KR101578935B1

KR101578935B1 - 다중 입출력 시스템에서 수신 방법 및 장치

Info

Publication number: KR101578935B1
Application number: KR1020090079898A
Authority: KR
Inventors: 양주열
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2009-08-27
Filing date: 2009-08-27
Publication date: 2015-12-18
Also published as: US20110051861A1; US8699605B2; KR20090097838A

Abstract

본 발명은, 다중 입출력 통신 시스템에서 수신 방법에 있어서, 복수의 수신 안테나들을 통해서 수신 신호들을 수신하는 과정과, 상기 수신 신호들 각각에 대응하는 심벌들을 소정 개수의 그룹들로 그룹핑하고, 상기 그룹들 각각의 심벌들을 재정렬하는 과정과, 상기 수신 신호에 QR 분해를 적용하여 상기 수신 신호를 변환하는 과정과, 상기 변환된 수신 신호에서 상기 재정렬된 순서에 상응하는 제1심벌의 가능한 모든 후보 심벌들 각각에 의한 간섭을 순차적으로 제거하는 과정과, 상기 간섭 제거된 수신 신호를 이용하여, 상기 가능한 모든 후보 심볼들 중 일부를 상기 제1심벌을 제외한 나머지 심벌들 각각의 후보 심볼 조합으로 결정하는 과정과, 상기 제1심벌 및 나머지 심벌들 각각의 후보 심벌들을 이용하여 상기 수신 신호의 복호에 사용될, 상기 제1심벌에 대한 로그 우도비 값들을 계산하는 과정을 포함한다.

MIMO, MML, LLR, QR 분해, 가상 성상도, 그룹 슬라이싱

Description

다중 입출력 시스템에서 수신 방법 및 장치{METHOD AND APPRARATUS FOR RECEIVING IN MULTIPLE INPUT MULTIPLE OUTPUT SYSTEM}

본 발명은 다중 입출력(MIMO:Multiple-Input Multiple Output, 이하, 'MIMO'라 칭라기로 한다.) 통신 시스템에서 수신 방법 및 장치에 관한 것이다.

다중 송수신 안테나를 사용하는 MIMO 시스템은 송신 안테나들 각각에서 독립적인 신호를 전송함으로써, 동시에 송신하는 데이터 량을 크게 증가시킬 수 있다. 그리고 단일 송수신 안테나를 사용하는 단일 입출력(SISO:Single-Input Single-Output, 이하, 'SISO'라 칭하기로 한다) 시스템에 비하여 시스템 용량(capacity)을 크게 증가시킬 수 있다. 이러한 장점들로 인하여 최근 고속 데이터 통신이 요구되는 상용화 시스템의 표준에 MIMO 방식이 적용되고 있으며, 대표적인 예로 Mobile WiMAX(Worldwide Interoperability for Microwave Aceess)와, LTE(Long Term Evolution)를 들 수 있다.

그러나, 상기 MIMO 통신 시스템은 다수의 송신 안테나들 각각으로부터 서 로 다른 데이터 열을 동시에 송신하게 되면, 상기 동시에 송신된 데이터 열들 간에 상호 간섭이 발생하게 된다. 따라서 수신기에서는 이러한 상호 간섭을 고려한 신호 검출 기법들이 제안되어 왔다.

상기한 신호 검출 기법들 중 하나인 최대 우도(ML:Maximum Likelihood, 이하, 'ML'이라 칭하기로 한다.) 검출기법은 최적의 성능을 획득하는 것으로 알려져 왔다.

그러나, 상기 ML검출 기법은 고속 데이터 전송을 위해서데이터 심벌의 변조 차수(modulation order)가 높아지는 경우, 계산 복잡도가 지수 함수적으로 증가하는 문제점이 있다. 또한, 대부분의 상용화 시스템에서 채널 부호화 (channel coding)를 적용하기 때문에 수신기에서 단순히 검출 결과를 하드 디시젼(hard decision)하는 것이 아니라 채널 복호기(channel docoder)를 위한 로그 우도비(LLR:Log-Likelihood Ratio, 이하, 'LLR'이라 칭하기로 한다)를 계산해야 하므로, 계산량이 증가하는 문제점이 있다.

본 발명은 MIMO 통신 시스템에서 개선된MML 검출 방법을 적용한 수신 방법 및 장치에 관한 것이다.

본 발명은 가상 성상도 를 이용한 그룹 슬라이싱을 통해서 해당 심벌에 대한 소정 개수의 후보 심벌들을 결정하는 방법 및 장치를 제공한다.

본 발명은 첫 번째 심벌의 LLR 계산 과정에서 획득한 심벌 벡터에 대한 ML 하드 디시젼 결과를 이용하여 나머지 심벌들에 대한 LLR계산시, 해당 심벌들에 대한 후보 심벌 수를 감소시키는 수신 방법 및 장치를 제공한다.

본 발명에서 제안하는 방법은, 다중 입출력 통신 시스템에서 수신 방법에 있어서, 복수의 수신 안테나들을 통해서 수신 신호들을 수신하는 과정과, 상기 수신 신호들 각각에 대응하는 심벌들을 소정 개수의 그룹들로 그룹핑하고, 상기 그룹들 각각의 심벌들을 재정렬하는 과정과, 상기 수신 신호들에 QR 분해를 적용하여 상기 수신 신호들을 변환하는 과정과, 상기 변환된 수신 신호들에서 상기 재정렬된 심볼들의 순서를 기반으로, 제1심벌의 가능한 모든 후보 심벌들 각각에 의한 간섭을 순차적으로 제거하는 과정과, 상기 간섭 제거된 수신 신호를 이용하여, 상기 가능한 모든 후보 심볼들 중 일부를 상기 제1심벌을 제외한 나머지 심벌들 각각의 후보 심볼 조합으로 결정하는 과정과, 상기 제1심벌 및 나머지 심벌들 각각의 후보 심벌들을 이용하여 상기 수신 신호들의 복호에 사용될, 상기 제1심벌에 대한 로그 우도비 값들을 계산하는 과정을 포함한다.

본 발명에서 제안하는 장치는, 다중 입출력 통신 시스템에서 수신 장치에 있어서, 복수의 수신 안테나들을 통해 수신 신호들을 수신하는 수신부와, 상기 수신 신호들 각각에 대응하는 심벌들을 소정 개수의 그룹들로 그룹핑하고, 상기 그룹들 각각의 심벌들을 재정렬하는 순서 재정렬부와, 상기 수신 신호들에 QR 분해를 적용하여 상기 수신 신호들을 변환하는 QR 분해부와, 상기 변환된 수신 신호에서 상기 재정렬된 심볼들의 순서를 기반으로, 제1심벌의 가능한 모든 후보 심벌들 각각에 의한 간섭을 순차적으로 제거하는 간섭 제거부와, 상기 간섭 제거된 수신 신호를 이용하여, 상기 가능한 모든 후보 심벌들 중 일부를 상기 제1심벌을 제외한 나머지 심벌들 각각의 후보 심벌 조합으로 결정하는 후보 심벌 선택부와, 상기 제1심벌 및 나머지 심벌들 각각의 후보 심벌들을 이용하여 상기 수신 신호들의 복호에 사용될, 상기 제1 심벌에 대한 로그 우도비 값들을 계산하는 로그 우도비 계산부를 포함한다.

본 발명은 다음과 같은 효과를 가진다.

본 발명은 첫번째 심벌의 ML 하드 디시젼 결과를 이용하여 상기 첫번째 심벌을 제외한 나머지 심벌들의 후보 심벌들을 결정함으로써, 상기 나머지 심벌들 각각의 후보 심벌들의 수가 감소하여 이로 인한 유클리디언 거리 및 LLR의 계산량이 감소하는 효과가 있다. 또한, 본 발명은 가상 성상도를 사용하는 그룹 슬라이싱을 통해서 해당 심벌들 각각에 대해서 소정 개수의 후보 심벌들을 결정하는 효과가 있다. 이로 인해, 본 발명은 ML 검출 기법과 유사한 성능을 유지하면서, 계산 복잡도를 감소시킬 수 있는 효과가 있다.

이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설 명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.

일반적인 ML 검출 기법의 계산 복잡도 증가 문제를 해결하기 위한 방법들 중 대표적 방법으로는 병렬 검출 기법(PD:Parallel Detection, 이하, 'PD'라 칭하기로 한다)이 있다.

도 1a,b는 일반적인 ML검출 기법과 PD 기법 각에 대한 심벌 벡터의 후보 심벌 벡터 집합을 보여주는 도면이다. 여기서는, 설명의 편의상 송수신 안테나가 각각 두 개이고, QPSK(Quadrature phase shift keing) 변조 방식을 사용하는 경우를 가정하자.

도 1a를 참조하면, 상기 ML 검출 기법은 각 송신 안테나로부터 송신된 심벌들(

,

)의 가능한 모든조합을 후보 심벌 벡터 집합으로 사용한다. QPSK가 사용되는 경우 각 심벌은 4개의 QPSK 심벌들 중 하나가 될 수 있으므로, 따라서 총 16(4 x 4)개의 후보 심벌 벡터 집합들이 존재한다.

도 1b를 참조하면, 상기 PD기법은 상기 심벌들 중 하나의 심벌 일 예로

을 선택한 후, 수신 신호에서 상기

이 가질 수 있는 모든 가능한 후보 심벌들의 간섭 제거(interference cancelling)를 수행한 후 슬라이싱(slicing)을 이용하여 나머지 심벌 즉,

를 결정한다. 이러한 결정 절차를 통해서 최종적으로 결정된

의 후보 심벌 벡터들의 개수는 총4개이다. 상기한 PD 기법을 사용할 경우, 심벌들의 후보 심벌 벡터들의 수가 상기 ML검출 기법의 후보 심벌 벡터들의 수보다 감소되므로, 유클리디언 거리 계산의 복잡도를 크게 감소시킬 수 있다.

그러면, MIMO통신 시스템에서 상기 PD기법이 사용되는 경우를 보다 상세히 설명하기로 한다. 설명의 편의상, 상기 MIMO 통신시스템은 송신 및 수신 안테나가 각각 2개인 송신기와 수신기를 포함하는 경우를 가정하여 설명하기로 한다.

하기 <수학식1>은 상기 2개의 수신 안테나가 상기 2개의 송신 안테나 각각으로부터 수신한 수신 신호를 나타낸다.

여기서, y는 수신 신호 벡터로서 2개의 수신 안테나를 통해 수신한 수신 신호들로 구성되는

로 나타내어지고, H는 채널 행렬로서 2개의 송신 안테나와 2개의 수신 안테나간의 경로들에 대해

로 나타내어지고, x는 심벌 벡터로서 2개의 송신 안테나로부터 송신된 심벌들로 구성되는

으로 나타내어지고, u는 2개의 수신 안테나에 대응하는 배경 잡음으로

으로 나타내어진다. 여기서, 상기 심벌들은 각각 하나 또는 그 이상의 비트들로 구성된다.

상기 수신기가 상기 <수학식1>과 같이 나타내어지는 수신 신호에 대한 PD 기법을 사용할 경우의 그 상세한 동작은 다음과 같다.

첫번째로, 두 개의심벌들 중 하나를 선택한다. 여기서는, 일 예로,

을 선택한 경우로 가정한다. 상기 심벌을 선택하는 방법은 여러 가지가 있을 수 있으나, 본 발명의 요지와 관련이 없으므로, 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.

두번째로, 상기 하기 <수학식 2>를 사용하여 수신 신호에서 상기

이 가질 수 있는 모든 가능한 경우의 후보 심벌들 각각으로 인한 간섭 제거를 수행한다.

여기서,

은

의 k번째 후보 심벌값을 나타내며 총 M차(M-ary) 변조 방식이 사용되는 경우 M개이고,

는 간섭 제거 후 수신신호 벡터이며 총 M개이다.

마지막으로, 상기 <수학식 2>를 통해서 간섭이 제거된 총 M개의 수신 신호 벡터(

)를 이용하여 하기 <수학식 3>과 같이 슬라이싱을 수행함으로써

에 대한 후보 심벌값들을 결정한다.

여기서,

는

의 k 번째 후보 심벌값을 나타내고, Q()함수는 슬라이싱 연산 함수를 나타낸다. 즉, 상기 슬라이싱 연산 함수는 수신 신호를 미리 정해져 있는 성상도에 대응하는 성상점으로 매핑하는 함수이다. 상기 <수학식2> 내지 <수학식 3>을 통해서 첫번째로 선택된 상기

에 대한 총 M개의 후보 심벌 벡터들로 구성된 후보 심벌 벡터 집합을 획득한다.

결과적으로, 상기 <수학식1>과 같이 나타내어지는 수신 신호에 상기 ML 검출 기법을 사용할 경우, 총

의 유클리디언 거리를 계산해야 하는 반면, 상기 <수학식 2> 내지 <수학식3>에 따른 PD 기법은 총 M개의 유클리디언 거리만을 계산하면 된다. 따라서, 상기 PD 기법은 64QAM등과 같이 변조 차수가 높아질수록 상기 ML 검출 기법 대비 계산 복잡도를 크게 감소시킬 수 있다.또한, 상기 PD 기법은 하드 디시젼에서 상기 ML기법과 동일한 성능을 얻을 수 있는 장점이 있다.

한편, 상기 PD기법은 채널 복호를 고려하지 않았으나, 실제로 채널 복호를 고려한 PD 기법은 부가되는 LLR을 계산하는 과정에서 발생하는 비정상 동작을 고려한 추가 절차가 필요하다.

도 2는 일반적으로 채널 복호를 고려한 PD기법의 동작 후,

의 후보 심벌로서 결정되지 못한 남은 후보 심벌값들의 일 예를 보여주는 도면이다. 여기서는, 변 조 차수가 16, 즉 변조 방식이 16QAM인 경우를 가정한다.

도 2를 참조하면, PD 기법 동작 후, 상기

의 후보 심벌로서 결정되지 못한 남은 후보 심벌값들이 음영 처리하지 않은 원으로 표시되어 있다. 이때, 성상도 상의 Im(Imaginary)축을 기준으로 상기

에 포함된 첫 번째 전송 비트(b0)가 1인 후보 심벌값들은 영역1(200)에 위치하고, 상기

의 b0가 0인 후보 심벌값들은 영역2(205)에 위치한다.

일반적인 LLR 계산 과정에서는, 하기 <수학식 4>와 같이 상기 b0가 0일 때와 1일 때 각각에 대해 유클리디언 거리가 최소가 되는 값을 찾는 과정이 포함된다.

여기서,

는

번째 전송 데이터 비트를 나타내고,

는

번째 전송 데이터 비트에 대한 LLR 값을 나타내고, Pr은

가 0 또는 1이 될 확률을 의미하며,

는

번째 전송 데이터 비트 값에 따라 구분되어지는 후보 심벌 벡터를 나타내고,

는

번째 전송 데이터 비트 값이 k인 후보심벌 벡터 집합을 나타내고,

는 배경 잡음 변수의 평균 파워를 나타낸다.

상기 영역1(200)에는 상기

의 후보 심벌로서 결정된 후보 심벌값이 존재하지 않는다. 즉, 상기

의 후보 심벌들 중 상기

의 b0가 1인 경우는 존재하지 않기 때문에, 상기 <수학식 4>와 같이 상기 후보 심벌들에 포함된 b0가 1인 경우와, 0인 경우가 모두 존재해야 하는 LLR 계산 과정에서 비정상적인(혹은 불필요한) 동작이 발생하는 문제점이 있다.

이러한 LLR 계산 과정에서 발생하는 비정상 동작을 해결하기 위해서, MML(Modified ML, 이하, 'MML'이라 칭하기로 한다) 검출 기법이 제안되었다.

상기 MML 검출 기법은 심벌 각각에 대해서 후보 심벌 벡터 집합을 찾는 과정을 반복함으로써, LLR 계산 과정에서 비정상 동작이 발생하지 않도록 한다.구체적으로,

에 포함된 비트들에 대한 LLR을 계산할 경우, 상기 PD 기법에 따라

을 선택하고, 선택되지 않은 남은 심벌의 후보 심벌 벡터 집합을 찾는 과정을 수행한다. 반대로

를 선택하고, 선택되지 않은 남은 심벌의 후보 심벌 벡터 집합을 찾는 과정을 수행한다. 이와 같은 동작을 통하여 MML검출 기법은 LLR을 계산하고자 하는 해당 비트가 포함된 심벌에 대하여 모든 후보 심벌값들을 갖게 된다. 따라서 상기 해당 비트값이 0일 때와 1일 때가 모두 존재함으로써, LLR 계산 과정에서 비정상 동작이 발생하지 않게 된다. 또한, 상기 MML 검출 기법은 채널 복호 후의 성능이 상기 ML 검출 기법과 동일한 장점을 가진다.

최근 모바일 와이맥스 혹은 LTE의 차세대 규격에서는데이터 전송률 향상을 위하여 송신 안테나를 4개 혹은 8개까지 고려하고 있다. 이 경우, 상기 MML 검출 기법은 다수 개의 심벌을 동시에 검출할 때, 임의의 한 심벌을 제외한 나머지 심벌들의 후보 심벌 집합을 선정할 때에도 각각 가능한 후보 심벌들을 모두 고려해야 하기 때문에, 송신 안테나 수가 2개보다 많아지게 되면 또 다시 계산 복잡도가 지수 함수적으로 증가하는 문제가 발생한다. 예를 들어, 송신 안테나가 4개이고 64 QAM 변조 방식이 사용된 경우, 상기 MML 검출 기법은 643(= 약26만)개의 유클리디언 거리 즉, LLR을 계산해야 한다. 이러한 계산량은 상용화 단말 모뎀 칩 개발에 적용하기 어려운 수준이다.

그러므로, 본 발명에서는 MIMO 통신시스템에서, 상기 MML 검출 기법의 계산 복잡도를 감소시키는 검출 방법을 제안한다. 구체적으로, 본 발명은 수신 신호에 대해 심벌들을 재정렬하여 QR 분해를 적용하는 첫번째 과정과, 첫번째 심벌의 모든 후보 심볼들 각각을 사용하여 나머지 심벌들의 후보 심볼 집합을 선택하는 두번째 과정과, 가상 성상도 를 사용하는 그룹 슬라이싱을 통해서 상기 나머지 심벌들 각각에 대한 소정 개수의 후보 심벌들을 선택하는 세 번째 과정과, 수신 신호에서 상기 세 번째 과정에서 결정된 후보 심벌들에 대한 간섭 제거하고, 간섭이 제거된 신호를 이용한 슬라이싱을 통해서 상기 첫번째 심벌과 다음 심벌 외의 나머지 심벌들의 후보 심볼 집합을 결정하는 네 번째 과정과, 각각 후보 심볼 집합이 결정된 심벌들의 LLR을 해당 후보 심볼 집합의 유클리드 거리 계산을 통해서 계산하는 다섯번째 과정을 포함한다.

도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 수신기의 개략적인 구조이다.

도 3을 참조하면, 수신기(300)는 도면에 도시하지는 않았으나 4개의 수신 안테나들과 연결된 4개의 수신기1~4(301~307)와, LLR 생성부(309)와, 디인터리버(311) 및 채널 부호 복호부(313)를 포함한다.

상기 수신기1~4(301 내지 307)는 각각 4개의 송신 안테나 각각으로부터 송신된 수신 신호들을 수신하여 상기 LLR 생성부(315)로 전달한다.

상기 LLR 생성부(315)는 수신 신호에 대해 QR 분해를 적용하여 상기 수신 신호의 각 심벌에 대한 LLR 값들을 생성한다. 여기서, QR 분해란 입력 매트릭스를 단위 행렬 Q와 상위 삼각 행렬(upper triangular matrix) R의 곱으로 표현하는 방식을 의미한다. 상기 LLR 생성부(315)의 QR 분해 동작은 하기에서 보다 상세히 설명하기로 한다.

상기 디인터리버(307)는 정해진 규칙에 따라 상기 LLR 값들을 디인터리빙하여 비트들의 위치를 인터리빙 이전의 원래 순서대로 바꾸어 상기 채널 부호 복호부(309)로 출력한다. 상기 채널 부호 복호부(309)는 상기 디인터리버(307)로부터 출력된 LLR값들에 기초하여 송신 신호의 정보 비트열을 획득한다.

도 4a는 본 발명의 실시 예에 따른 LLR 생성부의 블록 구성도이다. 여기서 는, 64QAM 변조 방식이 적용된 경우를 가정하여 설명한다.

도 4a를 참조하면, 상기 LLR 생성부(309)는 순서 재정렬부(401)와, QR 분해부(403)와, 후보 심벌 선택부(405))와, 유클리디언 거리 계산부(409) 및 LLR 계산부(411)를 포함한다. 상기 후보 심벌 선택부(405)는 간섭 제거부(406)와, 슬라이싱부(407)를 포함한다.

상기 순서 재정렬부(401)는 도면에 도시하지 않은 4개의 수신 안테나를 통해서 수신된 수신 신호로부터 획득한, x벡터에 포함된 심벌들 즉, [

,

]를 2개씩 그룹핑하고, 2개의 그룹들을 재정렬하여 상기 QR 분해부(403)로 전달한다. 이때, 상기 재정렬된 심벌 순서에 상응하게 채널 행렬의 행 변경(column permutation)이 수행되어 채널 이득 역시 재정렬된다. 그리고, 재정렬된 그룹 순서는 LLR 값이 계산되는 순서에 영향을 미치는 것으로 그룹 내의 심벌들의 순서는 본 발명과 구체적인 연관이 없다.

상기 QR 분해부(403)는 상기 재정렬된 심벌들에 대응하는 수신 신호에 대해 QR 분해를 수행한다. 예를 들어, 상기 x벡터의 심벌들 중 (

,

)와 (

,

)를 각각 그룹 1과 그룹 2로 그룹핑한다. 그리고, 상기 검출부(315)는 상기 그룹 1,2의 순서를 일 예로, [

,

] 순으로 재 정렬한 후, QR 분해를 수행한다. 다음으로, 상기 순서 재정렬부(401)는 상기 그룹1,2를 다른 순서, 일 예로 [

,

] 순으로 재 정렬한 뒤 QR 분해를 수행한다. 여기서는 설명의 편의상, 그룹 1을 먼저 선택한 경우를 가정하여 설명하였으나, 그룹을 선택하는 순서는 본 발명의 요지와는 관련 없으므로 그 상세한 설명은 생략하기로 한다.

하기 <수학식 6>은 상기 그룹 1,2의 순서가 [

,

] 순으로 재정렬된 경우, H 행렬에 QR 분해를 적용한 결과를 나타낸다.

여기서, Q 행렬은 단위 행렬(unitary matrix)이고, r은 상기Q 행렬을 이용한 수신 신호 벡터 y 의 변환 벡터이고, R 행렬은 QR 분해를 통해 변환된 채널 행렬로서 상위 삼각 구조를 갖는다. 이때, 상기 Q 행렬은 유니터리 특성을 갖으므로, 상기 Q 행렬을 이용한 수신 신호 벡터 y의 변환은 수신 성능에는 영향을 주지 않는다. 또한, 상기 R 행렬의 상위 삼각 구조를 통해서 심벌들 각각에 대한 후보 심벌을 순차적으로 결정해 나갈 수 있게 된다.

이후, 상기 간섭 제거부(406)는 상기 재정렬 순서에 상응하는 첫번째 그룹에 포함된 심볼들의 후보 심볼 집합을 선택한다. 상기 간섭 제거부(406)는 상기 제1그룹에 포함된 심벌들 중 첫번째 심벌

를 LLR을 계산하고자 하는 대상 심벌로서 선택하고, 상기

의 후보 심벌 집합의 엘리먼트들로서, 상기

에 대해 가능한 모든 후보 심벌 값들을 선택한다. 이후, 상기 간섭 제거부(406)는 상기

에 대해 가 능한 모든 후보 심벌 값들 각각에 대해 나머지 심벌들의 후보 심볼 집합을 구성하는 엘리먼트들을 선택한다. 구체적으로, 상기 간섭 제거부(406)는 상기 수신 신호에서 상기

의 모든 후보 심벌들 각각에 대한 간섭을 제거하고, 상기

의 모든 후보 심벌들 각각에 대한 간섭이 제거된 수신 신호 각각을 상기 슬라이싱 부(407)로 전달한다.

상기 슬라이싱부(407)는 상기 <수학식 3>을 이용한 일반적인 슬라이싱 동작과, 본 발명에서 제안하는 그룹 슬라이싱 동작을 모두 수행할 수 있다.

도 4b는 상기 슬라이싱 부(407)의 내부 구성도를 보여주는 도면이다.

도 4b를 참조하면, 상기 슬라이싱 부(407)는 슬라이싱 함수 적용부(413)와 매핑부(415)로 구성된다.

먼저, 상기 슬라이싱 함수 적용부(413)는 상기

의 모든 후보 심벌들 각각에 대한 간섭이 제거된 수신 신호 각각을 사용한 그룹 슬라이싱을 수행하여 상기

의 다음 심벌인

에 대한 후보 심벌 집합의 엘리먼트들로 결정한다.

즉, 상기 슬라이싱 함수 적용부(413)는 상기

의 첫번째 후보 심볼의 간섭이 제거된 수신 신호에 대해 슬라이싱을 수행하여, 대표 신호를 상기 매핑부(415)로 출력한다. 여기서, 상기 대표 신호는 하기 도 6a, 6b에 도시한 바와 같이 성상도에서 소정 개수의 실제 성상점들(음영 처리하지 않은 원들)과 동일한 거리에 위치한 가상 성상점(음영 처리한 원)을 나타낸다. 상기 동일한 거리는 상기 대표 신호로부터 가장 근거리를 의미한다. 상기 대표 신호를 입력받은 상기 매핑부(415)는 상기 동일한 거리에 위치한 소정 개수의 실제 성상점에 대응하는 심벌들을 상기

의 다음 심벌인

에 대한 후보 심벌 집합의 엘리먼트들로 결정한다. 상기한 바와 같이 대표 신호를 이용하여 소정 개수의 후보 심볼들을 결정하는 동작을 이하, '그룹 슬라이싱'이라 칭하기로 한다. 상기 그룹 슬라이싱을 통해서 본원은 기존에 한번의 슬라이싱마다 하나의 후보 심벌을 결정하는 것이 아니라, 한번의 그룹 슬라이싱마다 소정 개수의 후보 심볼들을 결정할 수 있게 된다.

도 5a,b는 본 발명의 실시 예에 따른 그룹 슬라이싱의 다른 예를 나타내는 도면이다. 여기서는 64QAM 변조 방식을 적용하는 경우를 도시하였다.

도 5a를 참조하면, 성상도에서 음영 처리되지 않은 원은 실제 성상점을 나타내고, 음영 처리된 원은 가상 성상점을 나타낸다.

즉, 상기 간섭 제거부(406)로부터 상기 <수학식2>에 따라 수신 신호에서 임의의 심벌에 대한 후보 심벌들의 간섭이 제거된 신호가 상기 슬라이싱 함수 적용부(413)에 입력되면, 상기 슬라이싱 함수 적용부(413)의 슬라이싱 결과값 즉, 대표값은 가상 성상점들 중 하나의 가상 성상점(500)에 매핑된다. 그러면, 상기 매핑부(415)는 상기 가상 성상점(500)과 가장 근거리에 위치하고 동일한 거리를 갖는 4개의 심볼들이 포함된 영역(510)에 포함된 상기 4개의 실제 성상점들을 후보 심볼들로 결정한다.

도 5b를 참조하면, 도 5a와 마찬가지로 그룹 슬라이싱을 통해서 상기 가상 성상점의 대표 신호(500)이 획득되면, 상기 대표 신호(500)와 가장 근거리에 위치 하고 동일한 거리를 갖는 2개의 심볼들이 포함된 영역(515)에 포함된 상기 2개의 실제 성상점들을 후보 심볼들로 결정한다. 도 6a,b에서는, 일 예로서, 가상 성상점을 통해서 결정되는 후보 심벌의 수를 2인 경우와 4인 경우로 설명하였을 뿐, 상기 후보 심벌의 수가 수신 성능 등을 고려하여 변경될 수 있으며, 마찬가지로 후보 심벌들을 결정하기 위한 영역(510, 515)의 정의가 변경될 수 있음은 물론이다.

상기 그룹 슬라이싱 이후, 상기 간섭 제거부(406)는 수신 신호에서 상기 그룹 슬라이싱을 통해서 결정된

의 후보 심볼들 각각에 대한 간섭을 제거하고, 상기

의 후보 심볼들 각각에 대해 간섭이 제거된 수신 신호를 상기 슬라이싱부(407)로 전달한다.

상기 슬라이싱 함수 적용부(413)는 상기 <수학식 3>을 사용하여 상기

의 후보 심볼들 각각에 대해 간섭이 제거된 수신 신호에 대해 슬라이싱을 수행한다. 상기 슬라이싱 결과값들에 대응하는 심볼들을 각각 상기

의 후보 심볼 집합의 엘리먼트들로 결정한다. 상기 간섭 제거부(406) 및 상기 슬라이싱부(407)는 각각 상기

에서와 마찬가지로 동작하여,

및

각각의 후보 심볼 집합의 엘리먼트들로 결정한다.

하기 <수학식 7>은 상기 간섭 제거부(406) 수신 신호에서 상기

의 간섭을 제거하는 수학식의 일 예를 나타낸다.

구체적으로, QR 분해를 통해서 수신 신호 y가 변환된 수신 신호인

에서 상기

에 대한 모든 후보 심벌들 중 하나인 후보심벌에 대한 간섭(

)을 제거한다. 이후, 상기 간섭이 제거된 신호를 사용하여 가상 성상도를 적용하는 그룹 슬라이싱을 수행한다. 이로써, 두번째 심벌, 일 예로서

에 대한 후보 심벌이 결정된다. 이후

,

에 대한 후보 심벌들도 간섭 제거 및 슬라이싱을 통하여 순차적으로 결정된다.

한편,

에 포함된 각 비트들에 대한 LLR을 구하는 과정에서 얻어지는 ML 하드 디시젼(hard decision) 결과를 이용하여

에 대한 후보 심벌이 결정되면, 별도의 QR 분해 적용 없이, 하기 <수학식8>과 같이

에서 상기

의 후보 심벌들 중 한 후보 심벌에 대한 간섭(

)을 제거한 후, 상기

와

를 컴바이닝함으로써

가 결정된다. 이후

,

이후, 상기 유클리드 거리 계산부(409)는 상기

의 모든 후보 심볼들 각각에 대해 해당 심볼에 포함되는 각 비트 값이 0인 경우와, 1인 경우 각각에 대한 유클리드 거리를 계산하여 상기 LLR 계산부(411)로 전달한다. 그러면, 상기 LLR 계산부(411)는 상기 유클리드 거리를 사용하여 하기 <수학식 9>과 같이 상기

의 LLR을 계산한다.

여기서,

는

의 k번째 비트에 대한 LLR값을 나타내고, P는 y가 x일 확률을 의미하며,

는 배경 잡음 변수의 평균 파워를 나타낸다. 또한 D1은 LLR 값의 계산시 유클리디안 거리가 고려되었음을 의미한다. 여기서,

는 k번째 후보 심볼에 포함된 비트가 1인 경우 의미하고,

는 k번째 후보 심볼에 포함된 비트가 0인 경우 의미한다.

즉, 상기 LLR 계산부(411)는 상기

의 후보 심벌들 각각에 포함된 각 비트값이 0인 경우와 1인 경우 각각의 유클리디언 거리들 중 최소 값간 차이를 통해서 상기

의 LLR값을 계산한다. 이후, 상기 LLR 계산부(411)는 하기 <수학식 10>과 같이상기

의 후보 심벌들 각각에 포함된 각 비트값이 0인 경우와 1인 경우의 각각의 유클리디언 거리 최소값을 다시 비교하여, 그 중에서도 최소값을 가질 때의 심벌 벡터('ML 하드 디시젼 값'으로 표현됨)(

)를 계산하고, 상기

을 상기 후보 심벌 선택부(405)와 상기 유클리디언 거리 계산부(409)로 전달한다.

상기 LLR 계산부(411)는 하기 <수학식 11>에 따라 상기

을 사용하여 나머지 심벌들 즉,

,

각각에 대한 값을 결정한다. 상기 나머지 심벌들에 대한 값이 결정되면, 상기 결정된 값을 사용하여 상기 나머지 심벌들 각각의 후보 심볼 집합이 결정된다.

즉, 상기

에 의하여

,

각각에 대한 값이 결정되면, 상기 후보 심벌 선택부(405)는 상기 결정된

,

각각의 값들과 상반된 비트값을 가지는 성상도 에 위치한 심벌들 중 일부 후보 심벌들을 소정 기준에 따라 선택한다. 이때, 상기 후보 심벌 선택부(405)는

에 의하여 결정된 해당 심볼값들 각각에 대응하는 후보 심벌로부터의 거리와 수신 성능 등을 고려하여, 상기 결정된 비트값과 상반된 비트 값을 가지는 후보 심벌들을 선택한다. 즉, 성능 대비 계산량을 줄이기 위해서 상기한 바와 같이, 첫번째 심볼의

을 사용함으로써, 나머지 심볼들 각각에 대해서는 모든 후보 심벌들 중 일부 후보 심벌들만이 선택된다.

도 6은 본 발명의 실시 예에 따라 ML 하드 디시젼 값에 의해서 결정된 나머지 심벌들 각각의 값을 사용하여 상기 나머지 심벌들 각각의 후보 심벌 집합을 결정하는 동작의 일 예를 나타내는 도면이다. 여기서는, 64QAM 변조 방식을 적용하는 경우를 가정하여 설명하기로 한다.

도 6을 참조하면, 심벌(600)은 상기 나머지 심벌들 즉,

,

중 하나로서 상기

에 의해서 값이 '0'으로 결정된 심벌이다. 일 예로서, 상기 심벌(600)의 후보 심벌 집합의 엘리먼트들은, 성상도에서 상기심벌(600)값과 상반된 비트들이 분포된 영역에서 상기 심벌(600)과의 거리 및 성능을 고려하여 결정된 심벌들로 서, 음영 표기된 영역 내에 위치한다. 즉, 상기 심벌(600)의 후보 심벌 집합의 엘리먼트들의 수는 상기

을 사용하여 결정됨으로써, 총 64개인 전체 후보 심벌 수보다 1/2로 줄어듦을 알 수 있다. 도 6에 제시된 후보 심벌 집합의 엘리먼트 수는 대표적인 실시예이며, 필요에 따라 그 수가 변경 가능함은 물론이다.

이후, 상기

을 사용하여

,

각각의 후보 심볼 집합이 결정되면, 을 통해서 상기 간섭 제거부(406)는 수신 신호에서 상기

,

각각의 후보 심벌들의 간섭을 제거하고, 상기 슬라이싱 함수 적용부(407)로 전달한다. 상기 슬라이싱 함수 적용부(407)는 상기

,

각각의 후보 심벌들의 간섭이 제거된 수신 신호들에 대해 슬라이싱을 수행하여, 나머지 심벌들 중 한 심벌(

,

)의 대표 신호를 상기 매핑부(415)로 출력한다.

상기 매핑부(415)는 상기

,

각각의 대표값과 동일한 거리에 위치한 소정 개수의 실제 성상점에 대응하는 심벌들을 상기

,

각각에 대한 후보 심볼들로 결정하는 그룹 슬라이싱을 수행한다.

이후, 상기 간섭 제거부(405)는 상기 수신 신호에서 상기

,

각각의 후보 심벌들에 대한 간섭을 제거하고, 슬라이싱을 수행함으로써 나머지 심벌의 후보 심벌들을 결정한다.

상기한 바와 같은 상기 후보 심볼 선택부(405)의 동작은 하기 도 7a,b를 참조하여 보다 상세히 설명하기로 한다.

도 7a,b는 본 발명의 일 실시예에 다른 LLR 생성부의 동작 흐름도이다. 여기서는, 설명의 편의상 64QAM 변조 방식이 적용되는 경우를 가정하여 설명하기로 한다. 상기 LLR 생성부는 도 4a,b에서 도시한 바와 같은 상세 구성을 갖지만, 여기서는 설명의 편의상 상세 구성들 각각의 동작을 상기 LLR 생성부가 수행하는 형태로 설명하기로 한다.

도 7a를 참조하면, 701단계에서 상기 LLR 생성부는 수신하고자 하는 심벌들의 순서를 재정렬하고, 702단계로 진행한다. 이때, 상기 심벌들(

,

)은 4개의 수신 안테나들을 통해서 각각 수신된 것이다. 상기 심벌들은 2개의 그룹들 즉, 그룹1(

,

)과 그룹2(

,

)로 그룹핑되고, 상기 그룹들의 순서가 재정렬된다. 여기서는, 일 예로, 상기 그룹들의 심벌들이

,

순으로 정렬된 경우를 가정하여 설명한다. 그리고, 상기 재정렬된 심벌들로 구성된 수신 신호에 대해 QR 분해를 적용하여 변환한다. 이때, 상기 재정렬된 심벌 순서에 상응하게 채널 행렬의 행 변경(column permutation)이 수행되어 채널 이득 역시 재정렬된다. 그리고, 재정렬된 그룹 순서는 LLR 값이 계산되는 순서에 영향을 미치는 것으로 그룹 내의 심벌들의 순서는 본 발명과 구체적이 연관이 없다.

702단계에서 상기 LLR 생성부는

의 모든 후보 심볼들 중 k번째 후보 심벌을 선택하고, 703단계로 진행한다. 여기서, k는

의 후보 심벌의 인덱스로, 최초 동작시 k는 0으로 설정된다.

703단계에서 상기 LLR 생성부는 상기 변환된 수신 신호에서 상기 선택된

의 k번째 후보 심벌에 의한 간섭을 제거하고, 간섭 제거된 수신 신호를 사용하여 그룹 슬라이싱을 수행하여 다음 심벌

의 후보 심벌들을 결정하고, 704단계로 진행한다. 이때, 상기

의 후보 심벌들은 상기 그룹 슬라이싱을 통해서 획득한 대표 신호에 대응하는 가상 성상점과 가장 근거리에 위치하고, 동일한 거리를 갖는 소정 개수의 실제 성상점들로 결정된다. 704단계에서 상기 LLR 생성부는 상기 변환된 수신 신호에 대해 상기 결정된

에 의한의 k번째 후보 심벌에 의한 간섭을 제거하고, 간섭이 제거된 수신 신호를 사용하여 슬라이싱을 수행하여, 다음 심벌

의 후보 심벌들을 결정하고 705단계로 진행한다.

705단계에서 상기 LLR 생성부는 상기 변환된 수신 신호에서 상기

의 k번째 후보 심벌에 의한 간섭을 제거하고, 상기 간섭이 제거된 수신 신호를 사용하여 슬라이싱을 수행하여, 다음 심벌

의 후보 심벌들을 결정하고 706단계로 진행한다.

706단계에서 상기 LLR 생성부는

의 k번째 후보 심벌의 유클리디언 거리를 계산하고, 707단계로 진행한다.

707단계에서 상기 LLR 생성부는 k가 63미만인지 검사한다. 상기 검사 결과 상기 k 값이 63 이하일 경우, 708단계에서 상기 k 값을 1만큼 증가시키고,

의 다음 후보 심볼에 대한 동작을 수행하기 위해 702단계로 복귀한다. 상기 검사 결과 상기 k값이 63을 초과할 경우 모든 후보 심볼들에 대한 동작이 완료되었으므로, 709단계에서 상기 LLR 계산부는 상기 <수학식 7>을 사용하여 상기

에 대한 LLR을 계산하고, 710단계로 진행한다.

710단계에서 상기 LLR 계산부는 상기

의 후보 심벌 각각의 비트값들 각각이 0인 경우와 1인 경우의 각각의 유클리디언 거리 최소값들을 다시 비교하여, 그 중 최소값을 가질 때의 심벌 벡터인 ML 하드 디시젼 값(

)을 계산하고, 이러한 ML 하드 디시젼 값으로부터 나머지 심벌들의 LLR을 구하는 과정 (

의 경우 711~718 단계,

의 경우 720~727 단계,

의 경우 728~735 단계)에서 LLR을 구하고자 하는 심벌들에 대한 후보 심벌 그룹을 결정(

의 경우 711단계,

의 경우 720 단계,

의 경우 728 단계) 하고, 711단계로 진행한다.

711단계에서 상기 LLR 생성부는 상기 수신 신호에서

의 k번째 후보 심벌을 선택하고, 712단계로 진행한다. 여기서, k는 상기

의 후보 심벌의 인덱스로, 최초 동작시 0으로 설정된다. 712단계에서 상기 LLR 생성부는 상기 변환된 수신 신호에서 상기 선택된

의 k번째 후보 심벌에 의한 간섭을 제거하고 상기 간섭 제거된 신호를 사용하여 그룹 슬라이싱을 수행하여

의 후보 심벌들을 결정하고, 713단계로 진행한다. 이때, 상기

의 후보 심벌들은 상기 그룹 슬라이싱을 통해서 획득한 대표 신호에 대응하는 가상 성상점과 가장 근거리에 위치하고, 동일한 거리를 갖는 소정 개수의 실제 성상점들로 결정된다.

713단계에서 상기 LLR 생성부는 상기 수신 신호에서

의 k번째 후보 심벌에 의한 간섭을 제거하고, 간섭이 제거된 수신 신호를 사용하여 슬라이싱을 수행하여, 상기

의 후보 심벌들을 결정하고 714단계로 진행한다.

714단계에서 상기 LLR 생성부는 상기 수신 신호에서

의 후보 심벌들을 결정하고 715단계로 진행한다.

715단계에서 상기 LLR 생성부는

의 k번째 후보 심벌의 유클리디언 거리를 계산하고, 716단계로 진행한다.

716단계에서 상기 LLR 생성부는 k가 나머지 심벌에 대한 후보 심볼들의 개수, 즉 31 이하인지 검사한다. 상기 검사 결과 상기 k 값이 31 이하일 경우, 718단계에서 상기 k 값을 1만큼 증가시키고, 711단계로 복귀한다. 상기 검사 결과 상기 k값이 31을 초과일 경우, 718단계에서 상기 LLR 계산부는 상기 <수학식 7>을 사용하여 상기

에 대한 LLR을 계산하고, 719단계로 진행한다.

도 7b를 참조하면, 719단계에서 상기 LLR 생성부는 심벌들의 순서를 재정렬하고 720단계로 진행한다. 이때, 상기 심벌들은 2개의 그룹들 즉, 그룹1 (

,

)과 그룹2(

,

)로 그룹핑되고, 상기 그룹의 순서가 재정렬된다. 여기서는, 일 예로, 상기 그룹들의 심벌들이

,

순으로 정렬된 경우를 가정하여 설명한다. 그리고, 상기 재정렬된 심벌들로 구성된 수신 신호에 대해 QR 분해를 적용하여 변환한 다. 이때, 상기 재정렬된 심벌 순서에 상응하게 채널 행렬의 행 변경(column permutation)이 수행되어 채널 이득 역시 재정렬된다. 그리고, 재정렬된 그룹 순서는 LLR 값이 계산되는 순서에 영향을 미치는 것으로 그룹 내의 심벌들의 순서는 본 발명과 구체적이 연관이 없다.

720단계에서 상기 LLR 계산부는 상기

의 k번째 후보 심벌을 선택하고, 721단계로 진행한다. 여기서, k는

후보 심벌의 인덱스로, 최초 0으로 설정된다.

721단계에서 상기 LLR 생성부는 상기 변환된 수신 신호에서 상기 선택된

의 k번째 후보 심벌에 의한 간섭을 제거하고 간섭이 제거된 수신 신호를 사용하여, 그룹 슬라이싱을 수행하여 다음 심벌

의 후보 심벌들을 결정하고, 722단계로 진행한다. 이때, 상기

722단계에서 상기 LLR 생성부는 상기 수신 신호에서 상기

의 k번째 후보 심벌에 의한 간섭 제거를 수행하고, 간섭이 제거된 수신 신호를 사용하여 슬라이싱을 수행하여, 다음 심벌 상기

의 후보 심벌들을 결정하고 723단계로 진행한다.

723단계에서 상기 LLR 생성부는 상기 변환된 수신 신호에서 상기

의 후보 심벌들을 결정하고 724단계로 진행 한다.

724단계에서 상기 LLR 생성부는

의 k번째 후보 심벌의 유클리디언 거리를 계산하고, 725단계로 진행한다.

725단계에서 상기 LLR 생성부는 k가 31 이하인지 검사한다. 상기 검사 결과 상기 k 값이 31 이하일 경우, 726단계에서 상기 k 값을 1만큼 증가시키고, 720단계로 복귀한다. 상기 검사 결과 상기 현재 k값이 32를 초과할 경우 모든 후보 심볼들에 대한 동작이 완료되었으므로, 727단계에서 상기 LLR 계산부는 상기 <수학식 7>을 사용하여 상기

에 대한 LLR을 계산하고, 728단계로 진행한다.

728단계에서 상기 LLR 계산부는 상기

의 k번째 후보 심벌을 선택하고, 729단계로 진행한다. 여기서, k는 상기

후보 심벌의 인덱스로, 최최 동작시 k는 0부터 설정된다. 729단계에서 상기 LLR 생성부는 상기 변환된 수신 신호에서 상기 선택된

의 k번째 후보 심벌에 의한 간섭을 제거하고, 상기 간섭이 제거된 수신 신호를 사용하여 그룹 슬라이싱을 수행하여

의 후보 심벌들을 결정하고, 730단계로 진행한다. 이때, 상기

의 후보 심벌들은 그룹 슬라이싱을 통해서 획득한 대표 신호에 대응하는 가상 성상점과 가장 근거리에 위치하고, 동일한 거리를 갖는 소정 개수의 실제 성상점들로 결정된다.

730단계에서 상기 LLR 생성부는 상기 수신 신호에서 상기

의 k번째 후보 심벌에 의한 간섭을 제거하고, 간섭 제거된 수신 신호에 대해 슬라이싱을 수행하 여, 다음 심벌

의 후보 심벌들을 결정하고 731단계로 진행한다.

731단계에서 상기 LLR 생성부는 상기 수신 신호에서 상기

의 k번째 후보 심벌에 의한 간섭을 제거하고, 간섭이 제거된 수신 신호를 사용하여 슬라이싱을 수행하여, 다음 심벌

의 후보 심벌들을 결정하고, 732단계로 진행한다.

732단계에서 상기 LLR 생성부는

의 k번째 후보 심벌의 유클리디언 거리를 계산하고, 733단계로 진행한다.

733단계에서 상기 LLR 생성부는 k가 32 미만인지 검사한다. 상기 검사 결과 상기 k 값이 32 미만일 경우, 734단계에서 상기 k 값을 1만큼 증가시키고, 729단계로 복귀한다. 상기 검사 결과 상기 현재 k값이 32를 초과할 경우, 모든 후보 심볼들에 대한 동작이 완료되었으므로, 735단계에서 상기 LLR 계산부는 상기 <수학식 7>을 사용하여 상기

에 대한 LLR을 계산하고, 종료한다.

상기한 바와 같이, 본 발명은 ML 하드 디시젼 값과 그룹 슬라이싱을 통해서 심벌 순서에 따라 후보 심벌들의 수가 감소함으로써, 수신 신호 검출을 위한 계산량이 상당히 감소하면서, ML 기법과 유사한 성능을 얻게 된다.

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

도 1a,b는 일반적인 ML검출 기법과 PD 기법 각각에 대한 심벌 벡터의 후보 심벌 벡터 집합을 보여주는 도면.

도 2는 일반적으로 채널 복호를 고려한 PD기법의 동작 후,

의 후보 심벌로서 결정되지 못한 남은 후보 심벌값들의 일 예를 보여주는 도면.

도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 수신기의 개략적인 구조.

도 4a는 본 발명의 실시 예에 따른 LLR 생성부의 블록 구성도.

도 4b는 본 발명의 실시 예에 따른 상기 슬라이싱 부의 내부 구성도.

도 5a,b는 본 발명의 실시 예에 따른 그룹 슬라이싱의 다른 예를 나타내는 도면.

도 6은 본 발명의 실시 예에 따라 ML 하드 디시젼 값에 의해서 결정된 나머지 심벌들 각각의 값을 사용하여 상기 나머지 심벌들 각각의 후보 심벌 집합을 결정하는 동작의 일 예를 나타내는 도면.

도 7a,b는 본 발명의 일 실시예에 따른 LLR 생성부의 동작 흐름도이다.

Claims

다중 입출력 통신 시스템에서 수신 방법에 있어서,

복수의 수신 안테나들을 통해서 수신 신호들을 수신하는 과정과,

상기 수신 신호들 각각에 대응하는 심벌들을 소정 개수의 그룹들로 그룹핑하고, 상기 그룹들 각각의 심벌들을 재정렬하는 과정과,

상기 수신 신호들에 QR 분해를 적용하여 상기 수신 신호들을 변환하는 과정과,

상기 변환된 수신 신호들에서 상기 재정렬된 심볼들의 순서를 기반으로, 제1심벌의 가능한 모든 후보 심벌들 각각에 의한 간섭을 순차적으로 제거하는 과정과,

상기 간섭 제거된 수신 신호를 이용하여, 상기 가능한 모든 후보 심볼들 중 일부를 상기 제1심벌을 제외한 나머지 심벌들 각각의 후보 심볼 조합으로 결정하는 과정과,

상기 제1심벌 및 나머지 심벌들 각각의 후보 심벌들을 이용하여 상기 수신 신호들의 복호에 사용될, 상기 제1심벌에 대한 로그 우도비 값들을 계산하는 과정을 포함하는 방법.
제1항에 있어서,

상기 결정하는 과정은,

상기 간섭 제거된 수신 신호에 대해 슬라이싱을 수행하여 대표 신호를 획득하는 과정과,

미리 정의되어 있는 성상도에서 상기 대표 신호에 대응하는 성상점으로부터 가장 근거리에 위치하고, 동일한 거리를 갖는 적어도 두 개의 성상점들에 대응하는 심벌들을 결정하는 과정을 포함하는 방법.
제1항에 있어서,

상기 로그 우도비 값들을 계산하는 과정은,

상기 가능한 모든 후보 심볼들 각각의 각 비트값이 1인 경우와, 0인 경우에 대한 유클리디언 거리를 계산하는 과정과,

상기 가능한 모든 후보 심볼들 각각의 각 비트값이 1인 경우와, 0인 경우 각각에 대한 유클리디언 거리의 최소값간의 차이를 계산하여 상기 제1심벌의 로그 우도비를 계산하는 과정을 포함하는 방법.
제3항에 있어서,

상기 가능한 모든 후보 심볼들 각각의 각 비트값이 1인 경우의 유클리디언 최소값과, 상기 가능한 모든 후보 심볼들 각각의 각 비트값이 0인 경우의 유클리디언 거리 최소값을 비교하여 그 중 최소값을 가질 때의 심벌 벡터를 최대 우도 하드 디시젼 결과값으로 결정하는 과정과,

상기 최대 우도 하드 디시젼 결과값을 사용하여 상기 나머지 심벌들 각각의 로그 우도비를 계산하는 과정을 더 포함하는 방법.
제4항에 있어서,

상기 나머지 심벌들 각각에 대한 로그 우도비는,

하기 수학식을 사용하여 계산됨을 특징으로 하는 방법.

<수학식>

여기서,
는
의 k번째 비트에 대한 LLR값을 나타내고,
은 상기 하드 디시젼 결과값을 나타내고, y는 수신 신호 벡터를 나타내고, H는 채널 행렬 벡터를 나타내고, x는 심벌 벡터를 나타내고, k는 후보 심벌의 지시자이고,
는 k번째 후보 심벌의 비트값이 1인 경우를 나타내고,
는 k번째 후보 심벌의 비트값이 0인 경우를 나타냄.
제1항에 있어서,

상기 QR 분해는,

상기 수신 신호들의 채널 행렬을 유니터리 행렬인 Q행렬과 상위 삼각 행렬인 R행렬의 곱으로 나타내는 것을 특징으로 하는 방법.
다중 입출력 통신 시스템에서 수신 장치에 있어서,

복수의 수신 안테나들을 통해 수신 신호들을 수신하는 수신부와,

상기 수신 신호들 각각에 대응하는 심벌들을 소정 개수의 그룹들로 그룹핑하고, 상기 그룹들 각각의 심벌들을 재정렬하는 순서 재정렬부와,

상기 수신 신호들에 QR 분해를 적용하여 상기 수신 신호들을 변환하는 QR 분해부와,

상기 변환된 수신 신호에서 상기 재정렬된 심볼들의 순서를 기반으로, 제1심벌의 가능한 모든 후보 심벌들 각각에 의한 간섭을 순차적으로 제거하는 간섭 제거부와,

상기 간섭 제거된 수신 신호를 이용하여, 상기 가능한 모든 후보 심벌들 중 일부를 상기 제1심벌을 제외한 나머지 심벌들 각각의 후보 심벌 조합으로 결정하는 후보 심벌 선택부와,

상기 제1심벌 및 나머지 심벌들 각각의 후보 심벌들을 이용하여 상기 수신 신호들의 복호에 사용될, 상기 제1 심벌에 대한 로그 우도비 값들을 계산하는 로그 우도비 계산부를 포함하는 수신 장치.
제7항에 있어서,

상기 후보 심벌 선택부는,

상기 간섭 제거된 수신 신호에 대해 슬라이싱을 수행하여 대표값을 획득하고, 미리 정의되어 있는 성상도에서 상기 대표값에 대응하는 성상점으로부터 가장 근거리에 위치하고 동일한 거리를 갖는 적어도 두 개의 성상점들에 대응하는 심벌들을 결정함을 특징으로 하는 수신 장치.
제7항에 있어서,

상기 가능한 모든 후보 심볼들 각각의 각 비트값이 1인 경우와, 0인 경우에 대한 유클리디언 거리를 계산하는 유클리디언 거리 계산부를 더 포함하고,

상기 로그 우도비 계산부는, 상기 유클리디언 거리 계산부로부터 획득한, 상기 가능한 모든 후보 심볼들 각각의 각 비트값이 1인 경우와, 0인 경우 각각에 대한 유클리디언 거리의 최소값간의 차이를 계산하여 상기 제1심벌의 로그 우도비를 계산함을 특징으로 하는 수신 장치.
제9항에 있어서,

상기 로그 우도비 계산부는,

상기 가능한 모든 후보 심볼들 각각의 각 비트값이 1인 경우의 유클리디언 최소값과, 상기 가능한 모든 후보 심볼들 각각의 각 비트값이 0인 경우의 유클리디언 거리 최소값을 비교하여 그 중 최소값을 가질 때의 심벌 벡터를 최대 우도 하드 디시젼 결과값으로 결정하고, 상기 최대 우도 하드 디시젼 결과값을 사용하여 상기 나머지 심벌들 각각의 로그 우도비를 계산함을 특징으로 하는 수신 장치.
제10항에 있어서,

상기 나머지 심벌들 각각에 대한 로그 우도비는,

하기 수학식을 사용하여 계산됨을 특징으로 하는 수신 장치.

<수학식>

여기서,
는
의 k번째 비트에 대한 LLR값을 나타내고,
은 상기 하드 디시젼 결과값을 나타내고, y는 수신 신호 벡터를 나타내고, H는 채널 행렬 벡터를 나타내고, x는 심벌 벡터를 나타내고, k는 후보 심벌의 지시자이고,
는 k번째 후보 심벌의 비트값이 1인 경우를 나타내고,
는 k번째 후보 심벌의 비트값이 0인 경우를 나타냄.
제7항에 있어서,

상기 QR 분해는, 상기 수신 신호들의 채널 행렬을 유니터리 행렬인 Q행렬과 상위 삼각 행렬인 R행렬의 곱으로 나타내는 것을 특징으로 하는 수신 장치.