JP5592943B2

JP5592943B2 - スイッチング回路

Info

Publication number: JP5592943B2
Application number: JP2012512752A
Authority: JP
Inventors: 真生関; 貞夫篠原
Original assignee: Honda Motor Co Ltd
Current assignee: Honda Motor Co Ltd
Priority date: 2010-04-28
Filing date: 2011-04-08
Publication date: 2014-09-17
Anticipated expiration: 2031-04-08
Also published as: EP2566034A1; EP2566034A4; WO2011136003A1; CN102859859A; JPWO2011136003A1; US20130038140A1

Description

本発明は、直流電力を交流電力に変換するインバータ等のスイッチング回路に関する。
本願は、２０１０年４月２８日に、日本に出願された特願２０１０−１０３８４０号に基づき優先権を主張し、その内容をここに援用する。

従来、電気車両などで使用されるスイッチング回路では、直流電源から供給される電力を用いてスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ制御を行うことによって、電気車両に搭載したモータ等の負荷を駆動させている（例えば、特許文献１参照）。

特開２００４−１８７４５１号公報

図１１Ａ，図１１Ｂは、従来のスイッチング回路のアーム１１３を示している。このアーム１１３は、シリコン半導体からなるスイッチング素子であるＳｉ−ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）１１０ａ，１１０ｂと、このＳｉ−ＩＧＢＴに並列に逆接続されたシリコン半導体の転流ダイオード１１４ａ，１１４ｂとからなる回路である。アーム１１３の回路は、直流電源の高電位側Ｐと低電位側Ｎとの間に２つ直列接続されて構成される。このように構成されたアーム１１３の中点１１６にはモータ等の負荷が接続される。
例えば、図１１Ａに示すように、上アーム１１５ａのＳｉ−ＩＧＢＴ１１０ａのゲートをＯＮにして、下アーム１１５ｂのＳｉ−ＩＧＢＴ１１０ｂをＯＦＦにすると（図１２中、ｔ１で示す）、アーム１１３の中点１１６から負荷に対して電流Ｉｄが流れる。この電流Ｉｄは、負荷に通電された後、図示しない他のアーム等を介して直流電源の低電位側の端子にリターンされる。その後、図１１Ｂに示すように、上アーム１１５ａのＳｉ−ＩＧＢＴ１１０ａのゲートをＯＦＦすると（図１２中、ｔ２で示す）、下アーム１１５ｂの転流ダイオード（ＦＷＤ）１１４ｂを介して転流電流Ｉｆｗｄが負荷に向かって流れる。このとき、Ｓｉ−ＩＧＢＴ１１０ａのゲートをＯＦＦしたときに転流ダイオード１１４ｂを流れる転流電流Ｉｆｗｄの損失が比較的大きくなってしまうという課題がある。
なお、上述した上アーム１１５ａのＳｉ−ＩＧＢＴ１１０ａをターンオフする場合を一例に説明したが、下アーム１１５ｂのＳｉ−ＩＧＢＴ１１０ｂをＯＮからターンオフする際に上アーム１１５ａの転流ダイオード１１４ａに転流電流が流れる場合も同様に損失が大きくなる。損失は、主に転流ダイオード１１４ａ，１１４ｂの電圧降下に起因する。

そこで、この発明は、損失低減を図ることが可能なスイッチング回路を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明は以下を採用した。
（１）本発明の一態様は、２つのスイッチング素子が直列接続され、各スイッチング素子に並列に逆導通素子が接続されたアームを有するスイッチング回路であって、前記スイッチング素子はＳｉＣ半導体であり、前記逆導通素子に転流電流が流れる際に、この逆導通素子が並列接続された前記スイッチング素子をＯＮ作動させ、前記転流電流の電流値を検出する転流電流検出手段をさらに備え、検出された前記転流電流の電流値の増加に応じて、前記スイッチング素子のＯＮ時間を、直列接続された他方のスイッチング素子のＯＮ時間に対して少なくとも所定のデッドタイムを確保して短縮し、前記転流電流検出手段は、一方のスイッチング素子に流れる電流を検出して、前記検出した電流値を、他方のスイッチング素子に並列の逆導通素子に流れる転流電流の電流値として検出するものであり、前記転流電流検出手段により検出された電流値が大きいほど、前記他方のスイッチング素子のＯＮ時間を短くする。

（２）上記（１）に記載のスイッチング回路は、前記逆導通素子に転流電流が流れる際に、検出された前記転流電流の電流値に応じて前記スイッチング素子のＯＮ時間を連続的に変更してもよい。

上記（１）に記載の態様によれば、逆導通素子に転流電流が流れる際に、この逆導通素子が並列接続されたＳｉＣ半導体からなるスイッチング素子をＯＮ作動することで、逆導通素子に流れていた転流電流が、より損失が小さく熱破壊に強いＳｉＣ半導体のスイッチング素子を経由して流れるようになるため、電流を転流させる際の損失を低減することができる。

上記（２）に記載の態様によれば、上記（１）の効果に加え、一方のスイッチング素子に通電される電流値に応じた転流電流が流れるので、電流が転流される際の他方のスイッチング素子がＯＮ作動される時間を、電流検出手段により検出された電流値に応じて変更することで、例えば、電流検出手段により検出された電流値が大きい場合に、他方のスイッチング素子のＯＮ作動による通電時間を短くするなど、他方のスイッチング素子の発熱による負担を軽減しつつ最大限の損失低減を図ることができる。

上記（２）に記載の態様によれば、上記（１）の効果に加え、スイッチング素子をＯＮ作動させる時間を、温度検出手段により検出されたスイッチング素子の温度に応じて変更することができるため、例えば、スイッチング素子の温度が高い場合に、ＯＮ作動によるスイッチング素子の通電時間を短くするなど、スイッチング素子の発熱による負担を軽減しつつ、電流を転流させる際のスイッチング素子のＯＮ時間を最適化して最大限の損失低減を図ることができる。

本発明の第１実施形態におけるハイブリッド車両のレイアウトを示す斜視図である。本発明の第１実施形態におけるモータを駆動するシステム回路の回路図である。本発明の第１実施形態におけるシステム回路の一つのアームを示す図である。本発明の第１実施形態のアーム動作において、第１スイッチング素子１０aのドレイン電流Ｉｄ１が流れる状態を示す。本発明の第１実施形態のアーム動作において、第２ダイオード１４ｂに転流電流が流れる状態を示す。本発明の第１実施形態のアーム動作において、第２スイッチング素子１０ｂのドレイン電流Ｉｄ２が流れる状態を示している。本発明の第１実施形態におけるスイッチング素子の動作と各素子の通電電流と損失の大きさとを示すタイミングチャートである。本発明の第１実施形態におけるダイオードおよびスイッチング素子の端子間の電圧に対する通電電流の変化を示すグラフである。本発明の第２実施形態のアーム動作において、第１スイッチング素子１０aのドレイン電流Ｉｄ１が流れる状態を示す。本発明の第２実施形態のアーム動作において、第２ダイオード１４ｂに転流電流が流れる状態を示す。本発明の第２実施形態のアーム動作において、第２スイッチング素子１０ｂのドレイン電流Ｉｄ２が流れる状態を示している。本発明の第２実施形態における第１スイッチング素子の通電電流に対する第２スイッチング素子のＯＮ時間を示すグラフである。本発明の第３実施形態のアーム動作において、第１スイッチング素子１０ａのドレイン電流Ｉｄ１が流れる状態を示す。本発明の第３実施形態のアーム動作において、第２ダイオード１４ｂに転流電流Ｉｆｗｄが流れる状態を示す。本発明の第３実施形態のアーム動作において、第２スイッチング素子１０ｂのドレイン電流Ｉｄ２が流れる状態を示している。本発明の第３実施形態における第２スイッチング素子の温度に対する第２スイッチング素子のＯＮ時間を示すグラフである。従来のスイッチング回路において、上アームのＳｉ−ＩＧＢＴに電流が流れる場合を示している。従来のスイッチング回路において、下アームの転流ダイオードに転流電流Ｉｆｗｄが流れる場合を示している。従来のスイッチング素子の動作と各素子のタイミングチャートである。

本発明の各実施形態を図面に基づいて以下に説明する。
図１は、この実施形態のスイッチング回路Ｓが搭載されるハイブリッド車両１を示している。このハイブリッド車両１は、内燃機関２と、モータ３と、トランスミッション（不図示）とを備えている。ハイブリッド車両１は、内燃機関２と、モータ３と、トランスミッション（不図示）とを直列に直結したパラレル型のハイブリッド車両である。内燃機関２およびモータ３の両方の駆動力は、トランスミッションおよびディファレンシャル（図示略）を介して左右の駆動輪Ｗ，Ｗに配分されて伝達される。ハイブリッド車両１の減速時に駆動輪Ｗ側からモータ３側に駆動力が伝達されると、モータ３は発電機として機能する。すなわち、モータ３はハイブリッド車両１の減速時にいわゆる回生制動力を発生し、これを電気エネルギー（電力）に変換する。これによって、車体の運動エネルギーを電気エネルギーとして回収することができる。さらに、ハイブリッド車両１の運転状態に応じて、モータ３は内燃機関２の出力によって発電機として駆動され、発電エネルギーを発生する。

図２に示すように、モータ３は、例えば３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のＤＣブラシレスモータ等とされ、このモータ３の駆動および発電を制御するパワーコントロールユニット（ＰＣＵ）４に、ハーネス５u、５v５ｗを介して接続されている。パワーコントロールユニット４と高圧バッテリ９とはハイブリッド車両１の後席近傍に配置される。

パワーコントロールユニット４は、平滑コンデンサ６と、パワードライブユニット（ＰＤＵ）７と、パワードライブユニット７を制御するゲートドライブ回路８とを備えて構成される。パワーコントロールユニット４には、モータ３と電力（例えば、モータ３の駆動またはアシスト動作時にモータ３に供給される供給電力や、回生作動または昇圧駆動によるモータ３の発電時にモータ３から出力される出力電力）の授受を行う高圧バッテリ９が接続される。
パワードライブユニット７は、ＰＷＭインバータ１１を備えている。ＰＷＭインバータ１１は、パワーデバイスであるＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子１０aおよび１０ｂを複数用いてブリッジ接続してブリッジ回路を備えている。ＰＷＭインバータ１１は、ブリッジ回路のパルス幅変調（ＰＷＭ）によってインバータ動作を実現している。

ＰＷＭインバータ１１は、Ｕ相アーム１３ｕ、Ｖ相アーム１３ｖ、および、Ｗ相アーム１３ｗをそれぞれ備えている。Ｕ相アーム１３ｕ、Ｖ相アーム１３ｖ、およびＷ相アーム１３ｗは、スイッチング素子である第１スイッチング素子１０ａと、この第１スイッチング素子１０ａに並列に逆接続された第１ダイオード１４ａとからなる上アーム１５ａと、スイッチング素子である第２スイッチング素子１０ｂと、この第２スイッチング素子１０ｂに並列に逆接続された第２ダイオード１４ｂとからなる下アーム１５ｂとを直列接続して構成される。第１スイッチング素子１０ａおよび第２スイッチング素子１０ｂはＳｉＣ半導体からなる。第１ダイオード１４ａと第２ダイオード１４ｂはＳｉ半導体からなる。

Ｕ相アーム１３ｕの上アーム１５ａと下アーム１５ｂとが接続される中点１６uにはモータ３のＵ相コイル１８ｕが接続され、Ｖ相アーム１３ｖの上アーム１５ａと下アーム１５ｂとが接続される中点１６ｖにはモータ３のＶ相コイル１８ｖが接続され、Ｗ相アーム１３ｗの上アーム１５ａと下アーム１５ｂとが接続される中点１６ｗにはモータ３のＷ相コイル１８ｗが接続される。図２ではＭＯＳＦＥＴをスイッチング素子として用いたアームの一例を示しているが、図３に示すＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）をスイッチング素子１０a、１０ｂとして用いたアームとしても良い。なお、図３に示す「Ｐ」は高圧バッテリ９の＋側から流れる電流、「Ｎ」は−側へ流れる電流を意味する。

パワードライブユニット７は、ゲートドライブ回路８からのパルス幅変調によるゲート制御信号を受けてモータ３の駆動および発電を制御する。例えばモータ３の駆動時には、ゲートドライブ回路８からゲート制御信号として出力されるトルク指令に基づき、高圧バッテリ９から出力される直流電力を３相交流電力に変換してモータ３へ供給する。一方、モータ３の発電時には、モータ３から出力される３相交流電力を直流電力に変換して高圧バッテリ９を充電する。

パワードライブユニット７の電力変換動作は、ゲートドライブ回路８からＰＷＭインバータ１１のブリッジ回路を構成する第１スイッチング素子１０ａおよび第２スイッチング素子１０ｂのゲートＧに入力されるゲート制御信号、つまりパルス幅変調（ＰＷＭ）により第１スイッチング素子１０ａおよび第２スイッチング素子１０ｂをオン／オフ駆動させるためのパルスに応じて制御される。このパルスのデューティ、つまりオン／オフの比率のマップ（データ）はゲートドライブ回路８に予め記憶される。ここで、上述したＰＷＭによるスイッチング周波数は１０ｋＨｚを超える周波数とされる。なお、モータ３に供給される電流は、図示しない電流センサによって検出され、このモータ電流の測定値がゲートドライブ回路８にフィードバックされる。

次に、上述したパワードライブユニット７による電力変換動作について、図４Ａ〜図４Ｃと、図５とを参照しながら説明する。なお、この電力変換動作については、異なるタイミングで行うものの、Ｕ相アーム１３ｕ、Ｖ相アーム１３ｖ、および、Ｗ相アーム１３ｗの各アームで同様な制御を行うため、１つのアームの動作を一例に説明し、他の２つのアームの動作についての説明は省略する。また、便宜上、第１スイッチング素子１０ａがＯＮ状態のときに流れる電流を「第１ドレイン電流Ｉｄ１」第２スイッチング素子１０ｂがＯＮ状態のときに流れる電流を「第２ドレイン電流Ｉｄ２」と称する。

図５は、本発明の第１実施形態におけるスイッチング素子の動作と各素子の通電電流と損失の大きさとを示すタイミングチャートである。図５では、第１スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦの時間、第１ドレイン電流がながれる時間と、第２スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦの時間、第２ドレイン電流が流れる時間、転流電流Ｉｆｗｄが流れる時間および各時間における損失が示されている。時間ｔ１では、上アーム１５ａの第１スイッチング素子１０ａのゲートがＯＮ状態であり、第２スイッチング素子１０ｂのゲートはＯＦＦ状態である。そのドレイン電流Ｉｄ１がモータ３に向かって（図４Ａの矢印で示す方向へ）流れる。この際、下アーム１５ｂの第２スイッチング素子１０ｂのゲートはＯＦＦされており、この下アーム１５ｂの第２スイッチング素子１０ｂに電流は流れていない。この時間ｔ１における損失は、主にＳｉＣ半導体である第１スイッチング素子１０ａの損失によるものとなる。

次いで、時間ｔ２になると、上アームの第１スイッチング素子１０ａのゲートがＯＦＦされ、下アーム１５ｂの第２ダイオード１４ｂを介してモータ３へ向かう転流電流Ｉｆｗｄ（図４Ｂ中矢印で示す方向への電流）が流れる。時間ｔ２における損失は、第２ダイオード１４ｂの損失によるものとなる。この第２ダイオード１４ｂによる損失は、上述の第１スイッチング素子１０ａの損失よりも大きなものとなる。なお、図５中、第１スイッチング素子１０ａのゲートＧまたは、第２スイッチング素子１０ｂのゲートＧがＯＮからＯＦＦにされた瞬間やＯＦＦからＯＮにされる瞬間には、第２ダイオード１４ｂへの突入などにより大きな電流が一時的に流れるため、損失が一時的に増加する。

その後、時間ｔ３になると、下アーム１５ｂの第２スイッチング素子１０ｂのゲートがＯＮ作動され、第２ダイオード１４ｂに流れていた転流電流Ｉｆｗｄが、第２ドレイン電流Ｉｄ２としてＳｉＣ半導体の第２スイッチング素子１０ｂを流れるようになる（図４Ｃ中、矢印で示す方向への電流）。この際、時間ｔ２における第２ダイオード１４ｂの損失よりもＳｉＣ半導体の第２スイッチング素子１０ｂの損失の方が小さくなる。ここで、図５に示すように、損失は、通電によるスイッチング素子の温度上昇に伴い第２ドレイン電流Ｉｄ２の流れ始めから徐々に右肩上がりに増加する。また、時間ｔ２および時間ｔ４は、第１スイッチング素子１０ａおよび第２スイッチング素子１０ｂが同時にＯＮしないように設けられるいわゆるデッドタイムである。

さらに、時間ｔ４になると、第２スイッチング素子１０ｂのゲートＧがＯＦＦされて、再度第２ダイオード１４ｂに転流電流Ｉｆｗｄが流れる。その後、再度時間ｔ１となり第１スイッチング素子１０ａのゲートがＯＮされ、上述した動作と同様の動作を繰り返す。

図６は、縦軸をＳｉ半導体からなるダイオードの端子間電圧（Ｖｄｓ）およびＳｉＣ半導体からなるスイッチング素子の端子間の電圧（Ｖｆ）、横軸をダイオードおよびＳｉＣ半導体からなるスイッチング素子に通電される電流としたグラフである。図６に示すように、ＳｉＣ半導体からなるスイッチング素子の端子間電圧（Ｖｆ）は、通電される電流に対して略線形に推移しているのに対して、ダイオードの端子間電圧（Ｖｄｓ）は、通電される電流が増加するほど増加率が少なくなるやや非線形を示す。

図６において、破線で示す所定の電流値においてスイッチング素子とダイオードとの各端子間電圧がほぼ等しくなる。所定の電流値よりも大きい領域においてはダイオードの端子間電圧（Ｖｄｓ）よりもスイッチング素子の端子間電圧Ｖｆの方が高くなる。さらに、所定の電流値よりも小さい領域ではスイッチング素子（Ｖｆ）よりもダイオードの端子間電圧（Ｖｄｓ）の方が高くなる。

つまり図５の時間ｔ３では、第２スイッチング素子１０ｂの第２ドレイン電流Ｉｄ２の値が、図６のグラフの所定の電流値に満たない電流領域にある。すなわち第２ダイオード１４ｂによる電圧降下よりも第２スイッチング素子１０ｂによる電圧降下の方が小さい領域で第２スイッチング素子１０ｂがＯＮ作動されることとなる。

したがって、第１実施形態によれば、第２ダイオード１４ｂ（逆導通素子）に転流電流Ｉｆｗｄが流れる際に、この第２ダイオード１４ｂと並列接続されているＳｉＣ半導体からなる第２スイッチング素子１０ｂをＯＮ作動することで、第２ダイオード１４ｂ（逆導通素子）に流れていた転流電流Ｉｆｗｄが、より損失が少なく熱破壊に強いＳｉＣ半導体の第２スイッチング素子１０ｂを経由して第２ドレイン電流Ｉｄ２として流れる。このため、電流が転流される際の損失を低減することが可能になる。

なお、第１実施形態では、第１スイッチング素子１０ａをＯＮからＯＦＦに切換える際に流れる第２ダイオード１４ｂの転流電流Ｉｆｗｄを、第２スイッチング素子１０ｂの第２ドレイン電流Ｉｄ２として流す場合を一例に説明したが、第２スイッチング素子１０ｂをＯＮからＯＦＦ制御する際に第１ダイオード１４ａ（逆導通素子）に流れる転流電流Ｉｆｗｄを第１スイッチング素子１０ａの第１ドレイン電流Ｉｄ１として流すようにしてもよい。すなわち、この第１ダイオード１４ａ（逆導通素子）と並列接続されているＳｉＣ半導体からなる第1スイッチング素子１０aをＯＮ作動することで、第1ダイオード１４ａに流れていた転流電流Ｉｆｗｄが、より損失が少なく熱破壊に強いＳｉＣ半導体の第1スイッチング素子１０aを経由して第1ドレイン電流Ｉｄ1として流れるようになる。

次に、本発明の第２実施形態におけるスイッチング回路Ｓについて、第１実施形態の図２を援用し、図７Ａ〜図７Ｃを参照しながら説明する。なお、第２実施形態は、第１実施形態の場合とは、第２スイッチング素子１０ｂのゲートＯＮに係る制御が異なるだけであるので、同一部分に同一符号を付して説明する。また、第２実施形態においてもＵ相アーム１３ｕ、Ｖ相アーム１３ｖ、および、Ｗ相アーム１３ｗの各アームで同様な制御を行うため、１つのアームの動作を一例に説明し、他の２つのアームの動作についての説明は省略する。

第２実施形態におけるスイッチング回路Ｓは、電流センサ２０（電流検出手段：図７Ａ〜図７Ｃ参照）を用いて第１スイッチング素子１０ａに流れる第１ドレイン電流Ｉｄ１を検出し、この検出された第１ドレイン電流Ｉｄ１の大きさに応じて、第２ダイオード１４ｂに転流電流Ｉｆｗｄが流れる際の第２スイッチング素子１０ｂのＯＮ時間を変更することができる。すなわち、時間ｔ３の長さを制御することができる。

図８は、第２スイッチング素子１０ｂのＯＮ時間ｔ３と第１スイッチング素子１０ａに流れる第１ドレイン電流Ｉｄ１の関係を示している。縦軸を第２スイッチング素子１０ｂのＯＮ時間、横軸を第１スイッチング素子１０ａに流れる第１ドレイン電流Ｉｄ１を示している。第２スイッチング素子１０ｂのＯＮ時間は、図５のｔ３に対応する。図８のグラフに示すように、第１ドレイン電流Ｉｄ１が「０」から所定の電流値Ｉｄ１＝Ｉ_０になるまでは、第２スイッチング素子１０ｂのＯＮ時間ｔ３は、一定の時間ｔ_０とされる。第１ドレイン電流Ｉｄ１が所定の電流値Ｉ_０を超えた場合、第１ドレイン電流Ｉｄ１の増加に従って第２スイッチング素子１０ｂのＯＮ時間ｔ３が所定の傾きで短縮される。第１ドレイン電流Ｉｄ１が所定の上限値Ｉ_ＭＡＸとなった場合、第２スイッチング素子１０ｂのＯＮ時間ｔ３が「０」とされる。ここで、一定のＯＮ時間ｔ３＝ｔ_０とされる部分は、上述したデッドタイムを設けるために設定されており、それ以上のＯＮ時間ｔ３の拡張がなされないようになっている。図８においては、上方の破線が、時間ｔ２、時間ｔ３、および時間ｔ４の和（ｔ２＋ｔ３＋ｔ４）の最長時間（ｔ_ＭＡＸ）であり、その下方の破線が、所定の一定とされるＯＮ時間ｔ３＝ｔ_０である。これら破線の間の時間が、上述したデッドタイムの最小値（ｔ２＋ｔ４）ＭＩＮとして確保される）。

したがって、第２実施形態によれば、第１スイッチング素子１０ａのターンオフ時に、第１スイッチング素子１０ａの第１ドレイン電流Ｉｄ１の電流値に応じた転流電流Ｉｆｗｄが流れるので、電流が転流される際の第２スイッチング素子１０ｂがＯＮ作動される時間ｔ３を、第１スイッチング素子１０ａの第１ドレイン電流Ｉｄ１の電流値が大きいほど短くすることで、通電による第２スイッチング素子１０ｂの発熱を低減して第２スイッチング素子１０ｂの負担を軽減しつつ、最大限の損失低減を図ることができる。
なお、第２実施形態では、第１スイッチング素子１０ａをＯＮからＯＦＦに切換える際に流れる第２ダイオード１４ｂの転流電流Ｉｆｗｄを、第２スイッチング素子１０ｂの第２ドレイン電流Ｉｄ２として流す場合を一例に説明したが、第２スイッチング素子１０ｂをＯＮからＯＦＦ制御する際に第１ダイオード１４ａに流れる転流電流Ｉｆｗｄを第１スイッチング素子１０ａの第１ドレイン電流Ｉｄ１として流すようにしてもよい。

次に、本発明の第３実施形態におけるスイッチング回路Ｓについて、上述した第１実施形態の図２を援用し、図９Ａ〜図９Ｃを参照しながら説明する。なお、この第３実施形態は、上述した第２実施形態と、第２スイッチング素子１０ｂのゲートＯＮに係る制御が異なるだけであるので、同一部分に同一符号を付して説明する。この第３実施形態においても、Ｕ相アーム１３ｕ、Ｖ相アーム１３ｖ、および、Ｗ相１３ｗアームの各アームで同様な制御を行うため、１つのアームの動作を一例に説明し、他の２つのアームの動作についての説明は省略する。

第３実施形態におけるスイッチング回路Ｓは、温度センサ３０（温度検出手段：図９Ａ〜図９Ｃ参照）を用いて、第２スイッチング素子１０ｂの温度を検出し、この検出された温度に応じて、第２ダイオード１４ｂに転流電流Ｉｆｗｄが流れる際の第２スイッチング素子１０ｂのＯＮ時間の変更を行うことができる。すなわち、時間ｔ３の長さを制御することができる。

図１０は、縦軸を第２スイッチング素子１０ｂのＯＮ時間ｔ３、横軸を第２スイッチング素子１０ｂの温度Ｔ（ＦＥＴ温度）としたグラフである。このグラフに示すように、第２スイッチング素子１０ｂの温度が所定の温度以下であれば、第２スイッチング素子１０ｂのＯＮ時間ｔ３は所定の一定時間ｔ_０とされる。第２スイッチング素子１０ｂの温度が所定の温度Ｔ_０を超えた場合、第２スイッチング素子１０ｂの温度上昇に従って第２スイッチング素子１０ｂのＯＮ時間ｔ３は、所定の傾きで短縮される。第２スイッチング素子１０ｂの温度が所定の上限値Ｔ_ＭＡＸとなったところで第２スイッチング素子１０ｂのＯＮ時間ｔ３が「０」とされる。図１０においては、上方の破線が、時間ｔ２、時間ｔ３、および時間ｔ４の和（ｔ２＋ｔ３＋ｔ４）ＭＡＸであり、その下方の破線が、一定とされるＯＮ時間ｔ３＝ｔ_０であって、これら破線の間の時間が、上述したデッドタイムの最小値（ｔ２＋ｔ４）ＭＩＮとして確保される。

したがって、上述の第３実施形態によれば、第２スイッチング素子１０ｂをＯＮ作動させる時間を、温度センサ３０により検出された第２スイッチング素子１０ｂの温度に応じて変更することができるため、第２スイッチング素子１０ｂの温度が高い場合に、ＯＮ作動による第２スイッチング素子１０ｂの通電時間を短くして、第２スイッチング素子１０ｂの発熱による負担を軽減しつつ、最大限の損失低減を図ることができる。
なお、第３実施形態では、第１スイッチング素子１０ａをＯＮからＯＦＦに切換える際に流れる第２ダイオード１４ｂの転流電流Ｉｆｗｄを、第２スイッチング素子１０ｂの第２ドレイン電流Ｉｄ２として流す場合を一例に説明したが、第２スイッチング素子１０ｂをＯＮからＯＦＦ制御する際に第１ダイオード１４ａに流れる転流電流Ｉｆｗｄを第１スイッチング素子１０ａの第１ドレイン電流Ｉｄ１として流すようにしてもよい。

なお、本発明は上述した各実施形態に限られるものではなく、例えば、転流用の第１ダイオード１４ａおよび第２ダイオード１４ｂを、Ｓｉ半導体からなるダイオードよりも損失の少ないＳｉＣ半導体からなるショットキーバリアダイオードに変更してもよい。この場合、上述した時間ｔ２、ｔ４における損失を低減することができる。但し、本発明を適用する条件としては、ＳｉＣ半導体からなるショットキーバリアダイオードの損失が、ＳｉＣ半導体からなるスイッチング素子の損失、すなわち第１スイッチング素子１０ａの損失や第２スイッチング素子１０ｂの損失よりも大きくなる場合が好ましい。
また、上述した各実施形態では、第１スイッチング素子１０ａをＯＦＦした後に第２ダイオード１４ｂに流れる転流電流Ｉｆｗｄを第２スイッチング素子１０ｂ経由で流す場合について説明したが、第２スイッチング素子１０ｂをＯＦＦした後に第１ダイオード１４ａに流れる転流電流Ｉｆｗｄを第１スイッチング素子１０ａ経由で流すようにしてもよい。

また、上述した第２実施形態では、電流センサ２０を第１スイッチング素子１０ａに設け、この電流センサ２０の検出結果に基づき、第２スイッチング素子１０ｂをＯＮする時間ｔ３を変化させる場合について説明したが、中点１６からモータへ流れる電流（ＩＬｏａｄ）を検出する電流センサ（図示略）を設けて、この電流センサの検出結果に基づき時間ｔ３を変化させるようにしてもよい。

損失低減を図ることが可能なスイッチング回路を提供することができる。

１０ａ第１スイッチング素子（スイッチング素子）
１０ｂ第２スイッチング素子（スイッチング素子）
１４ａ第１ダイオード（逆導通素子）
１４ｂ第２ダイオード（逆導通素子）
１３ｕＵ相アーム
１３ｖＶ相アーム
１３ｗＷ相アーム
２０電流センサ（電流検出手段）
３０温度センサ（温度検出手段）

Claims

２つのスイッチング素子が直列接続され、各スイッチング素子に並列に逆導通素子が接続されたアームを有するスイッチング回路であって、
前記スイッチング素子はＳｉＣ半導体であり、
前記逆導通素子に転流電流が流れる際に、この逆導通素子が並列接続された前記スイッチング素子をＯＮ作動させ、
前記転流電流の電流値を検出する転流電流検出手段をさらに備え、
検出された前記転流電流の電流値の増加に応じて、前記スイッチング素子のＯＮ時間を、直列接続された他方のスイッチング素子のＯＮ時間に対して少なくとも所定のデッドタイムを確保して短縮し、
前記転流電流検出手段は、一方のスイッチング素子に流れる電流を検出して、前記検出した電流値を、他方のスイッチング素子に並列の逆導通素子に流れる転流電流の電流値として検出するものであり、
前記転流電流検出手段により検出された電流値が大きいほど、前記他方のスイッチング素子のＯＮ時間を短くする、ことを特徴とするスイッチング回路。
前記逆導通素子に転流電流が流れる際に、検出された前記転流電流の電流値に応じて前記スイッチング素子のＯＮ時間を連続的に変更する、ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング回路。