JP7224174B2 - 電子装置およびレーダー制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、電子装置レーダー装置およびレーダー制御方法に関し、例えば、送信用リニアアレイアンテナと受信用リニアアレイアンテナとを有する電子装置、レーダー装置およびレーダー制御方法に関する。

特許文献１には、フェーズドアレイアンテナを有する気象レーダ装置が示される。当該気象レーダ装置は、仰角方向にビーム幅が広く、かつ方位角方向にビーム幅が狭い送信ビームと、方位角方向にビーム幅が広く、かつ仰角方向にビーム幅が狭い送信ビームとの両方を形成するようにフェーズドアレイアンテナを制御する。また、仮想アンテナを作り出して送信データ量を増やす技術として、ＭＩＭＯ（Multiple Input and Multiple Output）レーダーが知られている。ＭＩＭＯレーダーは、例えば１個のアンテナと４個の受信アンテナとを備えた構成に対して、１個の送信アンテナを追加することで、更に４個の仮想アンテナを作り出す技術である。

特開２０１６－４５１３２号公報

例えば、特許文献１に示されるようなフェーズドアレイアンテナを用いると、送信波または受信波の方位角や仰角を機械的ではなく電子的に変えることができる。この際の方位角や仰角の分解能は、アンテナ数に依存する。したがって、高分解なフェーズドアレイアンテナを実現するためには、多数のアンテナが必要となる。その結果、コストの増大等が生じ得る。

後述する実施の形態は、このようなことに鑑みてなされたものであり、その他の課題と新規な特徴は、本明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。

一実施の形態による電子装置は、送信用リニアアレイアンテナと、受信用リニアアレイアンテナと、送信用リニアアレイアンテナと受信用リニアアレイアンテナとを制御する制御回路とを有する。送信用リニアアレイアンテナは、第１の方向に沿って配置される複数の送信アンテナを含み、送信波を送信する。受信用リニアアレイアンテナは、第１の方向と直交する第２の方向に沿って配置される複数の受信アンテナを含み、送信波の反射波を受信する。

前記一実施の形態によれば、送信用リニアアレイアンテナと受信用リニアアレイアンテナとを有する電子装置において、レーダー探査に伴う処理を低減できる。

（ａ）は、本発明の実施の形態１による電子装置の概略構成例を示す平面図であり、（ｂ）は、（ａ）の等価的な構成例を示す平面図である。 図１における制御回路の構成例を示す概略図である。 （ａ）および（ｂ）は、図１（ａ）および図１（ｂ）の電子装置において、アンテナの直交配置に伴う効果の一例を説明する概念図である。 図１（ａ）および図１（ｂ）のアンテナ配置を用いた場合の図２の制御回路の処理内容の一例を示すフロー図である。 図１（ａ）および図１（ｂ）の電子装置において、制御回路の主要部の構成例を示す回路ブロック図である。 図５におけるＦＭＣＷ方式における処理内容の一例を説明する概念図である。 図５における受信ビームフォーマの処理内容の一例を説明する概念図である。 本発明の実施の形態２による電子装置の概略構成例を示す平面図である。 本発明の実施の形態３による電子装置の概略構成例を示す平面図である。 本発明の実施の形態４による電子装置の概略構成例を示す平面図である。 リニアアレイアンテナの動作原理の一例を示す模式図である。 図１１のリニアアレイアンテナの特性の一例を示す図である。 （ａ）は、図１１のリニアアレイアンテナを用いてレーダー探査が行われる環境の一例を示す図であり、（ｂ）は、（ａ）におけるレーダー探査結果の一例を示す図である。 図１１のリニアアレイアンテナを２次元に拡張することで得られる平面アレイアンテナの構成例を示す概略図である。 （ａ）は、本発明の第１の比較例となる電子装置において、アンテナの配置構成例を示す平面図であり、（ｂ）は、本発明の第２の比較例となる電子装置において、アンテナの配置構成例を示す平面図である。 図１５（ｂ）のアンテナ配置を用いた場合の図２の制御回路の処理内容の一例を示すフロー図である。

以下の実施の形態においては便宜上その必要があるときは、複数のセクションまたは実施の形態に分割して説明するが、特に明示した場合を除き、それらは互いに無関係なものではなく、一方は他方の一部または全部の変形例、詳細、補足説明等の関係にある。また、以下の実施の形態において、要素の数等（個数、数値、量、範囲等を含む）に言及する場合、特に明示した場合および原理的に明らかに特定の数に限定される場合等を除き、その特定の数に限定されるものではなく、特定の数以上でも以下でも良い。

さらに、以下の実施の形態において、その構成要素（要素ステップ等も含む）は、特に明示した場合および原理的に明らかに必須であると考えられる場合等を除き、必ずしも必須のものではないことは言うまでもない。同様に、以下の実施の形態において、構成要素等の形状、位置関係等に言及するときは、特に明示した場合および原理的に明らかにそうでないと考えられる場合等を除き、実質的にその形状等に近似または類似するもの等を含むものとする。このことは、上記数値および範囲についても同様である。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施の形態を説明するための全図において、同一の部材には原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。

（実施の形態１）
《電子装置（実施の形態１）の構成》
図１（ａ）は、本発明の実施の形態１による電子装置の概略構成例を示す平面図であり、図１（ｂ）は、図１（ａ）の等価的な構成例を示す平面図である。図１（ａ）に示す電子装置ＤＥＶａは、例えば、レーダー装置であり、送信用リニアアレイアンテナＴＸＡと、受信用リニアアレイアンテナＲＸＡと、制御回路ＣＴＬＵとを備える。明細書では、位置関係を説明するにあたり、Ｘ，Ｙ，Ｚ方向を用いる。Ｚ方向は、Ｘ方向と直交する方向であり、Ｙ方向は、Ｘ方向およびＺ方向と直交する方向である。

送信用リニアアレイアンテナＴＸＡは、Ｚ方向に沿って順に配置される複数（この例では４個）の送信アンテナＴＸｒ［１］～ＴＸｒ［４］を含む。受信用リニアアレイアンテナＲＸＡは、Ｘ方向に沿って順に配置される複数（この例では４個）の受信アンテナＲＸｒ［１］～ＲＸｒ［４］を含む。言い換えれば、送信用リニアアレイアンテナＴＸＡは、矩形を形成する４辺の内の一辺である第１の辺ＳＤ１に配置され、受信用リニアアレイアンテナＲＸＡは、第１の辺ＳＤ１に直交する他の一辺である第２の辺ＳＤ２に配置される。送信用リニアアレイアンテナＴＸＡは、図示しない物標に向けて送信波を送信し、受信用リニアアレイアンテナＲＸＡは、当該送信波の反射波（受信波）（例えば物標からの反射波）を受信する。すなわち、送信用リニアアレイアンテナＴＸＡおよび受信用リニアアレイアンテナＲＸＡは、共に、送受信兼用のアンテナではない。

制御回路ＣＴＬＵは、送信アンテナＴＸｒ［１］～ＴＸｒ［４］および受信アンテナＲＸｒ［１］～ＲＸｒ［４］のそれぞれと配線ＬＮを介して結合され、送信用リニアアレイアンテナＴＸＡと受信用リニアアレイアンテナＲＸＡとを制御する。詳細には、制御回路ＣＴＬＵは、送信用リニアアレイアンテナＴＸＡの向きと、受信用リニアアレイアンテナＲＸＡの向きとを電子的に制御する。この際に、制御回路ＣＴＬＵは、送信アンテナＴＸｒ［１］～ＴＸｒ［４］から送信する各送信波の位相をそれぞれ制御することで、送信用リニアアレイアンテナＴＸＡの向きとしてＹＺ平面における仰角を制御する。また、制御回路ＣＴＬＵは、受信アンテナＲＸｒ［１］～ＲＸｒ［４］で受信した各受信波（反射波）の位相をそれぞれ制御することで、受信用リニアアレイアンテナＲＸＡの向きとしてＸＹ平面における方位角を制御する。

また、この例では、送信アンテナＴＸｒ［１］～ＴＸｒ［４］は、Ｚ方向に沿って間隔ｄ１で配置され、受信アンテナＲＸｒ［１］～ＲＸｒ［４］も、Ｘ方向に沿って間隔ｄ１で配置される。間隔ｄ１は、代表的には、使用する送信波の波長λを用いて“λ／２”等に定められる。送信波は、代表的には、２４ＧＨｚ（波長λ≒１２．５ｍｍ）の周波数帯や７９ＧＨｚ（波長λ≒３．８ｍｍ）の周波数帯を含むミリ波（３０～３００ＧＨzの周波数帯）や準ミリ波（２０～３０ＧＨｚの周波数帯）であるが、特に、これに限定されない。

ここで、電子装置ＤＥＶａは、小型化や高速化のため、例えば、ＭＭＩＣ（Monolithic Microwave Integrated Circuit）等の一つの半導体チップ（半導体装置）で構成される。ただし、必ずしもこれに限定されず、場合によっては、制御回路ＣＴＬＵを一つの半導体チップで構成し、当該半導体チップと、送信用リニアアレイアンテナＴＸＡおよび受信用リニアアレイアンテナＲＸＡとを配線基板上に実装した構成であってもよい。または、制御回路ＣＴＬＵを複数の半導体チップを組み合わせて構成してもよい。

このような直交配置の送信用リニアアレイアンテナＴＸＡおよび受信用リニアアレイアンテナＲＸＡを用いると、ＭＩＭＯレーダーの技術によって、図１（ｂ）に示されるように、“４×４”個の仮想的な受信アンテナ（仮想受信アンテナと呼ぶ）ＲＸｉ［ｍｎ］（ｍ，ｎのそれぞれは１～４の整数）が作り出される。仮想受信アンテナＲＸｉ［ｍｎ］は、Ｚ方向における複数の送信アンテナＴＸｒ［１］～ＴＸｒ［４］の各座標と、Ｘ方向における複数の受信アンテナＲＸｒ［１］～ＲＸｒ［４］の各座標のそれぞれの交点に配置される。

すなわち、仮想受信アンテナＲＸｉ［ｍｎ］は、仮想線ＶＬｘ［ｍ］と仮想線ＶＬｚ［ｎ］の交差する位置に作り出される。仮想線ＶＬｘ［ｍ］は、複数の送信アンテナＴＸｒ［１］～ＴＸｒ［４］の一つである送信アンテナＴＸｒ［ｍ］を通過し、かつ、Ｘ方向に沿って延在する線である。また、仮想線ＶＬｚ［ｎ］は、複数の受信アンテナＲＸｒ［１］～ＲＸｒ［４］の一つである受信アンテナＲＸｒ［ｎ］を通過し、かつ、Ｚ方向に沿って延在する線である。

なお、この例では、送信用リニアアレイアンテナＴＸＡおよび受信用リニアアレイアンテナＲＸＡは、第１の辺ＳＤ１と第２の辺ＳＤ２の交点には配置されず、当該交点以外の場所に配置される。ただし、場合によって、例えば、当該交点に、送信用リニアアレイアンテナＴＸＡまたは受信用リニアアレイアンテナＲＸＡが配置される構成であってもよい。明細書では、複数の送信アンテナを総称して送信アンテナＴＸｒと呼び、複数の受信アンテナを総称して受信アンテナＲＸｒと呼び、複数の仮想受信アンテナを総称して仮想受信アンテナＲＸｉと呼ぶ。

図２は、図１における制御回路の構成例を示す概略図である。図２に示すように、制御回路ＣＴＬＵは、送信波生成回路ＴＸＧＵと、送信波出力回路ＴＸＯＵと、受信波入力回路ＲＸＩＵと、受信波処理回路ＲＸＰＵとを備える。送信波生成回路ＴＸＧＵは、例えば、ベースバンドでＦＭＣＷ（Frequency Modulated Continuous Wave）方式の送信波Ｔｘを生成する。送信波出力回路ＴＸＯＵは、当該生成されたベースバンドの送信波Ｔｘを所定の周波数帯へアップコンバートしたのち送信用リニアアレイアンテナＴＸＡに送信させ、また、この際の送信用リニアアレイアンテナＴＸＡの向きの制御（送信ビームフォーミング）等を行う。

受信波入力回路ＲＸＩＵは、当該送信波Ｔｘに応じた物標ＴＧからの反射波（受信波）Ｒｘを受信し、当該受信波Ｒｘをベースバンドへダウンコンバートする。受信波処理回路ＲＸＰＵは、ベースバンドの受信波Ｒｘに基づいて、物標ＴＧの位置の算出処理を行う。この位置の算出処理の中には、物標ＴＧまでの距離の算出処理や、物標ＴＧが存在する方位角の算出処理（受信ビームフォーミング）等が含まれる。

《リニアアレイアンテナの概要》
ここで、図１の電子装置ＤＥＶａの詳細な動作説明に先立ち、フェーズドアレイアンテナの一つであるリニアアレイアンテナについて簡単に説明する。図１１は、リニアアレイアンテナの動作原理の一例を示す模式図である。リニアアレイアンテナは、図１１に示されるように、複数のアンテナを直線上（この例ではＸ方向）に並べたものである。当該複数のアンテナは、送信波に応じた物標からの反射波（Ｓ（ｔ））を受信する。

この際に、複数のアンテナの受信信号（ｘ_１（ｔ）～ｘ_Ｍ（ｔ））に対して適切に重み付け（ｗ_１～ｗ_Ｍ）を行ったのち（その結果、等価的に位相を制御したのち）、その合成信号（ｙ（ｔ））を生成することで、物理的ではなく電子的にアンテナの方位角θを変えることができる。すなわち、ＸＹ平面において電子的にアンテナの指向性を得ることができる。ただし、ＹＺ平面において、アンテナの指向性を得ることはできない。

図１２は、図１１のリニアアレイアンテナの特性の一例を示す図である。図１２には、図１１のようにアンテナを等間隔（ここでは“λ／２”間隔）に８個配置した場合（Ｍ＝８の場合）で、重み付け（ｗ_１～ｗ_Ｍ）に差を持たせない場合の指向性のシミュレーション結果が示される。図１２では、方位角θが０［ｒａｄ］の時に最大のゲインが得られる。この最大ゲインを含む山は、メインローブと呼ばれる。物標からの反射波（Ｓ（ｔ））は、メインローブの方位角θにおいて高い感度で受信され、その他の方位角では低い感度で受信される。このため、実質的に、このメインローブの方位角θにアンテナを向けていることになる。

図１１に示した重み付け（ｗ_１～ｗ_Ｍ）に適切に差を持たせることで、このメインローブの方位角θを適宜制御することができる。また、図１２では、例えば、方位角θが約０．３７π［ｒａｄ］等の箇所にも山が生じている。これらの山は、本来とは異なる方位角θに生じたゲインであり、サイドローブと呼ばれる。一般的に、アンテナ数を増やすと、サイドローブのゲインを減らすことができ、さらに、メインローブの方位角θの幅を狭めることができる。その結果、方位角θの分解能を高めることが可能になる。なお、図１１および図１２では、受信側の指向性に関して説明を行ったが、送信側に対しても同様にして指向性を持たせることができる。

図１３（ａ）は、図１１のリニアアレイアンテナを用いてレーダー探査が行われる環境の一例を示す図であり、図１３（ｂ）は、図１３（ａ）におけるレーダー探査結果の一例を示す図である。図１３（ａ）には、Ｘ方向において、それぞれ異なる座標に物標ＴＧ１～ＴＧ３が存在する。図１１のリニアアレイアンテナは、図１３（ａ）において、各アンテナがＸ方向に並ぶように配置される。この状態で、図１１のリニアアレイアンテナは、前述したように、重み付け（ｗ_１～ｗ_Ｍ）を用いてＸＹ平面の方位角を逐次変えることで、図１３（ａ）に示されるようにＸＹ平面でのスキャンを行いながらレーダー探査を行う。

その結果、図１３（ｂ）に示されるように、ＸＹ平面において、各物標ＴＧ１～ＴＧ３（例えばＴＧ１）が存在する方位角θの情報と、各物標ＴＧ１～ＴＧ３（例えばＴＧ１）までの距離Ｒの情報とが得られる。ただし、各物標ＴＧ１～ＴＧ３におけるＹＺ平面上の位置（すなわち仰角の情報）は得られない。すなわち、図１３（ａ）に示されるように、各物標ＴＧ１～ＴＧ３は、それぞれ、ＹＺ平面である領域ＡＲ１～ＡＲ３において、それぞれ異なるＹＺ座標（すなわち仰角）に配置されるが、図１３（ｂ）に示されるように、このＹＺ座標の情報はＸＹ平面に縮退する形となる。

図１４は、図１１のリニアアレイアンテナを２次元に拡張することで得られる平面アレイアンテナの構成例を示す概略図である。図１１のリニアアレイアンテナを２次元に拡張することで（例えば、各アンテナをＸＺ平面でマトリックス状に配置することで）、図１４に示されるようにビームＢＭの向きを３次元で制御することが可能になる。すなわち、ＸＹ平面における方位角θとＹＺ平面における仰角φとを制御することが可能になる。

《電子装置（比較例）の概略および問題点》
図１５（ａ）は、本発明の第１の比較例となる電子装置において、アンテナの配置構成例を示す平面図であり、図１５（ｂ）は、本発明の第２の比較例となる電子装置において、アンテナの配置構成例を示す平面図である。図１５（ａ）には、１個の送信アンテナＴＸｒと、“４×４”個の受信アンテナＲＸｒ［ｍｎ］（ｍ，ｎのそれぞれは１～４の整数）とを備えた平面アレイアンテナが示される。受信アンテナＲＸｒ［ｍｎ］は、ＸＺ平面においてマトリックス状に配置される。このような構成例を用いると、ビームの指向性を３次元で制御することが可能になる。しかし、アンテナ数が増えるため、コストの増大等が生じ得る。

そこで、図１５（ｂ）に示されるような構成を用いることが考えられる。図１５（ｂ）では、４個の送信アンテナＴＸｒ［１１］，［１２］，［２１］，［２２］と４個の受信アンテナＲＸｒ［１１］，［１３］，［３１］，［３３］とが配置される。４個の送信アンテナＴＸｒは、ＸＺ平面において間隔ｄ１でマトリックス状に配置される。一方、４個の受信アンテナＲＸｒは、ＸＺ平面において間隔“２×ｄ１”でマトリックス状に配置される。

ＭＩＭＯレーダーでは、通常、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナとは、同一方向に配置される。そのため、図１５（ｂ）の例では、４個の送信アンテナＴＸｒと４個の受信アンテナＲＸｒは、同一方向（ここではＸ方向）に並んで配置される。このような構成例を用いると、４個の受信アンテナＲＸｒのそれぞれ（例えばＲＸｒ［１１］）の周りに３個の仮想受信アンテナ（ＲＸｉ［１２］，［２１］，［２２］）が作り出される。その結果、計８個のアンテナを用いて、図１５（ａ）の場合と等価な構成を実現できる。

図１６は、図１５（ｂ）のアンテナ配置を用いた場合の図２の制御回路の処理内容の一例を示すフロー図である。この例では、ＦＭＣＷ方式を用いてレーダー探査を行う場合を例とするが、他の方式であってもよい。図１６において、まず、送信波生成回路ＴＸＧＵは、ディジタルのベースバンド信号であるチャープ信号を生成し（ステップＳ１０１）、それをアナログ信号に変換する（ステップＳ１０２）。

次いで、送信波出力回路ＴＸＯＵは、当該アナログ変換されたチャープ信号に基づいて所定の周波数（例えば７９ＧＨｚ等）を有するローカル信号を変調することで、高周波数帯（ＲＦ帯）の送信波を生成する（ステップＳ１０３）。続いて、送信波出力回路ＴＸＯＵは、ｋ番目の送信アンテナＴＸｒを選択し（ステップＳ１０４）、必要に応じて送信ビームフォーミングを行ったのち（Ｓ１０５）、当該選択した送信アンテナＴＸｒに、ステップＳ１０３で生成した送信波を送信させる（ステップＳ１０６）。当該送信波は物標で反射され、これに伴い反射波（受信波）が生じる（ステップＳ１０７）。

受信波入力回路ＲＸＩＵは、当該反射波（受信波）を受信アンテナＲＸｒで受信し（ステップＳ１０８）、それをアナログのベースバンド信号に変換する（ステップＳ１０９）。受信波処理回路ＲＸＰＵは、当該アナログのベースバンド信号をディジタル信号に変換し（ステップＳ１１０）、当該ディジタルのベースバンド信号に対して、物標の位置の算出処理を行う。具体的には、受信波処理回路ＲＸＰＵは、例えば、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）を用いて物標までの距離を算出し（ステップＳ１１１）、受信ビームフォーミングを用いて物標の方位角を算出する（ステップＳ１１２）。

その後、受信波処理回路ＲＸＰＵは、ステップＳ１０４に戻って選択対象となる送信アンテナＴＸｒを逐次変えながら、ステップＳ１１２の算出処理によって得られた出力信号を逐次加算していく（ステップＳ１１３，Ｓ１１４）。そして、受信波処理回路ＲＸＰＵは、ステップＳ１０４～Ｓ１１３の処理を、全ての送信アンテナＴＸｒが選択されるまで繰り返す（ステップＳ１１４）。これらの処理によって、例えば、ある一つの物標の位置を、１６個の受信アンテナＲＸｒを用いて検出した場合に相当する結果が得られる。

このように、図１５（ｂ）のようなアンテナ配置を用いると、選択する送信アンテナＴＸｒを時分割で変えながらレーダー探査を行う必要がある（図１６のステップＳ１０４，Ｓ１１４）。例えば、少なくとも、図１５（ｂ）における送信アンテナＴＸｒ［１１］からの送信波と、送信アンテナＴＸｒ［１２］からの送信波は、直交関係（互いに相関がなく、信号を区別できる関係）を満たす必要がある。図１６の例では、この直交関係を得るため、時分割が用いられる。ただし、直交関係は、時分割に限らず、例えば、符号化（コード分割）等によって実現することも可能である。

しかし、時分割を用いると、送信アンテナＴＸｒの数が増えるほど処理時間（レーダー探査に要する時間）が増加する。また、図１６のステップＳ１１３の処理に伴い処理負荷が増加し、バッファの確保等も必要となる。一方、符号化等を用いると、処理時間の増加は抑制できるが、送信時の符号化と受信時の復号化に伴う処理負荷の増大等が生じ得る。

このように、図１５（ｂ）のようなアンテナ配置を用いた場合、図１５（ａ）の場合と比較してアンテナ数を削減することが可能であるが、複数の送信アンテナＴＸｒからの送信波のいずれに応じた反射波であるかを区別する処理が必要となるため、レーダー探査に伴う処理の増大が生じる恐れがある。さらに、送信波のパワーが全ての送信アンテナＴＸｒではなく、選択された送信アンテナＴＸｒによって定められるため、Ｓ／Ｎ比の低下が生じ得る。

《電子装置（実施の形態１）の動作》
図３（ａ）および図３（ｂ）は、図１（ａ）および図１（ｂ）の電子装置において、アンテナの直交配置に伴う効果の一例を説明する概念図である。図１（ａ）および図１（ｂ）に示したように、送信用リニアアレイアンテナＴＸＡと受信用リニアアレイアンテナＲＸＡとを直交するように配置すると、図２の制御回路ＣＴＬＵは、図１６の場合と異なり、いずれの送信波に応じた反射波（受信波）かを区別することなく、物標の位置の算出処理を行うことが可能になる。

これを、図３（ａ）および図３（ｂ）を用いて概念的に説明する。図３（ａ）では、図１３（ａ）の場合と同様の環境で、図１（ａ）の電子装置（レーダー装置）ＤＥＶａを用いてレーダー探査が行われる。送信用リニアアレイアンテナＴＸＡは、Ｚ方向に沿って配置され、受信用リニアアレイアンテナＲＸＡは、Ｘ方向に沿って配置される。この場合、送信用リニアアレイアンテナＴＸＡを用いた送信ビームフォーミングによって、領域ＡＲｙｚに示されるように、ＹＺ平面における仰角φ方向のスキャンが行われる。このスキャンに伴う指向性の成分は、ＹＺ方向の成分を含み、Ｘ方向の成分を含まない。

一方、受信用リニアアレイアンテナＲＸＡを用いた受信ビームフォーミングでは、領域ＡＲｘｙに示されるように、ＸＹ平面における方位角θ方向のスキャンが行われる。このスキャンに伴う指向性の成分は、ＸＹ方向の成分を含み、Ｚ方向の成分を含まない。このため、送信用リニアアレイアンテナＴＸＡを用いた送信ビームフォーミングと、受信用リニアアレイアンテナＲＸＡを用いた受信ビームフォーミングは、互いに干渉することなく独立に行える。その結果、前述した時分割や、符号化（コード分割）等の区別処理は不要となる。

なお、仮に、送信用リニアアレイアンテナＴＸＡと受信用リニアアレイアンテナＲＸＡとが直交に配置されない場合、例えば、図３（ｂ）の領域ＡＲｘｙｚに示されるように、送信ビームフォーミングに伴う指向性の成分に、受信ビームフォーミングと同じＸ方向の成分ＸＣが含まれてしまう。この場合、送信ビームフォーミングと受信ビームフォーミングが互いに干渉するため、前述した時分割や、符号化（コード分割）等の区別処理が必要となる。

具体例として、図１５（ｂ）において、送信アンテナＴＸｒ［１１］からの送信波に応じて受信アンテナＲＸｒ［１１］が方位角θからの反射波を受信し、送信アンテナＴＸｒ［１２］からの送信波に応じて同じく受信アンテナＲＸｒ［１１］が方位角θからの反射波を受信した場合を考える。これは、受信アンテナＲＸｒ［１１］と仮想受信アンテナＲＸｉ［１２］が、共に方位角θからの反射波を受信した場合と等価である。

受信アンテナＲＸｒ［１１］が受信する方位角θからの反射波と仮想受信アンテナＲＸｉ［１２］が受信する方位角θからの反射波とは、両アンテナのＸ方向の座標の違いに伴い位相が異なっている。具体的には“ｄ１×ｓｉｎθ”の距離に対応する位相差が生じる。したがって、当該２個の反射波は、そのまま合成されると区別できない関係となる。このため、時分割や、符号化（コード分割）等の区別処理が必要となる。

一方、図１（ｂ）において、送信アンテナＴＸｒ［１］からの送信波に応じて受信アンテナＲＸｒ［１］が方位角θからの反射波を受信し、送信アンテナＴＸｒ［２］からの送信波に応じて同じく受信アンテナＲＸｒ［１］が方位角θからの反射波を受信した場合を考える。これは、仮想受信アンテナＲＸｉ［１１］と仮想受信アンテナＲＸｉ［２１］が、共に、方位角θからの反射波を受信した場合と等価である。

仮想受信アンテナＲＸｉ［１１］が受信する方位角θからの反射波と仮想受信アンテナＲＸｉ［２１］が受信する方位角θからの反射波とは、両アンテナのＸ方向の座標が同じであるため位相も同じである。このため、２個の反射波を区別する必要はなく、２個の反射波を合成することができる。その結果、前述した区別処理は不要となり、送信アンテナＴＸｒ［１］と送信アンテナＴＸｒ［２］は、重複する期間で送信波を送信することができる。その上で、等価的に、２個の受信アンテナ（ＲＸｉ［１１］，ＲＸｉ［２１］）を用いて方位角θを定めることになるため、方位角θの分解能も高められる。

なお、より詳細には、例えば、送信アンテナＴＸｒ［１］および送信アンテナＴＸｒ［２］から重複する期間で送信される送信波（Ｔｘ［１］）および送信波（Ｔｘ［２］）は、移相器等を用いることで位相が異なっており、これに応じて仰角φ方向の指向性が加えられている。理想的には、この２つの送信波は、仰角φ、方位角θに存在する物標に位相差が無い状態で到達し、これに伴い、仮想受信アンテナＲＸｉ［１１］，ＲＸｉ［２１］は、その物標からの反射波を位相差が無い状態で受信することになる。ここでは、便宜上の２個の送信アンテナＴＸｒと２個の受信アンテナＲＸｒとの関係で説明を行ったが、４個の送信アンテナＴＸｒと４個の受信アンテナＲＸｒとの関係についても同様である。

ここで、図１（ａ）に示したように、例えば、送信アンテナＴＸｒ［１］～ＴＸｒ［４］は、理想的には、Ｚ軸上に配置される。ただし、実際上、Ｚ軸と、各送信アンテナＴＸｒ［１］～ＴＸｒ［４］の中心位置との距離が波長λに対して十分に小さい程度の配置ばらつきであれば、この距離の分だけ位置算出における誤差が生じるものの、十分な効果が得られる。また、送信用リニアアレイアンテナＴＸＡと受信用リニアアレイアンテナＲＸＡの直交配置に関しても、許容される位置算出の精度に応じて、ある程度の配置ばらつきは許容される。

図４は、図１（ａ）および図１（ｂ）のアンテナ配置を用いた場合の図２の制御回路の処理内容の一例を示すフロー図である。図４に示す処理フローは、図１６に示した処理フローと比較して、図１６におけるステップＳ１０４，Ｓ１１４の処理（送信アンテナＴＸｒを逐次選択す処理）と、ステップＳ１１３の処理（送信アンテナＴＸｒ毎に得られる出力信号を加算する処理）とが削除される。また、図４のステップＳ１０６ａにおいて、図１６のステップＳ１０６の場合と異なり、送信アンテナＴＸｒの区別が無くなっている。

このように、図１（ａ）および図１（ｂ）の電子装置ＤＥＶａを用いると、複数の送信アンテナＴＸｒ［１］～ＴＸｒ［４］は、共に、重複する期間で送信波を送信することができる。そして、制御回路ＣＴＬＵは、複数の受信アンテナＲＸｒ［１］～ＲＸｒ［４］で受信した反射波に対して、いずれの送信波に応じた反射波かを区別することなく、物標の位置の算出処理を行うことができる。

《制御回路の詳細》
図５は、図１（ａ）および図１（ｂ）の電子装置において、制御回路の主要部の構成例を示す回路ブロック図である。図６は、図５におけるＦＭＣＷ方式の処理内容の一例を説明する概念図であり、図７は、図５における受信ビームフォーマの処理内容の一例を説明する概念図である。図５に示す制御回路ＣＴＬＵは、高周波ユニットＲＦＵと、プロセッサユニットＭＰＵと、ディジタル信号処理ユニットＤＳＰＵとを備える。高周波ユニットＲＦＵは、図２の送信波出力回路ＴＸＯＵおよび受信波入力回路ＲＸＩＵに対応し、ディジタル信号処理ユニットＤＳＰＵは、図２の送信波生成回路ＴＸＧＵおよび受信波処理回路ＲＸＰＵに対応する。プロセッサユニットＭＰＵは、例えば、制御回路ＣＴＬＵ全体の制御を担う。

ディジタル信号処理ユニットＤＳＰＵは、チャープ信号生成回路ＣＰＧと、複数の高速フーリエ変換回路ＦＦＴ［１］～ＦＦＴ［４］と、受信ビームフォーマＤＢＦｒと、出力バッファＯＢＵＦとを備える。高周波ユニットＲＦＵは、送信系回路として、ディジタルアナログ変換器ＤＡＣと、電圧制御発振器ＶＣＯと、複数の移相器ＰＳＦ［１］～ＰＳＦ［４］と、複数のパワーアンプＰＡ［１］～ＰＡ［４］とを備える。また、高周波ユニットＲＦＵは、受信系回路として、複数のロウノイズアンプＬＮＡ［１］～ＬＮＡ［４］と、複数のミキサＭＩＸ［１］～ＭＩＸ［４］と、複数の中間周波数処理回路ＩＦ［１］～ＩＦ［４］と、複数のアナログディジタル変換器ＡＤＣ［１］～ＡＤＣ［４］とを備える。

チャープ信号生成回路ＣＰＧは、時間に比例して周波数が変化するチャープ信号をディジタル信号で生成する。ディジタルアナログ変換器ＤＡＣは、当該ディジタルのチャープ信号をアナログ信号に変換する。電圧制御発振器ＶＣＯは、所定の周波数（例えば７９ＧＨｚ等）を持つローカル信号ＬＯを当該アナログのチャープ信号に基づいて周波数変調する。移相器ＰＳＦ［１］～ＰＳＦ［４］は、それぞれ、変調されたローカル信号ＬＯの位相を適宜制御することで、仰角φ方向の送信ビームフォーミングを行う。この位相の制御量（すなわち仰角φ）は、例えば、プロセッサユニットＭＰＵ等によって指示される。パワーアンプＰＡ［１］～ＰＡ［４］は、それぞれ、移相器ＰＳＦ［１］～ＰＳＦ［４］からの信号を増幅して送信アンテナＴＸｒ［１］～ＴＸｒ［４］へ出力する。

ロウノイズアンプＬＮＡ［１］～ＬＮＡ［４］は、それぞれ、受信アンテナＲＸｒ［１］～ＲＸｒ［４］で受信した反射波（受信波）を増幅する。ミキサＭＩＸ［１］～ＭＩＸ［４］は、それぞれ、ロウノイズアンプＬＮＡ［１］～ＬＮＡ［４］からの信号と、電圧制御発振器ＶＣＯからのローカル信号ＬＯとを乗算する。中間周波数処理回路ＩＦ［１］～ＩＦ［４］は、それぞれ、ミキサＭＩＸ［１］～ＭＩＸ［４］からの信号に対して、フィルタリング処理や増幅処理等を行う。アナログディジタル変換器ＡＤＣ［１］～ＡＤＣ［４］は、それぞれ、中間周波数処理回路ＩＦ［１］～ＩＦ［４］からの信号を、ディジタル信号に変換することで、ＩＦ信号Ｉｆ［１］～Ｉｆ［４］を出力する。

高速フーリエ変換回路ＦＦＴ［１］～ＦＦＴ［４］は、それぞれ、ＩＦ信号Ｉｆ［１］～Ｉｆ［４］に対して高速フーリエ変換を行うことで、物標との距離を算出する。概念的には、図６に示されるように、ＩＦ信号（例えばＩｆ［１］）は、ミキサ（ＭＩＸ［１］）よる送信波Ｔｘ（変調されたローカル信号ＬＯ）と受信波Ｒｘとの乗算によってビート周波数ｆｂ（＝｜Ｔｘ周波数－Ｒｘ周波数｜）を有する。また、送信波Ｔｘは、物標で反射され、２τの遅延時間を経たのち受信波（反射波）Ｒｘとして受信される。チャープ信号の周期Ｔと周波数変調幅ＢＷの比率は、遅延時間２τとビート周波数ｆｂの比率に等しい。このため、ＦＭＣＷ方式では、ＩＦ信号の周波数（ビート周波数ｆｂ）を算出することで、遅延時間２τが算出され、ひいては、物標との距離が算出される。

受信ビームフォーマＤＢＦｒは、ＩＦ信号Ｉｆ［１］～Ｉｆ［４］に基づいて、物標が存在する方位角θを算出し、その算出結果を出力バッファＯＢＵＦに保持する。概念的には、図７に示されるように、方位角θは、ＩＦ信号Ｉｆ［１］～Ｉｆ［４］間の位相差Δαとして現れる。この位相差Δαは、隣り合う受信アンテナＲＸ［ｐ］，ＲＸ［ｐ＋１］の間隔ｄを用いて、“ｄ×ｓｉｎθ”の距離に対応する値となる。したがって、この位相差Δαを検出することで、方位角θを算出することが可能になる。なお、受信ビームフォーマＤＢＦｒの具体的な方式として、ビームフォーマ法、Ｃａｐｏｎ法、線形予測法等が知られている。

《実施の形態１の主要な効果》
以上、実施の形態１の電子装置（レーダー装置）を用いることで、代表的には、アンテナ数を削減しつつ（コストの増大等を抑制しつつ）、レーダー探査に伴う処理（処理時間や処理負荷等）を低減することが可能になる。また、Ｓ／Ｎ比を向上させることが可能になる。

（実施の形態２）
《電子装置（実施の形態２）の構成》
図８は、本発明の実施の形態２による電子装置の概略構成例を示す平面図である。図８に示す電子装置（レーダー装置）ＤＥＶｂでは、図１（ａ）の構成例と同様に、送信用リニアアレイアンテナＴＸＡと受信用リニアアレイアンテナＲＸＡは、直交に配置される。この直交配置によって、実施の形態１の場合と同様の効果が得られる。ただし、図８の構成例では、図１（ａ）の構成例と異なり、送信用リニアアレイアンテナＴＸＡと受信用リニアアレイアンテナＲＸＡは、クロス状（プラス（＋）字状）に配置される。また、クロス状に限らず、Ｔ字状等であってもよい。

すなわち、実施の形態２では、送信用リニアアレイアンテナＴＸＡが配置されるＺ方向は、受信用リニアアレイアンテナＲＸＡが配置されるＸ方向と交差する。このように、送信用リニアアレイアンテナＴＸＡと受信用リニアアレイアンテナＲＸＡとを柔軟に配置できるようにすることで、例えば、半導体チップのレイアウト設計や、または配線基板のレイアウト設計を、必要に応じて容易化、効率化することが可能になる。

（実施の形態３）
《電子装置（実施の形態３）の構成》
図９は、本発明の実施の形態３による電子装置の概略構成例を示す平面図である。図９に示す電子装置（レーダー装置）ＤＥＶｃは、２個の送信用リニアアレイアンテナＴＸＡ１，ＴＸＡ２と、２個の受信用リニアアレイアンテナＲＸＡ１，ＲＸＡ２とを備える。図１（ａ）の構成例と同様に、送信用リニアアレイアンテナＴＸＡ１と受信用リニアアレイアンテナＲＸＡ１は直交に配置され、送信用リニアアレイアンテナＴＸＡ２と受信用リニアアレイアンテナＲＸＡ２も直交に配置される。

具体的には、２個の送信用リニアアレイアンテナＴＸＡ１，ＴＸＡ２は、それぞれ、矩形を形成する４辺の内の一辺である第１の辺ＳＤ１と、第１の辺ＳＤ１に直交する第３の辺ＳＤ３とに配置される。２個の受信用リニアアレイアンテナＲＸＡ１，ＲＸＡ２は、それぞれ、第３の辺ＳＤ３に対向する第２の辺ＳＤ２と、第１の辺ＳＤ１に対向する第４の辺ＳＤ４とに配置される。

このような直交配置によって、実施の形態１の場合と同様の効果が得られる。さらに、ここでは、例えば、送信用リニアアレイアンテナＴＸＡ１と受信用リニアアレイアンテナＲＸＡ１とが第１のペアとして使用され、送信用リニアアレイアンテナＴＸＡ２と受信用リニアアレイアンテナＲＸＡ２とが第２のペアとして使用される。この場合、第１のペアを用いると、実施の形態１で述べたように、送信ビームフォーミングによって仰角φ方向の指向性が得られ、受信ビームフォーミングによって方位角θ方向の指向性が得られる。逆に、第２のペアを用いると、送信ビームフォーミングによって方位角θ方向の指向性が得られ、受信ビームフォーミングによって仰角φ方向の指向性が得られる。

例えば、送信ビームフォーミングよりも受信ビームフォーミングの方が高分解能な場合、第１のペアを用いることで方位角θが高分解能で算出され、第２のペアを用いることで仰角φが高分解能で算出される。このように、図９の構成例を用いて、第１のペアと第２のペアとを適宜使い分けることで、物標の３次元の位置をより高精度に算出することが可能になる。なお、ここでは、第１のペアと第２のペアの配置関係は、直交配置の関係であったが、場合によっては、直交配置の関係でなくてもよい。すなわち、例えば、第１のペアの座標軸に対して第２のペアの座標軸を傾かせたような状態でレーダー探査を行うようなことも可能である。

（実施の形態４）
《電子装置（実施の形態４）の構成》
図１０は、本発明の実施の形態４による電子装置の概略構成例を示す平面図である。図１０に示す電子装置（レーダー装置）ＤＥＶｄでは、図１（ａ）の構成例と同様に、送信用リニアアレイアンテナＴＸＡと受信用リニアアレイアンテナＲＸＡは、直交に配置される。この直交配置によって、実施の形態１の場合と同様の効果が得られる。ただし、図１０の構成例では、送信用リニアアレイアンテナＴＸＡに含まれる複数の送信アンテナＴＸｒ［１］～ＴＸｒ［４］の間隔ｄ２が、図１（ａ）の場合の間隔ｄ１（例えばｄ１＜ｄ２）とは異なっている。

リニアアレイアンテナは、アンテナの間隔に応じて、図１２に示したメインローブのビーム幅や、本来干渉させたい周期とはズレた周期で電波が干渉することによって生じるグレーティングローブの特性等が変わる。送信アンテナＴＸｒ［１］～ＴＸｒ［４］（受信アンテナＲＸｒ［１］～ＲＸｒ［４］も同様）の間隔は、求められるリニアアレイアンテナの特性に応じて、適宜最適化することができる。

以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能である。

ＣＴＬＵ 制御回路
ＤＥＶ 電子装置
ＲＸ，ＲＸｒ 受信アンテナ
ＲＸＡ 受信用リニアアレイアンテナ
ＲＸｉ 仮想受信アンテナ
Ｒｘ 受信波
ＳＣ 区間
ＳＤ 辺
ＴＧ 物標
ＴＸＡ 送信用リニアアレイアンテナ
ＴＸｒ 送信アンテナ
Ｔｘ 送信波

Claims (6)

1. 矩形を形成する４辺である第１の辺、第２の辺、第３の辺、第４の辺の内、前記第１の辺に沿って一定間隔で配置される複数の送信アンテナを含み、第１の送信波を送信する第１の送信用リニアアレイアンテナと、
   前記第１の辺に直交する前記第２の辺に沿って一定間隔で配置される複数の受信アンテナを含み、前記第１の送信波に伴う第１の反射波を受信する第１の受信用リニアアレイアンテナと、
   前記第２の辺に対向する前記第３の辺に沿って一定間隔で配置される複数の送信アンテナを含み、第２の送信波を送信する第２の送信用リニアアレイアンテナと、
   前記第１の辺に対向する前記第４の辺に沿って一定間隔で配置される複数の受信アンテナを含み、前記第２の送信波に伴う第２の反射波を受信する第２の受信用リニアアレイアンテナと、
   前記第１の送信用リニアアレイアンテナおよび前記第１の受信用リニアアレイアンテナを第１のペアとして、前記第１の送信波の仰角方向の指向性と、前記第１の反射波の方位角方向の指向性とを制御し、前記第２の送信用リニアアレイアンテナおよび前記第２の受信用リニアアレイアンテナを第２のペアとして、前記第２の送信波の方位角方向の指向性と、前記第２の反射波の仰角方向の指向性とを制御する制御回路と、
   を有する電子装置。
2. 請求項１記載の電子装置において、
   前記第１のペアまたは前記第２のペアのいずれか一方を対象ペアとして、
   前記制御回路は、
   チャープ信号を用いて時間に比例して周波数が変化するように周波数変調したローカル信号を生成し、前記対象ペアに含まれる前記複数の送信アンテナに、位相を制御した前記ローカル信号を送信させることで、前記送信波の方向を制御する送信系回路と、
   前記対象ペアに含まれる前記複数の受信アンテナで受信した複数の前記反射波に前記ローカル信号を乗算することで、複数の中間信号をそれぞれ生成する複数のミキサ回路と、
   前記複数の中間信号のビート周波数を算出し、前記ビート周波数を、前記チャープ信号における周期と周波数変調幅の比率と照合することで、物標との距離を算出し、前記複数の中間信号の位相差を検出し、検出した位相差と前記複数の受信アンテナが配置される前記一定間隔とに基づいて、前記物標が存在する方向を算出する受信波処理回路と、
   を有し、
   前記第１の反射波の方位角方向の指向性と、前記第２の反射波の仰角方向の指向性とに基づいて、前記物標が存在する仰角および方位角を判別する、
   電子装置。
3. 請求項１記載の電子装置において、
   前記第１の送信用リニアアレイアンテナおよび前記第１の受信用リニアアレイアンテナは、前記第１の辺と前記第２の辺の交点以外の場所に配置され、
   前記第２の送信用リニアアレイアンテナおよび前記第２の受信用リニアアレイアンテナは、前記第３の辺と前記第４の辺の交点以外の場所に配置される、
   電子装置。
4. 請求項１記載の電子装置において、
   前記送信波は、ミリ波または準ミリ波である、
   電子装置。
5. 矩形を形成する４辺である第１の辺、第２の辺、第３の辺、第４の辺の内、前記第１の辺に沿って一定間隔で配置される複数の送信アンテナを含み、第１の送信波を送信する第１の送信用リニアアレイアンテナと、
   前記第１の辺に直交する前記第２の辺に沿って一定間隔で配置される複数の受信アンテナを含み、前記第１の送信波に伴う第１の反射波を受信する第１の受信用リニアアレイアンテナと、
   前記第２の辺に対向する前記第３の辺に沿って一定間隔で配置される複数の送信アンテナを含み、第２の送信波を送信する第２の送信用リニアアレイアンテナと、
   前記第１の辺に対向する前記第４の辺に沿って一定間隔で配置される複数の受信アンテナを含み、前記第２の送信波に伴う第２の反射波を受信する第２の受信用リニアアレイアンテナと、
   を有するレーダーのレーダー制御方法であって、
   前記第１の送信用リニアアレイアンテナおよび前記第１の受信用リニアアレイアンテナを第１のペアとして、前記第１の送信波の仰角方向の指向性と、前記第１の反射波の方位角方向の指向性とを制御し、前記第２の送信用リニアアレイアンテナおよび前記第２の受信用リニアアレイアンテナを第２のペアとして、前記第２の送信波の方位角方向の指向性と、前記第２の反射波の仰角方向の指向性とを制御する、
   レーダー制御方法。
6. 請求項５記載のレーダー制御方法において、
   前記第１のペアまたは前記第２のペアのいずれか一方を対象ペアとして、
   チャープ信号を用いて時間に比例して周波数が変化するように周波数変調したローカル信号を生成し、前記対象ペアに含まれる前記複数の送信アンテナに、位相を制御した前記ローカル信号を送信させることで、前記送信波の方向を制御し、
   前記対象ペアに含まれる前記複数の受信アンテナで受信した複数の前記反射波に前記ローカル信号を乗算することで、複数の中間信号をそれぞれ生成し、
   前記複数の中間信号のビート周波数を算出し、前記ビート周波数を、前記チャープ信号における周期と周波数変調幅の比率と照合することで、物標との距離を算出し、前記複数の中間信号の位相差を検出し、検出した位相差と前記一定間隔とに基づいて前記物標が存在する方向を算出し、
   前記第１の反射波の方位角方向の指向性と、前記第２の反射波の仰角方向の指向性とに基づいて、前記物標が存在する仰角および方位角を判別する、
   レーダー制御方法。

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