JP4632113B2 - 液晶表示装置の駆動電圧発生回路及びその方法 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は液晶表示装置(Liquid Crystal Display、以下「LCD」とする)を駆動するための集積回路に係り、LCD駆動用集積回路(以下、「LCDドライバIC」という)から駆動電圧を発生する回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
LCDは携帯用コンピュータやPDA(Personal Digital Assistant)のような携帯用通信製品や一般家電製品において多用されているディスプレイ装置であり、液晶パネル両端に印加される電圧の強さにより光透過率が変わる特性を利用してデータをディスプレイする。LCDには、大きくわけて、STN(Super Twisted Nematic)−LCDとTFT(Thin Film Transistor)−LCDとがある。STN−LCDであるかTFT−LCDであるかによりLCDの駆動方法も変わる。
【0003】
LCDドライバICはLCDの液晶パネルにデータを表示するために必要な駆動電圧を発生する役割を果たすICである。
【0004】
液晶パネルの両端には電圧を印加するための電極があり、一般的に一端の電極を共通電極、他端の電極をセグメント電極という。そして、共通電極に入力される電圧を共通電圧と言い、セグメント電極に入力される電圧をセグメント電圧と言う。
【0005】
LCDドライバICは、LCD画面に表示される文字及び/または映像をマイクロプロセッサから受信して、液晶を駆動できるセグメント電圧及び共通電圧に変換して液晶パネルに印加する。これにより文字及び/または映像のディスプレイが可能になる。
【0006】
LCDパネルの共通電極及びセグメント電極に入力される駆動電圧は一般的に6つのレベルの電圧である。駆動電圧発生回路は6つのレベルの駆動電圧を生成する回路であり、そのような駆動電圧を少量の電力消耗で効率的に生成することが重要である。
【0007】
図1は従来技術によるLCDドライバICの駆動電圧発生回路を示すブロック図であり、図1に示された回路は従来のSTN−LCDドライバICに一般的に使われる回路である。
【0008】
従来技術によるLCD駆動電圧発生回路100はDC−DCコンバータ110、電圧分配器120、発振器130を備える。
【0009】
DC−DCコンバータ110は電圧ブースタとも言われる回路であり、受信される入力電圧VCIを所定量だけ昇圧して第1駆動電圧V0を発生する。第1駆動電圧V0はLCDパネル130の駆動に必要な高電圧である。
【0010】
DC−DCコンバータ110の昇圧は、基本的にスイッチングを介してキャパシタに電荷を充電してそれをポンピングすることによりなされる。スイッチング動作に必要なスイッチング信号としては一定周期のクロック信号CKが使われる。
【0011】
クロック信号CKは発振器130において生成される。
【0012】
DC−DCコンバータ110において生成された第1駆動電圧V0は電圧分配器120によって分配されて第2〜第5駆動電圧V1〜V4として出力される。第2〜第5駆動電圧V1〜V4は第1駆動電圧V0及び接地電圧VSSと共にLCDパネル130を駆動するための電圧として使われる。
【0013】
LCDパネル130が駆動されると、パネルによって消耗される電力(または電流)のゆえに第1駆動電圧V0のレベルがディスプレイパターンに応じて変わる。すなわち、パネルによって消耗される電流量が少なければ第1駆動電圧V0のレベルがある程度一定に保持されるが、パネルによって消耗される電流量が多ければ第1駆動電圧V0のレベルがかなり下がる。
【0014】
上記の通りに、ディスプレイパターンに応じて電流消耗量が変化し、そして電流消耗量に応じて第1駆動電圧V0レベルが変化すると、ディスプレイパターンにより画面の明るさが変わるという問題が生じる。
【0015】
第1駆動電圧V0を使って第2ないし第5駆動電圧V1〜V4も生成されるので、第1駆動電圧V0を一定レベルに昇圧させて発生させることが重要である。
【0016】
ところで、従来技術による駆動電圧発生回路100のように、DC−DCコンバータ110が固定された周波数のクロック信号CKを利用する場合には効率的に昇圧動作を行えない。昇圧動作の効率性は電力消耗量とブースティング効率とに関係していて、電力消耗量が少なくてブースティング効率が高いことが望ましい。
【0017】
ブースティング効率というのは第1駆動電圧V0の目標値に対する実際の第1駆動電圧V0の比を百分率で示したものである。すなわち、所望の第1駆動電圧V0の目標値が10Vであり、LCDパネルの負荷により実際の第1駆動電圧V0のレベルが8Vに下がるならばブースティング効率は80%である。従って、LCDパネル130の負荷に関係なく第1駆動電圧V0を所望のレベルに保持させることが可能にならなければブースティング効率が改善されない。
【0018】
LCDパネル130の電流消耗量が少ない場合には、一般的に非常に低い周波数のクロック信号CKを用いても十分なブースティング効率を得られる。一方、LCDパネル130の電流消耗量が増えるほどクロック信号CKの周波数を高めなければブースティング効率が改善されない。
【0019】
ところで、従来技術による駆動電圧発生回路100は固定周波数のクロック信号CKを利用することにより、LCDパネル130の電流消耗量が少ない場合にはDC−DCコンバータ110での不必要な電流消耗を発生させる。一般的に、クロック信号CKの周波数が高ければDC−DCコンバータ110自体で消耗される電流がさらに多くなるためである。
【0020】
一方、LCDパネル130の電流消耗量が非常に多い場合には、相対的に高い周波数のクロック信号CKが必要であるが、従来技術による駆動電圧発生回路100は固定された周波数のクロック信号CKでブースティングすることにより、第1駆動電圧V0レベルの降下が大きくなり、結果的にディスプレイの質を下げる。
【0021】
【発明が解決しようとする課題】
よって、本発明がなそうとする技術的課題は、電力使用を減らしてブースティング効率を改善することにより、LCDパネルの電流消耗量が増えてもディスプレイ画面の質が下がらないようにするLCD駆動電圧発生回路を提供することである。
【0022】
本発明がなそうとする他の技術的課題は、前記LCD駆動電圧発生回路に適用されるLCD駆動電圧発生法を提供することである。
【0023】
【課題を解決するための手段】
上記技術的課題を達成するためになされた本発明による液晶表示装置の駆動電圧発生回路は、液晶表示装置を駆動するための駆動電圧を発生する回路において、クロック信号に応じて入力電圧を昇圧して第1駆動電圧を出力するDC−DCコンバータと、所定の制御電圧のレベルに応じた可変の周波数を有する前記クロック信号を発する電圧制御発振器と、所定の基準電圧と前記第1駆動電圧を反映するフィードバック電圧との差を利用して前記制御電圧を発生する制御電圧発生器とを備え、前記駆動電圧発生回路は、前記フィードバック電圧と前記基準電圧とを比較してイネーブル信号を発する比較器をさらに備え、前記DC−DCコンバータは前記イネーブル信号に応じて動作することを特徴とする。
【0024】
望ましくは、前記駆動電圧発生回路は前記第1駆動電圧を分配して前記フィードバック電圧を発生するフィードバック電圧分配器をさらに備える。
【0030】
【発明の実施の形態】
本発明とその動作上のメリット及び本発明の実施により達成される目的を十分に理解するためには本発明の望ましい実施形態を例示する添付図面及びそれに関連する説明を参照しなければならない。
【0031】
以下、添付した図面を参照して本発明の望ましい実施形態を説明することにより、本発明を詳細に説明する。各図面に提示された同じ参照符号は同じ構成要素を示す。
【0032】
図面を参照して本発明の実施形態を説明する前に、電圧のブースティングに使われるクロック信号の周波数に対するブースティング効率の関係を考察する。クロック信号の周波数をブースティング周波数とも言う。
【0033】
図2はクロック信号の周波数FCKによるLCDパネルの電流消耗量ILOADに対するブースティング効率の関係を示す図面である。図2を参照すれば、クロック信号の周波数FCKがいかなる値を有しても、電流消耗量ILOADが増えればブースティング効率が下がる。しかし、クロック信号の周波数FCKが390KHzである場合における電流消耗量ILOADの増加によるブースティング効率の降下は、クロック信号の周波数FCKが230KHzである場合における電流消耗量ILOADの増加によるブースティング効率の減少に比べてはるかに少ない。すなわち、クロック信号の周波数FCKが230KHzである場合には電流消耗量ILOADの増加により第1駆動電圧V0のレベルが相当に低下するのに対して、クロック信号の周波数FCKが390KHzである場合には電流消耗量ILOADの増加による第1駆動電圧V0のレベルの低下は少ない。すなわち、LCDパネルの電流消耗量ILOADが多い場合にはブースティング周波数FCKを高くしなければブースティング効率が改善されない。
【0034】
一方、LCDパネルの電流消耗量ILOADが非常に少ない場合にはブースティング効率はブースティング周波数FCKにあまり影響を受けない。
【0035】
図2に示された実験結果から、LCDパネルの電流消耗量ILOADによりブースティング周波数FCKを可変にすることがブースティング効率面と電力消耗面とで効果的であることが分かる。
【0036】
従って、本発明はLCDパネルの負荷が変わっても駆動電圧のレベルは一定に保持されるように、LCDパネルの負荷(すなわち、電流消耗量)に応じてブースティング周波数FCKを最適に変更する。
【0037】
最も理想的な場合は図3に示されたように、電流消耗量ILOADが変わってもブースティング効率の特性低下が現れず、第1駆動電圧V0のレベルが一定に保持されることである。
【0038】
図4は本発明の一実施例によるLCD駆動電圧発生回路200を示すブロック図である。
【0039】
図4を参照すれば、本発明の一実施形態による駆動電圧発生回路200は、DC−DCコンバータ210、駆動電圧分配器220、フィードバック電圧分配器230、基準電圧発生器240、比較器250、制御電圧発生器260及び電圧制御発振器270を備える。
【0040】
DC−DCコンバータ210は入力電圧VCIを受けてこれを昇圧し、第1駆動電圧V0を発生する。DC−DCコンバータ210はイネーブル信号ENにより昇圧動作がイネーブルされ。クロック信号CKに応じて電荷をポンピングすることにより入力電圧VCIを昇圧する。DC−DCコンバータ210は入力電圧VCIをその所定倍数(以下、ブースティング倍数という)の電圧に昇圧できるように構成される。
【0041】
例えば、入力電圧が3Vであり、ブースティング倍数が4になるべくDC−DCコンバータ210が具現されれば、DC−DCコンバータ210は最大12Vの第1駆動電圧V0を発生できる。ところで、LCDパネルにおいて必要とする第1駆動電圧V0が前記最大電圧の12Vより低い9Vであると仮定すると、LCDパネル駆動に必要な高電圧は9Vであるので、12Vまで昇圧することは不必要な電力消耗をもたらす。
【0042】
従って、不必要な電力消耗を減らすために、第1駆動電圧V0が目標値の9Vになれば昇圧動作を止めることが必要である。
【0043】
上記の通りに、必要時、すなわち第1駆動電圧V0が目標値より低い場合にだけ昇圧動作を行うために、DC−DCコンバータ210はイネーブル信号ENの活性化に応じて動作するように構成される。
【0044】
比較器250は、フィードバック電圧VFBと基準電圧VREFとを比較して、DC−DCコンバータ210に昇圧動作を行わせるか否かを制御するイネーブル信号ENを発生する。比較器250は第1駆動電圧V0を反映するフィードバック電圧VFBが基準電圧VREFに比べて低い時に活性化されるイネーブル信号ENを発生する。イネーブル信号ENはDC−DCコンバータ210に入力されてDC−DCコンバータ210を動作させるか否かを制御する。フィードバック電圧VFBは第1駆動電圧V0を分配して発生することが望ましい。
【0045】
DC−DCコンバータ210の昇圧動作に必要なクロック信号CKは電圧制御発振器270から出力される。
【0046】
電圧制御発振器270は制御電圧VCONのレベルに応じた可変の周波数を有するクロック信号CKを発生する。制御電圧VCONは制御電圧発生器260より発生する。制御電圧VCONのレベルは第1駆動電圧V0を反映するフィードバック電圧VFBと基準電圧VREFとの差により変化する。
【0047】
第1駆動電圧V0を分配してフィードバック電圧VFBを発生する役割はフィードバック電圧分配器230により行われる。すなわち、フィードバック電圧分配器230は第1駆動電圧V0を分配してフィードバック電圧VFBを生成し、これを比較器250及び制御電圧発生器260に提供する。
【0048】
基準電圧発生器240は比較器250及び制御電圧発生器260に入力される基準電圧VREFを発生する。基準電圧発生器240は電源電圧及び温度などに鈍感に設計されることが望ましい。
【0049】
駆動電圧分配器220は第1駆動電圧V0を受信して分配し、第2ないし第5駆動電圧V1〜V4を出力する。第1ないし第5駆動電圧V0〜V4及び接地電圧VSSは液晶パネルに入力される。上記の通りに6種類の電圧V0〜V4,VSSが液晶パネルを駆動するために使われる。
【0050】
図5は本発明の一実施例による駆動電圧発生回路200を詳細に示す図面である。DC−DCコンバータ210の詳細な構成は図6に示される。
【0051】
まず図5を参照すれば、駆動電圧分配器220は第1〜第5分配抵抗R1〜R5及び第1〜第4電圧フォロア221〜224を含む。第1〜第5分配抵抗R1〜R5は第1駆動電圧V0と接地電圧VSSとの間に直列に連結される。第1分配抵抗R1は第1駆動電圧V0と第1ノードN1との間に、第2分配抵抗R2は第1ノードN1と第2ノードN2との間に、第3分配抵抗R3は第2ノードN2と第3ノードN3との間に、第4分配抵抗R4は第3ノードN3と第4ノードNとの4間に、そして、第5分配抵抗R5は第4ノードN4と接地電圧VSSとの間に位置する。各ノードN1〜N4の電圧は該当する電圧フォロア221〜224を介してそれぞれ第2,第3,第4及び第5駆動電圧V1〜V4として出力される。
【0052】
従って、第2ないし第5駆動電圧V1〜V4は第1駆動電圧V0と接地電圧VSSとの間のレベルを有する電圧になる。
【0053】
フィードバック電圧分配器230は2つの分配抵抗Ra,Rbを含む。フィードバック電圧分配器230において発生するフィードバック電圧VFBは第1駆動電圧V0,分配抵抗値Ra,Rbの比により決まる。
【0054】
分配抵抗値Ra,Rbは第1駆動電圧V0が所定の目標値である時、フィードバック電圧VFBと基準電圧VREFとが同じになるように設定されることが望ましい。
【0055】
基準電圧発生器240は正端子(+)でバイアス電圧VBIASを受けて、負端子(−)では出力電圧である基準電圧VREFが2つの抵抗R6,R7により分配された電圧を受ける演算増幅器241を利用して構成される。
【0056】
比較器250は正端子(+)ではフィードバック電圧VFBを、負端子(−)では基準電圧VREFをそれぞれ受けて、フィードバック電圧VFBが基準電圧VREFより高い時はハイレベルのイネーブル信号ENを、フィードバック電圧VFBが基準電圧VREFより低い時はローレベルのイネーブル信号ENを出力する。DC−DCコンバータ210はローレベルのイネーブル信号ENに応じて昇圧動作を行う。
【0057】
従って、比較器250はフィードバック電圧VFBが基準電圧VREFに比べて低い場合に、DC−DCコンバータ210をイネーブルにするイネーブル信号ENを発生する。フィードバック電圧VFBが基準電圧VREFより低いということは第1駆動電圧V0が所望の目標値より低いということを意味する。従って、第1駆動電圧V0が目標値より低い場合はイネーブル信号ENがローレベルに活性化され、これによりDC−DCコンバータ210が昇圧動作を行い、第1駆動電圧V0を高める。DC−DCコンバータ210の昇圧動作により第1駆動電圧V0が目標値より高くなると、フィードバック電圧VFBが基準電圧VREFより高くなり、これによりイネーブル信号ENが非活性化されてDC−DCコンバータ210の昇圧動作が中断される。
【0058】
制御電圧発生器260は電圧増幅器261、2つのバッファ262a,262bを含む。バッファ262a,262bはフィードバック電圧VFBと基準電圧VREFとをそれぞれバッファリングする。電圧増幅器261は基準電圧VREFとフィードバック電圧VFBとの差に比例する電圧を発生する。従って、フィードバック電圧VFBが基準電圧VREFに比べて低いほど高いレベルの制御電圧VCONが発生する。フィードバック電圧VFBが基準電圧VREFより低いということは第1駆動電圧V0が目標値より低いということを意味する。また、第1駆動電圧V0が目標値より低いということは、それだけLCDパネルの負荷が多いということを意味する。
【0059】
電圧増幅器261は正端子(+)では基準電圧VREFを受け、負端子(−)ではフィードバック電圧VFBを受ける演算増幅器より構成されうる。
【0060】
電圧増幅器261から出力された制御電圧VCONは電圧制御発振器270に入力される。
【0061】
電圧制御発振器270は入力される制御電圧VCONのレベルに応じた可変の周波数を有するクロック信号CKを発生する。すなわち、制御電圧VCONのレベルが高いほど高周波数のクロック信号CKが、制御電圧VCONのレベルが低いほど低周波数のクロック信号CKが生成され出力される。電圧制御発振器270の詳細な構成は図5に示される。
【0062】
まず、図6を参照してDC−DCコンバータ210の詳細な構成を説明する。図6に示されたDC−DCコンバータ210は一構成例であり、本発明のDC−DCコンバータ210の構成が図6に示された例に限定されないことは自明である。
【0063】
DC−DCコンバータ210は一つ以上のスイッチ及びキャパシタを含む。図6に示されたDC−DCコンバータ210は4つのスイッチ及び4つのキャパシタを含む。説明の便宜上、DC−DCコンバータ210に含まれる4つのスイッチを第1〜第4スイッチS1〜S4、4つのキャパシタを第1〜第4キャパシタCC1〜CC4とする。
【0064】
第1〜第4スイッチS1〜S4はゲートにスイッチング信号を受けるMOSトランジスタであることが望ましいが、ここではPMOSトランジスタより構成される。
【0065】
第1〜第4スイッチS1〜S4は入力電圧VCI端子と出力電圧(すなわち、第1駆動電圧V0)端子間に直列に連結される。そして、第1〜第4スイッチS1〜S4の一端子には第1〜第4キャパシタCC1〜CC4がそれぞれ連結される。
【0066】
第1及び第3スイッチS1,S3のスイッチング信号としてクロック信号CKが入力され、第2及び第4スイッチS2,S4のスイッチング信号として反転クロック信号CKBが入力される。そして、第1及び第3キャパシタCC1,CC3の一端子にはクロック信号CKが入力され、第2及び第4キャパシタCC2,CC4の一端子には反転クロック信号CKBが入力される。
【0067】
そして、クロック信号CKは接地電圧VSSと入力電圧VCIレベル間をスイングする信号であることが望ましい。
【0068】
上記のようにDC−DCコンバータ210を構成することにより、第1スイッチングノード211の電圧レベルは入力電圧がVCIレベルである場合に、その入力電圧レベルの2倍の2VCIの間をスイングし、第2スイッチングノード212の電圧レベルは2×入力電圧レベル2VCIと3×入力電圧レベル3VCIとの間をスイングし、第3スイッチングノード213の電圧レベルは3×入力電圧レベル3VCIと4×入力電圧レベル4VCIとの間をスイングする。第3スイッチングノード213の交流電圧は第4キャパシタCC4により直流電圧に変換されて第1駆動電圧V0として出力される。従って、第1駆動電圧V0レベルは入力電圧VCIレベルに比べて3倍ほどとなる。すなわち、図6に示されたDC−DCコンバータ210はブースティング倍数が約3倍になるように設計された回路である。
【0069】
ブースティング倍数は段数により調節されうる。ここで、段数とはクロック信号CKまたは反転クロック信号CKBに連結されるキャパシタ数と考えることができ、図6での段数は3である。
【0070】
図7は図4に示された電圧制御発振器270の一構成例を示す回路図である。電圧制御発振器を構成する方法は様々であるが、本発明の実施例では電圧により値が変わる抵抗を利用し、インバータチェーンの出力ノードでの有効キャパシタンス値を可変にするリング発振器状の電圧制御発振器270が使われる。
【0071】
図7を参照すれば、電圧制御発振器270は複数(ここでは、3つ)のインバータ271,272,273が直列に連結されるインバータチェーンと各インバータの出力ノードに連結される複数(ここでは、3)の抵抗RM1,RM2,RM3及び各抵抗RM1,RM2,RM3と接地電圧間に形成される複数(ここでは、3)のキャパシタCP1,CP2,CP3を含む。
【0072】
インバータチェーンの出力がブースティング周波数FCKを有するクロック信号CKである。インバータチェーンの出力は再びインバータチェーンの入力になる。そして、抵抗RM1,RM2,RM3はそのゲートには制御電圧VCONが、そのドレーンはインバータの出力ノードに、そのソースはキャパシタLCP1,CP2,CP3の一端子にそれぞれ連結されるNMOSトランジスタであることが望ましい。NMOSトランジスタRM1,RM2,RM3それぞれはゲートに印加される制御電圧VCONのレベルが高いほど抵抗値が小さく、制御電圧VCONのレベルが低いほど抵抗値が大きい。制御電圧VCONのレベルが変化すると、それにつれてインバータ出力ノードにおける有効キャパシタンスも変化する。
【0073】
上記のように制御電圧VCONにより抵抗値が変化し有効キャパシタンスが変化すると、インバータの入力信号に対比した出力信号の遅延値が変化する。従って、インバータチェーンから出力されるクロック信号CKの周波数が可変になる。
【0074】
制御電圧VCONが高ければ抵抗値が小さくなり、これにより遅延時間が短くなるので、クロック信号CKの周波数は高くなる。一方、制御電圧VCONが低ければ、抵抗値が大きくなり、これにより遅延時間が長くなってクロック信号CKの周波数は低くなる。
【0075】
図8は図5に示された制御電圧発生器260の電圧増幅器261の特性を示す図面である。これを参照すれば、電圧増幅器261は基準電圧VREFとフィードバック電圧VFBとの差電圧VDに比例してレベルが高くなる制御電圧VCONを発生する。このグラフの傾きを電圧利得(Av)という。
【0076】
図9は図4に示された電圧制御発振器270の特性を示す図面である。これを参照すれば、電圧制御発振器270から出力されるクロック信号の周波数FCKは入力される制御電圧VCONに比例する。グラフの傾きを電圧−周波数感度(Kv)という。
【0077】
制御電圧発生器260の電圧増幅器261の電圧利得(Av)と電圧制御発振器270の電圧−周波数感度(Kv)とによりクロック信号の周波数FCKの可変範囲が決まる。ブースティング周波数FCKの可変範囲を狭くしたい場合、制御電圧発生器260の電圧増幅器の電圧利得(Av)を小さく設定すれはよく、特定の場合に減衰器として使われうる。
【0078】
図10はクロック信号の周波数FCKに対するブースティング効率特性を示す図面である。図10を参照すれば、ある程度の周波数(ここでは、F2)まではクロック信号の周波数FCKが高くなるほどブースティング効率が改善される。ブースティング効率というのは、前述のように、第1駆動電圧V0の目標値に対する実際の第1駆動電圧V0の比を百分率で示したものである。
【0079】
図10を参照すれば、クロック信号の周波数FCKが所定の臨界値を超えると、ブースティング周波数FCKが高くなってもブースティング効率が上がらずに停滞するか、むしろさらに下がる。これは、クロック信号の周波数FCKが過度に高くなるとDC−DCコンバータ210の昇圧効率がさらに下がるためである。すなわち、ブースティング周波数FCKが高くなるにつれてDC−DCコンバータ210において消耗される自体電流も増えることにより生じる効率低下が一層支配的に現れるようになり、ブースティング周波数FCKを高くしてもそれ以上の効率改善がなされない臨界値に達する。
【0080】
従って、クロック信号の周波数FCKは図10に示されたように線形範囲(F1〜F2)内に調節されることが望ましい。クロック信号CKの周波数範囲は前述のように、図8及び図9に示された電圧利得(Av)及び/または電圧−周波数感度(Kv)を調整することにより調節されうる。
【0081】
本発明は図面に示された一実施形態を参考に説明されたがそれは例示的なものに過ぎず、本技術分野の当業者ならばそれから多様な変形及び均等な他の実施形態が可能であるという点が理解されるであろう。従って、本発明の真の技術的保護範囲は特許請求の範囲の技術的思想に基づいて決まるべきである。
【0082】
【発明の効果】
本発明によれば、例えば、文字だけのディスプレイのようにLCDパネルの電流消耗量が少ない場合には既存の固定ブースティング周波数とは異なって非常に低いブースティング周波数でDC−DCコンバータを動作させることにより、DC−DCコンバータ自体において消耗される電流損失を減らすことができる。一方、映像、特に動画のディスプレイのようにLCDパネルの電流消耗量が多い場合には、ブースティング周波数を高くして駆動電圧のレベルが下がらないようにすることで、ブースティング効率を改善する効果がある。
【0083】
従って、本発明によれば、電力使用が減ってブースティング効率が改善され、LCDパネルの電流消耗量が増えもディスプレイ画面の質が下がらない。
【図面の簡単な説明】
【図1】従来技術によるLCDドライバICの駆動電圧発生回路を示すブロック図である。
【図2】本発明の概念を説明するための図面であり、クロック信号の周波数によるLCDパネルの電流消耗量に対するブースティング効率の関係を示す図面である。
【図3】本発明の概念を説明するための図面であり、理想的なLCDパネルの電流消耗量に対する第1駆動電圧レベルを示す図面である。
【図4】本発明の一実施形態によるLCD駆動電圧発生回路を示すブロック図である。
【図5】本発明の一実施形態による駆動電圧発生回路を詳細に示す図面である。
【図6】図4に示されたDC−DCコンバータの詳細な構成を示す回路図である。
【図7】図4に示された電圧制御発振器の詳細な構成を示す回路図である。
【図8】図5に示された電圧増幅器の特性を示す図面である。
【図9】図4に示された電圧制御発振器の特性を示す図面である。
【図10】図4に示された駆動電圧発生回路でのクロック信号の周波数に対するブースティング効率特性を示す図面である。
【符号の説明】
200 駆動電圧発生回路
CK クロック信号
EN イネーブル信号
V0〜4 第1〜5駆動電圧
VCI 入力電圧
VCON 制御電圧
VFB フィードバック電圧
VREF 基準電圧
Claims (7)
- 液晶表示装置を駆動するための駆動電圧を発生する回路において、
クロック信号に応じて入力電圧を昇圧して第1駆動電圧を出力するDC−DCコンバータと、
所定の制御電圧のレベルに応じた可変の周波数を有する前記クロック信号を発する電圧制御発振器と、
所定の基準電圧と前記第1駆動電圧を反映するフィードバック電圧との差を利用して前記制御電圧を発生する制御電圧発生器とを備え、
前記駆動電圧発生回路は、前記フィードバック電圧と前記基準電圧とを比較してイネーブル信号を発する比較器をさらに備え、
前記DC−DCコンバータは前記イネーブル信号に応じて動作することを特徴とする液晶表示装置の駆動電圧発生回路。 - 前記駆動電圧発生回路は、前記第1駆動電圧を分配して前記フィードバック電圧を発生するフィードバック電圧分配器をさらに備えることを特徴とする請求項1に記載の液晶表示装置の駆動電圧発生回路。
- 前記制御電圧発生器は、前記基準電圧と前記フィードバック電圧との差を増幅する電圧増幅器を含むことを特徴とする請求項1に記載の液晶表示装置の駆動電圧発生回路。
- 前記駆動電圧発生回路は、前記第1駆動電圧を分配し、前記第1駆動電圧及び接地電圧と共に液晶表示装置に入力される第2ないし第5駆動電圧を出力する駆動電圧分配器をさらに備えることを特徴とする請求項1に記載の液晶表示装置の駆動電圧発生回路。
- 前記DC−DCコンバータは、第1スイッチング信号に応じて開閉される一つ以上の第1スイッチと、
第1スイッチング信号の反転信号を反映する第2スイッチング信号に応じて開閉される一つ以上の第2スイッチと、
前記第1スイッチ及び前記クロック信号の端子間に形成される一つ以上の第1キャパシタと、
前記第2スイッチ及び前記クロック信号の反転信号を反映する信号の端子間に形成される一つ以上の第2キャパシタとを含むことを特徴とする請求項1に記載の液晶表示装置の駆動電圧発生回路。 - 前記電圧制御発振器は、複数のインバータが直列に連結されるインバータチェーンと、
前記複数のインバータの各出力端子にそれぞれ電気的に接続され、前記制御電圧に応じてその抵抗値が変化する複数の抵抗と、
前記複数の抵抗と接地電圧間にそれぞれ形成される複数のキャパシタとを含むことを特徴とする請求項1に記載の液晶表示装置の駆動電圧発生回路。 - 前記複数の抵抗のそれぞれは、そのゲートに前記制御電圧が印加されるMOSトランジスタであることを特徴とする請求項6に記載の液晶表示装置の駆動電圧発生回路。
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