JP3970092B2 - シンボルタイミング同期装置およびシンボルタイミング同期方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、マルチキャリア符号分割多元接続方式（MC-CDMA：Multicarrier -Code Division Multiple Access）におけるシンボルタイミング同期装置および同期方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
現在、第３世代移動通信方式（W-CDMA）よりも更なる高速化、大容量化を目標とした第４世代方式の検討が進められている。第４世代方式では、周波数利用率の一層の向上や伝搬遅延の克服により通信品質の一層の向上が求められており、これを実現する方式としてMC-CDMA方式が有力視されている。
図４は、MC-CDMA方式の説明図である。セルラー方式において、基地局から各移動局に向けた下りリンクに用いられる。
図４（ａ）はフレーム構成図である。横軸は時間、縦軸（紙面手前）は周波数（サブキャリア）、垂直軸は多重化符号の番号である。データシンボル系列、パイロットシンボル系列とも、１シンボル長で区切って示している。
このMC-CDMA方式では、１または複数のユーザの各データシンボル系列、および、パイロットシンボル系列が、互いに異なる拡散符号で符号多重されている。パイロットシンボル系列は常時送信されている。この符号多重は各サブキャリアについて行われる。サブキャリアのキャリア周波数は、直交周波数分割多重方式（OFDM：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）と同様に、互いに直交する周波数配置を有する。
【０００３】
図４（ｂ）はパイロットシンボル系列の構成図である。パイロットシンボル系列に、その１シンボル長を１周期とする拡散符号が割り当てられて、パイロットシンボル系列が時間軸方向に符号拡散される。説明を簡単にするため、拡散符号長を４チップとしたものを示す。図示の例では、パイロットシンボル系列に割り当てる拡散符号としては、いずれのサブキャリアにおいても、各チップが全て「１」であるものを用いる。
図４（ｃ）は符号拡散されたパイロットシンボルの構成図である。
パイロットシンボルは、各サブチャネルに対し任意の値でよいが、ランダムな種々のパターンの中から自己相関特性の良好なものを選べばさらによい。図示の例では、IQ位相平面上の１または−１の値をとり、各サブチャネルに対してランダムに割り当てて、１，−１，１，１，−１，…，…としている。上述したように、拡散符号のチップが全て「１」であれば、符号拡散された後のパイロットシンボルの値は、図４（ｃ）のように各サブキャリアにおいて同一の値をとり続けることになる。すなわち、パイロットシンボルは同一の時系列波形となる。
【０００４】
図４（ａ）に戻り、複数ユーザのデータシンボル系列の符号拡散方式について説明する。
複数ユーザの各データシンボル系列は、時間軸方向に符号拡散させる方式と、周波数軸方向に符号拡散させる方式とがある。いずれか一方のみを採用しても、伝搬路変動に応じて方式を切り替えてもよい。
時間軸方向に符号拡散させる場合、データシンボル系列を直並列変換により、各サブキャリアに順次分配する。各サブキャリアにおいて、分配されたデータシンボルに、各ユーザに割り当てられた拡散符号を乗算して拡散する。その際、各ユーザに割り当てられる拡散符号としては、どのサブキャリアについても同じものを割り当てればよいが、各サブキャリアによって異ならせてもよい。
【０００５】
一方、周波数軸方向に拡散させる場合、例えば、各データシンボル系列の同じシンボルを各サブキャリアに対して共通に供給する。各ユーザに割り当てられた拡散符号は、その各チップの値を各サブキャリアに分配する。各サブキャリアにおいて、供給されたデータシンボルに各ユーザに割り当てられた拡散符号のチップの値を乗算して拡散する。
各ユーザに割り当てる拡散符号としては、直交可変拡散率（OVSF：Orthogonal Variable Spreading Factor）符号やウオルシュ(Walsh)符号等の直交符号を用いればよい。その際、拡散符号の各チップが全て「１」となる拡散符号は、図示のパイロットシンボル系列に割り当てているので、データシンボル系列には割り当てないようにする。
このようにすれば、複数ユーザの各データシンボル系列を時間軸方向に符号拡散する場合に、上述したパイロットシンボル系列と複数ユーザの各データシンボル系列とは、時間軸方向に符号多重されることになる。一方、複数ユーザの各データシンボル系列を周波数軸方向に符号拡散する場合にも、上述したパイロットシンボル系列と複数ユーザの各データシンボル系列とは、周波数軸方向に符号多重されることになる。
【０００６】
図４（ｄ）は送信信号の構成図である。
各１シンボル区間の先頭部分にガードインターバル（以下、ＧＩという）を設けている。図４（ａ）に示されたフレーム構成に基づいて作成された送信信号波形の各１シンボル区間内の、後尾の一部区間をコピーしたものをＧＩとし、元の１シンボル区間の先頭とその１つ前のシンボル区間の後尾との間に挿入する。
受信信号をフーリエ変換することによりサブキャリアに分離する際に、このＧＩにより、１シンボル長の有効シンボル期間を切り出すウインドウ位置のずれが許容される。また、多重伝搬路（マルチパス）環境において、ある１つの送信局から送信された波は、複数の伝搬路（パス）を通ることにより、到来時間の異なる複数の到来波となって受信される。ＧＩは、フーリエ変換する際に複数の到来波が発生させる隣接シンボル間干渉を低減させる。
上述したように、MC-CDMA方式では、データシンボル系列とともにパイロットシンボル系列を符号多重して送信する。受信機側では、受信信号に含まれるパイロットシンボル系列成分に基づいて送信信号のシンボルに同期したタイミングを決定し、１シンボル長の有効シンボル期間を切り出すためのFFTウインドウの位置を決定する。この有効シンボル期間内の受信信号についてフーリエ変換を行うことにより、受信信号をサブキャリア別に分離してデータシンボル系列およびパイロットシンボル系列を得る。
【０００７】
図５は、従来のMC-CDMA方式の送信機の概要を示す構成図である。
データシンボル系列を時間軸方向に拡散した場合を示している。
ユーザkの入力データは、予めQPSK方式等によって変調されてデータシンボル系列となって直並列変換器２１に入力される。直並列変換器２１は、データシンボル系列を並列化（分配）する。並列化されたデータシンボル系列は、乗算器２２0〜２２Nc-1において、サブキャリア#0〜#Nc-1毎に、拡散符号ｃk,0（t）〜ｃk,Nc-1（t）を乗算されて拡散処理される。Ncはサブキャリア数である。
多重化器２３0〜２３Nc-1において、ユーザkの符号拡散されたデータシンボル系列は、他ユーザの同じく符号拡散されたデータシンボル系列、および、符号拡散されたパイロットシンボル系列と多重化され、高速逆フーリエ変換（IFFT）部２４に出力される。IFFT部２４により、周波数多重化されて１系列の時系列波形が作成される。ガードインターバル付加部２５は、この時系列波形の各シンボル先頭と直前シンボルの後尾との間にＧＩを挿入してMC-CDMA送信信号を出力する。
【０００８】
図６は、従来のMC-CDMA方式の受信機の概要を示す構成図である。
ユーザシンボル系列が時間軸方向に拡散された場合を示している。
OFDM方式においては、シンボル同期の検出方法として、受信信号波形の自己相関を検出する方法と、受信信号波形とレプリカとの相互相関を検出する方法が知られている。自己相関を検出する方法では、ＧＩとこのコピー元のシンボル後尾区間とが同一であることを利用したり、バースト先頭部のプリアンブルに繰り返しパターンを挿入したりする。相互相関を検出する方法では、バースト先頭部のプリアンブルに所定パターンを挿入し、受信信号波形と所定パターンの複製物（レプリカ）との相互相関を検出する。
【０００９】
以下には、上述したMC-CDMA方式において、パイロットシンボルの時系列波形の複製物（レプリカ）との相互相関を検出する場合について説明する。
MC-CDMA受信信号は、図示しない直交復調器において複素ベースバンド信号（Ｉ相信号、Ｑ相信号）に変換され、Ａ／Ｄ変換されてディジタル値に変換されている。この受信信号は、相関検出部３１において、１シンボル区間にガードインターバルが付加された区間（以下、単位周期という）にわたって、参照信号出力部４から出力される参照信号との相互相関値が検出されるとともに、有効シンボル期間切り出し部５に供給される。
上述した参照信号としては、パイロットシンボルの送信信号レプリカを用いる。パイロットシンボルの送信信号レプリカとは、図５に示した送信機において、符号拡散されたパイロットシンボル系列のみがIFFT部２４において周波数多重化されたときの送信信号波形のレプリカをいう。その長さは１シンボル長であって、ＧＩ区間を含まない。
参照信号出力部４は、例えば、参照信号を記憶するメモリで実現される。相関検出部３１は、スライディング相関器やマッチドフィルタ等で実現される。
【００１０】
シンボル同期位置決定部６は、相関検出部３１から相関値のピークが検出されるタイミングに基づいて、シンボル同期位置を決定する。有効シンボル期間切り出し部５は、決定されたシンボル同期位置に基づいたFFTウインドウで、有効シンボル期間の受信信号を切り出して、FFT部７に出力する。
FFT部７においては、FFTウインドウ期間の受信信号をフーリエ変換し、サブキャリア#0〜#Nc-1に分離する。分離された受信信号は、それぞれ、相関検出器３２0〜３２Nc-1において、ユーザkに割り当てられた拡散符号ｃk,0（t）〜ｃk,Nc-1（t）との相関を検出することにより受信信号を逆拡散し、ユーザkのデータシンボル系列を復元する。
【００１１】
一方、各サブキャリアにおけるパイロットシンボル系列は、チャネル推定部３３において、逆拡散および復調を行う。各サブキャリアの復調されたパイロットシンボルの位相変動等を検出することにより、各サブキャリアの伝搬路特性の推定を行う。伝搬路特性の推定値に基づいてサブキャリア毎に補償信号を作成する。乗算器３４0〜３４Nc-1において、ユーザkのデータシンボル系列に補償信号を乗算することにより、位相補償等を行う。
並直列変換器３５は、各サブキャリアにおける、ユーザkの補償されたデータシンボル系列を１系列に配列し直してユーザkのデータシンボル系列を出力する。このユーザkのデータシンボル系列は復調されて、ユーザkの受信データ系列となる。
【００１２】
図７は、従来のシンボルタイミング同期装置を説明するための波形図である。説明用の波形図であって、正確な波形を示すものではない。
図７（ａ）は、MC-CDMA送信信号に含まれる、全ユーザについて合成されたデータシンボル系列成分の波形である。
図７（ｂ）は、MC-CDMA送信信号に含まれる、パイロットシンボル系列成分の波形である。
図７（ｃ）は、伝搬路において加わるノイズ成分の波形である。
図７（ｄ）は、図７（ａ）〜図７（ｃ）の波形が合成されたMC-CDMA受信信号の波形である。
図７（ｅ）〜図７（g）は、受信信号に対し、パイロットシンボルの送信信号レプリカの波形を、単位周期（ＧＩ＋１シンボル）内でτe，τf，τgだけ遅延させたものを示す。
【００１３】
図６に示した相関検出部３１は、図７（ｄ）に示したMC-CDMA受信信号波形から、単位周期の波形を切り出す。切り出しの開始タイミングはランダムである。切り出した受信信号と、参照信号出力部４から出力されるパイロットシンボルの送信信号レプリカとの相関を検出する。
切り出した受信信号を、例えばメモリに保存し、パイロットシンボルの送信信号レプリカの波形、および、この波形をＧＩ＋１シンボル区間である単位周期内で順次遅延（巡回シフト）させたもの（厳密には、その複素共役）との乗算を行う。図７（ｅ）〜図７（ｇ）のように、遅延させたパイロットシンボルの送信信号レプリカとの乗算を行う。パイロットシンボルの送信信号レプリカ側のＧＩ区間では乗算が行われない。相互相関値が最大となるときの送信信号レプリカの遅延τに応じてシンボル同期タイミングの位置を知る。
図７（ｈ）は、相関検出部３１の出力である。例えば、４１e，４１f，４１gは、それぞれ、図７（ｅ）〜図７（ｇ）に示したパイロットシンボルの送信信号レプリカとの相関値である。各送信信号レプリカのシンボル先頭部のタイミング（ＧＩ後のタイミング）にあわせて相関値の出力タイミングを表示している。
図示の例では、図７（ｂ）に示したパイロットシンボル成分の波形と、図７（ｆ）のパイロットシンボルの送信信号レプリカの波形とが一致する。従って、図７（ｆ）の相関値４１fが最も大きくなる。
【００１４】
上述した説明では、送信局から１波のみが受信局に到達するという基本的な場合について説明した。マルチパス環境においては、１つの送信局から受信局に複数の到来波が到達するので、隣接シンボル間干渉が発生する。
図８は、マルチパス環境における隣接シンボル間干渉の説明図である。
最初に到来する先行波に続いて遅延波１〜遅延波３が到来する場合について例示する。これらの到来波が合成されたものが受信信号となる。ｎ−１，ｎ，ｎ＋１は、シンボルに付した番号である。ハッチング部分はＧＩである。
相関値の出力タイミングは、パイロットシンボルの送信信号レプリカのシンボル先頭部にあわせて表示している。５１0，５１1，５１2，５１3は、それぞれ、先行波、遅延波１、遅延波２、遅延波３との相関によって出力される相関値である。図示の例は、相関値５１1が最も大きくなっている。これは、遅延波１の受信レベルが最も大きいことを意味する。移動通信では見通し外通信が一般的であり、相関値のピーク位置が先行波を指すとは限らない。
【００１５】
このような状況において、受信レベルが最も大きい相関値５１1を与えるタイミングをシンボル同期タイミングとした場合、有効シンボル期間（FFTウインドウｃ）の期間で第nシンボルのフーリエ変換を行おうとすると、遅延波１と、この遅延波１からＧＩ以内の遅れがある遅延波２については、いずれも第nシンボルから切り出すことになり、シンボル間干渉は生じない。しかし、遅延波１にわずかでも先行する図示のような先行波があると、この波形に関しては、第（n+1）シンボルのＧＩが含まれてしまうので、第（n+1）シンボルとの干渉が発生する。
そこで、相関値が最も大きくなる遅延波１のシンボル先頭をシンボル同期位置とはせずに、これよりわずかに前方のタイミングをシンボル同期位置とする。
【００１６】
OFDMの例であるが、平 明徳 ほか２名，「周波数選択性フェージング環境におけるOFDM通信システムのタイミング同期方式」，電子情報通信学会論文誌Ｂ、vol.J84-B，No.７，(2001-7)，pp.1255-1264では、次のような方法が採用されている。すなわち、相関値列中、最大の相関値を示すピークサンプルのタイミングから、前方へ相関値列を検索して行き、最大の相関値の1/a（aはパラメータ）を超える相関値の内、最も前方にある相関値の位置をシンボル同期位置とする。
図８の例では、相関値５１0の出力タイミングをシンボル同期タイミングとして、有効シンボル期間（FFTウインドウｂ）の期間で第nシンボルのフーリエ変換を行う。従って、後続の遅延波に関しては、その分、先行のシンボル（n-1）との干渉が生じない許容遅延量が短くなるが、先行波については、後続の第（n＋1）シンボルとの干渉が生じない許容遅延量が得られるようになる。
一般に、相互相関値が最も大きくなる遅延波の前後に到来波が分散していると考えられ、このような場合に、複数の到来波による隣接シンボル間干渉を低減させることができる。
【００１７】
OFDM方式では、プリアンブル送信区間とユーザデータシンボル送信区間とが時間的に異なるために、相互間の符号間干渉はない。しかし、図４に示したような、MC-CDMA方式においては、パイロットシンボル系列とユーザデータシンボル系列とが符号多重されて同時送信されているので、符号間干渉が大きい。セルラー方式では隣接セルからの干渉波も無視できない。
そのため、図７を参照して説明したような、パイロットシンボルの送信信号レプリカとの相互相関を単純に求めるだけでは、相関値出力にノイズや干渉波が多く含まれているので、シンボルタイミングの同期検出精度が悪くなる。その結果、有効シンボル期間の切り出しが正確にできなくなるから、シングルパス、マルチパスのいずれの場合でも、サブキャリア成分に分離するときに、隣接シンボル間干渉が生じて受信信号品質が低下するおそれがある。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、上述した問題点を解決するためになされたもので、１または複数のユーザの各データシンボル系列とパイロットシンボル系列が複数の各直交サブキャリアにおいて符号分割多重化されたものにガードインターバルが付加された送信信号を用いるマルチキャリアＣＤＭＡ方式において、シンボルタイミングの同期精度を向上させることができるとともに、計算量およびコストを削減できるシンボルタイミング同期装置およびシンボルタイミング同期方法を提供することを目的とするものである。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
本発明は、請求項１に記載の発明においては、１または複数のユーザの各データシンボル系列とパイロットシンボル系列が複数の各直交サブキャリアにおいて符号分割多重化されたものにガードインターバルが付加された送信信号を用いるマルチキャリアＣＤＭＡ方式におけるシンボルタイミング同期装置であって、参照信号出力手段と同相加算器と相関検出器とシンボル同期タイミング決定手段を有し、前記参照信号出力手段は、前記パイロットシンボル系列のみが送信されるとしたときの前記送信信号について１シンボル区間を参照信号として出力し、前記同相加算器は、前記送信信号の前記１シンボル区間に前記ガードインターバルが付加された区間を単位周期として、前記単位周期の複数周期にわたって受信信号を同相加算し、前記相関検出器は、前記同相加算器により同相加算された前記受信信号と前記参照信号出力手段から出力される前記参照信号との相関値を出力し、前記シンボル同期タイミング決定手段は、前記相関検出器が出力する前記相関値の出力タイミングに基づいて、前記送信信号にシンボル同期するタイミングを決定するものである。
従って、単位周期の複数周期にわたる同相加算によって、ユーザデータシンボル系列による符号間干渉などがあっても、パイロットシンボル系列の成分が強調されて、シンボルタイミングの同期精度を向上させることができる。それととともに、相関検出は同相加算に比べて計算量が多くなることから、単位周期の複数周期にわたる相関検出後に相関値を同相加算するとした場合よりも、計算量およびコストを削減できる。
【００２０】
請求項２に記載の発明は、１または複数のユーザの各データシンボル系列とパイロットシンボル系列が複数の各直交サブキャリアにおいて符号分割多重化されたものにガードインターバルが付加された送信信号を用いるマルチキャリアＣＤＭＡ方式におけるシンボルタイミング同期装置であって、参照信号出力手段と同相加算器と相関検出器とシンボル同期タイミング決定手段を有し、前記参照信号出力手段は、前記パイロットシンボル系列のみが送信されるとしたときの前記送信信号について１シンボル区間の一部の区間を参照信号として出力し、前記同相加算器は、前記送信信号の前記１シンボル区間に前記ガードインターバルが付加された区間を単位周期として、前記単位周期の複数周期にわたって受信信号を同相加算し、前記相関検出器は、前記同相加算器により同相加算された前記受信信号と前記参照信号出力手段から出力される前記参照信号との相関値を出力し、前記シンボル同期タイミング決定手段は、前記相関検出器が出力する前記相関値の出力タイミングに基づいて、前記送信信号にシンボル同期するタイミングを決定するものである。
従って、請求項１に記載の発明と同様に、シンボルタイミングの同期精度を向上させることができるとともに、計算量およびコストを削減できる。
加えて、参照信号の長さを短くしたことに応じて相関検出器が相関検出する長さが短くなる。その結果、乗算回数が減少するので、計算量およびコストを削減できる。同相加算を行っているので、参照信号の長さを短くしても、シンボルタイミングの十分な同期精度が得られる。
【００２１】
請求項３に記載の発明においては、請求項１または２に記載のシンボルタイミング同期装置において、前記同相加算器は、同相加算の対象とする各単位周期の受信信号に対し、中央にある前記単位周期に最も大きな重みを付け、端に行くに従って小さい重みを付けて同相加算を行うものである。
従って、同相加算する受信信号同士の距離が離れるほど、単位周期中の同じサンプル位置での位相変化が大きくなることに着目して、重みを決めていることから、高速フェージング時に、同相加算の効果が小さくなりシンボル同期タイミングの検出精度が劣化することを防止することができる。
【００２２】
請求項４〜６に記載の発明は、請求項１〜３に記載の発明を構成する手段を処理ステップとして、方法発明の観点から記載したシンボルタイミング同期方法であって、請求項１〜３に記載の発明と同様の作用効果を奏する。
【００２３】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の実施の一形態を説明するための受信機側のブロック構成図である。図中、従来技術として説明した図６と同様な部分には同じ符号を付して説明を省略する。
本発明も、従来技術と同様に、受信信号波形と、パイロットシンボルの送信波形を表すレプリカとの相互相関を検出することにより、パイロットシンボルを検出し、送信信号とのシンボル同期を行うものである。従来技術においては、単位周期（ＧＩ＋１シンボル）において相互相関検出を行った。これに対し、本発明は、単位周期の複数周期にわたって同相加算した後に相関検出を行う。
相関検出部１は、同相加算器２および相関検出器３を有する。相関検出器３は、図６に示した相関検出部３１に対応するものである。
受信信号は、同相加算器２に入力され、ここで、複数の単位周期にわたって同相加算され、同相加算された受信信号を出力する。具体的には、複素ベースバンド信号である受信信号の各Ｉ相成分，Ｑ相成分について、単位周期を単位とした同相加算を行う。同相加算は、伝搬路が大きく変化しない範囲で行う。同相加算された受信信号に対し、相関検出器３は、参照信号出力部４から出力される参照信号（パイロット信号の送信信号レプリカ）との相関値を出力する。
【００２４】
図２は、本発明の実施の一形態を説明するための波形図である。従来技術に関する図７に対応し、図７と同様、説明用の波形図であって、正確に波形を示すものではない。
図２（ａ）〜図２（ｄ）は、図７(a)〜図７（ｄ）と同様のものである。
図２（ｅ）は、図２（ｄ）の受信信号を、１１1〜１１4に示すように、任意の切り出しタイミングで単位周期毎に区切り、一例として４周期にわたって同相加算した波形である。同相加算は、受信信号のＩ相，Ｑ相成分別に加算することにより行う。
データシンボルは、任意に変化するため、図２（ａ）に示すように、データシンボル系列成分は、単位周期毎に波形が異なる。図２（ｃ）に示すノイズ成分についても同様である。これらに対し、図２（ｂ）に示したパイロットシンボル系列成分は、単位周期で同じ波形が繰り返される。従って、図２（ｅ）に示すように同相加算された受信信号は、パイロットシンボル系列成分が強調されたものになり、データシンボル系列成分やノイズ成分、その他の干渉成分が低減される。
【００２５】
その結果、図１に示した相関検出器２が、図２（ｅ）の同相加算された受信信号を入力して、参照信号出力部４から出力される図２（ｆ）に示したパイロットシンボル送信信号レプリカとの相関値を出力することにより、ノイズの影響やユーザデータシンボル系列との符号間干渉の影響が低減された相関値を得ることができる。
図８を参照して説明した従来技術と同様に、マルチパスの遅延時間に応じて複数のタイミングで相関値が出力される。シンボル同期位置決定部４は、大きな相関値が出力される複数のタイミングの中から、従来と同様に、シンボル間干渉を低減するのに適したシンボル同期タイミングを決定する。
【００２６】
図３は、同相加算された受信信号から相関値列を出力する具体例の説明図である。
図３（ａ）は受信信号、図３（ｂ）は受信信号から単位周期で区切られて切り出された受信信号１１1，１１2，１１3，１１4である。拡散符号のチップ数４に合うように、便宜的に、単位周期は５サンプルタイミングとし、第０サンプルはＧＩであるとしている。受信信号の切り出し開始タイミングは、第４サンプルで行われたものとしている。
図３（ｃ）は、切り出された受信信号を４周期にわたって同相加算した同相加算信号サンプル0である。図３（ｄ），第３図（ｅ），第３図（ｆ），第３図（ｇ）は、同相加算信号サンプル0を、１単位周期（５サンプルタイミング）内で、順次、左（過去）方向へ１サンプルタイミングずつ巡回シフトさせた同相加算信号サンプル1〜4である。
図３（ｈ）は、参照信号出力部４が出力する、パイロットシンボルの送信信号レプリカである。
【００２７】
図１に示した相関検出器３は、例えば、図３（ｃ）〜図３（ｇ）に示された同相加算信号サンプル0〜4の各１シンボル長（図示の例では、先頭から４サンプルタイミングまで）と、図３（ｈ）に示された４サンプルのパイロットシンボルの送信信号レプリカ（厳密には、その複素共役）とをそれぞれ乗算することにより、相関検出の長さが４サンプルの相関検出を行い、図３（ｉ）に示すような相関値列を出力する。図示の例では、図３（ｅ）に示した同相加算信号サンプル１に含まれるパイロットシンボル成分とパイロットシンボルの送信信号レプリカとが一致するので、同相加算信号サンプル2が最大の相関値を出力することになる。
その結果、切り出された受信信号の切り出し開始サンプルタイミングから２サンプルタイミング後がシンボル先頭であることがわかる。
【００２８】
上述した説明では、同相加算信号サンプル0を巡回シフトさせた。これに代えて、同相加算信号サンプル0はこのままで、図７（ｅ）〜図７（ｇ）のように、パイロットシンボルの送信信号レプリカの方を１単位周期内で巡回シフトさせたものと乗算することにより相互相関を検出してもよい。
上述した説明では、リアルタイム処理を説明した。すなわち、図３（ｂ）に示したように、既に受信済みの過去の受信信号１１1〜１１3と、シンボル同期タイミングを決定し後続のFFT処理などの受信処理を行おうとしている現在の受信信号１１4、とに対して、同相加算および相関検出を行うものであった。
上述したような過去の受信信号に代えて、あるいは、上述した現在および過去の受信信号に加えて、受信処理を行おうとしている現在の受信信号以降の、未来の、例えば、図示しない受信信号１１5〜１１7までを同相加算および相関検出した上で、受信信号１１4に対して、シンボル同期タイミングを決定し、後続の受信処理を行うようにしてもよい。
なお、説明を簡単にするために、相関検出処理を１シンボルあたり４サンプルで行うものとして説明した。一般的には、これよりも十分に短いFFT部７でのサンプリング間隔で送信信号レプリカとの相互相関を検出する。
【００２９】
上述した相関検出部１は、受信信号の同相加算後に相関検出を行うものであった。そのため、単位周期の複数周期にわたる相関検出を、参照信号との１度の相関検出処理で実現できる。
これに対し、相関検出を単位周期の複数周期（図示の例では、４周期）回行い、その相関検出値を複数の単位周期にわたって同相加算した場合、乗算を含む相関検出は同相加算に比べて計算量が多くなることから、先に受信信号を同相加算してから相関検出することにより、計算量およびコストを削減できる。
【００３０】
上述した説明では、同相加算器２において、単位周期で切り出された受信信号１１1，１１2，１１3，１１4を、そのまま同相加算していた。同相加算する周期数、言い換えれば、同相加算期間を、マルチパス環境が変化しない数１０msecの範囲内に設定した場合でも、移動体速度に関係する最大ドップラー周波数が大きい場合には、フェージング位相変動によって、受信されるパイロットシンボル成分についても位相変動が大きくなり、同相加算の効果が小さくなってしまう。このとき、同相加算する複数周期の受信信号同士の距離が離れるほど、単位周期中の同じサンプル位置での位相変化が大きくなると推定される。
【００３１】
従って、同相加算の対象とする受信信号期間に対し、中央にある受信信号サンプル値に最も大きな重みを付け、端に行くに従って、小さい重みを付けて行く同相加算を行ってから単位相関検出を行えばよい。具体的には、重みの値は受信信号の単位周期毎に与えればよい。すなわち、図３（ｂ）に示した例では、単位周期で切り出された各受信信号１１1，１１2，１１3，１１4に対して、中央にある単位周期の受信信号１１2，１１3（同相加算周期数が偶数の例であるので、２つの受信信号が中央となる）に対して最も大きな重みを付け、単位周期の受信信号１１1，１１4のような、端に行くに従って小さい重みを付けて行けばよい。このような重み付けにより、高速フェージング時にシンボル同期タイミングの検出精度が劣化することを防止することができ、適切な有効シンボル期間を決定することができるようになる。
【００３２】
より具体的には、重み係数α（0＜α＜1）を用いればよい。例えば、図３（ｂ）に示した単位周期で切り出された各受信信号１１1，１１2，１１3，１１4のそれぞれに、重みα1，α0，α0，α1を乗算した上で同相加算して単位周期の相関検出をする。
上述した重み付け行う同相加算および相関検出に一般式を用いた例を示すと次の通りである。
同相加算された単位周期内のiサンプル目の受信信号波形サンプルをRp(i)とすると、
【数１】
となる。ここで、Rsは単位周期内のiサンプル目の受信信号波形サンプル、lは単位周期に付した通し番号、Ncは単位周期長のサンプル点数、Nsは同相加算期間の単位周期数、αは重み係数である。
【００３３】
このとき、kサンプル目の相関値をCr(k)とすると、同相加算された受信信号波形とパイロットシンボルの送信信号レプリカ波形との複素共役の積の和で求めることができる。すなわち、
【数２】
となる。ここで、jはパイロットシンボルの送信信号レプリカのサンプル値に付けた通し番号、Rはパイロットシンボルの送信信号レプリカのサンプル数、rep*(j)は、パイロットシンボルの送信信号レプリカのj番目のサンプル値の複素共役である。
なお、同相加算期間の中央にある受信信号に最も大きな重みを付け、端に行くに従って小さくなるようにした重みを付けるという同相加算は、同相加算する受信信号が過去および現在のものであるか、あるいは、過去、現在および未来のものであるかなどに関係しない。すなわち、現在位置が同相加算期間中のいずれにあるかに関係しない。
【００３４】
ところで、参照信号は、図２，図３を参照して説明したように、基本的にはパイロットシンボルの送信信号レプリカであるので、１シンボル長である。しかし、参照信号をそれよりも短くしてもよい。すなわち、パイロットシンボルの送信信号レプリカの一部分との部分相関を検出してもよい。
この参照信号の長さ（レプリカ長）に応じて相関検出の長さも短くなる。例えば、図３（ｈ）に示したパイロットシンボルの送信信号レプリカを、第1サンプルから第３サンプルまでの計３サンプル長とする。この場合、例えば、図３（ｃ）〜図３（ｇ）に示した同相加算信号サンプル0〜4（厳密には、その複素共役）の、先頭から３サンプルタイミング長との乗算を行うことにより、相関検出の長さが３サンプルの相関検出を行う。
【００３５】
上述したようなパイロットシンボルの送信信号レプリカの一部分との部分的な相関検出を採用することにより、相関検出器が相関検出する長さが短くなる。その結果、乗算回数が減少するので、計算量およびコストを削減できる。
なお、同相加算を行わない従来技術の場合にも、パイロットシンボルの送信信号レプリカの一部分との相関検出を行ってもよい。しかし、参照信号の長さを短くすると、その分、シンボルタイミングの同期精度は低下する。これに対し、同相加算を行う単位周期数を増やすことにより、参照信号の長さをある程度短くしてもシンボル同期タイミングを十分な精度で検出することができる。
【００３６】
上述したように、受信信号波形を同相加算したものとパイロットシンボルの送信信号レプリカとの相互相関値を検出した後は、相互相関値に基づいて、例えば、相互相関値が最高となるときの受信信号のシンボル先頭タイミング、あるいは、このシンボル先頭タイミングよりも前方へ時間オフセットさせたタイミングなどを改めてシンボル先頭タイミングとして、これより１シンボル長の有効シンボル期間を切り出せばよい。
このような有効シンボル期間を設定することにより、有効シンボル期間の設定精度を向上させるとともに、マルチパスをＧＩ期間内に位置させることができるので、隣接シンボル干渉の発生を低減させることができる。
なお、マルチパス伝搬路特性の変動に応じて、相関検出処理を、受信の進行とともに任意の検出間隔で繰り返し行い、相関値を逐次更新してもよい。
上述した説明では、本発明をセルラー方式の、基地局から各移動局に向けた下りリンクにおける移動局受信に適用した場合を説明したが、同様な作用効果を奏するシンボルタイミング同期であれば、必ずしもこのような場合に限られるものではない。
【００３７】
【発明の効果】
上述した説明から明らかなように、請求項１，４に記載の発明によれば、符号多重されたユーザデータによる符号間干渉、その他、隣接セルなどからの干渉波やノイズ等の影響を低減して、シンボルタイミングの同期精度を向上させることができるとともに、相関検出に要する計算量およびコストを削減できるという効果がある。
その結果、サブキャリアに分離する際に発生するおそれのある隣接シンボル間干渉を低減させ、通信品質の向上を図ることが可能となる。
加えて、請求項２，５に記載の発明によれば、さらに計算量およびコストが削減できるという効果がある。加えて、請求項３，６に記載の発明によれば、高速フェージングにも対応可能であるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の一形態を説明するための受信機側のブロック構成図である。
【図２】本発明の実施の一形態を説明するための波形図である。
【図３】同相加算された受信信号から相関値列を出力する具体例の説明図である。
【図４】 MC-CDMA方式の説明図である。
【図５】従来のMC-CDMA方式の送信機の概要を示す構成図である。
【図６】従来のMC-CDMA方式の受信機の概要を示す構成図である。
【図７】従来のシンボルタイミング同期装置を説明するための波形図である。
【図８】マルチパス環境における隣接シンボル間干渉の説明図である。
【符号の説明】
１…相関検出部、２…同相加算器、３…相関検出器、４…参照信号出力部、５…有効シンボル期間切り出し部、６…シンボル同期位置決定部、７…FFT部
【発明の属する技術分野】
本発明は、マルチキャリア符号分割多元接続方式（MC-CDMA：Multicarrier -Code Division Multiple Access）におけるシンボルタイミング同期装置および同期方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
現在、第３世代移動通信方式（W-CDMA）よりも更なる高速化、大容量化を目標とした第４世代方式の検討が進められている。第４世代方式では、周波数利用率の一層の向上や伝搬遅延の克服により通信品質の一層の向上が求められており、これを実現する方式としてMC-CDMA方式が有力視されている。
図４は、MC-CDMA方式の説明図である。セルラー方式において、基地局から各移動局に向けた下りリンクに用いられる。
図４（ａ）はフレーム構成図である。横軸は時間、縦軸（紙面手前）は周波数（サブキャリア）、垂直軸は多重化符号の番号である。データシンボル系列、パイロットシンボル系列とも、１シンボル長で区切って示している。
このMC-CDMA方式では、１または複数のユーザの各データシンボル系列、および、パイロットシンボル系列が、互いに異なる拡散符号で符号多重されている。パイロットシンボル系列は常時送信されている。この符号多重は各サブキャリアについて行われる。サブキャリアのキャリア周波数は、直交周波数分割多重方式（OFDM：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）と同様に、互いに直交する周波数配置を有する。
【０００３】
図４（ｂ）はパイロットシンボル系列の構成図である。パイロットシンボル系列に、その１シンボル長を１周期とする拡散符号が割り当てられて、パイロットシンボル系列が時間軸方向に符号拡散される。説明を簡単にするため、拡散符号長を４チップとしたものを示す。図示の例では、パイロットシンボル系列に割り当てる拡散符号としては、いずれのサブキャリアにおいても、各チップが全て「１」であるものを用いる。
図４（ｃ）は符号拡散されたパイロットシンボルの構成図である。
パイロットシンボルは、各サブチャネルに対し任意の値でよいが、ランダムな種々のパターンの中から自己相関特性の良好なものを選べばさらによい。図示の例では、IQ位相平面上の１または−１の値をとり、各サブチャネルに対してランダムに割り当てて、１，−１，１，１，−１，…，…としている。上述したように、拡散符号のチップが全て「１」であれば、符号拡散された後のパイロットシンボルの値は、図４（ｃ）のように各サブキャリアにおいて同一の値をとり続けることになる。すなわち、パイロットシンボルは同一の時系列波形となる。
【０００４】
図４（ａ）に戻り、複数ユーザのデータシンボル系列の符号拡散方式について説明する。
複数ユーザの各データシンボル系列は、時間軸方向に符号拡散させる方式と、周波数軸方向に符号拡散させる方式とがある。いずれか一方のみを採用しても、伝搬路変動に応じて方式を切り替えてもよい。
時間軸方向に符号拡散させる場合、データシンボル系列を直並列変換により、各サブキャリアに順次分配する。各サブキャリアにおいて、分配されたデータシンボルに、各ユーザに割り当てられた拡散符号を乗算して拡散する。その際、各ユーザに割り当てられる拡散符号としては、どのサブキャリアについても同じものを割り当てればよいが、各サブキャリアによって異ならせてもよい。
【０００５】
一方、周波数軸方向に拡散させる場合、例えば、各データシンボル系列の同じシンボルを各サブキャリアに対して共通に供給する。各ユーザに割り当てられた拡散符号は、その各チップの値を各サブキャリアに分配する。各サブキャリアにおいて、供給されたデータシンボルに各ユーザに割り当てられた拡散符号のチップの値を乗算して拡散する。
各ユーザに割り当てる拡散符号としては、直交可変拡散率（OVSF：Orthogonal Variable Spreading Factor）符号やウオルシュ(Walsh)符号等の直交符号を用いればよい。その際、拡散符号の各チップが全て「１」となる拡散符号は、図示のパイロットシンボル系列に割り当てているので、データシンボル系列には割り当てないようにする。
このようにすれば、複数ユーザの各データシンボル系列を時間軸方向に符号拡散する場合に、上述したパイロットシンボル系列と複数ユーザの各データシンボル系列とは、時間軸方向に符号多重されることになる。一方、複数ユーザの各データシンボル系列を周波数軸方向に符号拡散する場合にも、上述したパイロットシンボル系列と複数ユーザの各データシンボル系列とは、周波数軸方向に符号多重されることになる。
【０００６】
図４（ｄ）は送信信号の構成図である。
各１シンボル区間の先頭部分にガードインターバル（以下、ＧＩという）を設けている。図４（ａ）に示されたフレーム構成に基づいて作成された送信信号波形の各１シンボル区間内の、後尾の一部区間をコピーしたものをＧＩとし、元の１シンボル区間の先頭とその１つ前のシンボル区間の後尾との間に挿入する。
受信信号をフーリエ変換することによりサブキャリアに分離する際に、このＧＩにより、１シンボル長の有効シンボル期間を切り出すウインドウ位置のずれが許容される。また、多重伝搬路（マルチパス）環境において、ある１つの送信局から送信された波は、複数の伝搬路（パス）を通ることにより、到来時間の異なる複数の到来波となって受信される。ＧＩは、フーリエ変換する際に複数の到来波が発生させる隣接シンボル間干渉を低減させる。
上述したように、MC-CDMA方式では、データシンボル系列とともにパイロットシンボル系列を符号多重して送信する。受信機側では、受信信号に含まれるパイロットシンボル系列成分に基づいて送信信号のシンボルに同期したタイミングを決定し、１シンボル長の有効シンボル期間を切り出すためのFFTウインドウの位置を決定する。この有効シンボル期間内の受信信号についてフーリエ変換を行うことにより、受信信号をサブキャリア別に分離してデータシンボル系列およびパイロットシンボル系列を得る。
【０００７】
図５は、従来のMC-CDMA方式の送信機の概要を示す構成図である。
データシンボル系列を時間軸方向に拡散した場合を示している。
ユーザkの入力データは、予めQPSK方式等によって変調されてデータシンボル系列となって直並列変換器２１に入力される。直並列変換器２１は、データシンボル系列を並列化（分配）する。並列化されたデータシンボル系列は、乗算器２２0〜２２Nc-1において、サブキャリア#0〜#Nc-1毎に、拡散符号ｃk,0（t）〜ｃk,Nc-1（t）を乗算されて拡散処理される。Ncはサブキャリア数である。
多重化器２３0〜２３Nc-1において、ユーザkの符号拡散されたデータシンボル系列は、他ユーザの同じく符号拡散されたデータシンボル系列、および、符号拡散されたパイロットシンボル系列と多重化され、高速逆フーリエ変換（IFFT）部２４に出力される。IFFT部２４により、周波数多重化されて１系列の時系列波形が作成される。ガードインターバル付加部２５は、この時系列波形の各シンボル先頭と直前シンボルの後尾との間にＧＩを挿入してMC-CDMA送信信号を出力する。
【０００８】
図６は、従来のMC-CDMA方式の受信機の概要を示す構成図である。
ユーザシンボル系列が時間軸方向に拡散された場合を示している。
OFDM方式においては、シンボル同期の検出方法として、受信信号波形の自己相関を検出する方法と、受信信号波形とレプリカとの相互相関を検出する方法が知られている。自己相関を検出する方法では、ＧＩとこのコピー元のシンボル後尾区間とが同一であることを利用したり、バースト先頭部のプリアンブルに繰り返しパターンを挿入したりする。相互相関を検出する方法では、バースト先頭部のプリアンブルに所定パターンを挿入し、受信信号波形と所定パターンの複製物（レプリカ）との相互相関を検出する。
【０００９】
以下には、上述したMC-CDMA方式において、パイロットシンボルの時系列波形の複製物（レプリカ）との相互相関を検出する場合について説明する。
MC-CDMA受信信号は、図示しない直交復調器において複素ベースバンド信号（Ｉ相信号、Ｑ相信号）に変換され、Ａ／Ｄ変換されてディジタル値に変換されている。この受信信号は、相関検出部３１において、１シンボル区間にガードインターバルが付加された区間（以下、単位周期という）にわたって、参照信号出力部４から出力される参照信号との相互相関値が検出されるとともに、有効シンボル期間切り出し部５に供給される。
上述した参照信号としては、パイロットシンボルの送信信号レプリカを用いる。パイロットシンボルの送信信号レプリカとは、図５に示した送信機において、符号拡散されたパイロットシンボル系列のみがIFFT部２４において周波数多重化されたときの送信信号波形のレプリカをいう。その長さは１シンボル長であって、ＧＩ区間を含まない。
参照信号出力部４は、例えば、参照信号を記憶するメモリで実現される。相関検出部３１は、スライディング相関器やマッチドフィルタ等で実現される。
【００１０】
シンボル同期位置決定部６は、相関検出部３１から相関値のピークが検出されるタイミングに基づいて、シンボル同期位置を決定する。有効シンボル期間切り出し部５は、決定されたシンボル同期位置に基づいたFFTウインドウで、有効シンボル期間の受信信号を切り出して、FFT部７に出力する。
FFT部７においては、FFTウインドウ期間の受信信号をフーリエ変換し、サブキャリア#0〜#Nc-1に分離する。分離された受信信号は、それぞれ、相関検出器３２0〜３２Nc-1において、ユーザkに割り当てられた拡散符号ｃk,0（t）〜ｃk,Nc-1（t）との相関を検出することにより受信信号を逆拡散し、ユーザkのデータシンボル系列を復元する。
【００１１】
一方、各サブキャリアにおけるパイロットシンボル系列は、チャネル推定部３３において、逆拡散および復調を行う。各サブキャリアの復調されたパイロットシンボルの位相変動等を検出することにより、各サブキャリアの伝搬路特性の推定を行う。伝搬路特性の推定値に基づいてサブキャリア毎に補償信号を作成する。乗算器３４0〜３４Nc-1において、ユーザkのデータシンボル系列に補償信号を乗算することにより、位相補償等を行う。
並直列変換器３５は、各サブキャリアにおける、ユーザkの補償されたデータシンボル系列を１系列に配列し直してユーザkのデータシンボル系列を出力する。このユーザkのデータシンボル系列は復調されて、ユーザkの受信データ系列となる。
【００１２】
図７は、従来のシンボルタイミング同期装置を説明するための波形図である。説明用の波形図であって、正確な波形を示すものではない。
図７（ａ）は、MC-CDMA送信信号に含まれる、全ユーザについて合成されたデータシンボル系列成分の波形である。
図７（ｂ）は、MC-CDMA送信信号に含まれる、パイロットシンボル系列成分の波形である。
図７（ｃ）は、伝搬路において加わるノイズ成分の波形である。
図７（ｄ）は、図７（ａ）〜図７（ｃ）の波形が合成されたMC-CDMA受信信号の波形である。
図７（ｅ）〜図７（g）は、受信信号に対し、パイロットシンボルの送信信号レプリカの波形を、単位周期（ＧＩ＋１シンボル）内でτe，τf，τgだけ遅延させたものを示す。
【００１３】
図６に示した相関検出部３１は、図７（ｄ）に示したMC-CDMA受信信号波形から、単位周期の波形を切り出す。切り出しの開始タイミングはランダムである。切り出した受信信号と、参照信号出力部４から出力されるパイロットシンボルの送信信号レプリカとの相関を検出する。
切り出した受信信号を、例えばメモリに保存し、パイロットシンボルの送信信号レプリカの波形、および、この波形をＧＩ＋１シンボル区間である単位周期内で順次遅延（巡回シフト）させたもの（厳密には、その複素共役）との乗算を行う。図７（ｅ）〜図７（ｇ）のように、遅延させたパイロットシンボルの送信信号レプリカとの乗算を行う。パイロットシンボルの送信信号レプリカ側のＧＩ区間では乗算が行われない。相互相関値が最大となるときの送信信号レプリカの遅延τに応じてシンボル同期タイミングの位置を知る。
図７（ｈ）は、相関検出部３１の出力である。例えば、４１e，４１f，４１gは、それぞれ、図７（ｅ）〜図７（ｇ）に示したパイロットシンボルの送信信号レプリカとの相関値である。各送信信号レプリカのシンボル先頭部のタイミング（ＧＩ後のタイミング）にあわせて相関値の出力タイミングを表示している。
図示の例では、図７（ｂ）に示したパイロットシンボル成分の波形と、図７（ｆ）のパイロットシンボルの送信信号レプリカの波形とが一致する。従って、図７（ｆ）の相関値４１fが最も大きくなる。
【００１４】
上述した説明では、送信局から１波のみが受信局に到達するという基本的な場合について説明した。マルチパス環境においては、１つの送信局から受信局に複数の到来波が到達するので、隣接シンボル間干渉が発生する。
図８は、マルチパス環境における隣接シンボル間干渉の説明図である。
最初に到来する先行波に続いて遅延波１〜遅延波３が到来する場合について例示する。これらの到来波が合成されたものが受信信号となる。ｎ−１，ｎ，ｎ＋１は、シンボルに付した番号である。ハッチング部分はＧＩである。
相関値の出力タイミングは、パイロットシンボルの送信信号レプリカのシンボル先頭部にあわせて表示している。５１0，５１1，５１2，５１3は、それぞれ、先行波、遅延波１、遅延波２、遅延波３との相関によって出力される相関値である。図示の例は、相関値５１1が最も大きくなっている。これは、遅延波１の受信レベルが最も大きいことを意味する。移動通信では見通し外通信が一般的であり、相関値のピーク位置が先行波を指すとは限らない。
【００１５】
このような状況において、受信レベルが最も大きい相関値５１1を与えるタイミングをシンボル同期タイミングとした場合、有効シンボル期間（FFTウインドウｃ）の期間で第nシンボルのフーリエ変換を行おうとすると、遅延波１と、この遅延波１からＧＩ以内の遅れがある遅延波２については、いずれも第nシンボルから切り出すことになり、シンボル間干渉は生じない。しかし、遅延波１にわずかでも先行する図示のような先行波があると、この波形に関しては、第（n+1）シンボルのＧＩが含まれてしまうので、第（n+1）シンボルとの干渉が発生する。
そこで、相関値が最も大きくなる遅延波１のシンボル先頭をシンボル同期位置とはせずに、これよりわずかに前方のタイミングをシンボル同期位置とする。
【００１６】
OFDMの例であるが、平 明徳 ほか２名，「周波数選択性フェージング環境におけるOFDM通信システムのタイミング同期方式」，電子情報通信学会論文誌Ｂ、vol.J84-B，No.７，(2001-7)，pp.1255-1264では、次のような方法が採用されている。すなわち、相関値列中、最大の相関値を示すピークサンプルのタイミングから、前方へ相関値列を検索して行き、最大の相関値の1/a（aはパラメータ）を超える相関値の内、最も前方にある相関値の位置をシンボル同期位置とする。
図８の例では、相関値５１0の出力タイミングをシンボル同期タイミングとして、有効シンボル期間（FFTウインドウｂ）の期間で第nシンボルのフーリエ変換を行う。従って、後続の遅延波に関しては、その分、先行のシンボル（n-1）との干渉が生じない許容遅延量が短くなるが、先行波については、後続の第（n＋1）シンボルとの干渉が生じない許容遅延量が得られるようになる。
一般に、相互相関値が最も大きくなる遅延波の前後に到来波が分散していると考えられ、このような場合に、複数の到来波による隣接シンボル間干渉を低減させることができる。
【００１７】
OFDM方式では、プリアンブル送信区間とユーザデータシンボル送信区間とが時間的に異なるために、相互間の符号間干渉はない。しかし、図４に示したような、MC-CDMA方式においては、パイロットシンボル系列とユーザデータシンボル系列とが符号多重されて同時送信されているので、符号間干渉が大きい。セルラー方式では隣接セルからの干渉波も無視できない。
そのため、図７を参照して説明したような、パイロットシンボルの送信信号レプリカとの相互相関を単純に求めるだけでは、相関値出力にノイズや干渉波が多く含まれているので、シンボルタイミングの同期検出精度が悪くなる。その結果、有効シンボル期間の切り出しが正確にできなくなるから、シングルパス、マルチパスのいずれの場合でも、サブキャリア成分に分離するときに、隣接シンボル間干渉が生じて受信信号品質が低下するおそれがある。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、上述した問題点を解決するためになされたもので、１または複数のユーザの各データシンボル系列とパイロットシンボル系列が複数の各直交サブキャリアにおいて符号分割多重化されたものにガードインターバルが付加された送信信号を用いるマルチキャリアＣＤＭＡ方式において、シンボルタイミングの同期精度を向上させることができるとともに、計算量およびコストを削減できるシンボルタイミング同期装置およびシンボルタイミング同期方法を提供することを目的とするものである。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
本発明は、請求項１に記載の発明においては、１または複数のユーザの各データシンボル系列とパイロットシンボル系列が複数の各直交サブキャリアにおいて符号分割多重化されたものにガードインターバルが付加された送信信号を用いるマルチキャリアＣＤＭＡ方式におけるシンボルタイミング同期装置であって、参照信号出力手段と同相加算器と相関検出器とシンボル同期タイミング決定手段を有し、前記参照信号出力手段は、前記パイロットシンボル系列のみが送信されるとしたときの前記送信信号について１シンボル区間を参照信号として出力し、前記同相加算器は、前記送信信号の前記１シンボル区間に前記ガードインターバルが付加された区間を単位周期として、前記単位周期の複数周期にわたって受信信号を同相加算し、前記相関検出器は、前記同相加算器により同相加算された前記受信信号と前記参照信号出力手段から出力される前記参照信号との相関値を出力し、前記シンボル同期タイミング決定手段は、前記相関検出器が出力する前記相関値の出力タイミングに基づいて、前記送信信号にシンボル同期するタイミングを決定するものである。
従って、単位周期の複数周期にわたる同相加算によって、ユーザデータシンボル系列による符号間干渉などがあっても、パイロットシンボル系列の成分が強調されて、シンボルタイミングの同期精度を向上させることができる。それととともに、相関検出は同相加算に比べて計算量が多くなることから、単位周期の複数周期にわたる相関検出後に相関値を同相加算するとした場合よりも、計算量およびコストを削減できる。
【００２０】
請求項２に記載の発明は、１または複数のユーザの各データシンボル系列とパイロットシンボル系列が複数の各直交サブキャリアにおいて符号分割多重化されたものにガードインターバルが付加された送信信号を用いるマルチキャリアＣＤＭＡ方式におけるシンボルタイミング同期装置であって、参照信号出力手段と同相加算器と相関検出器とシンボル同期タイミング決定手段を有し、前記参照信号出力手段は、前記パイロットシンボル系列のみが送信されるとしたときの前記送信信号について１シンボル区間の一部の区間を参照信号として出力し、前記同相加算器は、前記送信信号の前記１シンボル区間に前記ガードインターバルが付加された区間を単位周期として、前記単位周期の複数周期にわたって受信信号を同相加算し、前記相関検出器は、前記同相加算器により同相加算された前記受信信号と前記参照信号出力手段から出力される前記参照信号との相関値を出力し、前記シンボル同期タイミング決定手段は、前記相関検出器が出力する前記相関値の出力タイミングに基づいて、前記送信信号にシンボル同期するタイミングを決定するものである。
従って、請求項１に記載の発明と同様に、シンボルタイミングの同期精度を向上させることができるとともに、計算量およびコストを削減できる。
加えて、参照信号の長さを短くしたことに応じて相関検出器が相関検出する長さが短くなる。その結果、乗算回数が減少するので、計算量およびコストを削減できる。同相加算を行っているので、参照信号の長さを短くしても、シンボルタイミングの十分な同期精度が得られる。
【００２１】
請求項３に記載の発明においては、請求項１または２に記載のシンボルタイミング同期装置において、前記同相加算器は、同相加算の対象とする各単位周期の受信信号に対し、中央にある前記単位周期に最も大きな重みを付け、端に行くに従って小さい重みを付けて同相加算を行うものである。
従って、同相加算する受信信号同士の距離が離れるほど、単位周期中の同じサンプル位置での位相変化が大きくなることに着目して、重みを決めていることから、高速フェージング時に、同相加算の効果が小さくなりシンボル同期タイミングの検出精度が劣化することを防止することができる。
【００２２】
請求項４〜６に記載の発明は、請求項１〜３に記載の発明を構成する手段を処理ステップとして、方法発明の観点から記載したシンボルタイミング同期方法であって、請求項１〜３に記載の発明と同様の作用効果を奏する。
【００２３】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の実施の一形態を説明するための受信機側のブロック構成図である。図中、従来技術として説明した図６と同様な部分には同じ符号を付して説明を省略する。
本発明も、従来技術と同様に、受信信号波形と、パイロットシンボルの送信波形を表すレプリカとの相互相関を検出することにより、パイロットシンボルを検出し、送信信号とのシンボル同期を行うものである。従来技術においては、単位周期（ＧＩ＋１シンボル）において相互相関検出を行った。これに対し、本発明は、単位周期の複数周期にわたって同相加算した後に相関検出を行う。
相関検出部１は、同相加算器２および相関検出器３を有する。相関検出器３は、図６に示した相関検出部３１に対応するものである。
受信信号は、同相加算器２に入力され、ここで、複数の単位周期にわたって同相加算され、同相加算された受信信号を出力する。具体的には、複素ベースバンド信号である受信信号の各Ｉ相成分，Ｑ相成分について、単位周期を単位とした同相加算を行う。同相加算は、伝搬路が大きく変化しない範囲で行う。同相加算された受信信号に対し、相関検出器３は、参照信号出力部４から出力される参照信号（パイロット信号の送信信号レプリカ）との相関値を出力する。
【００２４】
図２は、本発明の実施の一形態を説明するための波形図である。従来技術に関する図７に対応し、図７と同様、説明用の波形図であって、正確に波形を示すものではない。
図２（ａ）〜図２（ｄ）は、図７(a)〜図７（ｄ）と同様のものである。
図２（ｅ）は、図２（ｄ）の受信信号を、１１1〜１１4に示すように、任意の切り出しタイミングで単位周期毎に区切り、一例として４周期にわたって同相加算した波形である。同相加算は、受信信号のＩ相，Ｑ相成分別に加算することにより行う。
データシンボルは、任意に変化するため、図２（ａ）に示すように、データシンボル系列成分は、単位周期毎に波形が異なる。図２（ｃ）に示すノイズ成分についても同様である。これらに対し、図２（ｂ）に示したパイロットシンボル系列成分は、単位周期で同じ波形が繰り返される。従って、図２（ｅ）に示すように同相加算された受信信号は、パイロットシンボル系列成分が強調されたものになり、データシンボル系列成分やノイズ成分、その他の干渉成分が低減される。
【００２５】
その結果、図１に示した相関検出器２が、図２（ｅ）の同相加算された受信信号を入力して、参照信号出力部４から出力される図２（ｆ）に示したパイロットシンボル送信信号レプリカとの相関値を出力することにより、ノイズの影響やユーザデータシンボル系列との符号間干渉の影響が低減された相関値を得ることができる。
図８を参照して説明した従来技術と同様に、マルチパスの遅延時間に応じて複数のタイミングで相関値が出力される。シンボル同期位置決定部４は、大きな相関値が出力される複数のタイミングの中から、従来と同様に、シンボル間干渉を低減するのに適したシンボル同期タイミングを決定する。
【００２６】
図３は、同相加算された受信信号から相関値列を出力する具体例の説明図である。
図３（ａ）は受信信号、図３（ｂ）は受信信号から単位周期で区切られて切り出された受信信号１１1，１１2，１１3，１１4である。拡散符号のチップ数４に合うように、便宜的に、単位周期は５サンプルタイミングとし、第０サンプルはＧＩであるとしている。受信信号の切り出し開始タイミングは、第４サンプルで行われたものとしている。
図３（ｃ）は、切り出された受信信号を４周期にわたって同相加算した同相加算信号サンプル0である。図３（ｄ），第３図（ｅ），第３図（ｆ），第３図（ｇ）は、同相加算信号サンプル0を、１単位周期（５サンプルタイミング）内で、順次、左（過去）方向へ１サンプルタイミングずつ巡回シフトさせた同相加算信号サンプル1〜4である。
図３（ｈ）は、参照信号出力部４が出力する、パイロットシンボルの送信信号レプリカである。
【００２７】
図１に示した相関検出器３は、例えば、図３（ｃ）〜図３（ｇ）に示された同相加算信号サンプル0〜4の各１シンボル長（図示の例では、先頭から４サンプルタイミングまで）と、図３（ｈ）に示された４サンプルのパイロットシンボルの送信信号レプリカ（厳密には、その複素共役）とをそれぞれ乗算することにより、相関検出の長さが４サンプルの相関検出を行い、図３（ｉ）に示すような相関値列を出力する。図示の例では、図３（ｅ）に示した同相加算信号サンプル１に含まれるパイロットシンボル成分とパイロットシンボルの送信信号レプリカとが一致するので、同相加算信号サンプル2が最大の相関値を出力することになる。
その結果、切り出された受信信号の切り出し開始サンプルタイミングから２サンプルタイミング後がシンボル先頭であることがわかる。
【００２８】
上述した説明では、同相加算信号サンプル0を巡回シフトさせた。これに代えて、同相加算信号サンプル0はこのままで、図７（ｅ）〜図７（ｇ）のように、パイロットシンボルの送信信号レプリカの方を１単位周期内で巡回シフトさせたものと乗算することにより相互相関を検出してもよい。
上述した説明では、リアルタイム処理を説明した。すなわち、図３（ｂ）に示したように、既に受信済みの過去の受信信号１１1〜１１3と、シンボル同期タイミングを決定し後続のFFT処理などの受信処理を行おうとしている現在の受信信号１１4、とに対して、同相加算および相関検出を行うものであった。
上述したような過去の受信信号に代えて、あるいは、上述した現在および過去の受信信号に加えて、受信処理を行おうとしている現在の受信信号以降の、未来の、例えば、図示しない受信信号１１5〜１１7までを同相加算および相関検出した上で、受信信号１１4に対して、シンボル同期タイミングを決定し、後続の受信処理を行うようにしてもよい。
なお、説明を簡単にするために、相関検出処理を１シンボルあたり４サンプルで行うものとして説明した。一般的には、これよりも十分に短いFFT部７でのサンプリング間隔で送信信号レプリカとの相互相関を検出する。
【００２９】
上述した相関検出部１は、受信信号の同相加算後に相関検出を行うものであった。そのため、単位周期の複数周期にわたる相関検出を、参照信号との１度の相関検出処理で実現できる。
これに対し、相関検出を単位周期の複数周期（図示の例では、４周期）回行い、その相関検出値を複数の単位周期にわたって同相加算した場合、乗算を含む相関検出は同相加算に比べて計算量が多くなることから、先に受信信号を同相加算してから相関検出することにより、計算量およびコストを削減できる。
【００３０】
上述した説明では、同相加算器２において、単位周期で切り出された受信信号１１1，１１2，１１3，１１4を、そのまま同相加算していた。同相加算する周期数、言い換えれば、同相加算期間を、マルチパス環境が変化しない数１０msecの範囲内に設定した場合でも、移動体速度に関係する最大ドップラー周波数が大きい場合には、フェージング位相変動によって、受信されるパイロットシンボル成分についても位相変動が大きくなり、同相加算の効果が小さくなってしまう。このとき、同相加算する複数周期の受信信号同士の距離が離れるほど、単位周期中の同じサンプル位置での位相変化が大きくなると推定される。
【００３１】
従って、同相加算の対象とする受信信号期間に対し、中央にある受信信号サンプル値に最も大きな重みを付け、端に行くに従って、小さい重みを付けて行く同相加算を行ってから単位相関検出を行えばよい。具体的には、重みの値は受信信号の単位周期毎に与えればよい。すなわち、図３（ｂ）に示した例では、単位周期で切り出された各受信信号１１1，１１2，１１3，１１4に対して、中央にある単位周期の受信信号１１2，１１3（同相加算周期数が偶数の例であるので、２つの受信信号が中央となる）に対して最も大きな重みを付け、単位周期の受信信号１１1，１１4のような、端に行くに従って小さい重みを付けて行けばよい。このような重み付けにより、高速フェージング時にシンボル同期タイミングの検出精度が劣化することを防止することができ、適切な有効シンボル期間を決定することができるようになる。
【００３２】
より具体的には、重み係数α（0＜α＜1）を用いればよい。例えば、図３（ｂ）に示した単位周期で切り出された各受信信号１１1，１１2，１１3，１１4のそれぞれに、重みα1，α0，α0，α1を乗算した上で同相加算して単位周期の相関検出をする。
上述した重み付け行う同相加算および相関検出に一般式を用いた例を示すと次の通りである。
同相加算された単位周期内のiサンプル目の受信信号波形サンプルをRp(i)とすると、
【数１】
【００３３】
このとき、kサンプル目の相関値をCr(k)とすると、同相加算された受信信号波形とパイロットシンボルの送信信号レプリカ波形との複素共役の積の和で求めることができる。すなわち、
【数２】
なお、同相加算期間の中央にある受信信号に最も大きな重みを付け、端に行くに従って小さくなるようにした重みを付けるという同相加算は、同相加算する受信信号が過去および現在のものであるか、あるいは、過去、現在および未来のものであるかなどに関係しない。すなわち、現在位置が同相加算期間中のいずれにあるかに関係しない。
【００３４】
ところで、参照信号は、図２，図３を参照して説明したように、基本的にはパイロットシンボルの送信信号レプリカであるので、１シンボル長である。しかし、参照信号をそれよりも短くしてもよい。すなわち、パイロットシンボルの送信信号レプリカの一部分との部分相関を検出してもよい。
この参照信号の長さ（レプリカ長）に応じて相関検出の長さも短くなる。例えば、図３（ｈ）に示したパイロットシンボルの送信信号レプリカを、第1サンプルから第３サンプルまでの計３サンプル長とする。この場合、例えば、図３（ｃ）〜図３（ｇ）に示した同相加算信号サンプル0〜4（厳密には、その複素共役）の、先頭から３サンプルタイミング長との乗算を行うことにより、相関検出の長さが３サンプルの相関検出を行う。
【００３５】
上述したようなパイロットシンボルの送信信号レプリカの一部分との部分的な相関検出を採用することにより、相関検出器が相関検出する長さが短くなる。その結果、乗算回数が減少するので、計算量およびコストを削減できる。
なお、同相加算を行わない従来技術の場合にも、パイロットシンボルの送信信号レプリカの一部分との相関検出を行ってもよい。しかし、参照信号の長さを短くすると、その分、シンボルタイミングの同期精度は低下する。これに対し、同相加算を行う単位周期数を増やすことにより、参照信号の長さをある程度短くしてもシンボル同期タイミングを十分な精度で検出することができる。
【００３６】
上述したように、受信信号波形を同相加算したものとパイロットシンボルの送信信号レプリカとの相互相関値を検出した後は、相互相関値に基づいて、例えば、相互相関値が最高となるときの受信信号のシンボル先頭タイミング、あるいは、このシンボル先頭タイミングよりも前方へ時間オフセットさせたタイミングなどを改めてシンボル先頭タイミングとして、これより１シンボル長の有効シンボル期間を切り出せばよい。
このような有効シンボル期間を設定することにより、有効シンボル期間の設定精度を向上させるとともに、マルチパスをＧＩ期間内に位置させることができるので、隣接シンボル干渉の発生を低減させることができる。
なお、マルチパス伝搬路特性の変動に応じて、相関検出処理を、受信の進行とともに任意の検出間隔で繰り返し行い、相関値を逐次更新してもよい。
上述した説明では、本発明をセルラー方式の、基地局から各移動局に向けた下りリンクにおける移動局受信に適用した場合を説明したが、同様な作用効果を奏するシンボルタイミング同期であれば、必ずしもこのような場合に限られるものではない。
【００３７】
【発明の効果】
上述した説明から明らかなように、請求項１，４に記載の発明によれば、符号多重されたユーザデータによる符号間干渉、その他、隣接セルなどからの干渉波やノイズ等の影響を低減して、シンボルタイミングの同期精度を向上させることができるとともに、相関検出に要する計算量およびコストを削減できるという効果がある。
その結果、サブキャリアに分離する際に発生するおそれのある隣接シンボル間干渉を低減させ、通信品質の向上を図ることが可能となる。
加えて、請求項２，５に記載の発明によれば、さらに計算量およびコストが削減できるという効果がある。加えて、請求項３，６に記載の発明によれば、高速フェージングにも対応可能であるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の一形態を説明するための受信機側のブロック構成図である。
【図２】本発明の実施の一形態を説明するための波形図である。
【図３】同相加算された受信信号から相関値列を出力する具体例の説明図である。
【図４】 MC-CDMA方式の説明図である。
【図５】従来のMC-CDMA方式の送信機の概要を示す構成図である。
【図６】従来のMC-CDMA方式の受信機の概要を示す構成図である。
【図７】従来のシンボルタイミング同期装置を説明するための波形図である。
【図８】マルチパス環境における隣接シンボル間干渉の説明図である。
【符号の説明】
１…相関検出部、２…同相加算器、３…相関検出器、４…参照信号出力部、５…有効シンボル期間切り出し部、６…シンボル同期位置決定部、７…FFT部
Claims (6)
- １または複数のユーザの各データシンボル系列とパイロットシンボル系列が複数の各直交サブキャリアにおいて符号分割多重化されたものにガードインターバルが付加された送信信号を用いるマルチキャリアＣＤＭＡ方式におけるシンボルタイミング同期装置であって、
参照信号出力手段と同相加算器と相関検出器とシンボル同期タイミング決定手段を有し、
前記参照信号出力手段は、前記パイロットシンボル系列のみが送信されるとしたときの前記送信信号について１シンボル区間を参照信号として出力し、
前記同相加算器は、前記送信信号の前記１シンボル区間に前記ガードインターバルが付加された区間を単位周期として、前記単位周期の複数周期にわたって受信信号を同相加算し、
前記相関検出器は、前記同相加算器により同相加算された前記受信信号と前記参照信号出力手段から出力される前記参照信号との相関値を出力し、
前記シンボル同期タイミング決定手段は、前記相関検出器が出力する前記相関値の出力タイミングに基づいて、前記送信信号にシンボル同期するタイミングを決定する、
ことを特徴とするシンボルタイミング同期装置。 - １または複数のユーザの各データシンボル系列とパイロットシンボル系列が複数の各直交サブキャリアにおいて符号分割多重化されたものにガードインターバルが付加された送信信号を用いるマルチキャリアＣＤＭＡ方式におけるシンボルタイミング同期装置であって、
参照信号出力手段と同相加算器と相関検出器とシンボル同期タイミング決定手段を有し、
前記参照信号出力手段は、前記パイロットシンボル系列のみが送信されるとしたときの前記送信信号について１シンボル区間の一部の区間を参照信号として出力し、
前記同相加算器は、前記送信信号の前記１シンボル区間に前記ガードインターバルが付加された区間を単位周期として、前記単位周期の複数周期にわたって受信信号を同相加算し、
前記相関検出器は、前記同相加算器により同相加算された前記受信信号と前記参照信号出力手段から出力される前記参照信号との相関値を出力し、
前記シンボル同期タイミング決定手段は、前記相関検出器が出力する前記相関値の出力タイミングに基づいて、前記送信信号にシンボル同期するタイミングを決定する、
ことを特徴とするシンボルタイミング同期装置。 - 前記同相加算器は、同相加算の対象とする各単位周期の受信信号に対し、中央にある前記単位周期に最も大きな重みを付け、端に行くに従って小さい重みを付けて同相加算を行う、
ことを特徴とする請求項１または２に記載のシンボルタイミング同期装置。 - １または複数のユーザの各データシンボル系列とパイロットシンボル系列が複数の各直交サブキャリアにおいて符号分割多重化されたものにガードインターバルが付加された送信信号を用いるマルチキャリアＣＤＭＡ方式におけるシンボルタイミング同期方法であって、
参照信号出力ステップと同相加算ステップと相関検出ステップとシンボル同期タイミング決定ステップを有し、
前記参照信号出力ステップは、前記パイロットシンボル系列のみが送信されるとしたときの前記送信信号について１シンボル区間を参照信号として出力し、
前記同相加算ステップは、前記送信信号の前記１シンボル区間に前記ガードインターバルが付加された区間を単位周期として、前記単位周期の複数周期にわたって受信信号を同相加算し、
前記相関検出ステップは、前記同相加算ステップにより同相加算された前記受信信号と前記参照信号出力ステップから出力される前記参照信号との相関値を出力し、
前記シンボル同期タイミング決定ステップは、前記相関検出ステップが出力する前記相関値の出力タイミングに基づいて、前記送信信号にシンボル同期するタイミングを決定する、
ことを特徴とするシンボルタイミング同期方法。 - １または複数のユーザの各データシンボル系列とパイロットシンボル系列が複数の各直交サブキャリアにおいて符号分割多重化されたものにガードインターバルが付加された送信信号を用いるマルチキャリアＣＤＭＡ方式におけるシンボルタイミング同期方法であって、
参照信号出力ステップと同相加算ステップと相関検出ステップとシンボル同期タイミング決定ステップを有し、
前記参照信号出力ステップは、前記パイロットシンボル系列のみが送信されるとしたときの前記送信信号について１シンボル区間の一部の区間を参照信号として出力し、
前記同相加算ステップは、前記送信信号の前記１シンボル区間に前記ガードインターバルが付加された区間を単位周期として、前記単位周期の複数周期にわたって受信信号を同相加算し、
前記相関検出ステップは、前記同相加算ステップにより同相加算された前記受信信号と前記参照信号出力ステップから出力される前記参照信号との相関値を出力し、
前記シンボル同期タイミング決定ステップは、前記相関検出ステップが出力する前記相関値の出力タイミングに基づいて、前記送信信号にシンボル同期するタイミングを決定する、
ことを特徴とするシンボルタイミング同期方法。 - 前記同相加算ステップは、同相加算の対象とする各単位周期の受信信号に対し、中央にある前記単位周期に最も大きな重みを付け、端に行くに従って小さい重みを付けて同相加算を行う、
ことを特徴とする請求項４または５に記載のシンボルタイミング同期方法。
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