JP5540754B2 - Ｄｃ−ｄｃコンバータの制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータを構成する二つのスイッチング素子を交互にオン／オフさせてＤＣ−ＤＣコンバータからの出力を制御する制御装置に関する。

ＤＣ−ＤＣコンバータには、通常、コイルと、直流電源からコイルへの第１通電経路上に設けられた第１スイッチング素子と、この第１スイッチング素子のターンオフ後に、コイルに蓄積されたエネルギにより第１通電経路とは異なる第２通電経路に電流を流す通電経路切換用の第２スイッチング素子が備えられている。そして、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子としては、一般に、オン抵抗の小さいＭＯＳＦＥＴが使用される。

例えば、図６は、降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータ３０を表しているが、このＤＣ−ＤＣコンバータ３０には、直流電源としてのバッテリ２からコイル３４に至る第１通電経路上に、第１スイッチング素子としてのｐチャネルのＭＯＳＦＥＴ３１が設けられ、ＭＯＳＦＥＴ３１のターンオフ後に第２通電経路を形成する第２スイッチング素子として、ｎチャネルのＭＯＳＦＥＴ３２が設けられている。

そして、このＤＣ−ＤＣコンバータ３０では、ＭＯＳＦＥＴ３１が、制御回路４０によりデューティ制御されたＰＷＭ信号にて周期的にオン／オフされ、そのオン時にバッテリ２からＭＯＳＦＥＴ３１及びコイル３４を介して、電圧安定化用のコンデンサＣ３に充電し、ＭＯＳＦＥＴ３１のオフ時には、ＭＯＳＦＥＴ３２を介してコイル３４からコンデンサＣ３への充電を継続することにより、コンデンサＣ３から外部負荷３へと直流電圧を供給するようにされている。

また、ＭＯＳＦＥＴ３１、３２には、ドレイン−ソース間にダイオード（所謂寄生ダイオード）３１ｄ、３２ｄが形成されることから、ＭＯＳＦＥＴ３１がターンオフされてから、ＭＯＳＦＥＴ３２がオンされるまでの間は、ダイオード３２ｄを介してコイル３４への通電を継続できる。

そこで、従来では、図６に示すように、ＭＯＳＦＥＴ３２が設けられる第２通電経路上に電流検出用の抵抗Ｒを設け、駆動回路４２が、この抵抗Ｒの両端電圧に応じてＭＯＳＦＥＴ３２をオンする際の駆動電圧（ゲート電圧）を制御するよう構成することが提案されている（例えば、特許文献１等参照）。

つまり、この提案の装置では、抵抗Ｒにてダイオード３２ｄを介して流れるコイル電流（換言すれば負荷電流）を検出し、その検出電流が小さい場合には、ＭＯＳＦＥＴ３２のオン抵抗が高くても電力損失は低いことから、ＭＯＳＦＥＴ３２の駆動電圧を低くしてゲートの充放電損失を低減するようにし、検出電流が大きい場合には、ＭＯＳＦＥＴ３２の駆動電圧を高くしてオン抵抗を小さくすることで、ＭＯＳＦＥＴ３２の電力損失を低減するようにしている。

特許第３６５５２４７号公報

しかし、上記提案の技術では、ＭＯＳＦＥＴ３２が設けられる第２通電経路上に抵抗Ｒを設けているので、この抵抗Ｒにより導通損失が生じ、しかも、この抵抗Ｒによる導通損失は、コイル電流が大きいほど、大きくなる。

このため、上記提案のように、抵抗Ｒの両端電圧に応じてＭＯＳＦＥＴ３２の駆動電圧を高くし、ＭＯＳＦＥＴ３２のオン抵抗を小さくすることにより、ＭＯＳＦＥＴ３２で生じる導通損失を低減するようにしても、抵抗Ｒでの導通損失の増加により、第２通電経路全体の導通損失を充分低減することはできない。

また、上記提案の技術では、コイル電流に応じてＭＯＳＦＥＴ３２の駆動電圧を制御しているが、ＭＯＳＦＥＴ３１がターンオフされてから、ＭＯＳＦＥＴ３２がオンされるまでの期間は、両ＦＥＴ３１、３２が同時にオン状態になるのを防止する一定時間（所謂デットタイム）となっており、ＭＯＳＦＥＴ３２は、ＭＯＳＦＥＴ３１がターンオフされてから一定時間経過後、必ずオン状態に切り換えられる。

しかし、ＭＯＳＦＥＴ３２を充分な駆動電圧でオンさせた場合の電圧−電流特性は、図７の実線で示すようになり、第２通電経路に流れるコイル電流（ソースからゲート方向への電流：負の電流値）が大きい場合には、ＭＯＳＦＥＴ３２をオンさせるよりも、ダイオード３２ｄ単体でコイル電流を流す所謂ダイオード整流の方が、導通損失が少なくなる。

つまり、ダイオード３２ｄの電圧−電流特性は、図７に点線で示すようになる。そして、この図から明らかなように、コイル電流が大きい領域（図では約−１０Ａよりも大きい領域）では、電流値が同じであれば、ＭＯＳＦＥＴ３２のオン時よりもオフ時（つまりダイオード整流）の方がＭＯＳＦＥＴ３２両端の電圧が低くなり、導通損失も小さくなる。

このため、第２通電経路での導通損失を低減して、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０の電力効率を高めるには、ＭＯＳＦＥＴ３１がターンオフされた後、ＭＯＳＦＥＴ３２をオンするまでの期間を、第２通電経路を流れるコイル電流の大きさに応じて切り換えるようにするとよい。

つまり、図７に示すように、ＭＯＳＦＥＴ３１のターンオフ後、ダイオード３２ｄだけで第２通電経路を形成するダイオード整流期間と、ＭＯＳＦＥＴ３２をオン状態にして第２通電経路を形成する同期整流期間とを、第２通電経路に流れるコイル電流の大きさに応じて（換言すれば、電流が図に示す切替電流まで低下した切替タイミングで）切り換えることにより、第２通電経路での導通損失を低減して、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０の電力効率を高めることができる。

ところで、この制御を実現するには、図６に示した従来の回路構成をそのまま利用することができ、例えば、抵抗Ｒにて検出した電流値に応じて、駆動回路４２がＭＯＳＦＥＴ３２をオンさせるオンタイミングを制御するようにすれば、実現できる。

しかし、図６に示した従来の回路構成では、第２通電経路上に抵抗Ｒを設けることになるので、抵抗Ｒにより導通損失が増大することになり、上記提案の技術と同様、第２通電経路での導通損失を低減することができないという問題が生じる。

本発明は、こうした問題に鑑みなされたものであり、ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、直流電源からコイルへの通電遮断後にオンされるスイッチング素子の駆動タイミングを、そのスイッチング素子の通電経路上に抵抗を設けることなく制御可能にすることで、その通電経路で生じる導通損失を充分低減してＤＣ−ＤＣコンバータの電力効率を向上することを目的とする。

かかる目的を達成するためになされた請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置には、第２通電経路において、第２スイッチング素子のオン時（同期整流時）に生じる導通損失と、第２スイッチング素子のオフ時（ダイオード整流時）に生じる導通損失との大小関係が反転するときの電流値（つまり図７に示した切替電流）が、切替電流として予め記憶された記憶手段が備えられている。

そして、ピーク電流推定手段が、ＤＣ−ＤＣコンバータの基本制御量である各スイッチング素子のオン／オフ時間の比率を求めるのに使用されるフィードバックデータと、そのオン／オフ時間の比率とに基づき、コイル電流のピーク値（ピーク電流）を推定し、切替時間算出手段が、その推定されたピーク電流と記憶手段に記憶された切替電流とに基づき、コイル電流がピーク電流から切替電流に低下するまでの時間を、切替時間として算出する。

また、切替時間算出手段にて切替時間が算出されると、オンタイミング設定手段が、第１スイッチング素子のターンオフ後、その算出された切替時間が経過したタイミングで第２スイッチング素子がオンするよう、第２スイッチング素子のオンタイミングを設定する。

このため、本発明の制御装置によれば、第１スイッチング素子のターンオフ後、第２通電経路に流れるコイル電流が切替電流まで低下するまでの間は、第２スイッチング素子をオフ状態に保持して、第２スイッチング素子に付与されたダイオードだけでコイル電流を流し（ダイオード整流）、第２通電経路に流れるコイル電流が切替電流よりも低くなると、第２スイッチング素子をオン状態にして、第２スイッチング素子によりコイル電流を流す（同期整流）ことができる。

従って、第１スイッチング素子のターンオフ後、第２通電経路にコイル電流が流れる際のコイル電流の導通損失は、ダイオード整流と同期整流との切り替えにより充分低減され、ＤＣ−ＤＣコンバータの電力効率を高めることができる。

また、切替時間を算出するのに用いられるピーク電流は、フィードバックデータと、そのフィードバックデータに基づき算出される基本制御量である各スイッチング素子のオン／オフ時間の比率と、に基づき算出され、ピーク電流を検出するために、従来のように電流検出用の抵抗を第２スイッチング素子に直列接続する必要がない。このため、この抵抗により導通損失が増加することはなく、これによっても、ＤＣ−ＤＣコンバータの電力効率を高めることができる。

ここで、ピーク電流推定手段にてピーク電流を推定するには、例えば、フィードバックデータ及びオン／オフ時間の比率からピーク電流を推定するためのマップを予め作成して記憶して、ピーク電流は、そのマップを用いてピーク電流を推定するように構成することができる。

しかし、本発明では、ピーク電流推定手段は、ピーク電流推定用のマップを用いるのではなく、フィードバックデータ及びオン／オフ時間の比率に基づき、コイル電流の変動幅を表すリップル電流を推定し、その推定したリップル電流とフィードバックデータに含まれる入力電流とからピーク電流を算出する。

このため、本発明によれば、予めピーク電流推定用のマップを作成する必要がなく、設計変更等によって回路パラメータ（例えばコイルのインダクタンス等）が変化しても、計算式内のパラメータを書き換えるだけで対応できることから、汎用性の高い制御装置を提供できる。

なお、リップル電流を推定し、その推定したリップル電流からピーク電流を算出する具体的手順については、後述の実施形態にて説明する。
ところで、コイルのインダクタンスは、コイルに流れるコイル電流が所定の閾値を越えると低下する。そして、コイルのインダクタンスが低下すると、コイル電流の変化率が大きくなり、フィードバックデータに含まれる入力電流は、設計時に想定した値よりも大きくなる。
このため、ピーク電流推定手段にて、フィードバックデータに含まれる入力電流をそのまま使ってピーク電流を算出するようにすると、コイル電流がピーク電流から切替電流まで低下するのに要する切替時間が長くなり、切替タイミングが遅れてしまう。つまり、切替時間算出手段にて最終的に得られる切替時間が適正値からずれてしまう。

そこで、本発明では、切替時間算出手段にて算出される切替時間が適正値からずれるのを防止するための補正データとして、フィードバックデータに含まれる入力電流がコイルのインダクタンスを変化させる閾値以上であるとき、当該電流値の変化が小さくなるようフィードバックデータに含まれる入力電流を補正する補正データを、記憶手段に記憶している。
そして、ＤＣ−ＤＣコンバータを制御する際には、補正手段が、フィードバックデータに含まれる入力電流を、記憶手段に記憶された補正データに基づき補正し、その補正後の入力電流を、ピーク電流推定手段がピーク電流を算出するのに用いる入力電流として設定する。

このため、本発明の制御装置によれば、切替時間算出手段にて最終的に得られる切替時間が適正値からずれるのを防止することができる。なお、記憶手段に記憶する補正データは、実験若しくはシミュレーション等により生成することができる。

ＤＣ−ＤＣコンバータ及びその制御系全体の構成を表す説明図である。 ＤＣ−ＤＣコンバータを制御する制御回路の構成を表すブロック図である。 制御回路にて実行される出力制御処理を表すフローチャートである。 出力制御処理による整流領域の切替動作を表すタイムチャートである。 入力電流を補正するのに用いられるマップを説明する説明図である。 ＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置の従来例を表す説明図である。 ＭＯＳＦＥＴ及びダイオードの電圧−電流特性を表す説明図である。

以下に本発明の実施形態を図面と共に説明する。
図１は、直流電源であるバッテリ２から電源供給を受けて、モータ４を駆動するインバータ６に電源電圧（直流）を供給するのに用いられるＤＣ−ＤＣコンバータ１０と、その制御系の構成を表している。

本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、昇圧用のＤＣ−ＤＣコンバータであり、図１に示すように、バッテリ２に並列接続された入力電圧安定化用のコンデンサＣ１と、コイル１４と、バッテリ２からコイル１４に至る第１通電経路（以下、経路Ａという）上に設けられた第１スイッチング素子としてのｎチャネルのＭＯＳＦＥＴ１１と、ＭＯＳＦＥＴ１１のターンオフ後、コイル１４に発生した高電圧によりコンデンサＣ２を充電するための第２通電経路（以下、経路Ｂという）を形成する、第２スイッチング素子としてのｎチャネルのＭＯＳＦＥＴ１２と、を備え、コンデンサＣ２からインバータ６に電源電圧を供給するように構成されている。

なお、ＭＯＳＦＥＴ１１、１２には、ドレイン−ソース間に、ソース側からドレイン側へと電流を流すダイオード（寄生ダイオード）Ｄ１、Ｄ２が形成されており、ＭＯＳＦＥＴ１１がターンオフされた際には、ＭＯＳＦＥＴ１２がオフ状態でも、ダイオードＤ２を介してコイル１４からコンデンサＣ２への充電経路（経路Ｂ）を形成できる。

また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０において、バッテリ２とコンデンサＣ１との間の直流電圧の入力経路、及び、コンデンサＣ２とインバータ６との間の直流電圧の出力経路には、それぞれ、入力電力（詳しくは入力電流、入力電圧）及び出力電力（詳しくは出力電流、出力電圧）を検出するセンサ１６、１８が設けられている。

そして、これら各センサ１６、１８により検出された入出力電力、つまり、入力電流、入力電圧、出力電流、出力電圧は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力を制御するためのフィードバックデータ（以下、ＦＢデータと記載する）として、制御回路２０に出力される。

制御回路２０は、マイクロコンピュータにて構成されており、上記各センサ１６、１８から入力されるＦＢデータに基づき、ＭＯＳＦＥＴ１１、１２のオン／オフ時間の比率を求め、その比率に従いＭＯＳＦＥＴ１１、１２を交互にオンするためのパルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）を生成し、その生成したＰＷＭ信号をドライブ回路８に出力することで、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０からの出力を制御する。

なお、ドライブ回路８は、制御回路２０から入力されるＰＷＭ信号に従い、ＭＯＳＦＥＴ１１、１２のゲートに駆動電圧（ゲート電圧）を印加することで、ＭＯＳＦＥＴ１１、１２をオンさせる周知のものである。

また、制御回路２０は、本発明の制御装置に相当するものであり、機能ブロックで表すと、図２に記載のようになる。つまり、制御回路２０は、上記各センサ１６、１８からの検出信号をＦＢデータとしてＡ／Ｄ変換して取り込むためのＡ／Ｄ変換部２２と、Ａ／Ｄ変換部２２を介して入力されたＦＢデータに基づきＤＣ−ＤＣコンバータ１０の制御量（ＭＯＳＦＥＴ１１、１２のオン／オフ時間の比率等）を算出する演算部２４と、演算部２４にて制御量を演算するのに必要なプログラムやデータ（マップ、演算式等）が記憶された記憶部（メモリ）２６と、演算部２４からの指令に従いＭＯＳＦＥＴ１１、１２駆動のためのＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生部２８、２９とから構成されている。

なお、ＰＷＭ信号発生部２８、２９は、例えば、計時用タイマにて構成されており、演算部２４から設定されたタイミング及び時間でパルス信号を発生することで、ドライブ回路８にＭＯＳＦＥＴ１１、１２駆動用のＰＷＭ信号を出力する。

次に、制御回路２０の演算部２４（詳しくはマイクロコンピュータのＣＰＵ）にて実行されるＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力制御処理を、図３に示すフローチャートに沿って説明する。

なお、この出力制御処理を実行するに当たって、記憶手段としての記憶部（メモリ）２６内には、ＭＯＳＦＥＴ１２の電圧−電流特性とダイオードＤ２の電圧−電流特性とにより定まる切替電流（図７参照）と、入力電流補正用の補正値マップ（図５（ｃ）参照）が予め記憶されているものとする。

図３に示すように、出力制御処理では、まずＳ１１０（Ｓはステップを表す）にて、Ａ／Ｄ変換部２２を介してＦＢデータを取り込み、続くＳ１２０にて、その取り込んだＦＢデータに基づき、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０からの出力を目標値（例えば目標電圧）に制御するのに必要なＭＯＳＦＥＴ１１、１２のオン／オフ時間の比率を算出し、ＭＯＳＦＥＴ１１、１２を一定の制御周期内で交互にオンさせるＰＷＭ幅を算出する。

次に、Ｓ１３０では、Ｓ１１０にて取得したＦＢデータのうち、以降の処理でＭＯＳＦＥＴ１２のオンタイミングを設定するのに用いられるデータ（本実施形態では入力電流）をＤＣ−ＤＣコンバータ１０の動作条件に基づき補正する補正計算を行う。なお、この補正計算については、後述する。

また、Ｓ１３０での補正計算が終了すると、Ｓ１４０に移行して、ＦＢデータに含まれる入力電圧及び出力電圧と、Ｓ１２０で算出されたオン／オフ時間の比率とに基づき、コイル１４に流れるコイル電流の変動幅を表すリップル電流を算出する。

つまり、コイル１４の両端電圧（つまり、出力電圧−入力電圧）は、コイル１４のインダクタンスＬと、リップル電流と、ＭＯＳＦＥＴ１１、１２の制御周期と、ＭＯＳＦＥＴ１１の駆動デューティＤｕｔｙ（制御周期内のオン時間）とを用いて、
コイル両端電圧＝出力電圧−入力電圧
＝Ｌ×リップル電流／（制御周期×Ｄｕｔｙ）
と表すことができる。

そして、このうちインダクタンスＬ及び制御周期は固定値であるので、入力電圧とＭＯＳＦＥＴ１１の駆動デューティＤｕｔｙが分かれば、リップル電流を算出することができる。

そこで、Ｓ１４０では、Ｓ１１０にて取得したＦＢデータの中から入力電圧及び出力電圧を取り込み、Ｓ１２０で算出されたオン／オフ時間の比率を駆動デューティＤｕｔｙとして取り込み、これら各パラメータと、インダクタンスＬ及び制御周期を表す固定値とに基づき、次式を用いてリップル電流を算出するのである。

リップル電流＝（出力電圧−入力電圧）×制御周期×Ｄｕｔｙ／Ｌ
次に、Ｓ１４０にてリップル電流が算出されると、続くＳ１５０にて、リップル電流と、ＦＢデータに含まれる入力電流とに基づき、ピーク電流を算出する。なお、ピーク電流の算出には、次式が用いられる。

ピーク電流＝入力電流＋リップル電流／２
そして、続くＳ１６０では、Ｓ１５０にて算出されたピーク電流と、記憶部（メモリ）２６に記憶された切替電流と、ＦＢデータに含まれる入力電圧及び出力電圧と、コイル１４のインダクタンスＬ（固定値）とに基づき、コイル電流がピーク電流から切替電流まで減少するのに要する時間を切替時間として算出する。

つまり、コイル１４の両端電圧（つまり、出力電圧−入力電圧）は、ピーク電流と、切替電流と、コイル１４のインダクタンスＬと、切替時間とを用いて、
コイル両端電圧＝出力電圧−入力電圧
＝Ｌ×（ピーク電流−切替電流）／切替時間
と表すことができる。

そこで、Ｓ１６０では、この式に基づき導出した次式により、切替時間を算出するのである。
切替時間＝Ｌ×（ピーク電流−切替電流）／（出力電圧−入力電圧）
そしてこのように、切替時間が算出されると、Ｓ１７０に移行して、Ｓ１２０にて算出した制御量（ＰＷＭ幅）を、予め設定されたデットタイムと、切替時間とに基づき補正することで、ＭＯＳＦＥＴ１１．１２を実際にオン／オフさせるＰＷＭ信号の立上がりタイミング及びパルス幅を求める。

つまり、Ｓ１２０にて算出された制御量（ＰＷＭ幅）は、ＭＯＳＦＥＴ１１、１２を交互にオンさせるためのものであるが、ＭＯＳＦＥＴ１１、１２を実際に駆動する際には、ＭＯＳＦＥＴ１１、１２が同時にオンすることのないよう、オン／オフ状態の切替タイミングでＭＯＳＦＥＴ１１、１２が共にオフ状態となるデットタイムを設ける必要がある。

また、本実施形態では、ＭＯＳＦＥＴ１１がターンオフしてから、コイル電流が切替電流に低下するまでの時間を切替時間として求めており、その切替時間の間、ＭＯＳＦＥＴ１２をオンせず、ダイオードＤ２によるダイオード整流にてコイル電流を流すことで、経路Ｂでの導通損失を低減する。

そこで、Ｓ１７０では、図４に例示するように、時点ｔ０から次時点ｔ０までの制御周期毎に、Ｓ１２０にて算出された制御量（ＰＷＭ幅）に従い、ＭＯＳＦＥＴ１１のオンタイミング（ｔ０）及びオフタイミング（ｔ１）を設定し、ＭＯＳＦＥＴ１２のオンタイミング（ｔ２）は、ＭＯＳＦＥＴ１１のオフタイミング（ｔ１）から切替時間が経過した切替タイミングとして設定し、ＭＯＳＦＥＴ１２のオフタイミング（ｔ３）は、ＭＯＳＦＥＴ１１のオンタイミング（ｔ０）よりもデットタイムだけ早いタイミングとして設定することにより、ＭＯＳＦＥＴ１１．１２をオン／オフさせるＰＷＭ信号の立上がりタイミング及びパルス幅を決定するのである。

そして、このようにＳ１７０にて、ＭＯＳＦＥＴ１１．１２の立上がりタイミング及びパルス幅が決定されると、その決定された立上がりタイミング及びパルス幅（時間）をＰＷＭ信号発生部２８、２９にセットし、再度Ｓ１１０に移行する。

この結果、本実施形態の制御回路２０によれば、図４に示すように、時点ｔ１でＭＯＳＦＥＴ１１がターンオフされた後、ＭＯＳＦＥＴ１１をオン状態するよりも、ＭＯＳＦＥＴ１１をオフ状態に保持した方が、経路Ｂでのコイル電流の導通損失を小さくできる領域（ダイオード整流領域）では、ＭＯＳＦＥＴ１１をオフ状態に保持してコンデンサＣ２をダイオード整流にて充電することができ、その後、コイル電流が切替電流まで低下して（時点ｔ２）、ＭＯＳＦＥＴ１１をオン状態した方が経路Ｂでのコイル電流の導通損失を小さくできる領域（同期整流領域）では、ＭＯＳＦＥＴ１１をオン状態にして、コンデンサＣ２を同期整流にて充電することができることになる。

よって、本実施形態の制御回路２０によれば、ＭＯＳＦＥＴ１１がターンオフされてから、コイル１４に蓄積されたエネルギによりコンデンサＣ２を充電するのに利用される経路Ｂでの導通損失を低減することができるようになり、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の電力効率を高めることができる。

また、本実施形態では、上記のようにＭＯＳＦＥＴ１１のオンタイミング（換言すればダイオード整流と同期整流との切替タイミング）を制御するのに、演算部２４（換言すればマイクロコンピュータ）での演算処理を利用しており、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０や制御回路２０には従来装置と同じハード構成のものを利用することができる。よって、本実施形態は、従来装置に対し、演算部２４の処理動作（プログラム）を変更するだけで実現することができ、低コストで実現できる。

また、本実施形態によれば、経路Ｂに電流検出用の抵抗を設ける必要がないので、この抵抗により経路Ｂでのコイル電流の導通損失が増加するようなことはなく、これによっても、ＤＣ−ＤＣコンバータの電力効率を高めることができる。

次に、Ｓ１３０にて実行される補正計算について図５を用いて説明する。
この補正計算は、Ｓ１４０〜Ｓ１６０にて、リップル電流、ピーク電流、切替時間等を算出するのに用いられるパラメータの精度が、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作条件によって低下する場合に、そのパラメータに対する補正値を求めて、そのパラメータを補正することにより、Ｓ１６０にて最終的に得られる切替時間が適正値となるようにするための処理であり、以下の説明では、Ｓ１５０にてピーク電流を算出するのに用いられる入力電流を補正する場合について説明する。

コイル１４のインダクタンスＬは、コイル電流が変化しても一定であれば問題ないが、図５（ａ）に示すように、コイル電流が閾値Ｉｔｈを越えると、コイル電流の増加に伴いインダクタンスＬが低下することがある。

そして、コイル１４に、このような特性のものを利用すると、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の負荷の増加に伴いコイル電流が増加したときに、コイル電流が一時的に閾値Ｉｔｈを越えることがある。そして、コイル電流が閾値Ｉｔｈを越えると、コイル１４のインダクタンスＬが低下するので、図５（ｂ）に示すように、コイル電流の変化率が大きくなって、コイル電流が閾値Ｉｔｈ以上となる領域では、コイル電流が、制御回路２０の設計時に想定した値よりも大きくなってしまう。

そして、コイル電流がこのように変化すると、ＦＢデータに含まれる入力電流も、設計時に想定した値よりも大きくなるため、ＦＢデータに含まれる入力電流をそのまま使ってピーク電流を算出すると、コイル電流がピーク電流から切替電流まで低下するのに要する切替時間が、適正値よりも大きくなってしまい、ＭＯＳＦＥＴ１２のオンする切替タイミングが遅れて、経路Ｂでの導通損失を低減することができなくなる。

そこで、本実施形態では、図５（ｃ）に示すように、コイル電流（換言すれば入力電流）が閾値Ｉｔｈを越えたときに、ＦＢデータから得られる入力電流を補正するための補正データである補正値マップを、予め実験若しくはシミュレーション等で作成して、記憶部（メモリ）２６に格納しておき、Ｓ１３０では、Ｓ１１０で取得された入力電流に対する補正値を、その補正値マップを用いて算出し、入力電流をその補正値で補正することで、Ｓ１５０にて設計値に対応したピーク電流を算出できるようにしている。

なお、Ｓ１３０にて補正された入力電流は、最終的に得られる切替時間が適正値からずれるのを防止するためのものであり、センサ１６にて検出される実電流ではないので、Ｓ１２０での制御量の算出等には利用しない。

そして、このようにＳ１３０にて、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の動作条件に対応して、入力電流等の各種パラメータの補正計算を行うことで、コイル電流が図７に示す切替電流まで低下した切替タイミングでＭＯＳＦＥＴ１２をオンすることができるようになり、本発明による導通損失の低減効果を充分発揮することが可能となる。

そして、本実施形態においては、Ｓ１４０及びＳ１５０の処理が、本発明のピーク電流推定手段に相当し、Ｓ１６０の処理が、本発明の切替時間算出手段に相当し、Ｓ１７０の処理が、本発明のオンタイミング設定手段に相当し、Ｓ１３０の処理が、本発明の補正手段に相当する。

以上、本発明の一実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内にて、種々の態様をとることができる。
例えば、上記実施形態では、Ｓ１３０の補正計算処理にてＤＣ−ＤＣコンバータ１０の動作条件に基づき補正するパラメータとして、入力電流を例にとり説明したが、コイル１４のインダクタンスＬはコイル電流により変化するので、コイル１４のインダクタンスＬを固定値として算出されるリップル電流や切替時間についても、入力電流と同様に、補正値マップを作成して、Ｓ１３０にて補正値を求め、Ｓ１４０、Ｓ１６０で計算に用いられるインダクタンスＬを補正するようにしてもよい。

また、Ｓ１３０では、各種パラメータに対する補正値のみを算出し、Ｓ１４０、Ｓ１５０、Ｓ１６０でリップル電流、ピーク電流、切替時間等を計算する際に、その補正値を利用するようにしてもよい。

また、ＭＯＳＦＥＴ１２の特性を含め、コイル１４のインダクタンスＬ等の各種パラメータは入力電流に限らず、入力電圧、出力電流、出力電圧、温度等によっても変化するので、制御精度をより高めるには、これらの動作条件に基づき各パラメータの補正値を求めるようにすればよい。

一方、上記実施形態では、昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータ１０の制御装置（制御回路２０）について説明したが、本発明は、図６に示した降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータ３０の制御装置にも上記実施形態と同様に適用して、同様の効果を得ることができる。

また、上記実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０には、第２スイッチング素子としてｎチャネルのＭＯＳＦＥＴ１２が設けられているものとして説明したが、本発明の制御装置は、第２スイッチング素子として、オン時に双方向に電流を流すことができ、オフ時にコイル電流を流すことのできるダイオードが並列接続された半導体素子を備えたＤＣＤＣコンバータであれば、上記実施形態と同様に適用して、同様の効果を得ることができる。

２…バッテリ、３…外部負荷、４…モータ、６…インバータ、８…ドライブ回路、１０，３０…ＤＣ−ＤＣコンバータ、１１，３１…ＭＯＳＦＥＴ（第１スイッチング素子）、１２，３２…ＭＯＳＦＥＴ（第２スイッチング素子）、１４，３４…コイル、１６…センサ、２０，４０…制御回路、２２…Ａ／Ｄ変換部、２４…演算部、２６…記憶部（メモリ）、２８，２９…ＰＷＭ信号発生部、Ｄ１，Ｄ２，３１ｄ，３２ｄ…ダイオード、４２…駆動回路。

Claims (1)

1. コイルと、該コイルと直流電源との間の第１通電経路に設けられた第１スイッチング素子と、該第１スイッチング素子のターンオフ後、前記コイルへの通電経路を第２通電経路に切り換え、前記コイルに蓄積されたエネルギにて前記コイルへの通電を継続させる第２スイッチング素子と、を備え、該第２スイッチング素子には、該第２スイッチング素子がオフ状態であるとき前記コイルへの通電を継続させるダイオードが付与されたＤＣ−ＤＣコンバータに設けられ、
   前記ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電力及び出力電力を表すフィードバックデータに基づき前記各スイッチング素子のオン／オフ時間の比率を求め、該比率に基づき前記各スイッチング素子を交互にオン／オフさせることにより、前記ＤＣ−ＤＣコンバータからの出力を制御する制御装置であって、
   前記第２通電経路にて前記第２スイッチング素子のオン時に生じる導通損失と前記第２スイッチング素子のオフ時に生じる導通損失との大小関係が反転するときの電流値が、切替電流として予め記憶された記憶手段と、
   前記フィードバックデータ及び前記オン／オフ時間の比率に基づき、前記コイルに流れるコイル電流のピーク値を表すピーク電流を推定するピーク電流推定手段と、
   該ピーク電流推定手段にて推定されたピーク電流と前記記憶手段に記憶された切替電流とに基づき、前記コイル電流が前記ピーク電流から前記切替電流に低下するまでの時間を切替時間として算出する切替時間算出手段と、
   前記切替時間算出手段にて算出された切替時間に基づき、前記第１スイッチング素子のターンオフ後前記切替時間が経過したタイミングで前記第２スイッチング素子がオンするよう、前記第２スイッチング素子のオンタイミングを設定するオンタイミング設定手段と、
   を備え、
   前記ピーク電流推定手段は、前記フィードバックデータ及び前記オン／オフ時間の比率に基づき、前記コイル電流の変動幅を表すリップル電流を推定し、該推定したリップル電流と前記フィードバックデータに含まれる入力電流とに基づき前記ピーク電流を算出するよう構成され、
   前記記憶手段には、前記切替時間算出手段にて算出される切替時間が適正値からずれるのを防止するための補正データとして、前記フィードバックデータに含まれる前記入力電流が前記コイルのインダクタンスを変化させる閾値以上であるとき、当該電流値の変化が小さくなるよう前記フィードバックデータに含まれる前記入力電流を補正する補正データが記憶されており、
   当該制御装置には、更に、
   前記フィードバックデータに含まれる入力電流を、前記記憶手段に記憶された補正データに基づき補正し、該補正後の入力電流を、前記前記ピーク電流推定手段が前記ピーク電流を算出するのに用いる入力電流として設定する補正手段、
   が備えられていることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置。

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