JPH11252903A - 電源回路 - Google Patents
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- JPH11252903A JPH11252903A JP10051166A JP5116698A JPH11252903A JP H11252903 A JPH11252903 A JP H11252903A JP 10051166 A JP10051166 A JP 10051166A JP 5116698 A JP5116698 A JP 5116698A JP H11252903 A JPH11252903 A JP H11252903A
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
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- G—PHYSICS
- G09—EDUCATION; CRYPTOGRAPHY; DISPLAY; ADVERTISING; SEALS
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- G09G2320/02—Improving the quality of display appearance
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 コモン側の駆動電圧であるＶＨ、ＶＬ、Ｖ１
の電圧関係が｜ＶＨ−Ｖ１｜＝｜Ｖ１−ＶＬ｜を満足す
るようにすること。 【解決手段】 ２つのスイッチングレギュレータからな
り、１つのスイッチングレギュレータの出力電圧を抵抗
で分割し、該分割した電圧または分割した電圧をバッフ
ァした電圧を他方のスイッチングレギュレータの基準電
圧とする。
の電圧関係が｜ＶＨ−Ｖ１｜＝｜Ｖ１−ＶＬ｜を満足す
るようにすること。 【解決手段】 ２つのスイッチングレギュレータからな
り、１つのスイッチングレギュレータの出力電圧を抵抗
で分割し、該分割した電圧または分割した電圧をバッフ
ァした電圧を他方のスイッチングレギュレータの基準電
圧とする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、液晶表示装置を
駆動する為の電源回路に関する。特にその中でもコモン
側の電圧を供給する電源回路に関する。
駆動する為の電源回路に関する。特にその中でもコモン
側の電圧を供給する電源回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の液晶表示装置を駆動する為の電源
回路としては、図４の回路図に示されるようなスイッチ
ングレギュレータを使用した電源回路が知られていた。
即ち、スイッチングレギュレータとトランスを使用して
コモン側の駆動電圧に必要な正負の電源を得ていた。
回路としては、図４の回路図に示されるようなスイッチ
ングレギュレータを使用した電源回路が知られていた。
即ち、スイッチングレギュレータとトランスを使用して
コモン側の駆動電圧に必要な正負の電源を得ていた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】マルチラインアドレッ
シング(ＭＬＡ)等の駆動方法を用いた液晶表示装置にお
いては図３のようにコモン側の駆動電圧であるＶＨ、Ｖ
Ｌ、Ｖ１の電圧関係がＶＨ−Ｖ１＝Ｖ１−ＶＬを満足し
なければならない。この等式を満足しなくなると尾引き
等が起こり表示品質を損なう原因となる。しかし、従来
の電源回路ではトランスの巻線比の精度が得られにくい
為前式を満足する事が難しくなるという問題点があっ
た。
シング(ＭＬＡ)等の駆動方法を用いた液晶表示装置にお
いては図３のようにコモン側の駆動電圧であるＶＨ、Ｖ
Ｌ、Ｖ１の電圧関係がＶＨ−Ｖ１＝Ｖ１−ＶＬを満足し
なければならない。この等式を満足しなくなると尾引き
等が起こり表示品質を損なう原因となる。しかし、従来
の電源回路ではトランスの巻線比の精度が得られにくい
為前式を満足する事が難しくなるという問題点があっ
た。
【０００４】
【課題を解決するための手段】このような問題点を解決
するために、２つのスイッチングレギュレータを用い
て、１つのスイッチングレギュレータの出力電圧を抵抗
で分割し、該分割した電圧または分割した電圧をバッフ
ァした電圧を他方のスイッチングレギュレータの基準電
圧とすることによって、また１つのスイッチングレギュ
レータの出力電圧を抵抗で分割し、該分割した電圧、ま
たは分割した電圧をバッファした電圧を他方のチャージ
ポンプ型スイッチングレギュレータの電源電圧または入
力電源電圧とすることによって、ＶＨ−Ｖ１＝Ｖ１−Ｖ
Ｌの関係を精度良く満足する電源回路を供給する。
するために、２つのスイッチングレギュレータを用い
て、１つのスイッチングレギュレータの出力電圧を抵抗
で分割し、該分割した電圧または分割した電圧をバッフ
ァした電圧を他方のスイッチングレギュレータの基準電
圧とすることによって、また１つのスイッチングレギュ
レータの出力電圧を抵抗で分割し、該分割した電圧、ま
たは分割した電圧をバッファした電圧を他方のチャージ
ポンプ型スイッチングレギュレータの電源電圧または入
力電源電圧とすることによって、ＶＨ−Ｖ１＝Ｖ１−Ｖ
Ｌの関係を精度良く満足する電源回路を供給する。
【０００５】
【発明の実施の形態】本発明は２つのスイッチングレギ
ュレータからなり、１つのスイッチングレギュレータの
出力電圧を抵抗で分割し、該分割した電圧または分割し
た電圧をバッファした電圧を他方のスイッチングレギュ
レータの基準電圧としたものである。
ュレータからなり、１つのスイッチングレギュレータの
出力電圧を抵抗で分割し、該分割した電圧または分割し
た電圧をバッファした電圧を他方のスイッチングレギュ
レータの基準電圧としたものである。
【０００６】
【実施例】図１は本発明の第１の実施例を示す電源回路
図である。昇圧型スイッチングレギュレータ１０１と反
転型スイッチングレギュレータ１０２によりそれぞれ図
３のＶＨ、Ｖ１、ＶＬ電圧が作られている。昇圧型スイ
ッチングレギュレータ１０１はインダクタ１０３とダイ
オード１０４とＦＥＴ１０５と誤差増幅器１０６と制御
回路１０７と基準電圧１０８と帰還抵抗１０９、１１０
とから構成されている。これは昇圧チョッパ型スイッチ
ングレギュレータとして知られている回路である。また
反転型スイッチングレギュレータ１０２はＦＥＴ１１１
とダイオード１１２とインダクタ１１３と誤差増幅器１
１４と制御回路１１５と帰還抵抗１１６、１１７から構
成されている。これは反転チョッパ型スイッチングレギ
ュレータとして知られている回路である。またＶＨ電圧
を分割抵抗１１８、１１９で分割してその接続点から図
３のＶ１電圧を作り出している。さらにＶ１電圧はバッ
ファ回路１２０を通して誤差増幅器１１４の＋側端子に
入力されている。
図である。昇圧型スイッチングレギュレータ１０１と反
転型スイッチングレギュレータ１０２によりそれぞれ図
３のＶＨ、Ｖ１、ＶＬ電圧が作られている。昇圧型スイ
ッチングレギュレータ１０１はインダクタ１０３とダイ
オード１０４とＦＥＴ１０５と誤差増幅器１０６と制御
回路１０７と基準電圧１０８と帰還抵抗１０９、１１０
とから構成されている。これは昇圧チョッパ型スイッチ
ングレギュレータとして知られている回路である。また
反転型スイッチングレギュレータ１０２はＦＥＴ１１１
とダイオード１１２とインダクタ１１３と誤差増幅器１
１４と制御回路１１５と帰還抵抗１１６、１１７から構
成されている。これは反転チョッパ型スイッチングレギ
ュレータとして知られている回路である。またＶＨ電圧
を分割抵抗１１８、１１９で分割してその接続点から図
３のＶ１電圧を作り出している。さらにＶ１電圧はバッ
ファ回路１２０を通して誤差増幅器１１４の＋側端子に
入力されている。
【０００７】次にその動作を説明する。昇圧型スイッチ
ングレギュレータ１０１が発生する電圧ＶＨは基準電圧
１０８の電圧値Vrefと帰還抵抗１０９の抵抗値Ｒ１、帰
還抵抗１１０の抵抗値Ｒ２により式(１)のように決ま
る。 ＶＨ＝Vref・(Ｒ１＋Ｒ２)／Ｒ２ (１) またＶ１電圧は分割抵抗１１８の抵抗値Ｒ５と分割抵抗
１１９の抵抗値Ｒ６により式(２)のように決まる。
ングレギュレータ１０１が発生する電圧ＶＨは基準電圧
１０８の電圧値Vrefと帰還抵抗１０９の抵抗値Ｒ１、帰
還抵抗１１０の抵抗値Ｒ２により式(１)のように決ま
る。 ＶＨ＝Vref・(Ｒ１＋Ｒ２)／Ｒ２ (１) またＶ１電圧は分割抵抗１１８の抵抗値Ｒ５と分割抵抗
１１９の抵抗値Ｒ６により式(２)のように決まる。
【０００８】 Ｖ１＝VＨ・Ｒ６／(Ｒ５＋Ｒ６) (２) Ｖ１電圧はバッファ１２０によりインピーダンス変換さ
れ同じ電圧Ｖ１が誤差増幅器１１４の＋側端子に入力さ
れる為、反転型スイッチングレギュレータ１０２で生成
される電圧ＶＬは帰還抵抗１１６の一端がＶＨ電圧に接
続されているので式(３)のように決まる。
れ同じ電圧Ｖ１が誤差増幅器１１４の＋側端子に入力さ
れる為、反転型スイッチングレギュレータ１０２で生成
される電圧ＶＬは帰還抵抗１１６の一端がＶＨ電圧に接
続されているので式(３)のように決まる。
【０００９】 ＶＬ＝−(ＶＨ−Ｖ１)・Ｒ４／Ｒ３＋Ｖ１ (３) ここでＲ３は帰還抵抗１１６の抵抗値、Ｒ４は帰還抵抗
１１７の抵抗値でありＲ３＝Ｒ４のように設定すればＶ
Ｌ電圧は−ＶＨ＋２Ｖ１となる。すなわちＶＨ−Ｖ１＝
Ｖ１−ＶＬの関係を満足することができる。さらに昇圧
型スイッチングレギュレータ１０１と反転型スイッチン
グレギュレータ１０２とともにＲ３とＲ４を集積回路化
すればＲ３＝Ｒ４はかなり精度良く作る事が出来る為、
ＶＨ−Ｖ１＝Ｖ１−ＶＬの関係は０．１％程度の誤差で
満足することができる。これは図４の様なトランスを使
用しての電源回路では不可能な値である。
１１７の抵抗値でありＲ３＝Ｒ４のように設定すればＶ
Ｌ電圧は−ＶＨ＋２Ｖ１となる。すなわちＶＨ−Ｖ１＝
Ｖ１−ＶＬの関係を満足することができる。さらに昇圧
型スイッチングレギュレータ１０１と反転型スイッチン
グレギュレータ１０２とともにＲ３とＲ４を集積回路化
すればＲ３＝Ｒ４はかなり精度良く作る事が出来る為、
ＶＨ−Ｖ１＝Ｖ１−ＶＬの関係は０．１％程度の誤差で
満足することができる。これは図４の様なトランスを使
用しての電源回路では不可能な値である。
【００１０】さらに液晶表示装置ではコントラストを調
整する為にＶＨ電圧値を可変する事がある。この場合、
図１の回路ではＲ１またはＲ２の抵抗値を変えればこの
目的を達せられる。この時ＶＬ電圧も連動して変わらな
ければならないが、図１の回路構成ならばＶＨ電圧から
ＶＬ電圧を作り出している為これが可能である。また図
１ではバッファ回路１２０を用いているが分割抵抗１１
８、１１９の抵抗値が誤差増幅器１１４の入力インピー
ダンスに比較して低ければ省略しても良い。さらに図１
ではＶ１電圧をＶＨ電圧から分割抵抗で作り出している
が、それにこだわらずＶ１電圧を他の電源から供給して
も本発明の目的の１つであるＶＨ−Ｖ１＝Ｖ１−ＶＬの
関係を精度良く得ることを満足することができる。
整する為にＶＨ電圧値を可変する事がある。この場合、
図１の回路ではＲ１またはＲ２の抵抗値を変えればこの
目的を達せられる。この時ＶＬ電圧も連動して変わらな
ければならないが、図１の回路構成ならばＶＨ電圧から
ＶＬ電圧を作り出している為これが可能である。また図
１ではバッファ回路１２０を用いているが分割抵抗１１
８、１１９の抵抗値が誤差増幅器１１４の入力インピー
ダンスに比較して低ければ省略しても良い。さらに図１
ではＶ１電圧をＶＨ電圧から分割抵抗で作り出している
が、それにこだわらずＶ１電圧を他の電源から供給して
も本発明の目的の１つであるＶＨ−Ｖ１＝Ｖ１−ＶＬの
関係を精度良く得ることを満足することができる。
【００１１】さらには図１では昇圧型スイッチングレギ
ュレータ１０１でＶＨ電圧を作り、その後反転型スイッ
チングレギュレータ１０２でＶＬ電圧を作り出す構成に
しているが、逆に反転型スイッチングレギュレータ１０
２でＶＬ電圧を作り、その後昇圧型スイッチングレギュ
レータ１０１でＶＨ電圧を作り出しても目的は達せられ
る。この場合反転型スイッチングレギュレータ１０２の
誤差増幅器１１４に基準電圧１０８を与え、昇圧型スイ
ッチングレギュレータ１０１の基準電圧に他の電源等か
ら供給されるＶ１電圧を用いればよい。
ュレータ１０１でＶＨ電圧を作り、その後反転型スイッ
チングレギュレータ１０２でＶＬ電圧を作り出す構成に
しているが、逆に反転型スイッチングレギュレータ１０
２でＶＬ電圧を作り、その後昇圧型スイッチングレギュ
レータ１０１でＶＨ電圧を作り出しても目的は達せられ
る。この場合反転型スイッチングレギュレータ１０２の
誤差増幅器１１４に基準電圧１０８を与え、昇圧型スイ
ッチングレギュレータ１０１の基準電圧に他の電源等か
ら供給されるＶ１電圧を用いればよい。
【００１２】また本発明では昇圧、反転させる手段は本
質ではないので、反転型スイッチングレギュレータと昇
圧型スイッチングレギュレータを共にチャージポンプ型
スイッチングレギュレータで構成しても同様な効果が得
られる。図２は本発明の第２の実施例を示す電源回路図
である。昇圧型スイッチングレギュレータ１０１とチャ
ージポンプ型スイッチングレギュレータ１２１によりそ
れぞれ図３のＶＨ、Ｖ１、ＶＬ電圧が作られている。昇
圧型スイッチングレギュレータ１０１はインダクタ１０
３とダイオード１０４とＦＥＴ１０５と誤差増幅器１０
６と制御回路１０７と基準電圧１０８と帰還抵抗１０
９、１１０とから構成されている。チャージポンプ型ス
イッチングレギュレータ１２１は発振回路１２２とイン
バータ１２３、１２４、１２５とFET１２６、１２７と
コンデンサ１２８、１２９とから構成される。またＶＨ
電圧を分割抵抗１１８、１１９で分割してその接続点か
ら図３のＶ１電圧を作り出している。さらにＶ１電圧は
バッファ回路１２０を通してチャージポンプ型スイッチ
ングレギュレータの入力電源電圧として使用されると同
時にインバータ１２５の電源電圧としても使用されてい
る。その他のインバータの電源電圧はＶＨとＶＬから供
給されている。
質ではないので、反転型スイッチングレギュレータと昇
圧型スイッチングレギュレータを共にチャージポンプ型
スイッチングレギュレータで構成しても同様な効果が得
られる。図２は本発明の第２の実施例を示す電源回路図
である。昇圧型スイッチングレギュレータ１０１とチャ
ージポンプ型スイッチングレギュレータ１２１によりそ
れぞれ図３のＶＨ、Ｖ１、ＶＬ電圧が作られている。昇
圧型スイッチングレギュレータ１０１はインダクタ１０
３とダイオード１０４とＦＥＴ１０５と誤差増幅器１０
６と制御回路１０７と基準電圧１０８と帰還抵抗１０
９、１１０とから構成されている。チャージポンプ型ス
イッチングレギュレータ１２１は発振回路１２２とイン
バータ１２３、１２４、１２５とFET１２６、１２７と
コンデンサ１２８、１２９とから構成される。またＶＨ
電圧を分割抵抗１１８、１１９で分割してその接続点か
ら図３のＶ１電圧を作り出している。さらにＶ１電圧は
バッファ回路１２０を通してチャージポンプ型スイッチ
ングレギュレータの入力電源電圧として使用されると同
時にインバータ１２５の電源電圧としても使用されてい
る。その他のインバータの電源電圧はＶＨとＶＬから供
給されている。
【００１３】次にその動作を説明する。昇圧型スイッチ
ングレギュレータ１０１が発生する電圧ＶＨは基準電圧
１０８の電圧値Vrefと帰還抵抗１０９の抵抗値Ｒ１、帰
還抵抗１１０の抵抗値Ｒ２により式(４)のように決ま
る。 ＶＨ＝Vref・(Ｒ１＋Ｒ２)／Ｒ２ (４) またＶ１電圧は分割抵抗１１８の抵抗値Ｒ５と分割抵抗
１１９の抵抗値Ｒ６により式(５)のように決まる。
ングレギュレータ１０１が発生する電圧ＶＨは基準電圧
１０８の電圧値Vrefと帰還抵抗１０９の抵抗値Ｒ１、帰
還抵抗１１０の抵抗値Ｒ２により式(４)のように決ま
る。 ＶＨ＝Vref・(Ｒ１＋Ｒ２)／Ｒ２ (４) またＶ１電圧は分割抵抗１１８の抵抗値Ｒ５と分割抵抗
１１９の抵抗値Ｒ６により式(５)のように決まる。
【００１４】 Ｖ１＝VＨ・Ｒ６／(Ｒ５＋Ｒ６) (５) Ｖ１電圧はバッファ１２０によりインピーダンス変換さ
れ同じ電圧Ｖ１がチャージポンプ型スイッチングレギュ
レータの入力電源電圧として使用される。発振回路１２
２は方形波を出力しインバータ１２３の出力に振幅がＶ
ＨとＶＬの方形波を出力する。今、該出力がＶＬ電圧を
出力するとインバータ１２４の出力はＶＨとなりＦＥＴ
１２６がＯＮする。するとＶ１電圧はコンデンサ１２８
の−側をチャージアップする。と同時にインバータ１２
５の出力はＶＨ電圧を出力するので、結果としてコンデ
ンサ１２８にはＶＨ―Ｖ１の電圧がチャージアップされ
る。この時ＦＥＴ１２７はＯＦＦしている。次にインバ
ータ１２３の出力がＶＨ電圧を出力するとインバータ１
２４の出力はＶＬとなりＦＥＴ１２６がＯＦＦする。そ
の代わりＦＥＴ１２７がＯＮする。これによりコンデン
サ１２８の電荷はコンデンサ１２９に転送される。この
時コンデンサ１２８の＋側の電圧はインバータ１２５に
よりＶ１電圧になる為、チャージポンプ型スイッチング
レギュレータ１２１で生成される電圧ＶＬは式(６)のよ
うに決まる。
れ同じ電圧Ｖ１がチャージポンプ型スイッチングレギュ
レータの入力電源電圧として使用される。発振回路１２
２は方形波を出力しインバータ１２３の出力に振幅がＶ
ＨとＶＬの方形波を出力する。今、該出力がＶＬ電圧を
出力するとインバータ１２４の出力はＶＨとなりＦＥＴ
１２６がＯＮする。するとＶ１電圧はコンデンサ１２８
の−側をチャージアップする。と同時にインバータ１２
５の出力はＶＨ電圧を出力するので、結果としてコンデ
ンサ１２８にはＶＨ―Ｖ１の電圧がチャージアップされ
る。この時ＦＥＴ１２７はＯＦＦしている。次にインバ
ータ１２３の出力がＶＨ電圧を出力するとインバータ１
２４の出力はＶＬとなりＦＥＴ１２６がＯＦＦする。そ
の代わりＦＥＴ１２７がＯＮする。これによりコンデン
サ１２８の電荷はコンデンサ１２９に転送される。この
時コンデンサ１２８の＋側の電圧はインバータ１２５に
よりＶ１電圧になる為、チャージポンプ型スイッチング
レギュレータ１２１で生成される電圧ＶＬは式(６)のよ
うに決まる。
【００１５】ＶＬ＝−(ＶＨ−Ｖ１)＋Ｖ１ (６) すなわちＶＬ電圧は(ＶＨ―Ｖ１)電圧差をＶ１電圧を基
準に負側に折り返した電圧となる。この為ＶＨ−Ｖ１＝
Ｖ１−ＶＬの関係を満足することができる。ＶＬ電圧を
生成するのに本実施例ではチャージポンプ型スイッチン
グレギュレータを用いて負側に折り返した電圧によりＶ
Ｌ電圧を得ている為、ＶＨ−Ｖ１＝Ｖ１−ＶＬの関係は
０．５％程度の誤差で満足することができる。これは図
４の様なトランスを使用しての電源回路では不可能な値
である。
準に負側に折り返した電圧となる。この為ＶＨ−Ｖ１＝
Ｖ１−ＶＬの関係を満足することができる。ＶＬ電圧を
生成するのに本実施例ではチャージポンプ型スイッチン
グレギュレータを用いて負側に折り返した電圧によりＶ
Ｌ電圧を得ている為、ＶＨ−Ｖ１＝Ｖ１−ＶＬの関係は
０．５％程度の誤差で満足することができる。これは図
４の様なトランスを使用しての電源回路では不可能な値
である。
【００１６】また図１ではバッファ回路１２０を用いて
いるが分割抵抗１１８、１１９の抵抗値が誤差増幅器１
１４の入力インピーダンスに比較して低ければ省略して
も良い。さらに補足となるがチャージポンプ型スイッチ
ングレギュレータ１２１は初期起動時にＶＬ電圧が発生
してない為起動出来ない場合には、バッファ回路１２０
の出力とＶＬ電圧端子１３０の間に端子１３０をカソー
ドとするダイオードを接続して起動をかけることが出来
る。また本実施例では１２１の様な回路構成のチャージ
ポンプ型スイッチングレギュレータを用いて説明を行っ
たが回路構成自体はこの回路に限定されるものではな
い。さらに図２ではＶ１電圧をＶＨ電圧から分割抵抗で
作り出しているが、それにこだわらずＶ１電圧を他の電
源から供給しても本発明の目的の１つであるＶＨ−Ｖ１
＝Ｖ１−ＶＬの関係を精度良く得ることを満足すること
ができる。
いるが分割抵抗１１８、１１９の抵抗値が誤差増幅器１
１４の入力インピーダンスに比較して低ければ省略して
も良い。さらに補足となるがチャージポンプ型スイッチ
ングレギュレータ１２１は初期起動時にＶＬ電圧が発生
してない為起動出来ない場合には、バッファ回路１２０
の出力とＶＬ電圧端子１３０の間に端子１３０をカソー
ドとするダイオードを接続して起動をかけることが出来
る。また本実施例では１２１の様な回路構成のチャージ
ポンプ型スイッチングレギュレータを用いて説明を行っ
たが回路構成自体はこの回路に限定されるものではな
い。さらに図２ではＶ１電圧をＶＨ電圧から分割抵抗で
作り出しているが、それにこだわらずＶ１電圧を他の電
源から供給しても本発明の目的の１つであるＶＨ−Ｖ１
＝Ｖ１−ＶＬの関係を精度良く得ることを満足すること
ができる。
【００１７】さらに図２では昇圧型スイッチングレギュ
レータ１０１でＶＨ電圧を作り、その後チャージポンプ
型スイッチングレギュレータ１２１でＶＬ電圧を作り出
す構成にしているが、これを実施例１で説明した反転型
スイッチングレギュレータ１０２を用いてＶＬ電圧を作
り、その後、正側に２倍昇圧できるチャージポンプ型ス
イッチングレギュレータでＶＨ電圧を作り出しても目的
は達せられる。この場合、該チャージポンプ型スイッチ
ングレギュレータの入力電源電圧は他の電源等から供給
されるＶ１電圧を用いればよい。
レータ１０１でＶＨ電圧を作り、その後チャージポンプ
型スイッチングレギュレータ１２１でＶＬ電圧を作り出
す構成にしているが、これを実施例１で説明した反転型
スイッチングレギュレータ１０２を用いてＶＬ電圧を作
り、その後、正側に２倍昇圧できるチャージポンプ型ス
イッチングレギュレータでＶＨ電圧を作り出しても目的
は達せられる。この場合、該チャージポンプ型スイッチ
ングレギュレータの入力電源電圧は他の電源等から供給
されるＶ１電圧を用いればよい。
【００１８】また本発明では昇圧、反転させる手段は本
質ではないので、反転型スイッチングレギュレータと昇
圧型スイッチングレギュレータを共にチャージポンプ型
スイッチングレギュレータで構成しても同様な効果が得
られる。
質ではないので、反転型スイッチングレギュレータと昇
圧型スイッチングレギュレータを共にチャージポンプ型
スイッチングレギュレータで構成しても同様な効果が得
られる。
【００１９】
【発明の効果】２つのスイッチングレギュレータを用い
て、１つのスイッチングレギュレータの出力電圧を抵抗
で分割し、該分割した電圧または分割した電圧をバッフ
ァした電圧を他方のスイッチングレギュレータの基準電
圧とすることによって、また１つのスイッチングレギュ
レータの出力電圧を抵抗で分割し、該分割した電圧また
は分割した電圧をバッファした電圧を他方のチャージポ
ンプ型スイッチングレギュレータの電源電圧または入力
電源電圧とすることによって、ＶＨ−Ｖ１＝Ｖ１−ＶＬ
の関係を精度良く満足する電源回路を安価に供給すると
いう効果がある。
て、１つのスイッチングレギュレータの出力電圧を抵抗
で分割し、該分割した電圧または分割した電圧をバッフ
ァした電圧を他方のスイッチングレギュレータの基準電
圧とすることによって、また１つのスイッチングレギュ
レータの出力電圧を抵抗で分割し、該分割した電圧また
は分割した電圧をバッファした電圧を他方のチャージポ
ンプ型スイッチングレギュレータの電源電圧または入力
電源電圧とすることによって、ＶＨ−Ｖ１＝Ｖ１−ＶＬ
の関係を精度良く満足する電源回路を安価に供給すると
いう効果がある。
【図１】本発明の第１の実施例の電源回路の説明図であ
る。
る。
【図２】本発明の第２の実施例の電源回路の説明図であ
る。
る。
【図３】コモン側駆動電圧の説明図である。
【図４】従来の電源回路の説明図である
１０１ 昇圧型スイッチングレギュレータ １０２ 反転型スイッチングレギュレータ １０３ 、１１３ インダクタ １０４ 、１１２ ダイオード １０５ 、１１１、１２６、１２７ ＦＥＴ １０６ 、１１４ 誤差増幅器 １０７ 、１１５ 制御回路 １０８ 基準電圧 １０９ 、１１０、１１６〜１１９ 抵抗 １２０ バッファ回路 １２１ チャージポンプ型スイッチングレギュレータ １２２ 発振回路 １２３ 〜１２５ インバータ １２８、１２９ コンデンサ １３０ ＶＬ電圧端子
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成１０年７月１６日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正内容】
【特許請求の範囲】
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００４
【補正方法】変更
【補正内容】
【０００４】
【課題を解決するための手段】このような問題点を解決
するために、本発明では、互いに異なる極性の出力電圧
を発生する２つの定電圧電源回路を用いて、１つの定電
圧電源回路の出力電圧Ｖａを抵抗で分割し、この分割し
た電圧Ｖｂまたは分割した電圧Ｖｂをバッファした電圧
を、出力電圧Ｖｃを発生する他方の定電圧電源回路の基
準電圧とすることによって、Ｖａ−Ｖｂ＝Ｖｂ−Ｖｃな
る関係を精度良く満足する電源回路を実現した。
するために、本発明では、互いに異なる極性の出力電圧
を発生する２つの定電圧電源回路を用いて、１つの定電
圧電源回路の出力電圧Ｖａを抵抗で分割し、この分割し
た電圧Ｖｂまたは分割した電圧Ｖｂをバッファした電圧
を、出力電圧Ｖｃを発生する他方の定電圧電源回路の基
準電圧とすることによって、Ｖａ−Ｖｂ＝Ｖｂ−Ｖｃな
る関係を精度良く満足する電源回路を実現した。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００５
【補正方法】変更
【補正内容】
【０００５】
【発明の実施の形態】本発明の第１の実施の形態による
電源回路は、第１の極性の出力電圧を発生する定電圧電
源回路と、この定電圧電源回路の出力に接続され、出力
電圧を分圧する抵抗素子と、この抵抗素子によって分圧
された電圧を基準電圧として入力する誤差増幅器を有
し、前記第１の極性とは逆の極性の第２の出力電圧を発
生するスレーブ側定電圧電源回路とを設けたものであ
る。この構成におけるスレーブ側定電圧電源回路は、ス
イッチングレギュレータで構成することができる。また
本発明の第２の実施の形態による電源回路は、第１の極
性の出力電圧を発生する定電圧電源回路と、この定電圧
電源回路の出力に接続され、出力電圧を分圧する抵抗素
子と、この抵抗素子によって分圧された電圧を自身の電
源電圧として入力し、前記第１の極性とは逆の極性の第
２の出力電圧を発生するチャージポンプ型スイッチング
レギュレータであるスレーブ側定電圧電源回路とを設け
たものである。なお、以上の構成による電源回路におい
て、第１の極性の出力電圧を発生する定電圧電源回路
は、スイッチングレギュレータで構成することができ
る。 ─────────────────────────────────────────────────────
電源回路は、第１の極性の出力電圧を発生する定電圧電
源回路と、この定電圧電源回路の出力に接続され、出力
電圧を分圧する抵抗素子と、この抵抗素子によって分圧
された電圧を基準電圧として入力する誤差増幅器を有
し、前記第１の極性とは逆の極性の第２の出力電圧を発
生するスレーブ側定電圧電源回路とを設けたものであ
る。この構成におけるスレーブ側定電圧電源回路は、ス
イッチングレギュレータで構成することができる。また
本発明の第２の実施の形態による電源回路は、第１の極
性の出力電圧を発生する定電圧電源回路と、この定電圧
電源回路の出力に接続され、出力電圧を分圧する抵抗素
子と、この抵抗素子によって分圧された電圧を自身の電
源電圧として入力し、前記第１の極性とは逆の極性の第
２の出力電圧を発生するチャージポンプ型スイッチング
レギュレータであるスレーブ側定電圧電源回路とを設け
たものである。なお、以上の構成による電源回路におい
て、第１の極性の出力電圧を発生する定電圧電源回路
は、スイッチングレギュレータで構成することができ
る。 ─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成１１年３月１６日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正内容】
【特許請求の範囲】
Claims (3)
- 【請求項１】 ２つのスイッチングレギュレータからな
り、１つのスイッチングレギュレータで発生する出力電
圧と、１つの電源から与えられる電圧とを用いて他方の
スイッチングレギュレータの出力電圧を得る事を特徴と
した電源回路。 - 【請求項２】 ２つのスイッチングレギュレータからな
り、１つのスイッチングレギュレータの出力電圧を抵抗
で分割し、該分割した電圧または分割した電圧をバッフ
ァした電圧を他方のスイッチングレギュレータの基準電
圧とすることを特徴とした電源回路。 - 【請求項３】 ２つのスイッチングレギュレータからな
り、１つのスイッチングレギュレータの出力電圧を抵抗
で分割し、該分割した電圧または分割した電圧をバッフ
ァした電圧を他方のチャージポンプ型スイッチングレギ
ュレータの電源電圧または入力電源電圧とすることを特
徴とした電源回路。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10051166A JPH11252903A (ja) | 1998-03-03 | 1998-03-03 | 電源回路 |
| TW087118621A TW407393B (en) | 1998-03-03 | 1998-11-09 | Power supply circuit |
| US09/191,886 US6060869A (en) | 1998-03-03 | 1998-11-13 | Power supply circuit |
| CN98125800A CN1071513C (zh) | 1998-03-03 | 1998-12-19 | 电源电路 |
| KR1019990002760A KR19990077394A (ko) | 1998-03-03 | 1999-01-28 | 전원회로 |
| HK00100129A HK1021266A1 (en) | 1998-03-03 | 2000-01-07 | Power supply circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10051166A JPH11252903A (ja) | 1998-03-03 | 1998-03-03 | 電源回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11252903A true JPH11252903A (ja) | 1999-09-17 |
Family
ID=12879249
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10051166A Pending JPH11252903A (ja) | 1998-03-03 | 1998-03-03 | 電源回路 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6060869A (ja) |
| JP (1) | JPH11252903A (ja) |
| KR (1) | KR19990077394A (ja) |
| CN (1) | CN1071513C (ja) |
| HK (1) | HK1021266A1 (ja) |
| TW (1) | TW407393B (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011160660A (ja) * | 2011-05-27 | 2011-08-18 | Fujitsu Semiconductor Ltd | 電源装置の制御回路、電源装置及びその制御方法 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3016143B2 (ja) * | 1998-07-27 | 2000-03-06 | セイコーインスツルメンツ株式会社 | 液晶用電源回路 |
| JP2001326567A (ja) * | 2000-03-10 | 2001-11-22 | Rohm Co Ltd | Ｍｏｓｆｅｔ駆動回路 |
| US6597158B2 (en) * | 2001-01-29 | 2003-07-22 | Seiko Epson Corporation | Adjustable current consumption power supply apparatus |
| US7009858B2 (en) * | 2001-01-29 | 2006-03-07 | Seiko Epson Corporation | Adjustable current consumption power supply apparatus |
| KR100438786B1 (ko) * | 2002-04-23 | 2004-07-05 | 삼성전자주식회사 | 저전력 고효율의 액정표시장치 구동 전압 발생 회로 및 그방법 |
| JP4094487B2 (ja) * | 2003-05-21 | 2008-06-04 | ローム株式会社 | 正負出力電圧用電源装置 |
| CN100394345C (zh) * | 2004-03-03 | 2008-06-11 | 晶豪科技股份有限公司 | 电压产生器以及产生稳定电压的方法 |
| JP4887841B2 (ja) * | 2006-03-06 | 2012-02-29 | 富士通セミコンダクター株式会社 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ制御回路、ｄｃ−ｄｃコンバータ、半導体装置およびｄｃ−ｄｃコンバータ制御方法 |
| US7982447B2 (en) * | 2007-12-13 | 2011-07-19 | Texas Instruments Incorporated | Switched mode power supply having improved transient response |
| KR101525209B1 (ko) * | 2008-11-04 | 2015-06-05 | 삼성전자주식회사 | 모듈 테스트 장치 및 그것을 포함하는 테스트 시스템 |
| DE102010010409A1 (de) * | 2010-03-05 | 2011-09-08 | Bayerische Motoren Werke Aktiengesellschaft | Verfahren zum Betreiben einer Energiespeicheranordnung und Energiespeicheranordnung |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4626766A (en) * | 1984-07-13 | 1986-12-02 | Siemens Aktiengesellschaft | Circuit arrangement for feeding electrical users |
| JP3234043B2 (ja) * | 1993-05-10 | 2001-12-04 | 株式会社東芝 | 液晶駆動用電源回路 |
| US5412308A (en) * | 1994-01-06 | 1995-05-02 | Hewlett-Packard Corporation | Dual voltage power supply |
-
1998
- 1998-03-03 JP JP10051166A patent/JPH11252903A/ja active Pending
- 1998-11-09 TW TW087118621A patent/TW407393B/zh not_active IP Right Cessation
- 1998-11-13 US US09/191,886 patent/US6060869A/en not_active Expired - Fee Related
- 1998-12-19 CN CN98125800A patent/CN1071513C/zh not_active Expired - Fee Related
-
1999
- 1999-01-28 KR KR1019990002760A patent/KR19990077394A/ko not_active Application Discontinuation
-
2000
- 2000-01-07 HK HK00100129A patent/HK1021266A1/xx not_active IP Right Cessation
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011160660A (ja) * | 2011-05-27 | 2011-08-18 | Fujitsu Semiconductor Ltd | 電源装置の制御回路、電源装置及びその制御方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| TW407393B (en) | 2000-10-01 |
| KR19990077394A (ko) | 1999-10-25 |
| HK1021266A1 (en) | 2000-06-02 |
| CN1227989A (zh) | 1999-09-08 |
| CN1071513C (zh) | 2001-09-19 |
| US6060869A (en) | 2000-05-09 |
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