JP4581030B2 - 電力変換装置および電力変換装置の制御方法 - Google Patents

電力変換装置および電力変換装置の制御方法 Download PDF

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Description

本発明は、電力変換装置に関し、特に、電力変換装置において良好な電力変換効率を得る技術に関する。
電源からインダクタへの給電を断続することにより調整された電圧または電流を得る電力変換装置（例えばコンバータおよびインバータ）が、広く実用化されている。そのような電力変換装置において、一般に、電力変換装置の内部に設けられる電圧発生用コイルや外部の負荷コイルであるインダクタの回生電流を整流するフリーホイールダイオードが用いられる。
図１１は、周知のブースト（昇圧）コンバータの一例を示す回路図である。
図１１に示すブーストコンバータ１００は、コントローラ３から出力されるゲート信号により、周期的かつ排他的にオンされるローサイドのＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）１３およびハイサイドのＭＯＳＦＥＴ１２を用いて構成される。
ＭＯＳＦＥＴ１２およびＭＯＳＦＥＴ１３には、それぞれドレイン−ソース間に並列に寄生するボディダイオード１２ａおよびボディダイオード１３ａが含まれている。
コントローラ３からのゲート信号に応じて、ＭＯＳＦＥＴ１３が電源１４からインダクタ１６への給電を断続することで、電源１４の電圧にインダクタ１６の逆起電力によって生じる電圧を加えて得られる出力電圧が負荷１５へ供給される。
ＭＯＳＦＥＴ１２に含まれるボディダイオード１２ａはフリーホイールダイオードとして機能し、インダクタ１６の回生電流（この例では負荷１５への供給電流）を整流する。
ところが、ＭＯＳＦＥＴに含まれるボディダイオードの順方向電圧特性は一般に悪い。すなわち、電流レベルが低い動作領域では、ボディダイオードのオン抵抗はＭＯＳＦＥＴのオン抵抗よりも高い。そこで、前述したように、ＭＯＳＦＥＴ１３がオフの期間にＭＯＳＦＥＴ１２をオンにして、インダクタ１６の回生電流をＭＯＳＦＥＴ１２のチャネルに流すことで、ＭＯＳＦＥＴ１２における導通損失の低減を図っている。このような技術は同期整流と呼ばれ、従来から広く用いられている。
図１２は、シリコン（Ｓｉ）で作られ、かつボディダイオードを含む一般的なパワーＭＯＳＦＥＴ（以下、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ）におけるドレイン電流（Ｉｄ）とドレイン−ソース間電圧（Ｖｄｓ）との関係を表す特性曲線の一例を、ゲート電圧（Ｖｇ）が０Ｖ、＋５Ｖ、および＋１０Ｖ以上の場合についてそれぞれ示したグラフである。
Ｖｇが０Ｖのときは、チャネルが導通せずドレイン電流がボディダイオードのみに流れるため、ボディダイオードの特性曲線が表される。Ｖｇが＋１０Ｖ以上のときは、チャネルが完全に導通しドレイン電流がチャネルのみに流れるため、チャネルの特性曲線が表される。Ｖｇが＋５Ｖのときは、それらの中間的な特性曲線が表される。
このようなＳｉ−ＭＯＳＦＥＴの特性は、従来からよく知られており、例えば素子の放熱などの制約下での実用的な量（例えば図１２のグラフに示される特性において２〜３Ａ以下）のドレイン電流を取り扱う電力変換装置では、同期整流を行ってドレイン電流をチャネルに流すことで、ドレイン電流をボディダイオードに流す場合と比べてドレイン−ソース間電圧を低下させ、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴにおける導通損失を低減することが、一般的に行われる。
また、ゲート信号の供給、伝送を含む同期整流の制御のために消費される電力である駆動損失が、ドレイン−ソース間での導通損失を上回るほどドレイン電流の量が少ない場合に、同期整流を禁止することで、電力変換装置全体としての損失を確実に減らし電力変換効率を向上させる技術も知られている（例えば、特許文献１を参照）。
電力変換装置への適用に優れた半導体材料として、炭化珪素（ＳｉＣ）がある。ＳｉＣで作られるＭＯＳＦＥＴ（以下、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ）は、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴに比べて、高い定格電圧および速い応答速度を有し、かつ高温下で安定した動作が可能であるという好ましい性質を有している。
ＳｉＣのｐｎ接合に生じる電圧降下はおよそ２．５Ｖであり、Ｓｉのｐｎ接合に生じる電圧降下であるおよそ０．６Ｖと比べて大きい。したがって、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴにおいてボディダイオードのみにドレイン電流が流れると、ドレイン−ソース間に少なくとも２．５Ｖの電圧降下が生じ、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴの同様の場合と比べてより大きな導通損失が生じることになる。
そのため、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを用いた電力変換装置では、良好な電力変換効率を得るために同期整流を行うことが、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴを用いた電力変換装置の場合にも増して重要であると考えられる。
特開２０００−２３４５６号公報
ところで、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴは、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴに比べて１００゜Ｃ以上高い温度下で安定して動作できることから、同じ熱設計でＳｉ−ＭＯＳＦＥＴよりも多くの量のドレイン電流を処理できる可能性がある。
また、高温下では一般に、ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗が増加するとともに、ボディダイオードの順方向電圧が低下する（図１２において、もっと少ない量のドレイン電流でダイオードの特性曲線とチャネルの特性曲線とが交差する）ことが知られている。
そのため、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを用いた電力変換装置では、従来のＳｉ−ＭＯＳＦＥＴを用いた電力変換装置での実用的な電流量を上回る、同期整流を行うことで導通損失がかえって大きくなるような量のドレイン電流を実用的に処理する可能性が考えられる。その場合に、やみくもに同期整流を行ったのでは、導通損失が増加するのみならず、無駄な駆動損失のために、電力変換効率を大きく損なうことになる。
しかしながら、そのような量の電流を同期整流する電力変換装置において、良好な電力変換効率を得るための好ましい構成は、知られていない。
本発明は、このような背景の下になされたものであり、同期整流を行う電力変換装置において良好な電力変換効率を得るための新たな構成を提供することを目的とする。
上記の課題を解決するために、本発明の電力変換装置は、電源からインダクタへの給電を断続することにより、調整された電圧または電流を得る電力変換装置であって、供給される制御信号に応じて導通して前記インダクタの回生電流の流路を形成するスイッチング素子である電界効果トランジスタと、前記インダクタの前記回生電流の方向を順方向とするダイオードとが並列に接続されてなり、前記インダクタの前記回生電流が前記電界効果トランジスタのソースからドレインの方向に流れるように前記電界効果トランジスタが配置されているスイッチ部と、前記スイッチ部に流れる電流量および前記スイッチ部の両端に生じる電圧値のうちのいずれか一方を測定する測定器と、前記ダイオードの順方向に同じ量の電流が流れた場合における前記スイッチング素子のオン抵抗と前記ダイオードのオン抵抗との比較によってあらかじめ定められたしきい値を指定するしきい値指定部と、前記測定器で測定された電流量または電圧値が前記しきい値指定で指定されたしきい値よりも大きいときに、前記スイッチング素子への前記制御信号の供給を禁止する禁止制御部とを備える。
また、前記スイッチ部は、並列に接続され、かつ前記制御信号で共通に制御される複数のスイッチ部からなり、前記測定器は、前記複数のスイッチ部を構成するいずれかのスイッチ部に接続され、接続された前記スイッチ部に流れる電流を測定してもよい。
この構成によれば、前記インダクタの回生電流を前記スイッチ部で同期整流する場合に、前記スイッチング素子のオン抵抗が前記ダイオードのオン抵抗よりも大きくなる量の電流が前記スイッチ部に流れたときには同期整流を禁止することで、前記スイッチング素子および前記ダイオードのうち電流量に応じて導通損失がより小さくなる一方に前記回生電流を流すことができる。その結果、前記スイッチ部での同期整流の際に生じる導通損失を確実に低減するのみならず、前記制御信号の供給、伝送に係る駆動損失をなくし、前記電力変換装置において良好な電力変換効率を得ることができる。
また、さらに、前記スイッチ部の温度を測定する温度測定器を備え、前記しきい値指定部は、複数のしきい値電流量をそれぞれ異なる温度に対応して指定し、前記禁止制御部は、前記温度測定器によって測定された温度に対応して前記しきい値指定部で指定されたしきい値電流量よりも、前記測定器で測定された電流量が大きいときに、前記スイッチ部への前記制御信号の供給を禁止してもよい。
この構成によれば、温度によって前記しきい値電流値が変動する場合に、温度に応じた適切なしきい値電流値に従って同期整流を禁止することができるので、広い温度範囲にわたって、前記電力変換装置において良好な電力変換効率を得ることができる。
また、前記スイッチング素子および前記ダイオードの少なくともいずれか一方は炭化珪素で作られているとしてもよい。
この構成によれば、炭化珪素で作られる前記スイッチング素子および前記ダイオードは高温下で安定に動作できることから、前記スイッチング素子のオン抵抗が前記ダイオードのオン抵抗よりも大きくなるような大量の電流を実用的に処理する可能性が考えられる。そのため、前記電力変換装置において良好な電力変換効率を得るために、同期整流を禁止する技術的な意義は大きい。
また、本発明の電力変換装置は、直流電力をＮ（Ｎは３以上の整数）相交流電力に変換して相ごとに設けられた負荷であるインダクタへ供給する電力変換装置であって、供給される制御信号に応じて導通して前記インダクタの回生電流の流路を形成するスイッチング素子である電界効果トランジスタと、前記回生電流の方向を順方向とするダイオードとが並列に接続されてなり、前記インダクタの前記回生電流が前記電界効果トランジスタのソースからドレインの方向に流れるように前記電界効果トランジスタが配置されているスイッチ部をそれぞれが有する２Ｎ個のアームと、相ごとに設けられ、前記アームが２個ずつ直列に接続されてなり、両端が直流電源に接続され、かつ中点が対応する相のインダクタに接続されたＮ個のレグと、各相のインダクタに流れる電流量を特定する負荷電流特定部と、前記ダイオードの順方向に同じ量の電流が流れた場合における前記スイッチング素子のオン抵抗と前記ダイオードのオン抵抗との比較によってあらかじめ定められたしきい値を指定するしきい値指定部と、前記負荷電流特定部で特定された相ごとの電流量が前記しきい値指定部で指定されたしきい値よりも大きいときに、対応する相の前記レグに含まれる前記スイッチング素子への前記制御信号の供給を禁止する禁止制御部とを備えてもよい。
なお、本発明はこのような電力変換装置として実現できるだけでなく、電力変換装置の制御方法として実現することもできる。
上述のように、本発明の電力変換装置では、スイッチング素子とダイオードとが並列に接続されてなるスイッチ部にてインダクタの回生電流を同期整流する場合に、前記スイッチング素子のオン抵抗が前記ダイオードのオン抵抗よりも大きくなる量の電流が流れたときには同期整流を禁止することにより、前記スイッチング素子および前記ダイオードのうち電流量に応じて導通損失がより小さくなる一方に前記回生電流を流すことができる。
その結果、前記スイッチ部において生じる導通損失を確実に低減するのみならず、同期整流を行うための制御信号の供給、伝送に係る駆動損失をなくし、前記電力変換装置において良好な電力変換効率を得ることができる。
図１は、本発明に係るブーストコンバータの構成の一例を示す機能ブロック図である。 図２（Ａ）および図２（Ｂ）は、しきい値電流量を説明する図である。 図３は、ブーストコンバータにおける主要な信号のタイミングチャートである。 図４は、本発明に係るブーストコンバータの構成の他の一例を示す機能ブロック図である。 図５は、周知のバックコンバータの一例を示す回路図である。 図６は、本発明に係るバックコンバータの構成の一例を示す機能ブロック図である。 図７は、本発明に係る同期整流回路の構成の一例を示す機能ブロック図である。 図８（Ａ）は、本発明に係る電力変換装置としてのフルブリッジインバータの構成の一例を示す機能ブロック図である。図８（Ｂ）は、本発明に係る電力変換装置としての３相インバータの構成の一例を示す機能ブロック図である。 図９は、本発明に係る３相インバータの構成の他の一例を示す機能ブロック図である。 図１０は、本発明に係る３相インバータの構成のさらに他の一例を示す機能ブロック図である。 図１１は、周知のブーストコンバータの一例を示す回路図である。 図１２は、一般的なシリコンパワーＭＯＳＦＥＴの特性曲線の一例を示すグラフである。
本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置としてのブーストコンバータ１０１の構成の一例を示す機能ブロック図である。
ブーストコンバータ１０１は、従来のブーストコンバータ１００（図１１および背景技術の項を参照）と同様、コントローラ３から周期的かつ排他的に供給される制御信号Ｃ１および制御信号Ｃ２に応じて、ＭＯＳＦＥＴ１２およびＭＯＳＦＥＴ１３が交互にオンすることによって、電源１４の電圧にインダクタ１６の逆起電力によって生じる電圧を加えて得られる出力電圧を負荷１５へ供給する回路である。
ブーストコンバータ１０１は、インダクタ１６の回生電流を同期整流する回路として、ブーストコンバータ１００におけるＭＯＳＦＥＴ１２を、同期整流回路１０に置き換えて構成される。同期整流回路１０は、ＭＯＳＦＥＴ１２を含んで構成され、かつＭＯＳＦＥＴ１２に流れるドレイン電流の量に応じて同期整流を禁止する機能を有している。
同期整流回路１０以外の構成は、ブーストコンバータ１００と同一であるため説明を省略し、以下では主に同期整流回路１０について説明する。
同期整流回路１０は、ＭＯＳＦＥＴ１２、シャント抵抗２、電圧測定器９、温度測定器８、しきい値指定部７、および同期整流禁止回路４から構成される。ＭＯＳＦＥＴ１２は、ボディダイオード１２ａおよびチャネル１２ｂを含む。同期整流禁止回路４は、比較器６およびＡＮＤゲート５から構成される。
ここで、チャネル１２ｂを含むＭＯＳＦＥＴ１２が本発明のスイッチング素子の一例であり、ボディダイオード１２ａが本発明のダイオードの一例であり、ボディダイオード１２ａ込みのＭＯＳＦＥＴ１２が本発明のスイッチ部の一例である。また、シャント抵抗２および電圧測定器９が本発明の測定器の一例であり、温度測定器８が本発明の温度測定器の一例であり、しきい値指定部７が本発明のしきい値指定部の一例であり、同期整流禁止回路４が本発明の禁止制御部の一例である。
シャント抵抗２は、ＭＯＳＦＥＴ１２と直列に接続される。電圧測定器９は、シャント抵抗２の両端に生じる電圧を測定することにより、測定結果をＭＯＳＦＥＴ１２のドレイン電流量Ｉｍｅａｓとして出力する。
なお、ＭＯＳＦＥＴ１２のドレイン電流量は、シャント抵抗２および電圧測定器９に限らず、周知のどのような方法で測定してもよい。例えば、ＭＯＳＦＥＴ１２のドレイン電流を負荷に供給する線路に変流器を設けることでドレイン電流による誘導電流を測定し、また、前記線路に近接した位置にホール素子を設けることでドレイン電流による磁界を測定し、それぞれの測定結果からドレイン電流量を特定してもよい。
温度測定器８は、ＭＯＳＦＥＴ１２の内部かまたは近接した位置に設けられ、温度を測定することにより、測定結果をＭＯＳＦＥＴ１２の温度値Ｔｍｅａｓとして出力する。
しきい値指定部７は、温度測定器８から得られる温度値Ｔｍｅａｓに対応するしきい値電流量Ｉｔｈｒｅｓｈを、同期整流禁止回路４に対して指定する。
図２（Ａ）および図２（Ｂ）は、しきい値指定部７が指定するしきい値電流量Ｉｔｈｒｅｓｈを説明するグラフである。
図２（Ａ）および図２（Ｂ）のグラフは、図１３に示すグラフと同様、ＭＯＳＦＥＴ１２のドレイン電流（縦軸）とドレイン−ソース間電圧（横軸）との関係を、チャネル１２ｂのみが導通した場合とボディダイオード１２ａのみが導通した場合とについて示す特性曲線である。図２（Ａ）のグラフは常温時の特性曲線を表し、図２（Ｂ）のグラフは高温時の特性曲線を表す。
図２（Ａ）および図２（Ｂ）において、第１動作領域は、チャネル１２ｂのオン抵抗がボディダイオード１２ａのオン抵抗よりも小さいために、電流をチャネル１２ｂに流すほうがボディダイオード１２ａに流すよりも導通損失が小さくなるＭＯＳＦＥＴ１２の動作領域である。
また、第２動作領域は、チャネル１２ｂのオン抵抗がボディダイオード１２ａのオン抵抗よりも大きいために、電流をボディダイオード１２ａに流すほうがチャネル１２ｂに流すよりも導通損失が小さくなるＭＯＳＦＥＴ１２の動作領域である。
しきい値指定部７は、それぞれの温度に対応して、同じ量の電流が流れた場合におけるチャネル１２ｂのオン抵抗とボディダイオード１２ａのオン抵抗との比較によってあらかじめ定められたしきい値電流量Ｉｔｈｒｅｓｈを、同期整流禁止回路４に対して指定する。
しきい値電流量Ｉｔｈｒｅｓｈには、例えば、温度ごとに第１動作領域と第２動作領域との境界を示すＭＯＳＦＥＴ１２のドレイン電流量（常温時におけるＩｔｈｒｅｓｈ＿Ｌ、および高温時におけるＩｔｈｒｅｓｈ＿Ｈ）があらかじめ定められる。
なお、本発明では、しきい値指定部７の具体的な構成を限定しないが、一例として、しきい値指定部７は次のように実現してもよい。
しきい値指定部７は、例えば、温度値としきい値電流量とを対応付けてデジタル値で記憶しているデータテーブル、Ａ／Ｄ（アナログデジタル）変換器、およびＤ／Ａ（デジタルアナログ）変換器を用いて実現することができる。
そのような実現においては、温度測定器８から得られた温度値ＴｍｅａｓはＡ／Ｄ変換器でデジタル値に変換され、デジタル値で表された温度値に対応するしきい値がデータテーブルから参照される。そして、参照されたしきい値はＤ／Ａ変換器でアナログ値に変換され、アナログ値で表されたしきい値電流量Ｉｔｈｒｅｓｈは同期整流禁止回路４の比較器６に供給される。
また、例えば、しきい値指定部７は、温度値Ｔｍｅａｓを複数の段階に弁別し、弁別の結果に対応したしきい値電流量Ｉｔｈｒｅｓｈを表す電圧信号を生成し、生成した電圧信号を同期整流禁止回路４の比較器６に供給するアナログ回路として実現することもできる。
後述するように、測定されるドレイン電流量に応じて、ＭＯＳＦＥＴ１２が第１動作領域にあるときは、制御信号Ｃ１はゲート信号ＧとしてＭＯＳＦＥＴ１２に供給され、ＭＯＳＦＥＴ１２が第２動作領域にあるときは、制御信号Ｃ１は遮断される。
なお、図２（Ａ）および図２（Ｂ）から分かるように、第１動作領域と第２動作領域との境界は、ＭＯＳＦＥＴ１２のドレイン−ソース間電圧に対するしきい値によって示すこともできる。温度ごとに第１動作領域と第２動作領域との境界を示すＭＯＳＦＥＴ１２のドレイン−ソース間電圧（常温時におけるＶｔｈｒｅｓｈ＿Ｌ、および高温時におけるＶｔｈｒｅｓｈ＿Ｈ）をしきい値電圧値Ｖｔｈｒｅｓｈとして指定する変形例について、後ほど説明する。
再び図１を参照して、同期整流禁止回路４における比較器６は、しきい値指定部７から得られるしきい値電流量Ｉｔｈｒｅｓｈと、電圧測定器９から得られるＭＯＳＦＥＴ１２のドレイン電流量Ｉｍｅａｓとの比較結果を出力する。
ＡＮＤゲート５は、比較器６の出力が正値である場合、つまりＭＯＳＦＥＴ１２のドレイン電流量Ｉｍｅａｓがしきい値電流量Ｉｔｈｒｅｓｈよりも小さいときは、コントローラ３からの制御信号Ｃ１をＭＯＳＦＥＴ１２のゲート信号Ｇとして出力する。また、比較器６の出力が負値である場合、つまりＭＯＳＦＥＴ１２のドレイン電流量Ｉｍｅａｓがしきい値電流量Ｉｔｈｒｅｓｈよりも大きいときは、コントローラ３からの制御信号Ｃ１を遮断することで、ＭＯＳＦＥＴ１２による同期整流を禁止する。
次に、上述のように構成されたブーストコンバータ１０１の主要な動作について説明する。
図３は、ブーストコンバータ１０１における主要な信号のタイミングチャートである。
コントローラ３は、制御信号Ｃ１および制御信号Ｃ２を周期的かつ排他的に出力する。
一般的に、制御信号Ｃ１および制御信号Ｃ２の出力期間は、調整された電圧値または電流量を負荷１５へ供給するために、フィードバック制御に基づいて変更される。しかし、そのような制御は周知の技術であり、かつ本発明の主題ではないため、説明を省略する。
制御信号Ｃ２が出力され、制御信号Ｃ１が停止している期間、ＭＯＳＦＥＴ１３がオンし、電源１４からインダクタ１６に流れる電流の量は徐々に増加する。なお、図３には、この期間におけるＭＯＳＦＥＴ１２のドレイン電流量Ｉｍｅａｓを示していない。
制御信号Ｃ２が停止し、制御信号Ｃ１が出力されている期間、インダクタ１６の回生電流はＭＯＳＦＥＴ１２から負荷１５へ流れる。回生電流の量はＭＯＳＦＥＴ１２のドレイン電流量Ｉｍｅａｓとして測定される。
このとき、電流量Ｉｍｅａｓがしきい値電流量Ｉｔｈｒｅｓｈよりも大きい第２動作領域にある間は、同期整流禁止回路４により、制御信号Ｃ１は遮断される。その結果、ＭＯＳＦＥＴ１２のチャネル１２ｂは導通せず、回生電流はボディダイオード１２ａを流れる。
回生電流の量が減少し、電流量Ｉｍｅａｓがしきい値電流量Ｉｔｈｒｅｓｈよりも小さい第１動作領域に入ると、同期整流禁止回路４により、制御信号Ｃ１はゲート信号ＧとしてＭＯＳＦＥＴ１２に供給される。その結果、ＭＯＳＦＥＴ１２のチャネル１２ｂは導通し、回生電流はチャネル１２ｂを流れる。
制御信号Ｃ１の供給および遮断の切り替えは、電流量Ｉｍｅａｓの変化に追従してほぼ瞬時に行われる。そのため、制御信号Ｃ１の単一のパルスの期間中においてさえ、回生電流の流路を、即時にチャネル１２ｂおよびボディダイオード１２ａのうち導通損失が小さくなる一方に切り替えることができる。
これにより、ＭＯＳＦＥＴ１２における導通損失は最小化され、ブーストコンバータ１０１における良好な電力変換効率を得ることができる。
また、例えば負荷１５が重い場合や制御信号Ｃ１の周波数が非常に高い場合などには、制御信号Ｃ１の多数のパルスの期間にわたって常に、インダクタ１６の回生電流の量がしきい値電流量よりも大きい第２動作領域にあることが考えられる。そのような状況では、同期整流禁止回路４により、制御信号Ｃ１は遮断されたままとなる。
その結果、制御信号Ｃ１をＭＯＳＦＥＴ１２のゲートに供給、伝送するために消費される電力である駆動損失がなくなるので、ブーストコンバータ１０１における良好な電力変換効率を得るために役立つ。
しきい値指定部７は、駆動損失を補償するしきい値電流量を指定してもよい。すなわち、同期整流を禁止することで導通損失が改善されない場合であっても、駆動損失がなくなることで、電力変換装置全体としての効率が改善される場合には、同期整流を禁止してもよい。そのために、しきい値指定部７は、実施の形態で説明したしきい値電流量から、駆動損失に見合う電流量を差し引いた電流量をしきい値電流量として指定してもよい。
次に、同期整流の禁止制御を、ＭＯＳＦＥＴ１２のドレイン−ソース間電圧のしきい値比較に基づいて行う変形例について説明する。
図４は、本発明の実施の形態１の変形例にかかる電力変換装置としてのブーストコンバータ１０２の構成の一例を示す機能ブロック図である。
ブーストコンバータ１０２の同期整流回路２０において、電圧測定器９は、ＭＯＳＦＥＴ１２と並列に接続され、ＭＯＳＦＥＴ１２のドレイン−ソース間電圧を測定し、測定値をＶｍｅａｓとして出力する。
しきい値指定部２１は、温度測定器８から得られる温度値Ｔｍｅａｓに対応するしきい値電圧値を、同期整流禁止回路４に対して指定する。
しきい値電圧値Ｖｔｈｒｅｓｈには、例えば、図２（Ａ）および図２（Ｂ）に示されるように、温度ごとに第１動作領域と第２動作領域との境界を示すＭＯＳＦＥＴ１２のドレイン電圧値（常温時におけるＶｔｈｒｅｓｈ＿Ｌ、および高温時におけるＶｔｈｒｅｓｈ＿Ｈ）があらかじめ定められる。
同期整流禁止回路４における比較器６は、しきい値指定部２１から得られるしきい値電圧値Ｖｔｈｒｅｓｈと、電圧測定器９から得られるＭＯＳＦＥＴ１２のドレイン−ソース間電圧値Ｖｍｅａｓとの比較結果を出力する。
ＡＮＤゲート５は、比較器６の出力が正値である場合、つまりＭＯＳＦＥＴ１２のドレイン−ソース間電圧値Ｖｍｅａｓがしきい値電圧値Ｖｔｈｒｅｓｈよりも小さいときは、コントローラ３からの制御信号Ｃ１をＭＯＳＦＥＴ１２のゲート信号Ｇとして出力する。また、比較器６の出力が負値である場合、つまりＭＯＳＦＥＴ１２のドレイン−ソース間電圧値がしきい値電圧値Ｖｔｈｒｅｓｈよりも大きいときは、コントローラ３からの制御信号Ｃ１を遮断することで、ＭＯＳＦＥＴ１２による同期整流を禁止する。
上記のように構成されたブーストコンバータ１０２では、図３で説明した動作が電圧値Ｖｍｅａｓとしきい値電圧値Ｖｔｈｒｅｓｈとの比較によって行われる。その結果、ブーストコンバータ１０１と同様に、ドレイン電流をボディダイオード１２ａに流すことでＭＯＳＦＥＴ１２の導通損失を低減できる第２動作領域において同期整流が禁止される。
これにより、ＭＯＳＦＥＴ１２における導通損失は最小化され、ブーストコンバータ１０２における良好な電力変換効率を得ることができる。
また、ブーストコンバータ１０２では、ブーストコンバータ１０１と異なり、ドレイン電流の検出用のシャント抵抗を用いないため、部品点数および回路損失の増加を回避できる。
なお、図３に示されるタイミングチャートからわかるように、同期整流回路１０は、従来からＭＯＳＦＥＴ１２に供給されている制御信号Ｃ１を供給されるだけで、良好な電力変換効率を達成するための同期整流を自律的に実行することができる。つまり、制御信号Ｃ１の互換性のために、同期整流回路１０は、従来は単体で同期整流を行っているところのＭＯＳＦＥＴ１２を、コントローラ３の変更なしに置き換えることができる。
このことは、同期整流回路２０についても同様である。
すなわち、同期整流回路１０、２０は、ブーストコンバータに限らず、種々の電力変換装置において同期整流を行っているＭＯＳＦＥＴと広く置き換えが可能であり、置き換えにより良好な電力変換効率を達成できる。
以下では、同期整流回路１０を含んで構成される電力変換装置の他の例について説明する。
（実施の形態１の変形例）
次に、本発明に係る電力変換装置の一例としてのバック（降圧）コンバータについて説明する。
図５は、周知のバックコンバータの一例を示す回路図である。
図５に示されるバックコンバータ２００は、図１１に示されるブーストコンバータ１００の電源１４と負荷１５とを入れ替えることにより構成され、バックコンバータ２００では、ＭＯＳＦＥＴ１２がインダクタ１６の回生電流を同期整流する役目を負う。
そこで、バックコンバータ２００におけるＭＯＳＦＥＴ１２を、実施の形態１で説明した同期整流回路１０で置き換えることにより、本発明に係る電力変換装置としてのバックコンバータを構成する。
図６は、本発明の実施の形態１の変形例に係る電力変換装置としてのバックコンバータ２０１の構成の一例を示す機能ブロック図である。
同期整流回路１０は、バックコンバータ２０１においても、ブーストコンバータ１０１の場合と同様に動作することで、良好な電力変換効率を達成するための同期整流を自律的に実行する。
バックコンバータ２０１の構成は、図１のブーストコンバータ１０１において負荷１５から電源１４へ回生充電を行う場合に応用できる。回生充電を行う場合、負荷１５と電源１４との役目が逆転することから、ブーストコンバータ１０１は、バックコンバータ２０１と等価な回路として動作する。すなわち、回生充電の際には、図１のＭＯＳＦＥＴ１３がインダクタ１６の回生電流を同期整流する役目を負う。
そこで、ブーストコンバータ１０１におけるＭＯＳＦＥＴ１３を、ＭＯＳＦＥＴ１２を含む同期整流回路１０とは別のもう１つの同期整流回路１０で置き換える。これにより、ブーストコンバータ１０１が負荷１５から電源１４へ回生充電を行う場合にも、ＭＯＳＦＥＴ１３と置き換えられた同期整流回路１０によって、良好な電力変換効率を達成するための同期整流が自律的に実行される。
すなわち、ローサイドのＭＯＳＦＥＴおよびハイサイドのＭＯＳＦＥＴの両方をそれぞれ同期整流回路１０で置き換えてなるブーストコンバータも、本発明に含まれる。
（実施の形態２）
次に、実施の形態２として、複数のＭＯＳＦＥＴを含んで構成される同期整流回路の変形例について説明する。
図７は、本発明の実施の形態２に係る同期整流回路２２の構成の一例を示す機能ブロック図である。同期整流回路２２は、図１に示される同期整流回路１０と比べて、並列に接続されかつゲート信号Ｇで共通に制御される複数のＭＯＳＦＥＴ１２を有している点、およびシャント抵抗２がその中の１つの代表ＭＯＳＦＥＴ１２（図７の最上段のＭＯＳＦＥＴ１２）のみと直列に接続されている点で異なる。
同期整流回路２２は、並列に接続された複数のＭＯＳＦＥＴ１２を有しているので、大電流を取り扱うために適している。同期整流回路２２における複数のＭＯＳＦＥＴ１２およびシャント抵抗２は、１つのパッケージに封止されたＩＰＭ（Ｉｎｔｅｌｌｉｇｅｎｔ Ｐｏｗｅｒ Ｍｏｄｕｌｅ）１１であるとしてもよい。
このように構成される同期整流回路２２もまた、実施の形態１で説明した同期整流回路１０と同様に動作することで、良好な電力変換効率を達成するための同期整流を自律的に実行する。
なお、同期整流回路２２では、複数のＭＯＳＦＥＴ１２に個別にシャント抵抗を組み込むのではなく、シャント抵抗２を１つの代表ＭＯＳＦＥＴのみと直列に接続して、代表ＭＯＳＦＥＴのドレイン電流をサンプルとして測定する構成とすることで、構成の簡略化を達成している。
（実施の形態３）
次に、本発明に係る電力変換装置の一例としてのフルブリッジインバータおよび３相インバータについて説明する。
図８（Ａ）は、本発明の実施の形態３に係る電力変換装置としてのフルブリッジインバータ３０１の構成の一例を示す機能ブロック図である。
フルブリッジインバータ３０１は、一般的なフルブリッジインバータにおけるブリッジ回路を構成する４つのスイッチング素子を、それぞれ前述の同期整流回路１０で置き換えて構成される。それぞれの同期整流回路を、区別のため同期整流回路１０ａ〜１０ｄと記す。フルブリッジインバータ３０１には、平滑用のインダクタ１７およびキャパシタ１８が含まれる。
周知の制御信号（図示せず）による制御下で、同期整流回路１０ａ、１０ｄの組、および同期整流回路１０ｂ、１０ｃの組が、周期的かつ排他的にオンすることで、フルブリッジインバータ３０１は、電源１４の直流電力を交流電力に変換する。オンする同期整流回路の組が切り替わる動作は、一般に転流と呼ばれる。
図８（Ａ）において、同期整流回路１０ａ、１０ｄの組がオンしている状態から、同期整流回路１０ｂ、１０ｃの組がオンする状態への転流の直前に、実線で示される方向の電流がインダクタ１７に流れているとすると、転流の直後には、インダクタ１７の回生電流は引き続き点線で示される方向に流れる。
この方向の回生電流は、同期整流回路１０ｂ、１０ｃに含まれるＭＯＳＦＥＴのチャネルおよびボディダイオードの両方を流れることができる。また、この回生電流は、例えば負荷が重い場合などには、かなり大きな量になると考えられる。
同期整流回路１０ｂ、１０ｃは、実施の形態１で説明したように動作することで、回生電流の量が前述の第２動作領域にある（回生電流をボディダイオードに流すほうが、ＭＯＳＦＥＴのチャネルに流すよりも導通損失を低減できる）場合には、制御信号を遮断してＭＯＳＦＥＴのチャネルがオンすることを禁止する。これにより、回生電流は、図８（Ａ）に示されるように、ボディダイオードを流れる。
回生電流の量が減少して前述の第１動作領域に入ると、同期整流回路１０ｂ、１０ｃは、制御信号を遮断することをやめてＭＯＳＦＥＴのチャネルをオンにする。これにより、回生電流は、チャネルを流れる。
このように、同期整流回路１０ｂ、１０ｃは、ＭＯＳＦＥＴのチャネルおよびボディダイオードのうち、導通損失が小さくなる一方へ回生電流を流すことによって、フルブリッジインバータ３０１の電力変換効率を向上させる。
なお、同期整流回路１０ｂ、１０ｃの組がオンしている状態から、同期整流回路１０ａ、１０ｄの組がオンする状態への転流の直後には、同期整流回路１０ａ、１０ｄが同様に動作することによって、フルブリッジインバータ３０１の電力変換効率を向上させる役目を果たす。
同期整流回路１０は、フルブリッジインバータだけでなく、例えば３相インバータに適用することで、３相インバータの電力変換効率を向上することができる。
図８（Ｂ）は、本発明の実施の形態３に係る電力変換装置としての３相インバータ４０１の構成の一例を示す機能ブロック図である。
３相インバータ４０１は、一般的な３相インバータにおけるブリッジ回路を構成する６つのスイッチング素子を、それぞれ前述の同期整流回路１０で置き換えて構成される。それぞれの同期整流回路を、区別のため同期整流回路１０ａ〜１０ｆと記す。
３相インバータ４０１は、３相モータ１９の各相のコイル１９ａ〜１９ｃを駆動する。便宜上、同期整流回路１０ａ、１０ｅ、１０ｆをオンにして、コイル１９ａに３相モータ１９の図面上の中心へ向かう電流を流そうとする相を第１相と呼ぶ。また、同期整流回路１０ｂ、１０ｄ、１０ｆをオンにして、コイル１９ｂに３相モータ１９の図面上の中心へ向かう電流を流そうとする相を第２相と呼ぶ。
図８（Ｂ）において、第１相から第２相への転流の直前に、実線で示される方向の電流が流れているとすると、転流の直後には、コイル１９ａ〜１９ｃの回生電流は、点線で示される方向に流れる。
この方向の回生電流は、同期整流回路１０ｂ、１０ｄに含まれるＭＯＳＦＥＴのチャネルおよびボディダイオードの両方を流れることができる。
同期整流回路１０ｂ、１０ｄは、回生電流の量に応じて、チャネルおよびボディダイオードのうち、導通損失が小さくなる一方へ回生電流を流すことによって、３相インバータ４０１の電力変換効率を向上させる。
同期整流回路１０ａ、１０ｃ、１０ｅ、１０ｆは、他の相間の転流の際に、３相インバータ４０１の電力変換効率を向上させる役目を果たす。
（実施の形態４）
次に、本発明に係る電力変換装置の一例としての３相インバータでの別の形態について説明する。
図９は、本発明の実施の形態４に係る電力変換装置としての３相インバータ５０１の構成の一例を示す機能ブロック図である。以下では、図１のブーストコンバータ１０１および図８（Ｂ）の３相インバータ４０１と異なる点について主に説明する。
３相インバータ５０１は、図８（Ｂ）の３相インバータ４０１と比べて、負荷に流れる電流を相ごとに特定することによって同期整流の禁止制御を行う点が異なる。一般的な３相インバータは、通常、負荷の駆動制御を行うために負荷に流れる電流量を相ごとに特定する回路を備えている。３相インバータ５０１では、そのような回路を用いることができる。
３相インバータ５０１は、一般的な３相インバータに設けられるコントローラ３０、電流測定器３１〜３３、温度測定器８、およびＭＯＳＦＥＴ４１〜４６を備え、さらに本発明に特徴的なしきい値指定部７および同期整流禁止回路４０を備える。
３相インバータ５０１において、ＭＯＳＦＥＴ４１〜４６のそれぞれが６個のアームを構成し、２個ずつ直列に接続されたアームが３つの相それぞれのレグを構成する。各相のレグの両端は直流電源１４に接続され、レグの中点は３相モータ１９のコイル１９ａ〜１９ｃのうちの対応する１つに接続される。
ＭＯＳＦＥＴ４１〜４６にはそれぞれダイオードまたはボディダイオードが含まれる。ここで、ＭＯＳＦＥＴ４１〜４６は、本発明のスイッチング素子の一例であり、ボディダイオード込みのＭＯＳＦＥＴ１２は、本発明のスイッチ部の一例である。
電流測定器３１、３２、３３はそれぞれ、対応する相のレグの中点からコイル１９ａ、１９ｂ、１９ｃへ負荷電流を供給する線路に流れる電流量Ｉｍｅａｓ＿Ｕ、Ｉｍｅａｓ＿Ｖ、Ｉｍｅａｓ＿Ｗを測定し、測定結果を表す信号を出力する。例えば、電流測定器３１によって測定される電流量Ｉｍｅａｓ＿Ｕは、コイル１９ａに流れる電流量であり、ボディダイオードの順方向を正とした場合の、ＭＯＳＦＥＴ４１のドレイン電流量とＭＯＳＦＥＴ４２のドレイン電流量の正負を反転した値とを表す。
電流測定器３１〜３３は、本発明の負荷電流特定部の一例である。
コントローラ３０は、電流測定器３１〜３３によって測定された電流量、および図示しないトルク指令信号、ロータ位置検出信号などに応じて、ＭＯＳＦＥＴ４１〜４６を導通させるための制御信号ΦＵ、ΦＸ、ΦＶ、ΦＹ、ΦＷ、ΦＺを出力する。これらの制御信号は、周知のように、ΦＵおよびΦＸ、ΦＶおよびΦＹ、ΦＷおよびΦＺをそれぞれ一対として、一対の制御信号は排他的に、かつ各対の制御信号は１２０度ずつずれた位相で出力される。通常これらの制御信号は、望ましいトルクを得るためのスイッチング制御により、ロータの回転周期よりも十分に短い周期で断続的に出力される。
温度測定器８は、ＭＯＳＦＥＴ４１〜４６に近接した位置に設けられ、温度を測定することにより、測定結果を温度値Ｔｍｅａｓとして出力する。
しきい値指定部７は、温度測定器８から得られる温度値Ｔｍｅａｓに対応するしきい値電流量Ｉｔｈｒｅｓｈを、同期整流禁止回路４０に対して指定する。しきい値電流量Ｉｔｈｒｅｓｈは、ＭＯＳＦＥＴ４１〜４６の、前述した第１動作領域と第２動作領域との境界を示すドレイン電流量である。
同期整流禁止回路４０は、しきい値指定部７から得られるしきい値電流量Ｉｔｈｒｅｓｈと、電流測定器３１〜３３によって測定された電流量Ｉｍｅａｓ＿Ｕ、Ｉｍｅａｓ＿Ｖ、Ｉｍｅａｓ＿Ｗとの比較に基づいて、ＭＯＳＦＥＴ４１〜４６への制御信号ΦＵ、ΦＸ、ΦＶ、ΦＹ、ΦＷ、ΦＺの供給を禁止する回路であり、ＡＮＤゲート５１〜５６、比較器６１〜６６、演算器３４〜３６から構成される。
演算器３４〜３６は、電流測定器３１〜３３によって測定された電流量Ｉｍｅａｓ＿Ｕ、Ｉｍｅａｓ＿Ｖ、Ｉｍｅａｓ＿Ｗのそれぞれの正負を反転した値を、ＭＯＳＦＥＴ４２、４４、４６のドレイン電流量として出力する。
ＡＮＤゲート５１〜５６および比較器６１〜６６は、それぞれＭＯＳＦＥＴ４１〜４６に対応して設けられ、実施の形態１で説明したＡＮＤゲート５および比較器６と同様に動作することにより、ＭＯＳＦＥＴ４１〜４６が第１動作領域にある場合は、対応する制御信号ΦＵ、ΦＸ、ΦＶ、ΦＹ、ΦＷ、ΦＺをゲート信号としてＭＯＳＦＥＴ４１〜４６に供給し、ＭＯＳＦＥＴ４１〜４６が第２動作領域にある場合は、対応する制御信号ΦＵ、ΦＸ、ΦＶ、ΦＹ、ΦＷ、ΦＺを遮断する。
ここで、前例に倣い、ＭＯＳＦＥＴ４１、４４、４６をオンにして、コイル１９ａに３相モータ１９の図面上の中心へ向かう電流を流そうとする相を第１相と呼ぶ。また、ＭＯＳＦＥＴ４２、４３、４６をオンにして、コイル１９ｂに３相モータ１９の図面上の中心へ向かう電流を流そうとする相を第２相と呼ぶ。
図９において、第１相から第２相への転流の直前に、実線で示される方向の電流が流れているとすると、転流の直後には、コイル１９ａ〜１９ｃの回生電流は、点線で示される方向に流れる。
この方向の回生電流は、ＭＯＳＦＥＴ４２、４３のチャネルおよびボディダイオードの両方を流れることができる。
同期整流禁止回路４０は、電流測定器３１、３２で測定される回生電流の量に応じて、それぞれＭＯＳＦＥＴ４２、４３のゲート信号の供給を遮断する。これにより、回生電流は、ＭＯＳＦＥＴ４２、４３のチャネルおよびボディダイオードのうち、導通損失が小さくなる一方へ流れるので、３相インバータ５０１の電力変換効率が向上する。
同期整流禁止回路４０は、他の相間の転流の際に、ＭＯＳＦＥＴ４１、４４、４５、４６のゲート信号の供給および遮断を制御することによって、３相インバータ５０１の電力変換効率を向上させる。
制御信号ΦＵおよびΦＸ、ΦＶおよびΦＹ、ΦＷおよびΦＺの供給および遮断の切り替えは、それぞれ電流量Ｉｍｅａｓ＿Ｕ、Ｉｍｅａｓ＿Ｖ、Ｉｍｅａｓ＿Ｗの変化に追従してほぼ瞬時に行われる。そのため、制御信号ΦＵ、ΦＸ、ΦＶ、ΦＹ、ΦＷ、ΦＺがスイッチング制御により高速に断続する場合に、スイッチング制御の１周期中においてさえ、回生電流の流路を、即時にＭＯＳＦＥＴのチャネルおよびボディダイオードのうち導通損失が小さくなる一方に切り替えることができる。
３相インバータ５０１では、一般的なインバータ装置に通常設けられる電流測定器をそのまま使用することができるので、図８（Ｂ）の６組の同期整流回路１０を設けた３相インバータ４０１と比べて、部品点数を増やさずに実現することが可能である。
なお、３相インバータでは、３相の負荷電流量の和が０となることを利用して、２相の負荷電流量のみを実際に測定し、残りの１相の負荷電流量を２相の負荷電流量の測定値から算出することができる。
図１０は、１相の負荷電流量を他の２相の負荷電流量の測定値から算出する３相インバータ５０２の構成の一例を示す機能ブロック図である。
３相インバータ５０２は、図９に示す３相インバータ５０１と比べて、電流測定器３３が省略され、電流測定器３１、３２によって測定された電流量Ｉｍｅａｓ＿Ｕ、Ｉｍｅａｓ＿Ｖのそれぞれの正負を反転した値の和を電流量Ｉｃａｌｃ＿Ｗとして算出する演算器３７が設けられる。
ここでは、電流測定器３１、３２、および演算器３７が、本発明の負荷電流特定部の一例である。
演算器３７によって算出される電流量Ｉｃａｌｃ＿Ｗは、コイル１９ｃに流れる電流量として、３相インバータ５０１における電流量Ｉｍｅａｓ＿Ｗと同等に用いられる。
なお、実施の形態では、３相インバータの負荷の一例として３相モータを示したが、本発明の電力変換装置としての３相インバータの負荷は３相モータに限定されるものではなく、例えば３相の系統電源でも実施可能である。
以上、本発明の電力変換装置について、実施の形態に基づいて説明したが、本発明は、この実施の形態に限定されるものではない。本発明の趣旨を逸脱しない限り、当業者が思いつく各種変形を本実施の形態に施したものも本発明の範囲内に含まれる。
本発明の電力変換装置は、実施の形態で一例として説明したブーストコンバータ、バックコンバータ、フルブリッジインバータ、３相インバータに限定されるものではなく、例えば多相インバータ等の、種々の電力変換装置に広く適用することができる。
また、本発明の電力変換装置をＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを用いて実現した場合には、とりわけ、電力変換装置において良好な電力変換効率を得る大きな効果が期待される。なぜなら、高温下で安定に動作できるＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを用いた電力変換装置では、ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗がボディダイオードのオン抵抗よりも大きくなるような大量の電流を実用的に処理する可能性があるためである。
また、例えば、実施の形態では、ＭＯＳＦＥＴとボディダイオードとを含むボディダイオード込みのＭＯＳＦＥＴが本発明のスイッチ部の一例であるとして説明したが、その他にも、例えば、一つの半導体基板上で、ＭＯＳＦＥＴと、そのＭＯＳＦＥＴとは別に意図的に（寄生ではなく）形成されたフリーホイールダイオードとが並列接続されてなるスイッチング素子や、ＭＯＳＦＥＴとダイオードとがそれぞれ別々のディスクリート部品で並列接続され、一つのパッケージに封止されたスイッチングデバイスは、本発明のスイッチ部になり得る。
つまり、そのようなスイッチング回路やスイッチングデバイスにおいて、ダイオードに電流を流すほうがＭＯＳＦＥＴに電流を流すよりも導通損失が大きくなる第１動作領域とその逆に小さくなる第２動作領域との境界を示すしきい値を指定し、スイッチング回路やスイッチングデバイスに流れる電流または生じる電圧の測定量が指定したしきい値よりも大きい場合にＭＯＳＦＥＴをオンにする制御信号の供給を禁止する構成は、本発明に含まれる。
本発明は、電力変換装置に利用でき、コンバータおよびインバータなどの同期整流を行う電力変換装置に好適である。
２ シャント抵抗
３、３０ コントローラ
４、４０ 同期整流禁止回路
５、５１〜５６ ＡＮＤゲート
６、６１〜６６ 比較器
７、２１ しきい値指定部
８ 温度測定器
９ 電圧測定器
１０、１０ａ〜１０ｆ、２０、２２ 同期整流回路
１１ ＩＰＭ
１２、１３、４１〜４６ ＭＯＳＦＥＴ
１２ａ、１３ａ ボディダイオード
１２ｂ チャネル
１４ 電源
１５ 負荷
１６、１７ インダクタ
１８ キャパシタ
１９ ３相モータ
１９ａ〜１９ｃ コイル
３１〜３３ 電流測定器
３４〜３７ 演算器
１００、１０１、１０２ ブーストコンバータ
２００、２０１ バックコンバータ
３０１ フルブリッジインバータ
４０１、５０１、５０２ ３相インバータ

Claims (13)

  1. 電源からインダクタへの給電を断続することにより、調整された電圧または電流を得る電力変換装置であって、
    供給される制御信号に応じて導通して前記インダクタの回生電流の流路を形成するスイッチング素子である電界効果トランジスタと、前記インダクタの前記回生電流の方向を順方向とするダイオードとが並列に接続されてなり、前記インダクタの前記回生電流が前記電界効果トランジスタのソースからドレインの方向に流れるように前記電界効果トランジスタが配置されているスイッチ部と、
    前記スイッチ部に流れる電流量および前記スイッチ部の両端に生じる電圧値のうちのいずれか一方を測定する測定器と、
    前記ダイオードの順方向に同じ量の電流が流れた場合における前記スイッチング素子のオン抵抗と前記ダイオードのオン抵抗との比較によってあらかじめ定められたしきい値を指定するしきい値指定部と、
    前記測定器で測定された電流量または電圧値が前記しきい値指定部で指定されたしきい値よりも大きいときに、前記スイッチング素子への前記制御信号の供給を禁止する禁止制御部と
    を備えることを特徴とする電力変換装置。
  2. 前記スイッチ部は、並列に接続され、かつ前記制御信号で共通に制御される複数のスイッチ部からなり、
    前記測定器は、前記複数のスイッチ部を構成するいずれかのスイッチ部に接続され、接続された前記スイッチ部に流れる電流を測定する
    ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. さらに、
    前記スイッチ部の温度を測定する温度測定器を備え、
    前記しきい値指定部は、複数のしきい値電流量をそれぞれ異なる温度に対応して指定し、
    前記禁止制御部は、前記温度測定器によって測定された温度に対応して前記しきい値指定部で指定されたしきい値電流量よりも、前記測定器で測定された電流量が大きいときに、前記スイッチ部への前記制御信号の供給を禁止する
    ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  4. 前記スイッチング素子および前記ダイオードの少なくともいずれか一方は炭化珪素で作られている
    ことを特徴とする請求項１、請求項２、および請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  5. 直流電力をＮ（Ｎは３以上の整数）相交流電力に変換して相ごとに設けられた負荷であるインダクタへ供給する電力変換装置であって、
    供給される制御信号に応じて導通して前記インダクタの回生電流の流路を形成するスイッチング素子である電界効果トランジスタと、前記回生電流の方向を順方向とするダイオードとが並列に接続されてなり、前記インダクタの前記回生電流が前記電界効果トランジスタのソースからドレインの方向に流れるように前記電界効果トランジスタが配置されているスイッチ部をそれぞれが有する２Ｎ個のアームと、
    相ごとに設けられ、前記アームが２個ずつ直列に接続されてなり、両端が直流電源に接続され、かつ中点が対応する相のインダクタに接続されたＮ個のレグと、
    各相のインダクタに流れる電流量を特定する負荷電流特定部と、
    前記ダイオードの順方向に同じ量の電流が流れた場合における前記スイッチング素子のオン抵抗と前記ダイオードのオン抵抗との比較によってあらかじめ定められたしきい値を指定するしきい値指定部と、
    前記負荷電流特定部で特定された相ごとの電流量が前記しきい値指定部で指定されたしきい値よりも大きいときに、対応する相の前記レグに含まれる前記スイッチング素子への前記制御信号の供給を禁止する禁止制御部と
    を備えることを特徴とする電力変換装置。
  6. 前記負荷電流特定部は、相ごとに設けられたＮ個の電流測定器からなる
    ことを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
  7. 前記負荷電流特定部は、（Ｎ−１）個の相のそれぞれに設けられた（Ｎ−１）個の電流測定器と他の１相の電流量を算出する演算器とからなる
    ことを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
  8. 電源からインダクタへの給電を断続することにより、調整された電圧または電流を得る電力変換装置の制御方法であって、
    前記電力変換装置は、供給される制御信号に応じて導通して前記インダクタの回生電流の流路を形成するスイッチング素子である電界効果トランジスタと、前記インダクタの前記回生電流の方向を順方向とするダイオードとが並列に接続されてなり、前記インダクタの前記回生電流が前記電界効果トランジスタのソースからドレインの方向に流れるように前記電界効果トランジスタが配置されているスイッチ部を備え、
    前記スイッチ部に流れる電流量および前記スイッチ部の両端に生じる電圧値のうちのいずれか一方を測定する測定ステップと、
    前記ダイオードの順方向に同じ量の電流が流れた場合における前記スイッチング素子のオン抵抗と前記ダイオードのオン抵抗との比較によってあらかじめ定められたしきい値を指定するしきい値指定ステップと、
    前記測定ステップで測定された電流量または電圧値が前記しきい値指定ステップで指定されたしきい値よりも大きいときに、前記スイッチング素子への前記制御信号の供給を禁止する禁止制御ステップと
    を含むことを特徴とする制御方法。
  9. 直流電力をＮ（Ｎは３以上の整数）相交流電力に変換して相ごとに設けられた負荷であるインダクタへ供給する電力変換装置の制御方法であって、
    前記電力変換装置は、
    供給される制御信号に応じて導通して前記インダクタの回生電流の流路を形成するスイッチング素子である電界効果トランジスタと、前記回生電流の方向を順方向とするダイオードとが並列に接続されてなり、前記インダクタの前記回生電流が前記電界効果トランジスタのソースからドレインの方向に流れるように前記電界効果トランジスタが配置されているスイッチ部をそれぞれが有する２Ｎ個のアームと、
    相ごとに設けられ、前記アームが２個ずつ直列に接続されてなり、両端が直流電源に接続され、かつ中点が対応する相のインダクタに接続されたＮ個のレグと
    を備え、
    各相のインダクタに流れる電流量を特定する負荷電流特定ステップと、
    前記ダイオードの順方向に同じ量の電流が流れた場合における前記スイッチング素子のオン抵抗と前記ダイオードのオン抵抗との比較によってあらかじめ定められたしきい値を指定するしきい値指定ステップと、
    前記負荷電流特定ステップで特定された相ごとの電流量が前記しきい値指定ステップで指定されたしきい値よりも大きいときに、対応する相の前記レグに含まれる前記スイッチング素子への前記制御信号の供給を禁止する禁止制御ステップと
    を含むことを特徴とする制御方法。
  10. 前記スイッチング素子がＭＯＳＦＥＴ（金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ）であり、前記ダイオードが前記ＭＯＳＦＥＴに含まれるボディダイオードである
    ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  11. 前記スイッチング素子がＭＯＳＦＥＴであり、前記ダイオードが前記ＭＯＳＦＥＴに含まれるボディダイオードである
    ことを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置
  12. 前記スイッチング素子がＭＯＳＦＥＴであり、前記ダイオードが前記ＭＯＳＦＥＴに含まれるボディダイオードである
    ことを特徴とする請求項８に記載の制御方法。
  13. 前記スイッチング素子がＭＯＳＦＥＴであり、前記ダイオードが前記ＭＯＳＦＥＴに含まれるボディダイオードである
    ことを特徴とする請求項９に記載の制御方法。
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