JPH11252903A - 電源回路 - Google Patents
電源回路Info
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- JPH11252903A JPH11252903A JP10051166A JP5116698A JPH11252903A JP H11252903 A JPH11252903 A JP H11252903A JP 10051166 A JP10051166 A JP 10051166A JP 5116698 A JP5116698 A JP 5116698A JP H11252903 A JPH11252903 A JP H11252903A
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- switching regulator
- power supply
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
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- G—PHYSICS
- G09—EDUCATION; CRYPTOGRAPHY; DISPLAY; ADVERTISING; SEALS
- G09G—ARRANGEMENTS OR CIRCUITS FOR CONTROL OF INDICATING DEVICES USING STATIC MEANS TO PRESENT VARIABLE INFORMATION
- G09G3/00—Control arrangements or circuits, of interest only in connection with visual indicators other than cathode-ray tubes
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- G09G3/36—Control arrangements or circuits, of interest only in connection with visual indicators other than cathode-ray tubes for presentation of an assembly of a number of characters, e.g. a page, by composing the assembly by combination of individual elements arranged in a matrix no fixed position being assigned to or needed to be assigned to the individual characters or partial characters by control of light from an independent source using liquid crystals
- G09G3/3611—Control of matrices with row and column drivers
- G09G3/3696—Generation of voltages supplied to electrode drivers
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- G—PHYSICS
- G09—EDUCATION; CRYPTOGRAPHY; DISPLAY; ADVERTISING; SEALS
- G09G—ARRANGEMENTS OR CIRCUITS FOR CONTROL OF INDICATING DEVICES USING STATIC MEANS TO PRESENT VARIABLE INFORMATION
- G09G2320/00—Control of display operating conditions
- G09G2320/02—Improving the quality of display appearance
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 コモン側の駆動電圧であるVH、VL、V1
の電圧関係が|VH−V1|=|V1−VL|を満足す
るようにすること。 【解決手段】 2つのスイッチングレギュレータからな
り、1つのスイッチングレギュレータの出力電圧を抵抗
で分割し、該分割した電圧または分割した電圧をバッフ
ァした電圧を他方のスイッチングレギュレータの基準電
圧とする。
の電圧関係が|VH−V1|=|V1−VL|を満足す
るようにすること。 【解決手段】 2つのスイッチングレギュレータからな
り、1つのスイッチングレギュレータの出力電圧を抵抗
で分割し、該分割した電圧または分割した電圧をバッフ
ァした電圧を他方のスイッチングレギュレータの基準電
圧とする。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】この発明は、液晶表示装置を
駆動する為の電源回路に関する。特にその中でもコモン
側の電圧を供給する電源回路に関する。
駆動する為の電源回路に関する。特にその中でもコモン
側の電圧を供給する電源回路に関する。
【0002】
【従来の技術】従来の液晶表示装置を駆動する為の電源
回路としては、図4の回路図に示されるようなスイッチ
ングレギュレータを使用した電源回路が知られていた。
即ち、スイッチングレギュレータとトランスを使用して
コモン側の駆動電圧に必要な正負の電源を得ていた。
回路としては、図4の回路図に示されるようなスイッチ
ングレギュレータを使用した電源回路が知られていた。
即ち、スイッチングレギュレータとトランスを使用して
コモン側の駆動電圧に必要な正負の電源を得ていた。
【0003】
【発明が解決しようとする課題】マルチラインアドレッ
シング(MLA)等の駆動方法を用いた液晶表示装置にお
いては図3のようにコモン側の駆動電圧であるVH、V
L、V1の電圧関係がVH−V1=V1−VLを満足し
なければならない。この等式を満足しなくなると尾引き
等が起こり表示品質を損なう原因となる。しかし、従来
の電源回路ではトランスの巻線比の精度が得られにくい
為前式を満足する事が難しくなるという問題点があっ
た。
シング(MLA)等の駆動方法を用いた液晶表示装置にお
いては図3のようにコモン側の駆動電圧であるVH、V
L、V1の電圧関係がVH−V1=V1−VLを満足し
なければならない。この等式を満足しなくなると尾引き
等が起こり表示品質を損なう原因となる。しかし、従来
の電源回路ではトランスの巻線比の精度が得られにくい
為前式を満足する事が難しくなるという問題点があっ
た。
【0004】
【課題を解決するための手段】このような問題点を解決
するために、2つのスイッチングレギュレータを用い
て、1つのスイッチングレギュレータの出力電圧を抵抗
で分割し、該分割した電圧または分割した電圧をバッフ
ァした電圧を他方のスイッチングレギュレータの基準電
圧とすることによって、また1つのスイッチングレギュ
レータの出力電圧を抵抗で分割し、該分割した電圧、ま
たは分割した電圧をバッファした電圧を他方のチャージ
ポンプ型スイッチングレギュレータの電源電圧または入
力電源電圧とすることによって、VH−V1=V1−V
Lの関係を精度良く満足する電源回路を供給する。
するために、2つのスイッチングレギュレータを用い
て、1つのスイッチングレギュレータの出力電圧を抵抗
で分割し、該分割した電圧または分割した電圧をバッフ
ァした電圧を他方のスイッチングレギュレータの基準電
圧とすることによって、また1つのスイッチングレギュ
レータの出力電圧を抵抗で分割し、該分割した電圧、ま
たは分割した電圧をバッファした電圧を他方のチャージ
ポンプ型スイッチングレギュレータの電源電圧または入
力電源電圧とすることによって、VH−V1=V1−V
Lの関係を精度良く満足する電源回路を供給する。
【0005】
【発明の実施の形態】本発明は2つのスイッチングレギ
ュレータからなり、1つのスイッチングレギュレータの
出力電圧を抵抗で分割し、該分割した電圧または分割し
た電圧をバッファした電圧を他方のスイッチングレギュ
レータの基準電圧としたものである。
ュレータからなり、1つのスイッチングレギュレータの
出力電圧を抵抗で分割し、該分割した電圧または分割し
た電圧をバッファした電圧を他方のスイッチングレギュ
レータの基準電圧としたものである。
【0006】
【実施例】図1は本発明の第1の実施例を示す電源回路
図である。昇圧型スイッチングレギュレータ101と反
転型スイッチングレギュレータ102によりそれぞれ図
3のVH、V1、VL電圧が作られている。昇圧型スイ
ッチングレギュレータ101はインダクタ103とダイ
オード104とFET105と誤差増幅器106と制御
回路107と基準電圧108と帰還抵抗109、110
とから構成されている。これは昇圧チョッパ型スイッチ
ングレギュレータとして知られている回路である。また
反転型スイッチングレギュレータ102はFET111
とダイオード112とインダクタ113と誤差増幅器1
14と制御回路115と帰還抵抗116、117から構
成されている。これは反転チョッパ型スイッチングレギ
ュレータとして知られている回路である。またVH電圧
を分割抵抗118、119で分割してその接続点から図
3のV1電圧を作り出している。さらにV1電圧はバッ
ファ回路120を通して誤差増幅器114の+側端子に
入力されている。
図である。昇圧型スイッチングレギュレータ101と反
転型スイッチングレギュレータ102によりそれぞれ図
3のVH、V1、VL電圧が作られている。昇圧型スイ
ッチングレギュレータ101はインダクタ103とダイ
オード104とFET105と誤差増幅器106と制御
回路107と基準電圧108と帰還抵抗109、110
とから構成されている。これは昇圧チョッパ型スイッチ
ングレギュレータとして知られている回路である。また
反転型スイッチングレギュレータ102はFET111
とダイオード112とインダクタ113と誤差増幅器1
14と制御回路115と帰還抵抗116、117から構
成されている。これは反転チョッパ型スイッチングレギ
ュレータとして知られている回路である。またVH電圧
を分割抵抗118、119で分割してその接続点から図
3のV1電圧を作り出している。さらにV1電圧はバッ
ファ回路120を通して誤差増幅器114の+側端子に
入力されている。
【0007】次にその動作を説明する。昇圧型スイッチ
ングレギュレータ101が発生する電圧VHは基準電圧
108の電圧値Vrefと帰還抵抗109の抵抗値R1、帰
還抵抗110の抵抗値R2により式(1)のように決ま
る。 VH=Vref・(R1+R2)/R2 (1) またV1電圧は分割抵抗118の抵抗値R5と分割抵抗
119の抵抗値R6により式(2)のように決まる。
ングレギュレータ101が発生する電圧VHは基準電圧
108の電圧値Vrefと帰還抵抗109の抵抗値R1、帰
還抵抗110の抵抗値R2により式(1)のように決ま
る。 VH=Vref・(R1+R2)/R2 (1) またV1電圧は分割抵抗118の抵抗値R5と分割抵抗
119の抵抗値R6により式(2)のように決まる。
【0008】 V1=VH・R6/(R5+R6) (2) V1電圧はバッファ120によりインピーダンス変換さ
れ同じ電圧V1が誤差増幅器114の+側端子に入力さ
れる為、反転型スイッチングレギュレータ102で生成
される電圧VLは帰還抵抗116の一端がVH電圧に接
続されているので式(3)のように決まる。
れ同じ電圧V1が誤差増幅器114の+側端子に入力さ
れる為、反転型スイッチングレギュレータ102で生成
される電圧VLは帰還抵抗116の一端がVH電圧に接
続されているので式(3)のように決まる。
【0009】 VL=−(VH−V1)・R4/R3+V1 (3) ここでR3は帰還抵抗116の抵抗値、R4は帰還抵抗
117の抵抗値でありR3=R4のように設定すればV
L電圧は−VH+2V1となる。すなわちVH−V1=
V1−VLの関係を満足することができる。さらに昇圧
型スイッチングレギュレータ101と反転型スイッチン
グレギュレータ102とともにR3とR4を集積回路化
すればR3=R4はかなり精度良く作る事が出来る為、
VH−V1=V1−VLの関係は0.1%程度の誤差で
満足することができる。これは図4の様なトランスを使
用しての電源回路では不可能な値である。
117の抵抗値でありR3=R4のように設定すればV
L電圧は−VH+2V1となる。すなわちVH−V1=
V1−VLの関係を満足することができる。さらに昇圧
型スイッチングレギュレータ101と反転型スイッチン
グレギュレータ102とともにR3とR4を集積回路化
すればR3=R4はかなり精度良く作る事が出来る為、
VH−V1=V1−VLの関係は0.1%程度の誤差で
満足することができる。これは図4の様なトランスを使
用しての電源回路では不可能な値である。
【0010】さらに液晶表示装置ではコントラストを調
整する為にVH電圧値を可変する事がある。この場合、
図1の回路ではR1またはR2の抵抗値を変えればこの
目的を達せられる。この時VL電圧も連動して変わらな
ければならないが、図1の回路構成ならばVH電圧から
VL電圧を作り出している為これが可能である。また図
1ではバッファ回路120を用いているが分割抵抗11
8、119の抵抗値が誤差増幅器114の入力インピー
ダンスに比較して低ければ省略しても良い。さらに図1
ではV1電圧をVH電圧から分割抵抗で作り出している
が、それにこだわらずV1電圧を他の電源から供給して
も本発明の目的の1つであるVH−V1=V1−VLの
関係を精度良く得ることを満足することができる。
整する為にVH電圧値を可変する事がある。この場合、
図1の回路ではR1またはR2の抵抗値を変えればこの
目的を達せられる。この時VL電圧も連動して変わらな
ければならないが、図1の回路構成ならばVH電圧から
VL電圧を作り出している為これが可能である。また図
1ではバッファ回路120を用いているが分割抵抗11
8、119の抵抗値が誤差増幅器114の入力インピー
ダンスに比較して低ければ省略しても良い。さらに図1
ではV1電圧をVH電圧から分割抵抗で作り出している
が、それにこだわらずV1電圧を他の電源から供給して
も本発明の目的の1つであるVH−V1=V1−VLの
関係を精度良く得ることを満足することができる。
【0011】さらには図1では昇圧型スイッチングレギ
ュレータ101でVH電圧を作り、その後反転型スイッ
チングレギュレータ102でVL電圧を作り出す構成に
しているが、逆に反転型スイッチングレギュレータ10
2でVL電圧を作り、その後昇圧型スイッチングレギュ
レータ101でVH電圧を作り出しても目的は達せられ
る。この場合反転型スイッチングレギュレータ102の
誤差増幅器114に基準電圧108を与え、昇圧型スイ
ッチングレギュレータ101の基準電圧に他の電源等か
ら供給されるV1電圧を用いればよい。
ュレータ101でVH電圧を作り、その後反転型スイッ
チングレギュレータ102でVL電圧を作り出す構成に
しているが、逆に反転型スイッチングレギュレータ10
2でVL電圧を作り、その後昇圧型スイッチングレギュ
レータ101でVH電圧を作り出しても目的は達せられ
る。この場合反転型スイッチングレギュレータ102の
誤差増幅器114に基準電圧108を与え、昇圧型スイ
ッチングレギュレータ101の基準電圧に他の電源等か
ら供給されるV1電圧を用いればよい。
【0012】また本発明では昇圧、反転させる手段は本
質ではないので、反転型スイッチングレギュレータと昇
圧型スイッチングレギュレータを共にチャージポンプ型
スイッチングレギュレータで構成しても同様な効果が得
られる。図2は本発明の第2の実施例を示す電源回路図
である。昇圧型スイッチングレギュレータ101とチャ
ージポンプ型スイッチングレギュレータ121によりそ
れぞれ図3のVH、V1、VL電圧が作られている。昇
圧型スイッチングレギュレータ101はインダクタ10
3とダイオード104とFET105と誤差増幅器10
6と制御回路107と基準電圧108と帰還抵抗10
9、110とから構成されている。チャージポンプ型ス
イッチングレギュレータ121は発振回路122とイン
バータ123、124、125とFET126、127と
コンデンサ128、129とから構成される。またVH
電圧を分割抵抗118、119で分割してその接続点か
ら図3のV1電圧を作り出している。さらにV1電圧は
バッファ回路120を通してチャージポンプ型スイッチ
ングレギュレータの入力電源電圧として使用されると同
時にインバータ125の電源電圧としても使用されてい
る。その他のインバータの電源電圧はVHとVLから供
給されている。
質ではないので、反転型スイッチングレギュレータと昇
圧型スイッチングレギュレータを共にチャージポンプ型
スイッチングレギュレータで構成しても同様な効果が得
られる。図2は本発明の第2の実施例を示す電源回路図
である。昇圧型スイッチングレギュレータ101とチャ
ージポンプ型スイッチングレギュレータ121によりそ
れぞれ図3のVH、V1、VL電圧が作られている。昇
圧型スイッチングレギュレータ101はインダクタ10
3とダイオード104とFET105と誤差増幅器10
6と制御回路107と基準電圧108と帰還抵抗10
9、110とから構成されている。チャージポンプ型ス
イッチングレギュレータ121は発振回路122とイン
バータ123、124、125とFET126、127と
コンデンサ128、129とから構成される。またVH
電圧を分割抵抗118、119で分割してその接続点か
ら図3のV1電圧を作り出している。さらにV1電圧は
バッファ回路120を通してチャージポンプ型スイッチ
ングレギュレータの入力電源電圧として使用されると同
時にインバータ125の電源電圧としても使用されてい
る。その他のインバータの電源電圧はVHとVLから供
給されている。
【0013】次にその動作を説明する。昇圧型スイッチ
ングレギュレータ101が発生する電圧VHは基準電圧
108の電圧値Vrefと帰還抵抗109の抵抗値R1、帰
還抵抗110の抵抗値R2により式(4)のように決ま
る。 VH=Vref・(R1+R2)/R2 (4) またV1電圧は分割抵抗118の抵抗値R5と分割抵抗
119の抵抗値R6により式(5)のように決まる。
ングレギュレータ101が発生する電圧VHは基準電圧
108の電圧値Vrefと帰還抵抗109の抵抗値R1、帰
還抵抗110の抵抗値R2により式(4)のように決ま
る。 VH=Vref・(R1+R2)/R2 (4) またV1電圧は分割抵抗118の抵抗値R5と分割抵抗
119の抵抗値R6により式(5)のように決まる。
【0014】 V1=VH・R6/(R5+R6) (5) V1電圧はバッファ120によりインピーダンス変換さ
れ同じ電圧V1がチャージポンプ型スイッチングレギュ
レータの入力電源電圧として使用される。発振回路12
2は方形波を出力しインバータ123の出力に振幅がV
HとVLの方形波を出力する。今、該出力がVL電圧を
出力するとインバータ124の出力はVHとなりFET
126がONする。するとV1電圧はコンデンサ128
の−側をチャージアップする。と同時にインバータ12
5の出力はVH電圧を出力するので、結果としてコンデ
ンサ128にはVH―V1の電圧がチャージアップされ
る。この時FET127はOFFしている。次にインバ
ータ123の出力がVH電圧を出力するとインバータ1
24の出力はVLとなりFET126がOFFする。そ
の代わりFET127がONする。これによりコンデン
サ128の電荷はコンデンサ129に転送される。この
時コンデンサ128の+側の電圧はインバータ125に
よりV1電圧になる為、チャージポンプ型スイッチング
レギュレータ121で生成される電圧VLは式(6)のよ
うに決まる。
れ同じ電圧V1がチャージポンプ型スイッチングレギュ
レータの入力電源電圧として使用される。発振回路12
2は方形波を出力しインバータ123の出力に振幅がV
HとVLの方形波を出力する。今、該出力がVL電圧を
出力するとインバータ124の出力はVHとなりFET
126がONする。するとV1電圧はコンデンサ128
の−側をチャージアップする。と同時にインバータ12
5の出力はVH電圧を出力するので、結果としてコンデ
ンサ128にはVH―V1の電圧がチャージアップされ
る。この時FET127はOFFしている。次にインバ
ータ123の出力がVH電圧を出力するとインバータ1
24の出力はVLとなりFET126がOFFする。そ
の代わりFET127がONする。これによりコンデン
サ128の電荷はコンデンサ129に転送される。この
時コンデンサ128の+側の電圧はインバータ125に
よりV1電圧になる為、チャージポンプ型スイッチング
レギュレータ121で生成される電圧VLは式(6)のよ
うに決まる。
【0015】VL=−(VH−V1)+V1 (6) すなわちVL電圧は(VH―V1)電圧差をV1電圧を基
準に負側に折り返した電圧となる。この為VH−V1=
V1−VLの関係を満足することができる。VL電圧を
生成するのに本実施例ではチャージポンプ型スイッチン
グレギュレータを用いて負側に折り返した電圧によりV
L電圧を得ている為、VH−V1=V1−VLの関係は
0.5%程度の誤差で満足することができる。これは図
4の様なトランスを使用しての電源回路では不可能な値
である。
準に負側に折り返した電圧となる。この為VH−V1=
V1−VLの関係を満足することができる。VL電圧を
生成するのに本実施例ではチャージポンプ型スイッチン
グレギュレータを用いて負側に折り返した電圧によりV
L電圧を得ている為、VH−V1=V1−VLの関係は
0.5%程度の誤差で満足することができる。これは図
4の様なトランスを使用しての電源回路では不可能な値
である。
【0016】また図1ではバッファ回路120を用いて
いるが分割抵抗118、119の抵抗値が誤差増幅器1
14の入力インピーダンスに比較して低ければ省略して
も良い。さらに補足となるがチャージポンプ型スイッチ
ングレギュレータ121は初期起動時にVL電圧が発生
してない為起動出来ない場合には、バッファ回路120
の出力とVL電圧端子130の間に端子130をカソー
ドとするダイオードを接続して起動をかけることが出来
る。また本実施例では121の様な回路構成のチャージ
ポンプ型スイッチングレギュレータを用いて説明を行っ
たが回路構成自体はこの回路に限定されるものではな
い。さらに図2ではV1電圧をVH電圧から分割抵抗で
作り出しているが、それにこだわらずV1電圧を他の電
源から供給しても本発明の目的の1つであるVH−V1
=V1−VLの関係を精度良く得ることを満足すること
ができる。
いるが分割抵抗118、119の抵抗値が誤差増幅器1
14の入力インピーダンスに比較して低ければ省略して
も良い。さらに補足となるがチャージポンプ型スイッチ
ングレギュレータ121は初期起動時にVL電圧が発生
してない為起動出来ない場合には、バッファ回路120
の出力とVL電圧端子130の間に端子130をカソー
ドとするダイオードを接続して起動をかけることが出来
る。また本実施例では121の様な回路構成のチャージ
ポンプ型スイッチングレギュレータを用いて説明を行っ
たが回路構成自体はこの回路に限定されるものではな
い。さらに図2ではV1電圧をVH電圧から分割抵抗で
作り出しているが、それにこだわらずV1電圧を他の電
源から供給しても本発明の目的の1つであるVH−V1
=V1−VLの関係を精度良く得ることを満足すること
ができる。
【0017】さらに図2では昇圧型スイッチングレギュ
レータ101でVH電圧を作り、その後チャージポンプ
型スイッチングレギュレータ121でVL電圧を作り出
す構成にしているが、これを実施例1で説明した反転型
スイッチングレギュレータ102を用いてVL電圧を作
り、その後、正側に2倍昇圧できるチャージポンプ型ス
イッチングレギュレータでVH電圧を作り出しても目的
は達せられる。この場合、該チャージポンプ型スイッチ
ングレギュレータの入力電源電圧は他の電源等から供給
されるV1電圧を用いればよい。
レータ101でVH電圧を作り、その後チャージポンプ
型スイッチングレギュレータ121でVL電圧を作り出
す構成にしているが、これを実施例1で説明した反転型
スイッチングレギュレータ102を用いてVL電圧を作
り、その後、正側に2倍昇圧できるチャージポンプ型ス
イッチングレギュレータでVH電圧を作り出しても目的
は達せられる。この場合、該チャージポンプ型スイッチ
ングレギュレータの入力電源電圧は他の電源等から供給
されるV1電圧を用いればよい。
【0018】また本発明では昇圧、反転させる手段は本
質ではないので、反転型スイッチングレギュレータと昇
圧型スイッチングレギュレータを共にチャージポンプ型
スイッチングレギュレータで構成しても同様な効果が得
られる。
質ではないので、反転型スイッチングレギュレータと昇
圧型スイッチングレギュレータを共にチャージポンプ型
スイッチングレギュレータで構成しても同様な効果が得
られる。
【0019】
【発明の効果】2つのスイッチングレギュレータを用い
て、1つのスイッチングレギュレータの出力電圧を抵抗
で分割し、該分割した電圧または分割した電圧をバッフ
ァした電圧を他方のスイッチングレギュレータの基準電
圧とすることによって、また1つのスイッチングレギュ
レータの出力電圧を抵抗で分割し、該分割した電圧また
は分割した電圧をバッファした電圧を他方のチャージポ
ンプ型スイッチングレギュレータの電源電圧または入力
電源電圧とすることによって、VH−V1=V1−VL
の関係を精度良く満足する電源回路を安価に供給すると
いう効果がある。
て、1つのスイッチングレギュレータの出力電圧を抵抗
で分割し、該分割した電圧または分割した電圧をバッフ
ァした電圧を他方のスイッチングレギュレータの基準電
圧とすることによって、また1つのスイッチングレギュ
レータの出力電圧を抵抗で分割し、該分割した電圧また
は分割した電圧をバッファした電圧を他方のチャージポ
ンプ型スイッチングレギュレータの電源電圧または入力
電源電圧とすることによって、VH−V1=V1−VL
の関係を精度良く満足する電源回路を安価に供給すると
いう効果がある。
【図1】本発明の第1の実施例の電源回路の説明図であ
る。
る。
【図2】本発明の第2の実施例の電源回路の説明図であ
る。
る。
【図3】コモン側駆動電圧の説明図である。
【図4】従来の電源回路の説明図である
101 昇圧型スイッチングレギュレータ 102 反転型スイッチングレギュレータ 103 、113 インダクタ 104 、112 ダイオード 105 、111、126、127 FET 106 、114 誤差増幅器 107 、115 制御回路 108 基準電圧 109 、110、116〜119 抵抗 120 バッファ回路 121 チャージポンプ型スイッチングレギュレータ 122 発振回路 123 〜125 インバータ 128、129 コンデンサ 130 VL電圧端子
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成10年7月16日
【手続補正1】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正内容】
【特許請求の範囲】
【手続補正2】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】0004
【補正方法】変更
【補正内容】
【0004】
【課題を解決するための手段】このような問題点を解決
するために、本発明では、互いに異なる極性の出力電圧
を発生する2つの定電圧電源回路を用いて、1つの定電
圧電源回路の出力電圧Vaを抵抗で分割し、この分割し
た電圧Vbまたは分割した電圧Vbをバッファした電圧
を、出力電圧Vcを発生する他方の定電圧電源回路の基
準電圧とすることによって、Va−Vb=Vb−Vcな
る関係を精度良く満足する電源回路を実現した。
するために、本発明では、互いに異なる極性の出力電圧
を発生する2つの定電圧電源回路を用いて、1つの定電
圧電源回路の出力電圧Vaを抵抗で分割し、この分割し
た電圧Vbまたは分割した電圧Vbをバッファした電圧
を、出力電圧Vcを発生する他方の定電圧電源回路の基
準電圧とすることによって、Va−Vb=Vb−Vcな
る関係を精度良く満足する電源回路を実現した。
【手続補正3】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】0005
【補正方法】変更
【補正内容】
【0005】
【発明の実施の形態】本発明の第1の実施の形態による
電源回路は、第1の極性の出力電圧を発生する定電圧電
源回路と、この定電圧電源回路の出力に接続され、出力
電圧を分圧する抵抗素子と、この抵抗素子によって分圧
された電圧を基準電圧として入力する誤差増幅器を有
し、前記第1の極性とは逆の極性の第2の出力電圧を発
生するスレーブ側定電圧電源回路とを設けたものであ
る。この構成におけるスレーブ側定電圧電源回路は、ス
イッチングレギュレータで構成することができる。また
本発明の第2の実施の形態による電源回路は、第1の極
性の出力電圧を発生する定電圧電源回路と、この定電圧
電源回路の出力に接続され、出力電圧を分圧する抵抗素
子と、この抵抗素子によって分圧された電圧を自身の電
源電圧として入力し、前記第1の極性とは逆の極性の第
2の出力電圧を発生するチャージポンプ型スイッチング
レギュレータであるスレーブ側定電圧電源回路とを設け
たものである。なお、以上の構成による電源回路におい
て、第1の極性の出力電圧を発生する定電圧電源回路
は、スイッチングレギュレータで構成することができ
る。 ─────────────────────────────────────────────────────
電源回路は、第1の極性の出力電圧を発生する定電圧電
源回路と、この定電圧電源回路の出力に接続され、出力
電圧を分圧する抵抗素子と、この抵抗素子によって分圧
された電圧を基準電圧として入力する誤差増幅器を有
し、前記第1の極性とは逆の極性の第2の出力電圧を発
生するスレーブ側定電圧電源回路とを設けたものであ
る。この構成におけるスレーブ側定電圧電源回路は、ス
イッチングレギュレータで構成することができる。また
本発明の第2の実施の形態による電源回路は、第1の極
性の出力電圧を発生する定電圧電源回路と、この定電圧
電源回路の出力に接続され、出力電圧を分圧する抵抗素
子と、この抵抗素子によって分圧された電圧を自身の電
源電圧として入力し、前記第1の極性とは逆の極性の第
2の出力電圧を発生するチャージポンプ型スイッチング
レギュレータであるスレーブ側定電圧電源回路とを設け
たものである。なお、以上の構成による電源回路におい
て、第1の極性の出力電圧を発生する定電圧電源回路
は、スイッチングレギュレータで構成することができ
る。 ─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成11年3月16日
【手続補正1】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正内容】
【特許請求の範囲】
Claims (3)
- 【請求項1】 2つのスイッチングレギュレータからな
り、1つのスイッチングレギュレータで発生する出力電
圧と、1つの電源から与えられる電圧とを用いて他方の
スイッチングレギュレータの出力電圧を得る事を特徴と
した電源回路。 - 【請求項2】 2つのスイッチングレギュレータからな
り、1つのスイッチングレギュレータの出力電圧を抵抗
で分割し、該分割した電圧または分割した電圧をバッフ
ァした電圧を他方のスイッチングレギュレータの基準電
圧とすることを特徴とした電源回路。 - 【請求項3】 2つのスイッチングレギュレータからな
り、1つのスイッチングレギュレータの出力電圧を抵抗
で分割し、該分割した電圧または分割した電圧をバッフ
ァした電圧を他方のチャージポンプ型スイッチングレギ
ュレータの電源電圧または入力電源電圧とすることを特
徴とした電源回路。
Priority Applications (6)
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---|---|---|---|
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TW087118621A TW407393B (en) | 1998-03-03 | 1998-11-09 | Power supply circuit |
US09/191,886 US6060869A (en) | 1998-03-03 | 1998-11-13 | Power supply circuit |
CN98125800A CN1071513C (zh) | 1998-03-03 | 1998-12-19 | 电源电路 |
KR1019990002760A KR19990077394A (ko) | 1998-03-03 | 1999-01-28 | 전원회로 |
HK00100129A HK1021266A1 (en) | 1998-03-03 | 2000-01-07 | Power supply circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP10051166A JPH11252903A (ja) | 1998-03-03 | 1998-03-03 | 電源回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH11252903A true JPH11252903A (ja) | 1999-09-17 |
Family
ID=12879249
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP10051166A Pending JPH11252903A (ja) | 1998-03-03 | 1998-03-03 | 電源回路 |
Country Status (6)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US6060869A (ja) |
JP (1) | JPH11252903A (ja) |
KR (1) | KR19990077394A (ja) |
CN (1) | CN1071513C (ja) |
HK (1) | HK1021266A1 (ja) |
TW (1) | TW407393B (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2011160660A (ja) * | 2011-05-27 | 2011-08-18 | Fujitsu Semiconductor Ltd | 電源装置の制御回路、電源装置及びその制御方法 |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP3016143B2 (ja) * | 1998-07-27 | 2000-03-06 | セイコーインスツルメンツ株式会社 | 液晶用電源回路 |
JP2001326567A (ja) * | 2000-03-10 | 2001-11-22 | Rohm Co Ltd | Mosfet駆動回路 |
US6597158B2 (en) * | 2001-01-29 | 2003-07-22 | Seiko Epson Corporation | Adjustable current consumption power supply apparatus |
US7009858B2 (en) * | 2001-01-29 | 2006-03-07 | Seiko Epson Corporation | Adjustable current consumption power supply apparatus |
KR100438786B1 (ko) * | 2002-04-23 | 2004-07-05 | 삼성전자주식회사 | 저전력 고효율의 액정표시장치 구동 전압 발생 회로 및 그방법 |
JP4094487B2 (ja) * | 2003-05-21 | 2008-06-04 | ローム株式会社 | 正負出力電圧用電源装置 |
CN100394345C (zh) * | 2004-03-03 | 2008-06-11 | 晶豪科技股份有限公司 | 电压产生器以及产生稳定电压的方法 |
JP4887841B2 (ja) * | 2006-03-06 | 2012-02-29 | 富士通セミコンダクター株式会社 | Dc−dcコンバータ制御回路、dc−dcコンバータ、半導体装置およびdc−dcコンバータ制御方法 |
US7982447B2 (en) * | 2007-12-13 | 2011-07-19 | Texas Instruments Incorporated | Switched mode power supply having improved transient response |
KR101525209B1 (ko) * | 2008-11-04 | 2015-06-05 | 삼성전자주식회사 | 모듈 테스트 장치 및 그것을 포함하는 테스트 시스템 |
DE102010010409A1 (de) * | 2010-03-05 | 2011-09-08 | Bayerische Motoren Werke Aktiengesellschaft | Verfahren zum Betreiben einer Energiespeicheranordnung und Energiespeicheranordnung |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4626766A (en) * | 1984-07-13 | 1986-12-02 | Siemens Aktiengesellschaft | Circuit arrangement for feeding electrical users |
JP3234043B2 (ja) * | 1993-05-10 | 2001-12-04 | 株式会社東芝 | 液晶駆動用電源回路 |
US5412308A (en) * | 1994-01-06 | 1995-05-02 | Hewlett-Packard Corporation | Dual voltage power supply |
-
1998
- 1998-03-03 JP JP10051166A patent/JPH11252903A/ja active Pending
- 1998-11-09 TW TW087118621A patent/TW407393B/zh not_active IP Right Cessation
- 1998-11-13 US US09/191,886 patent/US6060869A/en not_active Expired - Fee Related
- 1998-12-19 CN CN98125800A patent/CN1071513C/zh not_active Expired - Fee Related
-
1999
- 1999-01-28 KR KR1019990002760A patent/KR19990077394A/ko not_active Application Discontinuation
-
2000
- 2000-01-07 HK HK00100129A patent/HK1021266A1/xx not_active IP Right Cessation
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JP2011160660A (ja) * | 2011-05-27 | 2011-08-18 | Fujitsu Semiconductor Ltd | 電源装置の制御回路、電源装置及びその制御方法 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
TW407393B (en) | 2000-10-01 |
KR19990077394A (ko) | 1999-10-25 |
HK1021266A1 (en) | 2000-06-02 |
CN1227989A (zh) | 1999-09-08 |
CN1071513C (zh) | 2001-09-19 |
US6060869A (en) | 2000-05-09 |
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