散変調して伝送することができる。 T _s /Tcは拡散率であり、図の例では拡散コ一ドの符号長 Nである。この CDMA伝送方式によれば、干渉信号を 1 Z Nに減少できる利点がある。

マルチキャリア CDMA方式の原理は、図 16 に示すように 1 つの送信データ D より N個のコピーデータを作成し、拡散コード（直交コード）を構成する各コー i C wを個別に前記各コピーデータに乗算器 9 〜

で乗算し、各乗算結果 D C ₁〜D C _Nを図 17 (a)に示す周波数 f ₁〜 f _Nの N個のサブキャリアでマルチキヤリァ伝送する。以上は 1 シンボルデータをマルチキヤリァ伝送する場合であるが、実際には後述するように、送信データを Mシンポルの並列データに変換し M個の各シンポルに図 16 に示す処理を施し、 M X N個の全乗算結果を周波数 f ₁ 〜 f _NMの MXN個のサブキャリアを用いてマルチキャリア伝送する。又、図 17(b) に示す周波数配置のサブキヤリアを用いることにより直交周波数 · 符号分割多元接続方式が実現できる。

図 18は MC-CDMAの送信側（基地局）の構成図である。データ変調部 11はュ一ザの送信データを変調し，同相成分と直交成分を有する複素ベースバンド信号（シンボル）に変換する。時間多重部 12 は複数シンボルのパイロットを送信データの前に時間多重する。シリアルパラレル変換部 13は入力データを Mシンポルの並列データに変換し、各シンボルはそれぞれ N分岐して拡散部 14に入力する。拡散部 14は M個の乗算部 1 4 i〜 l 4_Mを備えており、各乗算部 1 4 i〜 l 4 _Mはそれぞれ直交コードを構成するコード（符号） Cい C ₂, .. C _Nを個別に分岐シンポルに乗算して出力する。この結果、 N XM個の.サブキヤリアでマルチキヤリア伝送するためのサブキャリア信号 S i〜 S _MNが拡散部 1 4 より出力する。すなわち、拡散部 1 4は直交コードを各パラレル系列毎のシンボルに乗算することにより周波数方向に拡散する。拡散において使用する直交コードとしてユーザ毎に異なるコード（ウオルシュコード） C 1 , C 2 , .. C_Nが示されているが、実際には局識別コード（ゴールドコード） G i〜 G_MNが更にサブキヤリア信号 S i S MNに乗算される。

コ一ド多重部 1 5は以上のようにして生成されたサブキヤリァ信号を、同様な方法で生成された他ユーザのサブキャリア信号とコード多重する。すなわち、コード多重部 1 5は、サブキャリア毎に該サブキャリア応じた複数ユーザのサブキャリア信号を合成して出力する。周波数インタリーブ部 1 6は、周波数ダイパーシチ利得を得るために、コード多重されたサブキャリア信号を周波数インタリーブにより並び替えて周波数軸上に分散する。 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)部 1 7は並列入力するサブキャリア信号に IFFT (逆フーリエ変換）処理を施して時間軸上の OFDM信号（実数部信号、虚数部信号）に変換する。ガードインターパル揷入部 1 8は、 OFDM信号にガードインタ一パルを挿入し、直交変調部はガードィンターパルが挿入された OFDM信号に直交変調を施し、無線送信部 20 は無線周波数にアップコンパージョンすると共に高周波増幅してアンテナより送信する。

サブキャリアの総数は、（拡散率 N ) X (パラレル系列数 M ) である。又、伝搬路ではサブキャリア毎に異なるフェージングを受けるため、パイロットを全てのサブキヤリァに時間'多重し、受信側ではサブキャリア毎にフエージングの補償を行えるようにする。ここで時間多重されるパイロットは、全てのユーザがチヤネル推定に使用する共通パイロッ卜である。

図 19はシリアルパラレル変換説明図であり、 1 フレームの送信データの前方に共通パイロット Pが時間多重されている。尚、後述するように共通パイロッ卜 pはフレーム內で分散することもできる。 1 フレーム当たり共通パイロッ卜がたとえば 4 X M シンボル、送信データが 28 X M シンボルであるとすると、シリアルパラレル変換部 13 より並列データとして最初の 4 回までパイロットの Mシンボルが出力し、以後、並列データとして 2 8回送信データの Mシンボルが出力する。この結果、 1 フレーム期間においてパイロットを全てのサブキャリアに時間多重して 4 回伝送でき、受信側で該パイロットを用いてはサブキヤリァ毎にチャネルを推定してチャネル補償（フエ一ジング補償）が可能となる。

図 20はガードィンターパル挿入説明図である。ガードィンターパル挿入とは、 M X N個のサブキヤリァサンプル（ = 10FDMシンボル）に応じた IFFT出力信号を 1 単位とするとき、その先頭部に末尾部分をコピーすることである。ガードィンターバル GI を挿入することによりマルチパスによる符号間干渉の影響を無くすことが可能になる。

図 21は MC- CDMAの受信側の構成図である。無線受信部 21は受信したマルチキヤリァ信号に周波数変換処理を施し、直交復調部は受信信号に直交復調処理を施す。タイミング同期'ガードインターパル除去部 23は、受信信号のタイミング同期を取った後、該受信信号よりガードインターパル G I を除去して FFT(Fast Fourier Transform)部 24に入力する。 FFT部 24は FFTウィンドウタイミングで FFT 演算処理を行って時間領域の信号を N X M 個のサブキャリア信号（サブキヤリァサンプル）に変換し、周波数ディンタリーブ部 25 は送信側と逆の並び替えを行い、サブキャリアの周波数順に並べて出力する。チャネル補償部 26 はディンタリ一ブ後、送信側で時間多重されたパイロットを用いてサブキャリア毎にチャネル推定を行い、フェージングの補償を行う。図では 1 つのサブキヤリァについてのみチャネル推定部 26a が示されているが、サブキャリア毎にこのチャネル推定部が設けられている。すなわち、チャネル推定部 26& は、パイ口ッ卜信号を用いてフエ一ジングによる位相の影響 exp(j φ )を推定し、乗算器 261ηは送信シンボルのサブキヤリァ信号に exp(— j φ )を乗算してフエージングを補償する。

逆拡散部 27は M個の乗算部 27 i 27_Mを備えており、乗算部 27 iはユーザに割り当てられた直交ド（ウオルシュド）を構成する各コード Cい C ₂ , . . . C _Nを個別に N個のサブキャリアに乗算して出力し、他の乗算部も同様の演算処理を行う。この結果、フェージング補償された信号は、各ユーザに割り当てられた拡散コードにより逆拡散され、この逆拡散によりコード多重された信号の中から所望ユーザの信号が抽出される。尚、実際には、ウオルシュコードが乗算される前に局識別コード（ゴールドコード）が乗算される。

合成部 2 8 i 2 8 Mはそれぞれ乗算部 ST i STMから出力する N個の乗算結果を加算して M個のシンポルよりなる並列データを作成し、パラレルシリアル変換部 29 は該並列データを直列データに変換し、データ復調部 30は送信データを復駒する。

図 22はチャネル推定部の動作説明図であり、 32 OFDM シンボルで構成.された 1 フレーム中に 4つのパイロットシンボル（40FDM 口ッ卜シンボル）が分散して多重されている。 1つのパイロットシンボルはサブキャリア数（M X N個、例えば 1024個）のサブキヤリァサンプルで構成されているから、受信側でパイ口ッ卜受信タイミングにおいて FFT 出力を監視することによりサブキャリア毎のチャネル（振幅特性、位相特性）の推定が可能になる。すなわち、チャネル推定は、図 22 の PG 1 で示するように周波数方向における 8個のサブキヤリァサンプルを時間方向に 4つ集めてトータル 32サブキヤリァサンプルで 1グループを構成し、該グループにおける FFT出力の平均値を中央のサブキヤリァのチャネル値（受信パィロット信号の振幅、位相）とし、このチャネル値と既知のチャネル値（既知パイ口ッ卜信号の振幅、位相）とを比較して該サブキヤリァのチャネルを推定する。又、次のサブキヤリァのチャネル推定値は、 PG2 で示すように周波数方向に 1 サブキャリア分ずらした 8個のサブキャリアサンプルを時間方向に 4つ集めてトータル 32サブキヤリァサンプルで 1 グループを構成し、該グループ PG2 における平均値を用いて同様に算出する。以上のようにチャネル値を平均して求める理由は、それぞれのシンボルにノイズが乗っているため、平均することで該ノイズの影響を無くして S /N比を向上するためである。周波数が近いサブキャリアではあれば、殆どチヤネル値は同じであるから、平均しても何ら問題はない。

図 23は 2パス ( 2 波) の場合の FFT ウィンドウタイミング説明図であり、 Aは直接波、 B は遅延波（反射波）である。 FFT ウィンドウを直接波の OFDM シンボル D 1の先頭より 10FDM期間幅 Waに決定すれば、この FFT ウインドウ幅 Waにおいて直接波の OFDMシンボル D l は、遅延波のガードインターバル GI 1 と D 1シンボル部分とに重なるだけであるため、マルチパス遅延波によるシンボル間干渉 ( Inter - Symbol Interference , ISI)を受けない。しかし、 FFT ウィンドウを遅延波の OFDM シンボル D lの先頭より 10 FD M期間幅 Wbに決定すれば、遅延波の D 1 シンボル部分と直接波の D 2 シンボルのガードィンタ一バル GI 2が重なりシンボル間干渉 ISI を受ける。 FFT ウィンドウはシンボル間干渉 ISIを受けな.いように決定すべきであり、最大遅延波がガードィンターバル期間以上遅延しなければ FFT ウィンドウを図 23の Wa となるように決定すればシンボル間干渉 ISI を受けない。

ところで、関数 f (t)のフーリエ変換を F [ f (t) ] と表現すれば、時間遅れ関数 f (t- to)のフーリエ変換は βχρ (· 2 π jfto) F [ f (t) ] となる。 exp (— 2 π jfto) = cos2 π fto— j sin2 fto を考慮すると、時間遅れ関数 f (t- to)のフーリエ変換は、周波数の変化に応じて回転する。例えば、図 24(a)に示すように時刻 t=0 におけるィンパルス δ (t)のフ一リェ変換は任意の周波数で 1 (=一定）となるが、 δ (t- to)のフーリエ変換は図 24(b)に示すように I -j Q複素平面への投影が単位円になるように周波数に応じて回転する。

以上より、図 25 に示すように直接波の受信電力が大きく、遅延波の受信電力が小さい場合、直接波の OFDM シンボルを基準にして FFT ウインドウを決定して FFT演算すると、 FFT変換の平均値が大きく、回転振幅が小さくなる。このように変動部分が小さいため、 32個のサブキヤリァサンプルを平均することにより正しいチヤネル値を得ることができ、正しくチャネルを推定することができる。又、シンボル間干渉 ISIを受けない。

しかし、図 26 に示すように直接波の受信電力が小さく、遅延波の受信電力が大きい場合、直接波の OFDMシンボルを基準にして FFTウィンドウを決定して FFT 演算すると、FFT変換の平均値が小さく、回転振幅が大きくなる。このように変動部分が大きくなると、 32個のサブキヤリァサンプルを平均することにより得られるチャネル値に誤差が含まれ、正しくチャネルを推定することができなくなる。本発明の目的は、遅延波の受信電力が直接波の受信電力より大きい場合であつても、チャネル推定を正しく行えるようにすることである。

本発明の別の目的は、遅延波の受信電力が直接波の受信電力より大きい場合であっても、シンボル間干渉 ISIを受けないようにし、かつ、チャネル推定を正しく行えるようにすることである。

発明の開示

直交周波数分割多重（OFDM)された信号を受信し、該受信信号に FFT 演算を施して送信データを復調する OFDM受信装置において、受信信号から一定数のサンプルデータよりなる OFDM シンボルを取り出し、該 OFDMシンボルの FFT演算開始位置をマルチパスの状況に基づいてシフトし、該シフトされた位置から FFT 演算を行う。このマルチパスの状況は遅延プロファイルから取得することができる。すなわち、受信信号に含まれる既知デ一タ（参照信号）の FFT演算結果よりチヤネル推定値を求め、該チャネル推定値に IFFT 演算を施してマルチパスの遅延プ口ファイルを求め、該遅延プロファイルに基づいてマルチパス状況を取得する。たとえば、前記マルチパスにおける遅延プロファイルのうち電力が最大となるパスを求め、該パスの位置に基づいて前記 FFT演算開始位置を決定する。

以上により、遅延波の受信電力が直接波の受信電力より大きい場合であっても、シンボル間干渉 ISI を受けないようにでき、しかも、チャネル推定を正しく行うことができる。

また、前記マルチパスにおける各パスの遅延プロファイルと設定レベルを比較し、設定レベル以下の場合には遅延プロファイルを 0 として前記 FFT演算開始位置を決定する。このようにすれば、ノイズ成分を除去して精度の高いチャネル推定ができる。

また、前記マルチパスにおける各パスの遅延プロファイルを所定時間遅延させ、該所定時間遅延した遅延プロファイルに基づいて仮の FFT演算開始位置を求め、該仮の FFT演算開始位置を前記所定時間進めることにより本来の FFT演算開始位置を算出する。このようにすれば、 FFT ウィンドウタイミング前に到来するパスがあっても正確に FFT演算開始位置を決定することができる。

図面の簡単な説明

図 1 は本発明の原理説明図である。

図 2は本発明の OFDM受信装置の要部構成図である。

図 3は OFDM受信装置の一部詳細図である。

図 4は遅延プロフアイル説明図である。

図 5は FFT ウィンドウタイミングリカバリ部の構成図である。

図 6は FFT ウィンドウタイミングリ力バリ部の動作説明図である。

図 7は FFT 演算位置シフ卜部におけるシフ卜タイミング検出部の各種実施例である。

図 8 は足きり部を備えたシフトタイミング検出部の構成図である。

図 9 は図 8の構成に加えて足きりレベル決定部を備えたシフ卜タイミング検出部の構成図である。

図 1 0はシフト操作が必要な理由説明図である。

図 1 1は遅延プロファイルをシフ卜する手段を備えたシフトタイミング検出部の構成図である。

図 1 2は従来のマルチキャリア伝送方式の説明図である。

図 1 3は従来の直交周波数分割多重方式の説明図である。

図 1 4は CDMAのコ一ド拡散変調説明図である。

図 1 5は CDMAにおける帯域の拡散説明図である。

図 1 6はマルチキャリア CDMA方式の原理説明図である。

図 1 7はサブキヤリァ配置説明図である。

図 1 8は従来の MC-CDMAの送信側の構成図である。図 1 9はシリアルパラレル変換説明図である。

図 2 0はガードィンターパル説明図である。

図 2 1は従来の MOCDMAの受信側の構成図である。

図 2 2はチャネル推定部の動作説明図である。

図 2 3は 2パス（2波）の場合の FFT ウィンドウタイミング説明図である。図 2 4はフーリエ変換説明図である。

図 2 5は直接波の受信電力が大きく、遅延波の受信電力が小さい場合における FFT変換説明図である。

図 2 6は直接波の受信電力が小さく、遅延波の受信電力が大きい場合における FFT変換説明図である。

発明を実施するための最良の形態

( A ) 本発明の原理

図 1(a)に示すように、直接波 Aの受信電力が小さく、遅延波 Bの受信電力が大きい場合、直接波の OFDM シンボル DO を基準にして FFT ウィンドウ Wa を決定するとシンボル間干渉 ISIはないが、図 1(b)に示すように FFT変換の平均値が小さく、回転振幅が大きくなり、チャネル推定を正しく行えなくなる。一方、遅延波の OFDMシンボル DOを基準にして FFT ウィンドウ Wbを決定すると図 1(c)に示すように FFT変換の平均値が大きく、回転振幅が小さくなる力、シンボル間干渉 ISI が発生する。

そこで、本発明では、直接波の OFDM シンボル DOの先頭（時刻 Ta)を基準にして入力データ列より 10FDM シンボルを取り込み、遅延波の OFDMシンボル DO の先頭（時刻 Tb)を FFT演算開始位置とする。具体的には、時刻 Ta〜Tb間のデータを後にシフトして FFT 演算を実行する。すなわち、図 1(d)に示すように、 Ta〜Tb 間の直接波部分 D01 及び遅延波部分 GI0' を最後尾にシフ卜し、シフ卜後の 10FDM シンボルに対して先頭より FFT 演算を実行する。最後尾にシフ卜してもデータの連続性は維持されるから何ら問題は生じない。以上のようにすれば、シンボル間干渉 ISI をなくせ、かつ、 FFT 変換の平均値を大きく、回転振幅を小さくでき、チャネル推定を正しく行うことができるようになる。

以上では、遅延波の受信電力が大きいとした場合である力、直接波の受信電力が大きい場合もある。このため、上記時刻 Tb は受信電力が最大となる波（直接波または遅延波）の OFDM シンボルの先頭時刻であり、この先頭時刻はチャネル推定値を IFFT して得られる遅延プロファイルより決定することができる。

又、前述のようにシフ卜して FFT 演算を行うには、時刻 Ta のタイミングで入カデ一タ列より 10FDMシンボルを取り込んでバッファに記憶し、時刻 Tbに応じたパッファ記憶位置から順にデータを読み出して FFT演算部に入力し、バッファの最後まで読み出せば、以後、バッファの先頭から時刻 Tb に応じたバッファ記憶位置まで読み出して FFT演算部に入力することにより行う。

(B) OFDM受信装置

( a ) 全体の構成

図 2は本発明の OFDM受信装置の要部構成図、図 3は OFDM受信装置の一部詳細図である。タイミング同期/ OFDM シンボル取り出し部 51 は、直接波の OFDM シンボルの先頭タイミング Ta (図 1参照）を検出し、該タイミングに基づいてガードインターパルを含まない 10FDM シンボルを取り出して出力する。このタイミング同期 OFDMシンボル敢出部 51は図 21におけるタイミング同期/ガードインタ一バル除去部 23に相当する部分である。

FFT演算位置シフ卜部 52は、後述する遅延プロファイルに基づいて受信電力が最大となる波の直接波からの遅延時間（Tb— Ta) (実際には FFT ウィンドウ開始タイミングからの遅延時間）を決定し、タイミング同期/ OFDMシンボル取出部 51 で取り出した OFDM シンボルに対する FFT演算開始位置を（Tb— Ta) 分ずらすと共に、先頭の（Tb— Ta) 部分を最後尾にシフトする。

FFT演算部 53は FFT演算位置シフト部 52から入力する OFDMシンボルデ一タ（時間領域の信号）に FFT演算処理を施し、サブキヤリア数 Nの信号 SCo〜SC_N - i (周波数領域の信号）に変換する。チャネル推定部 54は図 22で説明した方法によりサブキヤリァ毎にチャネルを推定し、チャネル推定値 Co Cw - iを出力する。チャネル補償部 55の乗算部

55 o〜55_N _ はそれぞれ、サブキヤリァ毎のチャネル推定値 CQ Cw— iを FFT演算部 53から出力する N個のサブキャリア信号 SCo〜SC_N— iに乗算してチャネル補償（フェージング補償）を施し、これらチャネル補償された N 個のサブキャリア信号を図示しない後段の逆拡散部に入力する。

IFFT演算部 56はチャネル推定部 54から出力するサブキャリア数 Nのチヤネル推定値 Co〜C_N—！に IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)演算を施し、図 4 (a)に示す 1 シンボル期間当たり N個のサンプルからなる遅延プロファイルを出力する。各サンプルは直接波、遅延波の各波の強さを示し、 FFT ウィンドウ位置 ( = 0 ) から最大遅延時間 Mを越える遅延プロフアイルの各サンプル値は設定レベル以下の小さな値になる。尚、 FFT ウィンドウタイミング（= 0 ) より前に到来する波に応じたサンプル値は図 4 (b)に示すように遅延プロファイルの後尾に現れる。

( b ) タイミング同期 Z OFDMシンボル取り出し部

タイミング同期 Z OFDM シンボル取り出し部 51 において、 AD変換部 51aは図示しない直交復調部から出力するべ一スパンド信号（複素数の I成分、 Q成分）をディジタルデータに変換し、 FFT ウィンドウタイミングリカバリ部 51b は相関演算により直接波のガードインターバルの先頭位置を検出して OFDM シンボル切り出し部 51cに入力する。 OFDM シンボル切り出し部 51cは、ガードィンターパルの先頭位置よりガードインターバル期間が経過したタイミング Ta で 10FDM シンポルデータを入力データ列より取り出し、 FFT演算位置シフト部 5 2に入力する。

図 5は FFT ウィンドウタイミングリカバリ部 51bの構成図、図 6は FFTウィンドウタイミングリカバリ部の動作説明図である。ガードィンタ一パル GI は、図 6 (a)に示すようにサンプル数 N個の 10FDMシンボルの先頭部にサンプル数 N _G 個の末尾部分をコピーして作成しているから、 10FDM シンボル前の受信信号と現受信信号との相関を演算することにより図 6 (b)に示すようにガードインターパル GI部分で相関値が最大となり、最大となる時刻 t 。より FFTウィンドウタイミングを検出できる。すなわち、相関演算部 61 の遅延部 61a は、受信信号を 1 OFDM シンボル（サンプル数 N) 分遅延し、共役複素数演算部 61bは遅延部 61a で遅延した受信信号の複素共役を演算し、乗算部 61cは共役複素数演算部 61b から出力する 1 OFDMシンボル前の受信信号の複素共役と現受信信号とを乗算し、乗算結果（相関値）を出力する。シフトレジスタ 62 はガードインタ一バルのサンプル数 N _G分の長さを有し、最新の N_e個の乗算結果（相関値）を記憶し、加算部 6 3は N_e個の相関値を加算して出力する。ガ一ドィンターバル期間において 1 OFDMシンボル前の受信信号と現受信信号（I+jQ)は理想的には同じであるから、ガードィンターパル期間では乗算部 61c より I²+Q²が得られる。従って、シフトレジスタに 62 に記憶されるガードィンターバル期間の相関値の数が多ぐなるに従って図 6 (b)に示すように加算値が漸増し、ガードインターバル期間における N_G個の全ての相関値がシフトレジスタ 62に記憶されたとき加算値は最大となり、以後、シフ卜レジスタに 62に記憶されるガードィンターバル期間の相関値の数が減少してゆき加算値は漸減する。従って、加算値のピークタイミングミングを検出することにより直接波のガードインターバル GI の先頭タイミングを検出できる。しかし、マルチパス環境では加算部 63の加算値は、図 6 (c)に示すように直接波の加算値 CR1 (—点鎖線）と遅延波の加算値 CR2(点線）の和 CR となり、ピーク位置は直接波のピーク位置から A t 分ずれる。

ピークタイミング検出部 64 は加算値のピーク位置を検出し、該ピーク位置 t 0 をガードインターパルの先頭位置として OFDM シンボル切り出し部 51c に入力する。

OFDMシンボル切り出し部 51cは、ガードィンターバルの先頭位置よりガードィンターバル期間が経過してから 10FDMシンボルデータを入力データ列より取り出し、 FFT演算位置シフ卜部 5 2に入力する。

( c ) FFT演算位置シフ卜部

ノッファメモリ 52a は OFDM シンボル切り出し部 51c から入力する 10FDM シンボル分の N個のサンプルを記憶する。シフ卜タイミング検出部 52bは IFFT 演算部 56 から入力する遅延プロファイルより受信電力が最大となる波の直接波 (FFTウィンドウ位置）からの遅れ時間をサンプル数で換算したシフ卜量 S (図 4参照）として求める。タイミングシフト部 52cは、タイミング同期 Z OFDMシンボル取出部 51で取り出した OFDMシンボルに対する FFT演算開始位置を上記 Sサンブル分ずらすと共に、 OFDM シンボルの先頭 Sサンプル分を最後尾にシフ卜する。具体的には、タイミングシフ卜部 52cはバッファメモリ 52aの j 番目に読み出すデータのァドレス i を次式、

i = ( j + S ) mod N ( 1)

により求め、このァドレス i よりデータを読み出して FFT演算部 53に入力する。ただし、バッファメモリ 5 2 aには OFDMシンボル長と同じ N個の複素データ x iが蓄えられ、 i = 0, ··· , (N— 1)であり、 S =シフト量である。又、 modはモジュ口演算を現し、（ j + S ) を Nで割った時の余りに相当する。

すなわち、タイミングシフト部 52c はノくッファメモリ 52 aからの読み出し時、 j を 0から（N— 1)まで変化させながら、式（1 ) で計算したァドレス i のサンプルデータ x iを順次読み出す。これにより、 S サンプル分シフトさせたサンプルデ一タを FFT演算部 5 3に入力し、かつ、先頭 Sサンプル分のデータを最後尾にシフ卜することができる。

( d) 動作

以上より、タイミング同期/ OFDM シンボル取り出し部 51は、 FFT ウィンドウタイミング、理想的には直接波の OFDMシンボルの先頭時刻を基準にして、入力データ列より Nサンプルで構成された 1 OFDMシンボルを取り出して FFT演算位置シフト部 52に入力する。この OFDM シンボルを用いて FFT演算することによりシンボル間干渉 ISIの発生を防止できる。

FFT演算位置シフト部 52は、入力された Nサンプル分の 1 OFDMシンボルデータをバッファメモリ 52aに格納すると共に、 IFFT演算部 56から入力する遅延プロファイルに基づいて FFT ウィンドウタイミングから受信電力最大の波までの遅延時間をサンプル数で換算したシフト量 S を求め、（1)式が示すバッファメモリ 52aのァドレス i から順次サンプルデータを読み出して FFT演算部 53に入力する。 FFT演算部 53は FFT演算位置シフト部 52から入力する Sサンプル分シフ卜した OFDMシンボルデータに FFT演算処理を施し、サブキャリア数 Nの信号 SCo~ SC_N _！を出力する。 S サンプル分シフ卜させることにより、FFT 変換の回転変動分を小さくできる。

チャネル推定部 54 はサブキヤリァ毎にチャネルを推定し、チャネル補償部 55 はサブキャリア毎のチャネル推定値 Co Cw— iを FFT演算部 53から出力する N 個のサブキャリア信号 SCo〜SC_N に乗算してチャネル補償を施す。又、 IFFT演算部 56 はチャネル推定部 54から出力するサブキヤリア数 Nのチャネル推定値 Co〜C_N— に IFFT演算を施し、遅延プロファイルを出力する。

以後、上記動作を OFDMシンボル毎に行うことにより、シンボル間干渉 ISIの発生を防止でき、且つ、 FFT 出力の回転変動部の振幅を小さくでき、正確にチャネルを推定することが可能になる。

(C) シフトタイミング検出部の実施例

図 7は FFT演算位置シフト部 52におけるシフ卜タイミング検出部 52bの各種実施例説明図である。尚、以下の説明において、 sは求めるシフト量、 Nはサブキヤリア数、 c _tは i番目のサブキャリアのチャネル推定値（複素数値）、 _{P i}はチヤネル推定値 c iを IFFT して得られる遅延プロフアイル（複素数値）であり、 i =0, ·'·, (N— 1)である。

( a ) 最大電力に基づいた算出法

図 7(a)は電力 I p i | ²を最大にする i をシフ卜量 s とする実施例である。

電力計算部 71は遅延プロフアイルの各サンプル値 p iの電力 I p i I 2を計算し、最大電力検出部 72は N個のサンプル p i ( i = 0, ··., (N— 1)) の電力のうち最大電力 p _sを検出し、シフ卜量決定部 73は該最大電力 p _sを示すサンプル位置 sをシフト量として決定する。すなわち、任意の p i に対して I p _s | 2≥ | _{P i} | ² となるシフト量 sを求める。

( b ) 電力重み付けに基づいた算出法

図 7(b)は電力 I Pi I ²で重み付け平均した iをシフ卜量とする実施例であり、次式

s =

で求まる s をシフト量とする。すなわち、電力計算部 71 は遅延プロファイルの各サンプル値 _{P i}の電ガ I pi I ²を計算し、第 1演算部 74aは（2)式の分子 Piを算出する。分子 Piは電力 I p i I ²で重み付けした i の合計値である。又、第 2演算部 74bは（2)式の分母 P ₂、すなわち電力の総和を演算し、シフト量決定部 75は Pi/ p ₂により電力 I p i I ²で重み付けした i の重み付け平均を演算し、得られた平均値をシフ卜量 s として出力する。ただし、このままでは sは実数となるので、シフト量決定部 75は四捨五入や切捨てなどにより整数に丸める。

( c ) 振幅重み付けに基づいた算出法

図 7(c )は振幅 I p i iで重み付け平均した i をシフ卜量とする実施例であり、次式

N-1

L il

∑ M

で求まる s をシフト量とする。すなわち、絶対値化部 76 は遅延プロファイルの各サンプル値 P iの振幅 I p i | を計算し、第 1 演算部 77 a は（3)式の分子 A iを算出する。分子 A i は振幅 I p i I で重み付けした i の合計値である。又、第 2 演算部 77b は（3)式の分母 A ₂、すなわち振幅の総和を演算し、シフ卜量決定部 78は Ai A ₂により振幅 I p i I で重み付けした i の重み付け平均を演算し、得られた平均値をシフ卜量 s として出力する。ただし、このままでは sは実数となるので、シフト量決定部 78は四捨五入や切捨てなどにより整数に丸める。

( d ) 重み付け関数を用いた重み付け平均に基づいた算出法

図 7(d)は piを引数とする重み付け関数 f ( ) で重み付け平均した i をシフト量とする実施例であり、次式

(⁴)

で求まる s をシフト量とする。すなわち、重み付け関数算出部 79 は重み付け関数値

f ( _{P i}) を算出し、第 1演算部 80aは（4)式の分子を算出する。分子は重み付け関数値 f ( p i) で重み付けした i の合計値である。又、第 2 演算部 80b は（4) 式の分母 F ₂、すなわち重み付け関数値 f ( _{P i}) の総和を演算し、シフト量決定部 8 1 は F F ₂により重み付け関数値 f ( p で重み付けした i の重み付け平均を演算し、得られた平均値をシフト量 s として出力する。ただし、このままでは s は実数となるので、シフ卜量決定部 8 1 は四捨五入や切捨てなどにより整数に丸める。

この一般化した方式は、以下の（5)，（6)式のように重み付け関数 f () を定めると上記（a)の最大電力に基づいた算出法と同じになる。

f ( p i) =1 ( i = s のとき）（5)

f ( p i) =0 ( i ≠ s のとき）（6)

また、以下の（7)式のように重み付け関数 f () を定めると上記（b) の電力重み付けに基づいた算出法と同じになる。

f ( P i) = I P i I ² (7)

更に、以下の（8)式のように重み付け関数 f 0 を定めると上記（c)の振幅重み付けに基づいた算出法と同じになる。

f ( P i) = I P i l (8)

( e ) 足きりによるシフト量の算出法

遅延プロフアイル（複素数値） P i は足切りをしてからシフト量の検出に使用する。このようにすれば雑音を除去でき、シフト量の計算精度を向上できる。図 8 は足きり部 91 を備えたシフトタイミング検出部の構成図であり、図 7(a)〜（のいずれかのシフトタイミング検出部 92の前段に足きり部 91を設けた構成になつている。足きり部 91は適当なしきい値 Tを決め、 Tよりも小さければ q i=0、大きければ q i= p iとする。すなわち、

q i= P i ( I P i I ²≥Tのとき）（9)

q i=0 ( I p i l ²く Tのとき）（10)

にしたがって q iを決定し、シフトタイミング検出部 92はこの qiを用いて上記（a) 〜（d)と同じ操作をしてシフト量 s を求める。

足切りレベル Tの決定法は各種考えられるが、例として、次式

4∑ W²

= -^J¾_r - (11)

に従って、 I p i I ²の平均値の 4倍を足切りレベル T とする。あるいは、次式

T= I Pmax I ² / 4 ( | Pmax | ²は p iの最大値）（12) にしたがって、 I P i l ²の最大値の 4分の 1 を足切りレベル T とする。図 9は図

8 の構成に加えて足きりレベル決定部 93 を備えたシフトタイミング検出部の構成図であり、足きりレベル決定部 93 は（11)または（12)式に従って足切りレベル T を決定して足きり部 91 に入力する。足きり部 91 はしきい値 T よりも小さければ qi=0、大きければ qi= Pi とし、シフトタイミング検出部 92 はこの qiを用いて上記（a；)〜（と同じ操作をしてシフ卜量 s を求める。

(f )足きりの変形例

足切り方式における（9), (10)式を以下のように、

q i= 1 ( I p i I 2≥ τのとき）（13)

q i = 0 ( I p i I ²< Tのとき） (14)

変形し、得られた q iを用いて次式

N-l

3 = (15)

JV-l

∑ i=0

に従ってシフト量 s を求める。このように変形して足切りすると、マルチパスの単な平均遅延時間（シフト量）が求まる。例えば 2パスの場合において、それぞれの遅延プロファイルのタイミングをと t ₂とすると、変形方式によればパスの大小関係に関わらず、 2 パスの丁度まん中のタイミング（ t i+ t 2) 2がパスの平均遅延時間（シフト量 s )として得られる。

( g ) 遅延プロファイルのシフト操作

F F Tウィンドウタイミングよりも前にパスが存在すると、すなわち、 F F T ウィンドウタイミングよりも前に到来する波が存在すると、該パスに応じた遅延プロファイルは図 4 (b)に示すように後尾に現れる。かかる場合、正しい位置に遅延プロファイルが存在しないため、正確にシフト量を検出することができなくなる。図 10に従って説明する。例えば図 10(a)に示すような 2パスのとき、 FFT ゥィンドウタイミングの開始タイミング W_Tが 2 つのパス A , Bのちようど中間に有つた場合、パス A , Bの遅延プロファイル ΡΑ,ΡΒは図 10(b)の実線位置に現れる。このため、重み付けによりシフト量 s を求めると s は図 10(b)の様に遅延プロフアイル範囲の中央付近になる。所望のシフト量 s は 0付近なので、これは好ましくない。そこで、図 10(c)に示すように、予め s Ρだけパス Α， Βの遅延プロファィル ΡΑ,ΡΒをシフ卜させて ΡΑ' ,ΡΒ' としてから s を求め、その後で、 s = s — s pとして元に戻すことで正確なシフ卜量 s を求める。

図 10 は遅延プロファイルをシフ卜する手段を備えたシフトタイミング検出部の構成図である。遅延プロファイルシフト部 95 は遅延プロファイル p i ( i =0, ···, (N- 1)) を s pだけ次式

q i = p k

伹し、 k =( i + s_P)mod N) ( i =0， ···，（N— 1)) (16)

によりシフトして q i とし、しかる後、図 7(a)〜（d)及ぴ図 8〜図 9 のいずれかのシフトタイミング検出部 9 2は、この _{q i} を用いて仮のシフト量 s を求める。仮のシフト量 sが求まった後、シフト量補正部 96は次式

s = s — s p (17)

によりシフト量 sから s p を減じて本来の s を算出して出力する。シフ卜量 s _P は遅延プロファイルの広がり（最大遅延時間）よりも十分に大きければよいので、力ードインターバル長の 2倍程度でよいと思われる。

以上本発明によれば、シンボル間干渉 ISI をなくせ、かつ、 FFT 変換の平均値を大きく、回転振幅を小さくでき、チャネル推定を正しく行うことができる。

Claims

請求の範囲

1 . 直交周波数分割多重（OFDM)された信号を受信し、該受信信号に FFT 演算を施して送信データを復調する OFDM受信方法において、

受信信号からー定数のサンプルデータよりなる OFDMシンボルを取り出し、該 OFDM シンボルの FFT演算開始位置をマルチパスの状況に基づいてシフ卜し、

該シフトされた位置から FFT演算を行う、

ことを特徴とする OFDM受信方法。

2 . 受信信号と 1 OFDM シンボル時間前の受信信号との相関を演算し、得られた相関値に基づいて FFT ウィンドウタイミングを決定し、

該 FFT ウィンドウタイミングに基づいて前記 OFDM シンポルを受信信号より取り出す、

ことを特徴とする請求項 1記載の OFDM受信方法。

3 .一定数のサンプルデータよりなる OFDMシンボルをバッファメモリに格納し、

前記シフ卜された FFT 演算開始位置に応じたバッファメモリのァドレスからサンプルデータを順番に読み出して FFT演算部に入力し、バッファの終わりまで読み出した時は、以後、バッファの先頭よりサンプルデータを読み出して FFT 演算部に入力することにより FFT演算開始位置をシフ卜する、

ことを特徴とする請求項 1または 2記載の OFDM受信方法。

4 . 受信信号に含まれる既知データの FFT演算結果よりチャネル推定値を求め、

該チャネル推定値に IFFT 演算を施してマルチパスの遅延プロファイルを求め、

該遅延プロフアイルを用いて前記マルチパスの状況を取得する、

ことを特徴とする請求項 1乃至 3記載の OFDM受信方法。

5 . 前記マルチパスにおける遅延プロファイルのうち電力が最大となるパスの位置に基づいて前記 FFT演算開始位置を決定する、

ことを特徴とする請求項 4記載の OFDM受信方法。

6 .各パスの遅延プロファイルの電力を用いて各パスの位置を重み付けし、重み付け平均して得られる位置に基づいて前記 FFT演算開始位置を決定する、ことを特徴とする請求項 4記載の OFDM受信方法。

7 .各パスの遅延プロフアイルの振幅を用いて各パスの位置を重み付けし、重み付け平均して得られる位置に基づいて前記 FFT演算開始位置を決定する、ことを特徴とする請求項 4記載の OFDM受信方法。

8 . 遅延プロフアイル値を変数とする重み付け関数を用いて各パスの位置を重み付けし、重み付け平均して得られる位置に基づいて前記 FFT演算開始位置を決定する、

ことを特徴とする請求項 4記載の OFDM受信方法。

9 .前記マルチパスにおける各パスの遅延プロファイルと設定レベルを比較し、設定レベル以下の場合には遅延プロファイルを 0として前記 FFT演算開始位置を決定する、

ことを特徴とする請求項 4乃至 8記載の OFDM受信方法。

1 0 . 前記マルチパスにおける各パスの遅延プロファイルを予め所定時間遅延し、

該所定時間遅延した遅延プロファイルに基づいて仮の FFT 演算開始位置を求め、該仮の FFT演算開始位置を前記所定時間進めることにより本来の FFT演算開始位置を算出する、

ことを特徴とする請求項 4乃至 8記載の OFDM受信方法。

1 1 . 直交周波数分割多重（OFDM)された信号を受信し、該受信信号に FFT 演算を施して送信データを復調する OFDM受信装置において、

受信信号から一定数のサンプルデータよりなる OFDM シンボルを取り出す OFDM シンボル取り出し部、

該 OFDMシンボルの FFT演算開始位置をマルチパスの状況に基づいて決定する FFT演算開始位置決定部、

該 FFT演算開始位置から FFT演算を行わせる FFT演算開始位置制御部、

FFT演算を行う FFT演算部、

を備えたことを特徴とする OFDM受信装置。

1 2 . 前記 O FDM シンボル取り出し部は、

受信信号と 1 OFDM シンボル時間前の受信信号との相関を演算する相関演算部、

得られたられた相関値に基づいて FFT ウィンドウタイミングを決定する FFT ウィンドウタイミング決定部、

該 FFT ウィンドウタイミングに基づいて前記 OFDM シンボルを受信信号より取り出すシンボル取り出し手段、

を有することを特徴とする請求項 1 1記載の OFDM受信装置。

1 3 . 前記 FFT演算開始位置制御部は、

前記取り出された一定数のサンプルデータよりなる OFDM シンボルを格納するバッファメモリ、

前記決定された FFT 演算開始位置に応じたパッファメモリのアドレスからサンプルデータを順番に読み出して FFT演算部に入力し、バッファの終わりまで読み出した時は、以後、バッファの先頭より残りのサンプルデータを読み出して FFT演算部に入力する制御手段、

を有することを特徴とする請求項 1 1記載の OFDM受信装置。

1 4 . 前記 FFT演算開始位置決定部は、

受信信号に含まれる既知データの FFT 演算結果よりチャネル推定値を算出するチヤネル推定部、、

該チャネル推定値に IFFT 演算を施して各パスの遅延プロファイルを求める IFFT演算部、

該遅延プロファイルに基づいて FFT演算開始位置を決定する手段、

を有することを特徴とする請求項 1 1乃至 1 3記載の OFDM受信装置。

1 5 . 前記 FFT演算開始位置決定手段は、

前記マルチパスにおける遅延プロファイルのうち電力が最大となるパスの位置に基づいて前記 FFT演算開始位置を決定する、

ことを特徴とする請求項 1 4記載の OFDM受信装置。

1 6 . 前記 FFT演算開始位置決定手段は、

前記各パスの遅延プロファイルと設定レベルを比較し、設定レベル以下の場合には遅延プロファイルを 0 として前記 FFT演算開始位置を決定する、ことを特徴とする請求項 1 4記載の OFDM受信装置。

1 7 . 前記 FFT演算開始位置決定手段は、

各パスの遅延プロファイルを所定時間遅延させる手段、

該所定時間遅延させた遅延プロファイルに基づいて仮の FFT 演算開始位置を求る手段、

該仮の FFT演算開始位置を前記所定時間進めることにより本来の FFT演算開始位置を算出する手段、

を有することを特徴とする請求項 1 4記載の OFDM受信装置。