JP3659240B2 - スイッチング電源回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、力率改善機能を備えたスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
先に本出願人は、一次側に共振形コンバータを備え二次側にも共振回路を備えた複合共振形コンバータとしての電源回路を各種提案しており、また、複合共振形コンバータに対して力率改善を図るための力率改善回路を備えて構成した電源回路も各種提案している。
力率改善回路としては、一次側に発生する電圧共振パルス電圧を平滑コンデンサに電圧帰還することで交流入力電流の導通角を拡大して力率を向上させる電圧帰還方式の力率改善回路を提案しているが、このような力率改善回路として、コンデンサ分圧方式の静電容量結合形、コンデンサ分圧方式の磁気結合形、三次巻線方式の磁気結合形、三次巻線方式のダイオード結合形などの各種回路を提案している。
【０００３】
これらにおいては、電力変換効率、コスト、直流入力電圧の変動特性、スイッチング素子のゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ）動作領域などの面から、三次巻線方式のダイオード結合形の力率改善回路が最も有用であるとされている。
ここでは先行技術として、三次巻線方式のダイオード結合形の力率改善回路を備えたスイッチング電源回路例を図１７で説明する。
【０００４】
図１７の電源回路は電圧共振形のスイッチングコンバータに対して力率改善のための力率改善回路２０が設けられた構成とされている。
この図に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣに対して、例えばラインフィルタトランスやアクロスコンデンサ等から成るラインフィルタ２１が設けられている。また商用交流電源ＡＣを全波整流するブリッジ整流回路Ｄｉが備えられている。
ブリッジ整流回路Ｄｉにより整流された整流出力は、力率改善回路２０を介して平滑コンデンサＣｉに充電され、平滑コンデンサＣｉの両端には整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。
【０００５】
ここでの電圧共振形コンバータは、例えばＭＯＳ−ＦＥＴによる１石のスイッチング素子Ｑ1 を備える。
スイッチング素子Ｑ1 のドレイン−ソース間にはクランプダイオードＤD が挿入され、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時に流れるクランプ電流の経路を形成するようにされている。
スイッチング素子Ｑ1 のドレインは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1を介して平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。ソースは一次側アースに接地される。
スイッチング素子Ｑ１のゲートには、図示しないスイッチング駆動回路によって、スイッチング駆動信号が印加され、スイッチング素子Ｑ１は、スイッチング駆動信号に基づいてスイッチング動作を行う。この場合、スイッチング駆動信号は、例えば二次側の直流出力電圧のレベルに応じて周波数が可変されるようになされ、このスイッチング周波数制御によって二次側直流出力電圧の安定化が図られる。
【０００６】
また、スイッチング素子Ｑ1 のドレイン・ソース間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが接続されている。この並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスＬ１とにより電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成する。そしてスイッチング素子Ｑ1 のオフ時には、この並列共振回路の作用によって共振コンデンサＣｒの両端電圧は、実際には正弦波状のパルス波形となって電圧共振形の動作が得られるようになっている。
【０００７】
絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端は、スイッチング素子Ｑ1のドレインと接続され、他端側は平滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続されている。
また、一次巻線Ｎ１と同じ場所、つまり一次側には、別巻線として三次巻線Ｎ３が形成される。三次巻線Ｎ３は帰還巻線として機能するものであり、三次巻線Ｎ３の巻終り端は、直列共振コンデンサＣ１０を介して力率改善回路２０における高速リカバリ型ダイオードＤ３のアノード点に接続されている。
【０００８】
絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの二次側では、一次巻線Ｎ1 により誘起された交番電圧が二次巻線Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接続されることで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ２と二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧は共振電圧となる。つまり二次側において電圧共振動作が得られる。
即ち、この電源回路では、一次側にはスイッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、二次側にも、電圧共振動作を得るための並列共振回路が備えられる。つまり本明細書でいう、複合共振形スイッチングコンバータとして構成される。
【０００９】
この場合、上記のようにして形成される二次側の並列共振回路に対しては、整流ダイオードＤ01及び平滑コンデンサＣ01を図のように接続することで、半波整流平滑回路が形成され、直流出力電圧Ｅ01を生成する。
【００１０】
続いて、力率改善回路２０の構成について説明する。
力率改善回路２０においては、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に対して、 チョークコイルＬS −高速リカバリ型ダイオードＤ３が直列接続されて挿入される。
フィルタコンデンサＣN はチョークコイルＬS −高速リカバリ型ダイオードＤ３の直列接続に対して並列に挿入されることで、チョークコイルＬｓと共にノーマルモードのローパスフィルタを形成している。
【００１１】
また、力率改善回路２０に対しては、高速リカバリ型ダイオードＤ３のアノードとチョークコイルＬSの接続点に対して、絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ3が直列共振コンデンサＣ１０を介して接続されているが、これにより、一次側並列共振回路に得られるスイッチング出力電圧（電圧共振パルス電圧）が帰還されるようにしている。
【００１２】
この場合、交流入力電圧ＶACの絶対値がピーク時近辺で高速リカバリ型ダイオードＤ３が導通し、交流入力電源ＡＣから平滑コンデンサＣｉへの充電電流がチョークコイルＬｓ、高速リカバリ型ダイオードＤ３を介して流れるが、同時に３次巻線Ｎ３の電圧共振パルス電圧は直列共振コンデンサＣ１０と高速リカバリ型ダイオードＤ３の直列回路に帰還され、高速リカバリ型ダイオードＤ３をスイッチング動作することによって交流入力電流ＩACの導通角が拡大して力率改善機能が実現する。
交流入力電圧ＶACの絶対値が低くなると高速リカバリ型ダイオードＤ３は非導通となり３次巻線Ｎ３の電圧共振パルス電圧は直列共振コンデンサＣ１０とチョークコイルＬｓとフィルタコンデンサＣNの直列回路で直列共振回路を構成する。
【００１３】
図１８、図１９は、上記回路における各部の動作波形を示しており、図１８は交流入力電圧ＶACがゼロ電圧付近の際の動作波形、図１９は交流入力電圧ＶACがピーク電圧付近の際の動作波形である。
図１８において、スイッチング素子Ｑ１の電流ｉQと電圧ｖdsの波形から、ＺＶＳ動作となっており、スイッチング損失の低減が可能であることがわかる。
また三次巻線電圧Ｖ３としてはスイッチング素子Ｑ１の電圧ｖds波形と相似の電圧が発生する。この電圧Ｖ３が直列共振コンデンサＣ１０、チョークコイルＬｓ、フィルタコンデンサＣNに印加されて共振電流が流れることで、高速リカバリ型ダイオードＤ３のアノード端子電圧がスイッチング周期で振動する。交流入力電圧ＶACが０付近においては、入力整流電圧Ｖ１が低いため、その電圧Ｖ１にチョークコイルＬｓで発生する電圧が重畳した高速リカバリ型ダイオードＤ３のアノード電圧が、平滑コンデンサＣｉの端子間電圧Ｅｉであるカソード電圧よりも常に低く、高速リカバリ型ダイオードＤ３はオフしたままとなる。従って交流入力電流は流れない。
【００１４】
交流入力電圧ＶACが上昇し、入力整流電圧Ｖ１以上になると、そこに重畳された電圧により高速リカバリ型ダイオードＤ３のアノード電圧が入力平滑電圧Ｅｉ以上となるため、高速リカバリ型ダイオードＤ３が導通し、交流入力電流ＩACが高速リカバリ型ダイオードＤ３を介して流れ出す。従って、入力平滑電圧Ｅｉに対し、チョークコイルＬｓで発生する電圧分だけ低い交流入力電圧ＶACのタイミングから交流入力電流ＩACが流れ出すため、交流入力電流ＩACの導通角が広がり、力率の改善が可能となる。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、スイッチング電源回路においては、ワールドワイドに対応可能とするために、交流入力電圧ＶACとして１００Ｖ系の場合と２００Ｖ系の場合に対応できるようにしたいという要望がある。
ここで１００Ｖ系と２００Ｖ系の入力変動に対して、負荷電力の変化２００Ｗ〜０Ｗを満足するためには、複合共振形コンバータの一次側にアクティブ電圧クランプ回路を付加して、スイッチング動作の制御範囲の拡大を図らなければならない。
すると、図１７のような三次巻線方式ダイオード結合形の力率改善回路２０を備えた回路に対して、一次側にアクティブ電圧クランプ回路を配することが考えられるが、その場合、以下のような問題がある。
【００１６】
交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ系の場合に、力率を０．８５程度に向上し、高調波歪規制値を満足しても、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖでは、力率が０．７程度に低下し、高調波歪規制を満足せず、ワールドワイド対応の力率改善電源回路を実現できない。
【００１７】
また、負荷電力の低下に伴って力率の低下が大きい回路となってしまい、付加変動に対応した安定した力率改善電源とはならない。
例えば図２０は上記図１７の回路において、負荷電流に対する力率の変化特性を示しているが、負荷電力の減少に伴って力率が低下する特性となる。
【００１８】
また、ＺＶＳ動作領域の確保のためには、力率改善回路２０の直列共振周波数を、スイッチング周波数よりも低く設定する必要がある。
力率改善回路２０では、交流入力電圧ＶACが低いときには高速リカバリ型ダイオードＤ３はオフであるため、これを無視すると、三次巻線Ｎ３を電圧源としたＬＣ直列共振回路となる。この直列共振周波数に対してスイッチング周波数が低いと、その周波数においてＬＣ直列共振回路は容量性として作用するので、そこに流れる電流は三次巻線Ｎ３に発生する電圧Ｖ３に対して進み位相となる。電圧Ｖ３はスイッチング素子Ｑ１の端子間電圧ｖdsと相似の波形が誘起するため、スイッチング素子Ｑ１の共振電圧が減少し０付近に達する時点では直列共振コンデンサＣ１０から三次巻線Ｎ３に向けて電流が流れることになる。スイッチング素子Ｑ１の端子間電圧ｖdsは、インダクタンスＬ１，Ｌ２により並列共振コンデンサＣｒが充放電され、ゼロ電圧まで達することで、スイッチング素子Ｑ１のＺＶＳ動作を実現するものであるが、上記の場合、インダクタンスＬ１，Ｌ２により並列共振コンデンサＣｒを放電するはずの電流が、三次巻線Ｎ３から一次巻線Ｎ１へ供給される電流により弱められてしまうため、並列共振コンデンサＣｒを完全に放電できずＺＶＳ動作が不可能となり、スイッチング素子Ｑ１のオン時にスイッチング損失が発生し、効率低下を招いてしまう。
従って上記のように、力率改善回路２０の直列共振周波数を、スイッチング周波数よりも低く設定する必要があるが、このため力率改善回路２０のインダクタンスＬｓの値や、直列共振コンデンサＣ１０の静電容量値として制約を受けるため、最適設計が困難となる。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
そこで本発明は上記課題を考慮してスイッチング電源回路として次のように構成する。
【００２０】
即ち本発明のスイッチング電源回路は、交流入力電圧を整流するブリッジ整流回路と、該ブリッジ整流回路からの整流出力電圧を平滑する平滑手段と、一次側出力を二次側に伝送するために設けられるとともに、一次巻線と二次巻線が疎結合とされる所要の結合係数が得られるようにギャップが形成された絶縁コンバータトランスと、スイッチング素子を有し、上記平滑手段により平滑された整流出力電圧を上記スイッチング素子により断続して上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するようにされたスイッチング手段と、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と一次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、上記スイッチング素子がオフのとき上記一次側並列共振コンデンサの両端電圧として正弦波状のパルス波形を得る一次側共振回路と、クランプコンデンサと補助スイッチング素子が直列に接続され、上記補助スイッチング素子が上記スイッチング素子と交互にオンオフされることで上記パルス波形電圧をクランプするアクティブクランプ手段と、上記ブリッジ整流回路と上記平滑手段の間に接続され、上記交流入力電圧の正負のピーク近辺で導通する第一のダイオードと、該第一のダイオードに並列接続され、少なくとも第二のダイオードとインダクタとの直列接続回路と、該直列接続回路に対して上記アクティブクランプ手段によりクランプされた上記パルス波形電圧を帰還する電圧帰還回路とを有し、該電圧帰還回路により帰還されたパルス波形電圧に基づいて上記第二のダイオードが整流電流を断続することにより力率を改善する力率改善手段と、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、二次側共振コンデンサのキャパシタンスとによって二次側において形成される二次側共振回路と、上記二次側共振回路を含んで形成され、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段とを備えるようにする。
また、更に、上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング素子をスイッチングさせる周波数を可変することにより上記二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段とを備えるようにする。
【００２１】
またこの構成において、さらに上記電圧帰還回路として、上記絶縁コンバータトランスの一次側には三次巻線が設けられ、上記アクティブクランプ手段によってクランプされた上記パルス波形電圧が、上記三次巻線を介して上記力率改善手段に帰還されるようにする。
【００２２】
又は、上記電圧帰還回路として、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線と上記平滑コンデンサの間に一次巻線が接続されるトランスが設けられ、該トランスの二次巻線は、上記力率改善手段におけるインダクタとされ、上記アクティブクランプ手段によってクランプされた上記パルス波形電圧が、上記トランスを介して上記力率改善手段に帰還されるようにする。
【００２３】
又は、上記力率改善手段におけるインダクタと並列回路を構成するコンデンサが設けられ、上記アクティブクランプ手段における上記クランプコンデンサが、上記第二のダイオードと上記インダクタとの接続点に接続されるとともに、上記補助スイッチング素子はボディーダイオードを有し、上記一次側共振回路で得られる正弦波状のパルス波形電圧により上記ボディーダイオードおよび上記クランプコンデンサを介して上記力率改善手段に電流が流れることで上記電圧帰還回路が形成されるようにする。
【００２４】
また本発明のスイッチング電源回路は、直列接続された２つの整流素子および直列接続された２つの平滑コンデンサにより構成され、交流入力電圧を整流および平滑して倍電圧の直流電圧を出力する整流平滑手段と、一次側出力を二次側に伝送するために設けられるとともに、一次巻線と二次巻線が疎結合とされる所要の結合係数が得られるようにギャップが形成された絶縁コンバータトランスと、上記倍電圧直流入力電圧をスイッチング素子により断続して上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するようにされたスイッチング手段と、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と一次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、上記スイッチング素子がオフのとき上記一次側並列共振コンデンサの両端電圧として正弦波状のパルス波形を得る一次側共振回路と、クランプコンデンサと補助スイッチング素子が直列に接続され、上記補助スイッチング素子が上記スイッチング素子と交互にオンオフされることで上記パルス波形電圧をクランプするアクティブクランプ手段と、上記アクティブクランプ手段によりクランプされた上記パルス波形電圧を帰還する電圧帰還回路と、上記整流平滑手段において直列接続された２つの整流素子に対してそれぞれ並列接続される直列回路であって、整流素子とインダクタからなる直列回路一対を有し、上記直列回路のそれぞれの整流素子が上記電圧帰還回路により帰還されるクランプされたパルス波形電圧に基づいて整流電流を断続することにより力率を改善する力率改善整流手段と、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、二次側共振コンデンサのキャパシタンスとによって二次側において形成される二次側共振回路と、上記二次側共振回路を含んで形成され、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段とを備えるようにする。
また、更に、上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記スイッチング素子をスイッチングさせる周波数を可変することにより上記二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段を備えるようにもする。
【００２５】
また上記構成において、上記電圧帰還回路として、上記絶縁コンバータトランスの一次側には三次巻線が設けられ、上記アクティブクランプ手段によってクランプされた上記パルス波形電圧が、上記三次巻線を介して上記力率改善手段に帰還されるようにする。
【００２６】
又は、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線と上記平滑コンデンサの間に接続される一次巻線、それぞれ上記インダクタとなる二次巻線および三次巻線を備えたトランスが上記電圧帰還回路として設けられ、上記アクティブクランプ手段によってクランプされた上記パルス波形電圧が、上記トランスを介して上記力率改善手段に帰還されるようにする。
【００２７】
又は、上記力率改善整流手段には、それぞれ上記インダクタとなる一次巻線および二次巻線を備えたトランスと、上記トランスの一次巻線と並列回路を構成するコンデンサとが設けられ、上記アクティブクランプ手段における上記クランプコンデンサが、上記トランスの一次巻線と並列回路を構成するコンデンサとの接続点に接続されるとともに、上記補助スイッチング素子はボディーダイオードを有し、上記一次側共振回路で得られる上記パルス波形電圧により上記ボディーダイオードおよび上記クランプコンデンサを介して上記力率改善手段に電流が流れることで上記電圧帰還回路が形成されるように構成する。
【００２８】
上記各構成によれば、スイッチング周波数制御方式複合共振形コンバータといわれる電源回路において、一次側電圧共振コンバータに発生するスイッチング出力電圧（電圧共振パルス電圧）に基づく電圧を、力率改善手段（又は力率改善整流手段）を介して平滑コンデンサに電圧帰還することで交流入力電流の導通角を拡大し力率を向上する回路が実現される。
このとき、一次側に形成されたアクティブクランプ手段によりクランプされた電圧共振パルス電圧が力率改善手段に帰還されることでスイッチング制御範囲が拡大されると共に、安定した力率特性を得ることができる。
又は、電圧共振パルス電圧に基づいて力率改善手段に帰還される電圧は、一次側に形成されたアクティブクランプ手段に発生するパルス電圧となる。これによりスイッチング制御範囲が拡大されると共に、安定した力率特性を得ることができる。
また力率改善手段において直列共振コンデンサを不要とすることができる。
【００２９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態としての第１〜第６の実施の形態のスイッチング電源回路を説明していく。なお各実施の形態は、それぞれ以下のように本発明請求項に対応したものである。
第１の実施の形態：請求項１，請求項２，請求項３
第２の実施の形態：請求項６，請求項７，請求項８
第３の実施の形態：請求項１，請求項２，請求項４
第４の実施の形態：請求項６，請求項７，請求項９
第５の実施の形態：請求項１，請求項２，請求項５
第６の実施の形態：請求項６，請求項７，請求項１０
【００３０】
＜第１の実施の形態＞
図１は、本発明の第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
この図に示す電源回路の一次側には、電圧共振形のスイッチングコンバータ（電圧共振形コンバータ）が設けられる。そして、この電圧共振形コンバータに対して力率改善回路１０が備えられるものである。
【００３１】
この図に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣに対して、ラインフィルタトランスＬＦＴ、アクロスコンデンサＣLが設けられ、いわゆるラインフィルタを構成する。
また商用交流電源ＡＣを全波整流するブリッジ整流回路Ｄｉが備えられている。ブリッジ整流回路Ｄｉにより全波整流された整流出力は、力率改善回路１０を介して平滑コンデンサＣｉに充電され、平滑コンデンサＣｉの両端には整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。
【００３２】
力率改善回路１０の構成については後述し、先ず電圧共振形コンバータの構成について説明する。
ここでの電圧共振形コンバータは、１石のスイッチング素子Ｑ1 を備える。このスイッチング素子Ｑ1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用されている。
【００３３】
スイッチング素子Ｑ1 のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間にはクランプダイオードＤD1が挿入され、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時に流れるクランプ電流の経路を形成するようにされている。
スイッチング素子Ｑ1 のコレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1を介して平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。エミッタは一次側アースに接地される。
スイッチング素子Ｑ１は、制御回路１からの制御電流がベースに印加され、その制御電流によってスイッチング周波数が可変されるスイッチング動作を行う。
【００３４】
また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが接続されている。
この並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスＬ１とにより電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成する。そしてスイッチング素子Ｑ1のオフ時には、この並列共振回路の作用によって並列共振コンデンサＣｒの両端電圧は、実際には正弦波状のパルス波形となって電圧共振形の動作が得られる。
【００３５】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図２に示すように、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアが備えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分割ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ1（及び三次巻線Ｎ３）と、二次巻線Ｎ2をそれぞれ分割した状態で巻装している。そして、中央磁脚に対しては図のようにギャップＧを形成するようにしている。これによって、所要の結合係数による疎結合が得られるようにしている。
ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短く形成することで形成することが出来る。また、結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８５という疎結合の状態を得るようにしており、その分、飽和状態が得られにくいようにしている。
【００３６】
絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端は、スイッチング素子Ｑ1のコレクタと接続され、他端側は平滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続されている。
また絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側には三次巻線Ｎ３が形成される。この場合絶縁コンバータトランスＰＩＴは、一次側に中間タップを設けて一次巻線Ｎ１と三次巻線Ｎ３を形成すること、また後述するドライブ巻線Ｎｇについても中間タップ接続とすることで、製造を容易化できる。
【００３７】
絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの二次側では、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接続されることで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ２と二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧は共振電圧となる。つまり二次側において電圧共振動作が得られる。即ち、この電源回路では、一次側にはスイッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、二次側にも、電圧共振動作を得るための並列共振回路が備えられた、複合共振形スイッチングコンバータとして構成される。
【００３８】
この場合、上記のようにして形成される二次側の並列共振回路に対しては、整流ダイオードＤｏ及び平滑コンデンサＣｏを図のように接続することで、半波整流平滑回路が形成され、直流出力電圧Ｅｏを生成する。
【００３９】
また、ＰＦＭ（パルス周波数変調回路）としての制御回路１が設けられ、直流出力電圧Ｅｏは制御回路１に対しても分岐して入力される。制御回路１においては、直流出力電圧Ｅｏを検出電圧として利用してスイッチング素子Ｑ１のスイッチングのための共振周波数を制御することで、定電圧制御を行う。つまり制御回路１は、例えば二次側の直流電圧出力Ｅｏのレベルに応じて、周波数が可変される電流信号をスイッチング素子Ｑ１のベースに供給する。
つまり二次側の直流出力電圧Ｅｏのレベルに応じて一次側のスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変する動作が行われることになり、これによって二次側直流出力電圧Ｅｏを安定化する作用が得られる。
スイッチング周波数制御としては、例えば軽負荷の傾向になるなどして二次側出力電圧が上昇したときに、スイッチング周波数を高くすることで、二次側出力を抑制するように制御が行われるものとされる。
【００４０】
また、この電源回路においては、一次側にアクティブクランプ回路１５が備えられる。
即ちアクティブクランプ回路１５として、ＭＯＳ−ＦＥＴの補助スイッチング素子Ｑ２，クランプコンデンサＣ３，ボディダイオードのクランプダイオードＤD2を備える。また、補助スイッチング素子Ｑ２を駆動するための駆動回路系として、ドライブ巻線Ｎｇ，コンデンサＣｇ，抵抗Ｒｇ、Ｒ１を備えて成る。
【００４１】
補助スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間に対してはクランプダイオードＤD2が並列に接続される。その接続形態としては、クランプダイオードＤD2のアノードがソースに対して接続され、カソードがドレインに対して接続されるようになっている。
また、補助スイッチング素子Ｑ２のドレインはクランプコンデンサＣ３を介して、平滑コンデンサＣｉの正極側に接続される。また、補助スイッチング素子Ｑ2のソースはスイッチング素子Ｑ１のコレクタ点に接続される。
従って、アクティブクランプ回路１５としては、補助スイッチング素子Ｑ２、クランプダイオードＤD2の並列接続回路に対して、クランプコンデンサＣ３を直列に接続して成るものとされる。そして、このようにして形成される回路を、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１に対して、更に並列に接続して構成されるものである。
【００４２】
また、補助スイッチング素子Ｑ２の駆動回路系としては、図示するように、補助スイッチング素子Ｑ２のゲートに対して、コンデンサＣｇ−抵抗Ｒｇ−ドライブ巻線Ｎｇの直列接続回路が接続される。この直列接続回路は補助スイッチング素子Ｑ２のための自励式駆動回路を形成する。即ちこの自励式駆動回路からの信号電圧がスイッチング素子Ｑ２のゲートに印加されスイッチング動作が行われる。
この場合のドライブ巻線Ｎｇは、一次巻線Ｎ１の巻始め端部側に形成されており、巻数としては例えば１Ｔ（ターン）としている。
これによりドライブ巻線Ｎｇには、一次巻線Ｎ1に得られる交番電圧に応じて電圧が発生する。また、この場合には、その巻方向の関係から、一次巻線Ｎ１とドライブ巻線Ｎｇとは逆極性の電圧が得られる。
従ってスイッチング素子Ｑ１と補助スイッチング素子Ｑ２は交互にオン／オフすることになり、アクティブクランプ回路１５によって電圧共振パルス電圧がクランプされる。
そして絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ３は、力率改善回路１０に対しての帰還巻線として機能するが、このアクティブクランプ回路１５のクランプ作用により、三次巻線Ｎ３を介して帰還される高周波のパルス電圧波形（電圧Ｖ３）は図３のようになる。
【００４３】
続いて、力率改善回路１０の構成について説明する。
この力率改善回路１０は、ノーマルモードフィルタ用のコンデンサＣN、低速リカバリ型ダイオードＤ１，高速リカバリ型ダイオードＤ２、及びインダクタンスＬｓによって構成される。
即ち力率改善回路１０においては、まずブリッジ整流回路Ｄｉと平滑コンデンサＣｉの正極間に直列に低速リカバリ型ダイオードＤ１が接続される。
また、低速リカバリ型ダイオードＤ１に対して並列にノーマルモードフィルタ用のコンデンサＣNが配される。
【００４４】
さらに、高速リカバリ型ダイオードＤ２のカソードはインダクタンスＬｓと直列接続され、インダクタンスＬｓはさらに絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ３に接続される。絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ３の他端（つまり一次巻線Ｎ１との中間タップ点）は平滑コンデンサＣｉの正極側に接続される。即ち高速リカバリ型ダイオードＤ２とインダクタンスＬｓと三次巻線Ｎ３の直列接続が、低速リカバリ型ダイオードＤ１、及びノーマルモードフィルタ用コンデンサＣNのそれぞれに対して並列に接続されている状態となる。
【００４５】
力率改善回路１０による力率改善機能は次のようになる。
この力率改善回路１０の場合、ブリッジ整流回路Ｄｉからの整流電流が平滑コンデンサＣｉへの充電電流として流れる経路としては２系統となる。つまり低速リカバリ型ダイオードＤ１を介して電流Ｉ１が流れる経路と、高速リカバリ型ダイオードＤ２及びインダクタンスＬｓを介して高周波スイッチング電流として電流Ｉ２が流れる経路の２つである。
そして力率改善回路１０に対しては、一次側並列共振回路によって得られるスイッチング出力（アクティブクランプ回路１５によってクランプされた電圧共振パルス電圧）が三次巻線Ｎ３が帰還巻線として機能して帰還される。つまり一次巻線Ｎ１に得られるクランプされた電圧共振パルス電圧が、三次巻線Ｎ３を介して直列接続されている高速リカバリ型ダイオードＤ２に電圧帰還されることになる。
【００４６】
このようにして帰還されたスイッチング出力により、高速リカバリ型ダイオードＤ２及びインダクタンスＬｓを流れる電流Ｉ２の電流経路にはスイッチング周期の交番電圧が重畳されることになるが、このスイッチング周期の交番電圧の重畳分によって、高速リカバリ型ダイオードＤ２では整流電流をスイッチング周期で断続する動作が得られることになる。
つまり、高速リカバリ型ダイオードＤ２のカソード電圧Ｖ２がアノード電圧（つまり整流電圧Ｖ１）より低いときに、高速リカバリ型ダイオードＤ２がオン／オフを行う。この断続作用により整流出力電圧レベルＶ１が平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れるようにされる。
この結果、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされて交流入力電流の導通角が拡大される結果、力率改善が図られることになる。
【００４７】
また、上述したように平滑コンデンサＣｉへの充電電流は低速リカバリ型ダイオードＤ１による経路と、高速リカバリ型ダイオードＤ２及びインダクタンスＬｓによる経路に分流されるが、低速リカバリ型ダイオードＤ１は交流入力電圧ＶACの正負のピーク値近辺のみで導通する。つまりピーク値近辺でのみ充電電流Ｉ１が流れる。このため交流入力電圧ＶACの正負のピーク値近辺において高速リカバリ型ダイオードＤ２に過大な充電電流が流れることを防止するものとなる。このため高速リカバリ型ダイオードＤ２の電力損失が低下して高効率化が可能となる。
また従って、各ダイオードＤ１，Ｄ２として電流容量の小さいものを選定できること、及び発熱低下により放熱板が不要となることなどにより、回路の小型化やコストダウンが可能となる。
【００４８】
また、この力率改善回路１０では、図１７のような直列共振コンデンサＣ１０を介さないで電圧共振パルス電圧が帰還される構成となっている。これは、回路設計の容易化とともに、交流入力電圧ＶACや負荷電力の変動に対しても変動の少ない力率を実現できるものとなる。
【００４９】
また上記したように一次側にアクティブクランプ回路１５が形成され、これによってスイッチング制御範囲を拡大し、ＡＣ１００Ｖ系、２００Ｖ系に対応したワールドワイドなスイッチング電源回路を実現しているとともに、スイッチング素子Ｑ１としてのトランジスタの耐圧の低下を図ることができる。
さらにアクティブクランプ回路１５によって、交流入力電圧ＶACの上昇に伴ってスイッチング素子Ｑ１のオフ時の電圧共振パルス電圧（クランプ電圧）のパルス幅が拡大することになるため、図３に示した電圧帰還パルス電圧の変化が少なくなるという作用も生じ、これによって力率の変化が減少するという効果も生ずる。
【００５０】
図４、図５は、力率ＰＦ及び直流入力電圧Ｅｉの変化特性を示している。
図４は交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、５０Ｈｚ時と、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ、５０Ｈｚ時とのそれぞれにおいて、負荷電力Ｐｏ＝０〜２００Ｗの変化に対する上記の各特性である。
また図５は、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗにおいて、交流入力電圧ＶAC＝９０〜２８８Ｖの変化に対する上記の各特性である。
これらの各図において実線は力率改善機能（ＰＦＩ）を有する場合、つまり上記図１の回路の場合の特性であり、点線は力率改善のための回路構成を設けない場合の特性である。
【００５１】
また図６は図１の回路の各部の動作波形を示している。これは交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、或いは２３０Ｖの場合の動作波形となる。交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの場合と２３０Ｖの場合では、動作波形はほぼ相似であり、絶対値が異なるのみであるため、説明上、図６は共通の図面として示している。
この図６では、交流入力電圧ＶAC、交流入力電流ＩAC、整流電圧Ｖ１、カソード電圧Ｖ２、低速リカバリ型ダイオードＤ１に流れる電流Ｉ１、高速リカバリ型ダイオードＤ２に流れる電流Ｉ２、直流入力電圧Ｅｉのリップル電圧ΔＥｉ、直流出力電圧Ｅｏのリップル電圧ΔＥｏについて示している。
なお、この場合図１の回路としての各種定数は次の通りである。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１＝５３Ｔ
絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ３＝１８Ｔ
一次側並列共振コンデンサＣｒ＝３３００ｐＦ
クランプコンデンサＣ３＝０．０４７μＦ
フィルタ用コンデンサＣN＝１μＦ
インダクタンスＬｓ＝６８μＨ
【００５２】
図４からわかるように、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、力率改善回路１０を設けない場合、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ〜２００Ｗの範囲において、力率ＰＦは０．４６〜０．５７、直流入力電圧Ｅｉは１３８Ｖ〜１３１Ｖとなるが、力率改善回路１０を備えた図１の回路の場合、力率ＰＦは０．９１〜０．８３、直流入力電圧Ｅｉは１４０Ｖ〜１３３Ｖとなる。
また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時では、力率改善回路１０を設けない場合、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ〜２００Ｗの範囲において、力率ＰＦは０．３９〜０．４７、直流入力電圧Ｅｉは３２０Ｖ〜３１９Ｖとなるが、力率改善回路１０を備えた図１の回路の場合、力率ＰＦは０．７１〜０．８４、直流入力電圧Ｅｉは３４６Ｖ〜３２８Ｖとなる。
さらに図５からわかるように、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの場合、交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖ〜２７０Ｖに対して、力率改善回路１０を設けない場合は、力率ＰＦは０．５８〜０．４５となるが、力率改善回路１０を備えた図１の回路の場合、力率ＰＦは０．８７〜０．８１となる。
つまり力率ＰＦとしては、負荷電力Ｐｏや交流入力電圧ＶACの大幅な変動に対しても、変化の少ない特性を実現できる。
【００５３】
また、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ〜２００Ｗの範囲において、力率改善回路１０を設けない場合、８８．８％〜９０．８％となるが、力率改善回路１０を備えた図１の回路の場合、８６．１％〜９０．５％となった。
交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時では、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ〜２００Ｗの範囲においてＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は、力率改善回路１０を設けない場合、８７．１％〜９２．０％となるが、力率改善回路１０を備えた図１の回路の場合、８４．３％〜９１．０％となった。
【００５４】
また、上述のように低速リカバリ型ダイオードＤ１の経路と高速リカバリ型ダイオードＤ２の経路で充電電流Ｉ１，Ｉ２が分流する様子は、図６に見ることができる。
即ち、交流入力電圧ＶACのピーク近辺では低速リカバリ型ダイオードＤ１に対して図示する波形の電流Ｉ１が流れることで、高速リカバリ型ダイオードＤ２に対する電流Ｉ２は大電流とはなっていない。
【００５５】
＜第２の実施の形態＞
続いて本発明の第２の実施の形態のスイッチング電源回路を説明する。
この実施の形態は、上記第１の実施の形態と同様の目的に加えて、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ系の場合にＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）の向上を図るものである。
図７は第２の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。なお、図１と同一部分には同一符号を付し、詳しい説明は省略する。この場合、図１の回路と比較して、主に倍電圧整流回路に力率改善機能を備えるようにしたことが異なるものとなっている。
【００５６】
この図に示す電源回路の一次側には、電圧共振形のスイッチングコンバータ（電圧共振形コンバータ）が設けられる。そして、この電圧共振形コンバータに対して力率改善機能を備えた整流回路、即ち力率改善整流回路１１が備えられるものである。
【００５７】
この図に示す電源回路においては、ラインフィルタトランスＬＦＴを介した商用交流電源ＡＣからの交流入力電流ＩACは、力率改善整流回路１１によって整流され、直列接続された２つの平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２によって平滑されることで、倍電圧整流方式により全波整流方式の２倍の整流平滑電圧Ｅｉを得るようにされている。
【００５８】
力率改善整流回路１１の構成については後述するが、電圧共振形コンバータの構成については、概略第１の実施の形態と同様となるため簡単に述べる。
この場合も電圧共振形コンバータは、例えば高耐圧のバイポーラトランジスタによる１石のスイッチング素子Ｑ1 を備える。
スイッチング素子Ｑ1 に対してクランプダイオードＤD1が接続されることや、並列共振コンデンサＣｒが、自身のキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスとにより電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成すること、一次側にアクティブクランプ回路１５が形成されることで電圧共振パルス電圧がクランプされることは図１の回路と同様である。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側にも二次巻線Ｎ２と並列に共振コンデンサＣ２が配されて共振回路が形成され、複合共振コンバータの構成を採ること、整流ダイオードＤｏ、平滑コンデンサＣｏにより整流平滑が行われて直流出力電圧Ｅｏを得ること、ＰＦＭによる制御回路１によりスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数が制御されて二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化が図られることも同様である。
【００５９】
なお絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、一次側に三次巻線Ｎ３が巻装されるが、この場合は、三次巻線Ｎ３は一次巻線Ｎ１とは別巻線として巻装される。一次巻線Ｎ１とドライブ巻線Ｎｇについては中間タップ接続とされる。
【００６０】
力率改善整流回路１１の構成について説明する。
この力率改善整流回路１１は、交流入力電流ＩACの整流作用を有するとともにその力率改善作用を有するものとされる。具体的には、電圧帰還方式力率改善電源を倍電圧整流方式で構成する。
【００６１】
力率改善整流回路１１においては、交流ライン間にノーマルモードノイズ抑圧用のコンデンサＣNが配される。
また２つの高速リカバリ型ダイオードＤ11、Ｄ12が設けられる。高速リカバリ型ダイオードＤ11、Ｄ12は直列接続され、トランスＴを介して平滑コンデンサＣｉ１の正極端子と一次側アース間に配される。
つまり、高速リカバリ型ダイオードＤ11のカソードに対してはトランスＴの一次巻線（インダクタンスＬT1）の巻終り端が直列接続され、この一次巻線（ＬT1）の巻始め端が平滑コンデンサＣｉ１の正極端子に接続される。さらに、高速リカバリ型ダイオードＤ12のアノードに対しては、トランスＴの二次巻線（インダクタンスＬT2）の巻終り端が直列接続され、この二次巻線（ＬT2）の巻始め端が一次側アースに接続される。
【００６２】
また、高速リカバリ型ダイオードＤ11，Ｄ12の接続点に対しては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ３の巻終り端が接続され、三次巻線Ｎ３の巻始め端は交流ラインに接続されている。
これによって一次側に発生し、アクティブクランプ回路１５によってクランプされた電圧共振パルス電圧が、三次巻線Ｎ３を介して力率改善整流回路１１に電圧帰還されることになる。
【００６３】
また力率改善整流回路１１においてはさらに、交流ラインには低速リカバリ型ダイオードＤ13，Ｄ14の直列回路が配される。
低速リカバリ型ダイオードＤ13，Ｄ14の直列回路は、平滑コンデンサＣｉ１の正極端子と一次側アース間に配される。
【００６４】
このような力率改善整流回路１１において、まず整流機能を説明する。
この力率改善整流回路１１においては、高速リカバリ型ダイオードＤ11、Ｄ12が第１の整流回路として機能し、また、低速リカバリ型ダイオードＤ13，Ｄ14が第２の整流回路として機能する。
【００６５】
即ち交流入力電圧ＶACの正の期間では、交流電源ＡＣ→三次巻線Ｎ３→高速リカバリ型ダイオードＤ11→インダクタンスＬT1→平滑コンデンサＣｉ１→・・・の系で、第１の整流回路による整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ１へ充電され、また同時に、交流電源ＡＣ→低速リカバリ型ダイオードＤ13→平滑コンデンサＣｉ１→・・・の系で、第２の整流回路による整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ１へ充電される。
また交流入力電圧ＶACの負の期間では、交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ２→一次側アース→インダクタンスＬT2→高速リカバリ型ダイオードＤ12→・・・の系で、第１の整流回路による整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ２へ充電され、また同時に、交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ２→一次側アース→低速リカバリ型ダイオードＤ14→・・・の系で、第２の整流回路による整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ２へ充電される。
【００６６】
つまり、第１，第２の整流回路により、整流電流は２系統に分流して平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２に供給されることになる。
そして平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２が直列接続され、平滑コンデンサＣｉ１の正極端子側から整流平滑電圧Ｅｉが取り出されることで、倍電圧整流方式となる。
【００６７】
力率改善整流回路１１による力率改善機能は次のようになる。
上述のように２つの高速リカバリ型ダイオードＤ11、Ｄ12に対しては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ３を介して、一次側並列共振回路によって得られるスイッチング出力（クランプされた電圧共振パルス電圧）が帰還される。
【００６８】
このようにして帰還されたスイッチング出力により、整流電流経路にはスイッチング周期の交番電圧が重畳されることになるが、このスイッチング周期の交番電圧の重畳分によって、高速リカバリ型ダイオードＤ11（又はＤ12）では整流電流をスイッチング周期で断続する動作が得られることになり、この断続作用により整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉ１（又はＣｉ２）の両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉ１（又はＣｉ２）への充電電流が流れるようにされる。
この結果、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされて交流入力電流の導通角が拡大される結果、力率改善が図られることになる。
【００６９】
また力率改善整流回路１１では、上述した第１、第２の整流回路の作用により、平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２への充電電流は分流されることになる。
これは、交流入力電圧ＶACの正負のピーク値近辺において高速リカバリ型ダイオードＤ11又はＤ12に過大な充電電流が流れることを防止するものとなる。つまり交流入力電圧ＶACの正負のピーク値近辺においては充電電流が低速リカバリ型ダイオードＤ13，Ｄ14に流れ、高速リカバリ型ダイオードＤ11，Ｄ12に対しては高周波の電流のみが流れる。このため高速リカバリ型ダイオードＤ11，Ｄ12の電力損失が低下して高効率化が可能となる。これにより図１の回路に比べてＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）の向上が可能となる。
また各高速リカバリ型ダイオードＤ11，Ｄ12として電流容量の小さいものを選定できること、及び発熱低下により放熱板が不要となることなどにより、回路の小型化やコストダウンが可能となる。
【００７０】
そしてこの図７の電源回路によっても、力率改善整流回路１１は図１７のような直列共振コンデンサＣ１０を介さないで電圧共振パルス電圧が帰還される構成となっている。これにより、回路設計の容易化とともに、交流入力電圧ＶACや負荷電力の変動に対しても変動の少ない力率を実現できるものとなる。
また一次側にアクティブクランプ回路１５が形成され、これによってスイッチング制御範囲を拡大し、ＡＣ１００Ｖ系、２００Ｖ系に対応したワールドワイドなスイッチング電源回路を実現しているとともに、スイッチング素子Ｑ１としてのトランジスタの耐圧の低下を図ることができる。
さらにアクティブクランプ回路１５によって、交流入力電圧ＶACの上昇に伴ってスイッチング素子Ｑ１のオフ時の電圧共振パルス電圧（クランプ電圧）のパルス幅が拡大することになるため、電圧帰還パルス電圧の変化が少なくなるという作用も生じ、これによって力率の変化が減少するという効果も生ずる。
【００７１】
＜第３の実施の形態＞
図８は、本発明の第３の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
図８に示す電源回路の一次側には、電圧共振形のスイッチングコンバータ（電圧共振形コンバータ）が設けられる。そして、この電圧共振形コンバータに対して力率改善回路１０Ａが備えられるものである。
なお、第１の実施の形態として図１に示した回路と同一部分には同一符号を付す。
【００７２】
この図に示す電源回路においては、図１と同様に、商用交流電源ＡＣに対して、ラインフィルタトランスＬＦＴ、アクロスコンデンサＣLが設けられ、いわゆるラインフィルタを構成し、また商用交流電源ＡＣを全波整流するブリッジ整流回路Ｄｉが備えられている。ブリッジ整流回路Ｄｉにより全波整流された整流出力は、力率改善回路１０Ａを介して平滑コンデンサＣｉに充電され、平滑コンデンサＣｉの両端には整流平滑電圧Ｅｉが得られる。
【００７３】
高耐圧のバイポーラトランジスタによる１石のスイッチング素子Ｑ1 を備える電圧共振形コンバータも、図１とほぼ同様の構成となる。
即ちスイッチング素子Ｑ1 のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間にはクランプダイオードＤD1が挿入される。エミッタは一次側アースに接地される。
なおスイッチング素子Ｑ1 のコレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1、及びトランスＴの一次巻線（インダクタンスＬｐ）を介して平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続されることになる。
スイッチング素子Ｑ１は、制御回路１からの制御電流がベースに印加され、その制御電流によってスイッチング周波数が可変されるスイッチング動作を行う。
【００７４】
また図１と同様に、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが接続され、並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスＬ１とにより電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成する。スイッチング素子Ｑ1のオフ時には、この並列共振回路の作用によって並列共振コンデンサＣｒの両端電圧は、正弦波状のパルス波形となる電圧共振形の動作が得られる。
【００７５】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、上記図２に示した構造で、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2が分割した状態で巻装され、また中央磁脚に対してはギャップＧを形成することで、結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８５という疎結合の状態を得るようにしており、その分、飽和状態が得られにくいようにしている。
【００７６】
絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端は、スイッチング素子Ｑ1のコレクタと接続され、他端側はトランスＴの一次巻線（インダクタンスＬｐ）を介して平滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続されている。
また絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側にはドライブ巻線Ｎｇが中間タップ接続で形成される。
なお、図１の場合と異なり、一次側に三次巻線Ｎ３は形成されない。
【００７７】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側にも二次巻線Ｎ２と並列に共振コンデンサＣ２が配されて共振回路が形成され、複合共振コンバータの構成を採ること、整流ダイオードＤｏ、平滑コンデンサＣｏにより整流平滑が行われて直流出力電圧Ｅｏを得ること、ＰＦＭによる制御回路１によりスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数が制御されて二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化が図られることは、図１と同様である。
【００７８】
また、この電源回路も、一次側にアクティブクランプ回路１５が備えられる。即ちアクティブクランプ回路１５として、ＭＯＳ−ＦＥＴの補助スイッチング素子Ｑ２，クランプコンデンサＣ３，ボディダイオードのクランプダイオードＤD2を備える。また、補助スイッチング素子Ｑ２を駆動するための駆動回路系として、ドライブ巻線Ｎｇ，コンデンサＣｇ，抵抗Ｒｇ、Ｒ１を備えて成る。
【００７９】
補助スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間に対してはクランプダイオードＤD2が並列に接続される。その接続形態としては、クランプダイオードＤD2のアノードがソースに対して接続され、カソードがドレインに対して接続されるようになっている。
また、補助スイッチング素子Ｑ２のドレインはクランプコンデンサＣ３を介して、平滑コンデンサＣｉの正極側に接続される。また、補助スイッチング素子Ｑ2のソースはスイッチング素子Ｑ１のコレクタ点に接続される。
従って、アクティブクランプ回路１５としては、補助スイッチング素子Ｑ２、クランプダイオードＤD2の並列接続回路に対して、クランプコンデンサＣ３を直列に接続して成るものとされる。そして、このようにして形成される回路を、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１に対して、更に並列に接続して構成されるものである。
【００８０】
また、補助スイッチング素子Ｑ２の駆動回路系としては、図示するように、補助スイッチング素子Ｑ２のゲートに対して、コンデンサＣｇ−抵抗Ｒｇ−ドライブ巻線Ｎｇの直列接続回路が接続される。この直列接続回路は補助スイッチング素子Ｑ２のための自励式駆動回路を形成する。即ちこの自励式駆動回路からの信号電圧がスイッチング素子Ｑ２のゲートに印加されスイッチング動作が行われる。
この場合のドライブ巻線Ｎｇは、一次巻線Ｎ１の巻始め端部側に形成されており、巻数としては例えば１Ｔ（ターン）としている。
これによりドライブ巻線Ｎｇには、一次巻線Ｎ1に得られる交番電圧に応じて電圧が発生する。また、この場合には、その巻方向の関係から、一次巻線Ｎ１とドライブ巻線Ｎｇとは逆極性の電圧が得られる。
従ってスイッチング素子Ｑ１と補助スイッチング素子Ｑ２は交互にオン／オフすることになり、アクティブクランプ回路１５によって電圧共振パルス電圧がクランプされる。
そして、トランスＴの一次巻線（インダクタンスＬｐ）は、力率改善回路１０Ａに対しての帰還巻線として機能するが、このアクティブクランプ回路１５のクランプ作用により、トランスＴを介して帰還される高周波のパルス電圧波形（電圧Ｖ３）は上述した図３と同様になる。
【００８１】
続いて、力率改善回路１０Ａの構成について説明する。
この力率改善回路１０Ａは、ノーマルモードフィルタ用のコンデンサＣN、低速リカバリ型ダイオードＤ１、高速リカバリ型ダイオードＤ２、及びトランスＴによって構成される。
即ち力率改善回路１０Ａにおいては、まずブリッジ整流回路Ｄｉと平滑コンデンサＣｉの正極間に直列に低速リカバリ型ダイオードＤ１が接続される。
また、低速リカバリ型ダイオードＤ１に対して並列にノーマルモードフィルタ用のコンデンサＣNが配される。
【００８２】
さらに、高速リカバリ型ダイオードＤ２のカソードはトランスＴの二次巻線（インダクタンスＬｓ）の巻終わり端に接続され、トランスＴの二次巻線（Ｌｓ）の巻始め端は平滑コンデンサＣｉの正極側に接続される。つまり高速リカバリ型ダイオードＤ２とインダクタンスＬｓの直列接続が、低速リカバリ型ダイオードＤ１、及びノーマルモードフィルタ用コンデンサＣNのそれぞれに対して並列に接続されている状態となる。
トランスＴの一次巻線（インダクタンスＬｐ）は、その巻始め端が絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の巻終わり端と接続され、またトランスＴの一次巻線（インダクタンスＬｐ）の巻終わり端は、平滑コンデンサＣｉの正極に接続される。
【００８３】
なお、このような一次巻線（Ｌｐ）、二次巻線（Ｌｓ）の接続構成とされるトランスＴについては、一次巻線（Ｌｐ）の巻終わり端と二次巻線（Ｌｓ）の巻始め端が接続される構成となる。このため実際には、一次巻線（Ｌｐ）と二次巻線（Ｌｓ）は、いわゆる中間タップ接続が可能となる、またこのためにもより、トランスＴとしては小型の開磁路のドラム形フェライト磁心により構成が可能となり、製造の容易化や回路の小型化を実現できる。
【００８４】
力率改善回路１０Ａによる力率改善機能は次のようになる。
この力率改善回路１０Ａの場合、ブリッジ整流回路Ｄｉからの整流電流が平滑コンデンサＣｉへの充電電流として流れる経路としては、低速リカバリ型ダイオードＤ１を介して電流Ｉ１が流れる経路と、高速リカバリ型ダイオードＤ２及びインダクタンスＬｓを介して高周波スイッチング電流として電流Ｉ２が流れる経路の２つとなる。
そして力率改善回路１０Ａに対しては、一次側並列共振回路によって得られトランスＴの一次巻線（Ｌｐ）に流れるスイッチング出力（アクティブクランプ回路１５によってクランプされた電圧共振パルス電圧）が帰還される。つまり二次巻線（Ｌｓ）には、一次巻線（Ｌｐ）に流れる一次電流によって誘起電圧が発生し、これによってクランプされた電圧共振パルス電圧が、二次巻線（Ｌｓ）に直列接続されている高速リカバリ型ダイオードＤ２に電圧帰還されることになる。
【００８５】
このようにして帰還されたスイッチング出力により、高速リカバリ型ダイオードＤ２及びインダクタンスＬｓを流れる電流Ｉ２の電流経路にはスイッチング周期の交番電圧が重畳されることになるが、このスイッチング周期の交番電圧の重畳分によって、高速リカバリ型ダイオードＤ２では整流電流をスイッチング周期で断続する動作が得られる。
つまり、高速リカバリ型ダイオードＤ２のカソード電圧Ｖ２がアノード電圧（つまり整流電圧Ｖ１）より低いときに、高速リカバリ型ダイオードＤ２がオン／オフを行う。この断続作用により整流出力電圧レベルＶ１が平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れるようにされる。
この結果、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされて交流入力電流の導通角が拡大される結果、力率改善が図られることになる。
【００８６】
また、上述したように平滑コンデンサＣｉへの充電電流は低速リカバリ型ダイオードＤ１による経路と、高速リカバリ型ダイオードＤ２及びインダクタンスＬｓによる経路に分流されるが、低速リカバリ型ダイオードＤ１は交流入力電圧ＶACの正負のピーク値近辺のみで導通する。つまりピーク値近辺でのみ充電電流Ｉ１が流れる。このため交流入力電圧ＶACの正負のピーク値近辺において高速リカバリ型ダイオードＤ２に過大な充電電流が流れることを防止するものとなる。このため高速リカバリ型ダイオードＤ２の電力損失が低下して高効率化が可能となる。
また従って、各ダイオードＤ１，Ｄ２として電流容量の小さいものを選定できること、及び発熱低下により放熱板が不要となることなどにより、回路の小型化やコストダウンが可能となる。
【００８７】
また、この力率改善回路１０Ａでは、図１７のような直列共振コンデンサＣ10を介さないで電圧共振パルス電圧が帰還される構成となっている。これは、回路設計の容易化とともに、交流入力電圧ＶACや負荷電力の変動に対しても変動の少ない力率を実現できるものとなる。
【００８８】
また上記したように一次側にアクティブクランプ回路１５が形成され、これによってスイッチング制御範囲を拡大し、ＡＣ１００Ｖ系、２００Ｖ系に対応したワールドワイドなスイッチング電源回路を実現しているとともに、スイッチング素子Ｑ１としてのトランジスタの耐圧の低下を図ることができる。
さらにアクティブクランプ回路１５によって、交流入力電圧ＶACの上昇に伴ってスイッチング素子Ｑ１のオフ時の電圧共振パルス電圧（クランプ電圧）のパルス幅が拡大することになるため、図３に示した電圧帰還パルス電圧の変化が少なくなるという作用も生じ、これによって力率の変化が減少するという効果も生ずる。
【００８９】
図９、図１０は、力率ＰＦ及び直流入力電圧Ｅｉの変化特性を示している。
図９は交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、５０Ｈｚ時と、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ、５０Ｈｚ時とのそれぞれにおいて、負荷電力Ｐｏ＝０〜２００Ｗの変化に対する上記の各特性である。
また図１０は、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗにおいて、交流入力電圧ＶAC＝９０〜２８８Ｖの変化に対する上記の各特性である。
これらの各図において実線は力率改善機能（ＰＦＩ）を有する場合、つまり図８の回路の場合の特性であり、点線は力率改善のための回路構成を設けない場合の特性である。
【００９０】
また図８の回路の各部の動作波形は上述した図１の回路の動作波形とほぼ同様になり、図６の波形を参照できる。
なお、この場合図８の回路としての各種定数は次の通りである。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１＝４８Ｔ
インダクタンスＬｐ＝６８μＨ
インダクタンスＬｓ＝３３μＨ
一次側並列共振コンデンサＣｒ＝３３００ｐＦ
クランプコンデンサＣ３＝０．０４７μＦ
フィルタ用コンデンサＣN＝１μＦ
【００９１】
図９からわかるように、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、力率改善回路１０を設けない場合、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜５０Ｗの範囲において、力率ＰＦは０．５７〜０．４６、直流入力電圧Ｅｉは１３１Ｖ〜１３８Ｖとなるが、力率改善回路１０Ａを備えた図８の回路の場合、力率ＰＦは０．８０〜０．８２、直流入力電圧Ｅｉは１３３Ｖ〜１４２Ｖとなる。
また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時では、力率改善回路１０Ａを設けない場合、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜５０Ｗの範囲において、力率ＰＦは０．４７〜０．３９、直流入力電圧Ｅｉは３１７Ｖ〜３２０Ｖとなるが、力率改善回路１０Ａを備えた図８の回路の場合、力率ＰＦは０．８１〜０．７０、直流入力電圧Ｅｉは３２９Ｖ〜３５０Ｖとなる。
さらに図１０からわかるように、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの場合、交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖ〜２７０Ｖに対して、力率改善回路１０Ａを設けない場合は、力率ＰＦは０．５８〜０．４５となるが、力率改善回路１０Ａを備えた図８の回路の場合、力率ＰＦは０．８５〜０．８０となる。
つまり力率ＰＦとしては、負荷電力Ｐｏや交流入力電圧ＶACの大幅な変動に対しても、変化の少ない特性を実現できる。
【００９２】
また、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜５０Ｗの範囲において、力率改善回路１０Ａを設けない場合、９０．８％〜８８．８％となるが、力率改善回路１０Ａを備えた図８の回路の場合、９０．２％〜８５．８％となった。
交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時では、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜５０Ｗの範囲においてＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は、力率改善回路１０Ａを設けない場合、９２．０％〜８７．１％となるが、力率改善回路１０Ａを備えた図８の回路の場合、９０．８％〜８３．８％となった。
【００９３】
また、この図８の回路の場合でも、低速リカバリ型ダイオードＤ１の経路と高速リカバリ型ダイオードＤ２の経路で充電電流Ｉ１，Ｉ２が分流するが、その様子は、図６に見ることができる。
即ち、交流入力電圧ＶACのピーク近辺では低速リカバリ型ダイオードＤ１に対して図示する波形の電流Ｉ１が流れることで、高速リカバリ型ダイオードＤ２に対する電流Ｉ２は大電流とはなっていない。
【００９４】
＜第４の実施の形態＞
続いて本発明の第４の実施の形態のスイッチング電源回路を説明する。
この実施の形態は、上記第３の実施の形態と同様の目的に加えて、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ系の場合にＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）の向上を図るものである。
図１１は第４の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。なお、図８と同一部分には同一符号を付し、詳しい説明は省略する。この場合、図８の回路と比較して、主に倍電圧整流回路に力率改善機能を備えるようにしたことが異なるものとなっている。
【００９５】
この図に示す電源回路の一次側には、電圧共振形のスイッチングコンバータ（電圧共振形コンバータ）が設けられる。そして、この電圧共振形コンバータに対して力率改善機能を備えた整流回路、即ち力率改善整流回路１１Ａが備えられるものである。
【００９６】
この図に示す電源回路においては、ラインフィルタトランスＬＦＴを介した商用交流電源ＡＣからの交流入力電流ＩACは、力率改善整流回路１１によって整流され、直列接続された２つの平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２によって平滑されることで、倍電圧整流方式により全波整流方式の２倍の整流平滑電圧Ｅｉを得るようにされている。
【００９７】
電圧共振形コンバータの構成は、概略第３の実施の形態と同様となる。
この場合も電圧共振形コンバータは、例えば高耐圧のバイポーラトランジスタによる１石のスイッチング素子Ｑ1 を備える。
スイッチング素子Ｑ1 に対してクランプダイオードＤD1が接続されることや、並列共振コンデンサＣｒが、自身のキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスとにより電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成すること、一次側にアクティブクランプ回路１５が形成されることで電圧共振パルス電圧がクランプされることは図８の回路と同様である。
【００９８】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側にも二次巻線Ｎ２と並列に共振コンデンサＣ２が配されて共振回路が形成され、複合共振コンバータの構成を採ること、整流ダイオードＤｏ、平滑コンデンサＣｏにより整流平滑が行われて直流出力電圧Ｅｏを得ること、ＰＦＭによる制御回路１によりスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数が制御されて二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化が図られることも同様である。
【００９９】
なお、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１はトランスＴの一次巻線（インダクタンスＬT1）を介して平滑コンデンサＣｉ１の正極に接続される。
トランスＴは、その一次側が、一次巻線（インダクタンスＬT1）とされ、二次側には二次巻線（インダクタンスＬT2）と三次巻線（インダクタンスＬT3）が巻装された構造となる。
【０１００】
続いて、力率改善整流回路１１Ａの構成について説明する。
この力率改善整流回路１１Ａは、交流入力電流ＩACの整流作用を有するとともにその力率改善作用を有するものとされる。具体的には、電圧帰還方式力率改善電源を倍電圧整流方式で構成する。
【０１０１】
力率改善整流回路１１Ａにおいては、交流ライン間にノーマルモードノイズ抑圧用のコンデンサＣNが配される。
また２つの高速リカバリ型ダイオードＤ11、Ｄ12が設けられる。高速リカバリ型ダイオードＤ11、Ｄ12は直列接続され、トランスＴを介して平滑コンデンサＣｉ１の正極端子と一次側アース間に配される。
つまり、高速リカバリ型ダイオードＤ11のカソードに対してはトランスＴの二次巻線（インダクタンスＬT2）の巻終り端が直列接続され、この二次巻線（ＬT2）の巻始め端が平滑コンデンサＣｉ１の正極端子に接続される。さらに、高速リカバリ型ダイオードＤ12のアノードに対しては、トランスＴの三次巻線（インダクタンスＬT3）の巻始め端が直列接続され、この三次巻線（ＬT3）の巻終り端が一次側アースに接続される。
そして、二次巻線（ＬT2）及び三次巻線（ＬT3）は、一次巻線（ＬT1）に流れる一次電流によって誘起電圧が発生する。つまり、これによって、アクティブクランプ回路１５によりクランプされた電圧共振パルス電圧が、力率改善整流回路１１Ａ（二次巻線（ＬT2）及び三次巻線（ＬT3）に直列接続されている高速リカバリ型ダイオードＤ11，Ｄ12）に電圧帰還されることになる。
またこの場合、インダクタンスＬT2、ＬT3に発生する誘起電圧は互いに逆極性となる。
【０１０２】
また力率改善整流回路１１Ａにおいてはさらに、交流ラインには低速リカバリ型ダイオードＤ13，Ｄ14の直列回路が配される。
低速リカバリ型ダイオードＤ13，Ｄ14の直列回路は、平滑コンデンサＣｉ１の正極端子と一次側アース間に配される。
【０１０３】
このような力率改善整流回路１１Ａにおいて、まず整流機能を説明する。
この力率改善整流回路１１Ａにおいては、高速リカバリ型ダイオードＤ11、Ｄ12が第１の整流回路として機能し、また、低速リカバリ型ダイオードＤ13，Ｄ14が第２の整流回路として機能する。
【０１０４】
即ち交流入力電圧ＶACの正の期間では、交流電源ＡＣ→高速リカバリ型ダイオードＤ11→インダクタンスＬT2→平滑コンデンサＣｉ１→・・・の系で、第１の整流回路による整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ１へ充電され、また同時に、交流電源ＡＣ→低速リカバリ型ダイオードＤ13→平滑コンデンサＣｉ１→・・・の系で、第２の整流回路による整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ１へ充電される。
また交流入力電圧ＶACの負の期間では、交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ２→一次側アース→インダクタンスＬT3→高速リカバリ型ダイオードＤ12→・・・の系で、第１の整流回路による整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ２へ充電され、また同時に、交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ２→一次側アース→低速リカバリ型ダイオードＤ14→・・・の系で、第２の整流回路による整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ２へ充電される。
【０１０５】
つまり、第１，第２の整流回路により、整流電流は２系統に分流して平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２に供給されることになる。
そして平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２が直列接続され、平滑コンデンサＣｉ１の正極端子側から整流平滑電圧Ｅｉが取り出されることで、倍電圧整流方式となる。
【０１０６】
力率改善整流回路１１Ａによる力率改善機能は次のようになる。
上述のように２つの高速リカバリ型ダイオードＤ11、Ｄ12に対しては、トランスＴの二次巻線（インダクタンスＬT2）、三次巻線（インダクタンスＬT3）がそれぞれ直列接続されており、これによって力率改善整流回路１１Ａに対して、一次側並列共振回路によって得られトランスＴの一次巻線（ＬT1）に流れるスイッチング出力（クランプされた電圧共振パルス電圧）が帰還される。
【０１０７】
このようにして帰還されたスイッチング出力により、整流電流経路にはスイッチング周期の交番電圧が重畳されることになるが、このスイッチング周期の交番電圧の重畳分によって、高速リカバリ型ダイオードＤ11（又はＤ12）では整流電流をスイッチング周期で断続する動作が得られることになり、この断続作用により整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉ１（又はＣｉ２）の両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉ１（又はＣｉ２）への充電電流が流れるようにされる。
この結果、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされて交流入力電流の導通角が拡大される結果、力率改善が図られることになる。
【０１０８】
また力率改善整流回路１１Ａでは、上述した第１、第２の整流回路の作用により、平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２への充電電流は分流されることになる。
これは、交流入力電圧ＶACの正負のピーク値近辺において高速リカバリ型ダイオードＤ11又はＤ12に過大な充電電流が流れることを防止するものとなる。つまり交流入力電圧ＶACの正負のピーク値近辺においては充電電流が低速リカバリ型ダイオードＤ13，Ｄ14に流れ、高速リカバリ型ダイオードＤ11，Ｄ12に対しては高周波の電流のみが流れる。このため高速リカバリ型ダイオードＤ11，Ｄ12の電力損失が低下して高効率化が可能となる。これにより図８の回路に比べてＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）の向上が可能となる。
また各高速リカバリ型ダイオードＤ11，Ｄ12として電流容量の小さいものを選定できること、及び発熱低下により放熱板が不要となることなどにより、回路の小型化やコストダウンが可能となる。
【０１０９】
そしてこの図１１の電源回路によっても、力率改善整流回路１１Ａは図１７のような直列共振コンデンサＣ10を介さないで電圧共振パルス電圧が帰還される構成となっている。これにより、回路設計の容易化とともに、交流入力電圧ＶACや負荷電力の変動に対しても変動の少ない力率を実現できるものとなる。
また一次側にアクティブクランプ回路１５が形成され、これによってスイッチング制御範囲を拡大し、ＡＣ１００Ｖ系、２００Ｖ系に対応したワールドワイドなスイッチング電源回路を実現しているとともに、スイッチング素子Ｑ１としてのトランジスタの耐圧の低下を図ることができる。
さらにアクティブクランプ回路１５によって、交流入力電圧ＶACの上昇に伴ってスイッチング素子Ｑ１のオフ時の電圧共振パルス電圧（クランプ電圧）のパルス幅が拡大することになるため、電圧帰還パルス電圧の変化が少なくなるという作用も生じ、これによって力率の変化が減少するという効果も生ずる。
【０１１０】
＜第５の実施の形態＞
図１２は、本発明の第５の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
図１２に示す電源回路の一次側には、電圧共振形のスイッチングコンバータ（電圧共振形コンバータ）が設けられる。そして、この電圧共振形コンバータに対して力率改善回路１０Ｂが備えられるものである。
なお、第１の実施の形態として図１に示した回路と同一部分には同一符号を付す。
【０１１１】
この図に示す電源回路においては、図１と同様に、商用交流電源ＡＣに対して、ラインフィルタトランスＬＦＴ、アクロスコンデンサＣLが設けられ、いわゆるラインフィルタを構成し、また商用交流電源ＡＣを全波整流するブリッジ整流回路Ｄｉが備えられている。ブリッジ整流回路Ｄｉにより全波整流された整流出力は、力率改善回路１０Ｂを介して平滑コンデンサＣｉに充電され、平滑コンデンサＣｉの両端には整流平滑電圧Ｅｉが得られる。
【０１１２】
高耐圧のバイポーラトランジスタによる１石のスイッチング素子Ｑ1 を備える電圧共振形コンバータは、図１とほぼ同様の構成となる。
即ちスイッチング素子Ｑ1 のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間にはクランプダイオードＤD1が挿入される。エミッタは一次側アースに接地される。
スイッチング素子Ｑ1 のコレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1を介して平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。
スイッチング素子Ｑ１は、制御回路１からの制御電流がベースに印加され、その制御電流によってスイッチング周波数が可変されるスイッチング動作を行う。
【０１１３】
また図１と同様に、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが接続され、並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスＬ１とにより電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成する。スイッチング素子Ｑ1のオフ時には、この並列共振回路の作用によって並列共振コンデンサＣｒの両端電圧は、正弦波状のパルス波形となる電圧共振形の動作が得られる。但し本例の場合は後述するアクティブクランプ回路１５の作用によりパルス電圧がクランプされる。
【０１１４】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、上記図２に示した構造で、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2が分割した状態で巻装され、また中央磁脚に対してはギャップＧを形成することで、結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８５という疎結合の状態を得るようにしており、その分、飽和状態が得られにくいようにしている。
【０１１５】
絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端は、スイッチング素子Ｑ1のコレクタと接続され、他端側は平滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続されている。
また絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側にはドライブ巻線Ｎｇが中間タップ接続で形成される。
なお、図１の場合と異なり、一次側に三次巻線Ｎ３は形成されない。
【０１１６】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側にも二次巻線Ｎ２と並列に共振コンデンサＣ２が配されて共振回路が形成され、複合共振コンバータの構成を採ること、整流ダイオードＤｏ、平滑コンデンサＣｏにより整流平滑が行われて直流出力電圧Ｅｏを得ること、ＰＦＭによる制御回路１によりスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数が制御されて二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化が図られることは、図１と同様である。
【０１１７】
また、この電源回路も、一次側にアクティブクランプ回路１５が備えられる。即ちアクティブクランプ回路１５として、ＭＯＳ−ＦＥＴの補助スイッチング素子Ｑ２，クランプコンデンサＣ３，ボディダイオードのクランプダイオードＤD2を備える。また、補助スイッチング素子Ｑ２を駆動するための駆動回路系として、ドライブ巻線Ｎｇ，コンデンサＣｇ，抵抗Ｒｇ、Ｒ１を備えて成る。
【０１１８】
補助スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間に対してはクランプダイオードＤD2が並列に接続される。その接続形態としては、クランプダイオードＤD2のアノードがソースに対して接続され、カソードがドレインに対して接続されるようになっている。
また、補助スイッチング素子Ｑ２のドレインはクランプコンデンサＣ３に接続され、クランプコンデンサＣ３は、後述する力率改善回路１０Ｂ内の高速リカバリ型ダイオードＤ２のカソードに接続される。
また、補助スイッチング素子Ｑ2のソースはスイッチング素子Ｑ１のコレクタ点に接続される。
従って、アクティブクランプ回路１５としては、補助スイッチング素子Ｑ２、クランプダイオードＤD2の並列接続回路に対して、クランプコンデンサＣ３を直列に接続して成るものとされる。
【０１１９】
また、補助スイッチング素子Ｑ２の駆動回路系としては、図示するように、補助スイッチング素子Ｑ２のゲートに対して、コンデンサＣｇ−抵抗Ｒｇ−ドライブ巻線Ｎｇの直列接続回路が接続される。この直列接続回路は補助スイッチング素子Ｑ２のための自励式駆動回路を形成する。即ちこの自励式駆動回路からの信号電圧がスイッチング素子Ｑ２のゲートに印加されスイッチング動作が行われる。
この場合のドライブ巻線Ｎｇは、一次巻線Ｎ１の巻始め端部側に形成されており、巻数としては例えば１Ｔ（ターン）としている。
これによりドライブ巻線Ｎｇには、一次巻線Ｎ1に得られる交番電圧に応じて電圧が発生する。また、この場合には、その巻方向の関係から、一次巻線Ｎ１とドライブ巻線Ｎｇとは逆極性の電圧が得られる。
従ってスイッチング素子Ｑ１と補助スイッチング素子Ｑ２は交互にオン／オフすることになる。そして、その動作により、スイッチング素子Ｑ１のコレクタ側に発生する電圧共振パルス電圧Ｖ３は図１３のような波形となる。
【０１２０】
続いて、力率改善回路１０Ｂの構成について説明する。
この力率改善回路１０Ｂは、ノーマルモードフィルタ用のコンデンサＣN、低速リカバリ型ダイオードＤ１、高速リカバリ型ダイオードＤ２、インダクタンスＬｓ、及びコンデンサＣ４によって構成される。
即ち力率改善回路１０Ｂにおいては、まずブリッジ整流回路Ｄｉと平滑コンデンサＣｉの正極間に直列に低速リカバリ型ダイオードＤ１が接続される。
また、低速リカバリ型ダイオードＤ１に対して並列にノーマルモードフィルタ用のコンデンサＣNが配される。
【０１２１】
さらに、インダクタンスＬｓとコンデンサＣ４は並列接続され、この並列回路の一端に対して高速リカバリ型ダイオードＤ２のカソードが直列接続される。上記並列回路（インダクタンスＬｓとコンデンサＣ４）の他端側は平滑コンデンサＣｉの正極に接続される。従って、高速リカバリ型ダイオードＤ２と上記並列回路（インダクタンスＬｓとコンデンサＣ４）の直列接続が、低速リカバリ型ダイオードＤ１、及びノーマルモードフィルタ用コンデンサＣNのそれぞれに対して並列に接続されている状態となる。
【０１２２】
力率改善回路１０Ｂによる力率改善機能は次のようになる。
この力率改善回路１０Ｂの場合、ブリッジ整流回路Ｄｉからの整流電流が平滑コンデンサＣｉへの充電電流として流れる経路としては、低速リカバリ型ダイオードＤ１を介して電流Ｉ１が流れる経路と、高速リカバリ型ダイオードＤ２及びインダクタンスＬｓを介して高周波スイッチング電流として電流Ｉ２が流れる経路の２つとなる。
【０１２３】
そして力率改善回路１０Ｂに対しては、一次側並列共振回路によって得られる電圧共振パルス電圧に応じて、アクティブクランプ回路１５に発生するパルス電圧即ち図１３の電圧Ｖ３が帰還される。
このとき、スイッチング素子Ｑ１のオフ時には、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の誘起電圧による電流は、補助スイッチング素子Ｑ２のボディダイオード（クランプダイオードＤD2）を介して、クランプコンデンサＣ３→インダクタンスＬｓと流れるため、インダクタンスＬｓに並列にコンデンサＣ４を設けることで、図１３に示すようにパルス電圧Ｖ３のピーク値を低下して電圧帰還するようにしている。
【０１２４】
このようにして帰還されたスイッチング出力により、高速リカバリ型ダイオードＤ２及びインダクタンスＬｓを流れる電流Ｉ２の電流経路にはスイッチング周期の交番電圧が重畳されることになるが、このスイッチング周期の交番電圧の重畳分によって、高速リカバリ型ダイオードＤ２では整流電流をスイッチング周期で断続する動作が得られる。
つまり、高速リカバリ型ダイオードＤ２のカソード電圧Ｖ２がアノード電圧（つまり整流電圧Ｖ１）より低いときに、高速リカバリ型ダイオードＤ２がオン／オフを行う。この断続作用により整流出力電圧レベルＶ１が平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れるようにされる。
この結果、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされて交流入力電流の導通角が拡大される結果、力率改善が図られることになる。
【０１２５】
また、上述したように平滑コンデンサＣｉへの充電電流は低速リカバリ型ダイオードＤ１による経路と、高速リカバリ型ダイオードＤ２及びインダクタンスＬｓによる経路に分流されるが、低速リカバリ型ダイオードＤ１は交流入力電圧ＶACの正負のピーク値近辺のみで導通する。つまりピーク値近辺でのみ充電電流Ｉ１が流れる。このため交流入力電圧ＶACの正負のピーク値近辺において高速リカバリ型ダイオードＤ２に過大な充電電流が流れることを防止するものとなる。このため高速リカバリ型ダイオードＤ２の電力損失が低下して高効率化が可能となる。
また従って、各ダイオードＤ１，Ｄ２として電流容量の小さいものを選定できること、及び発熱低下により放熱板が不要となることなどにより、回路の小型化やコストダウンが可能となる。
【０１２６】
また、この力率改善回路１０Ｂでは、図１７のような直列共振コンデンサＣ10を介さないで電圧共振パルス電圧が帰還される構成となっている。これは、回路設計の容易化とともに、交流入力電圧ＶACや負荷電力の変動に対しても変動の少ない力率を実現できるものとなる。
【０１２７】
また上記したように一次側にアクティブクランプ回路１５が形成され、これによってスイッチング制御範囲を拡大し、ＡＣ１００Ｖ系、２００Ｖ系に対応したワールドワイドなスイッチング電源回路を実現しているとともに、スイッチング素子Ｑ１としてのトランジスタの耐圧の低下を図ることができる。
さらにアクティブクランプ回路１５によって、交流入力電圧ＶACの上昇に伴ってスイッチング素子Ｑ１のオフ時の電圧共振パルス電圧（クランプ電圧）のパルス幅が拡大することになるため、図１３に示した電圧帰還パルス電圧の変化が少なくなるという作用も生じ、これによって力率の変化が減少するという効果も生ずる。
【０１２８】
図１４、図１５は、力率ＰＦ及び直流入力電圧Ｅｉの変化特性を示している。図１４は交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、５０Ｈｚ時と、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ、５０Ｈｚ時とのそれぞれにおいて、負荷電力Ｐｏ＝０〜２００Ｗの変化に対する上記の各特性である。
また図１５は、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗにおいて、交流入力電圧ＶAC＝９０〜２８８Ｖの変化に対する上記の各特性である。
これらの各図において実線は力率改善機能（ＰＦＩ）を有する場合、つまり図１２の回路の場合の特性であり、点線は力率改善のための回路構成を設けない場合の特性である。
【０１２９】
また図１２の回路の各部の動作波形は上述した図１の回路の動作波形とほぼ同様になり、図６の波形を参照できる。
なお、この場合図１２の回路としての各種定数は次の通りである。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１＝５３Ｔ
インダクタンスＬｓ＝２２μＨ
一次側並列共振コンデンサＣｒ＝３３００ｐＦ
クランプコンデンサＣ３＝０．０４７μＦ
コンデンサＣ４＝６８００ｐＦ
フィルタ用コンデンサＣN＝１μＦ
【０１３０】
図１４からわかるように、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、力率改善回路１０Ｂを設けない場合、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜５０Ｗの範囲において、力率ＰＦは０．５７〜０．４６、直流入力電圧Ｅｉは１３１Ｖ〜１３８Ｖとなるが、力率改善回路１０Ｂを備えた図１２の回路の場合、力率ＰＦは０．８２〜０．８０、直流入力電圧Ｅｉは１３３Ｖ〜１４３Ｖとなる。
また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時では、力率改善回路１０Ｂを設けない場合、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜５０Ｗの範囲において、力率ＰＦは０．４７〜０．３９、直流入力電圧Ｅｉは３１７Ｖ〜３２０Ｖとなるが、力率改善回路１０Ｂを備えた図１２の回路の場合、力率ＰＦは０．８０〜０．７４、直流入力電圧Ｅｉは３２８Ｖ〜３５０Ｖとなる。
さらに図１５からわかるように、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの場合、交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖ〜２７０Ｖに対して、力率改善回路１０Ｂを設けない場合は、力率ＰＦは０．５８〜０．４５となるが、力率改善回路１０Ｂを備えた図１２の回路の場合、力率ＰＦは０．８５〜０．８０となる。
つまり力率ＰＦとしては、負荷電力Ｐｏや交流入力電圧ＶACの大幅な変動に対しても、変化の少ない特性を実現できる。
【０１３１】
また、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜５０Ｗの範囲において、力率改善回路１０Ｂを設けない場合、９０．８％〜８８．８％となるが、力率改善回路１０Ｂを備えた図１２の回路の場合、９０．７％〜８６．９％となった。
交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時では、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜５０Ｗの範囲においてＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は、力率改善回路１０Ｂを設けない場合、９２．０％〜８７．１％となるが、力率改善回路１０Ｂを備えた図１２の回路の場合、９１．４％〜８５．１％となった。
【０１３２】
また、上述のように低速リカバリ型ダイオードＤ１の経路と高速リカバリ型ダイオードＤ２の経路で充電電流Ｉ１，Ｉ２が分流する様子は、図６に見ることができる。
即ち、交流入力電圧ＶACのピーク近辺では低速リカバリ型ダイオードＤ１に対して図示する波形の電流Ｉ１が流れることで、高速リカバリ型ダイオードＤ２に対する電流Ｉ２は大電流とはなっていない。
【０１３３】
＜第６の実施の形態＞
続いて本発明の第６の実施の形態のスイッチング電源回路を説明する。
この実施の形態は、上記第５の実施の形態と同様の目的に加えて、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ系の場合にＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）の向上を図るものである。
図１６は第６の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。なお、図１２と同一部分には同一符号を付し、詳しい説明は省略する。この場合、図１２の回路と比較して、主に倍電圧整流回路に力率改善機能を備えるようにしたことが異なるものとなっている。
【０１３４】
この図に示す電源回路の一次側には、電圧共振形のスイッチングコンバータ（電圧共振形コンバータ）が設けられる。そして、この電圧共振形コンバータに対して力率改善機能を備えた整流回路、即ち力率改善整流回路１１Ｂが備えられるものである。
【０１３５】
この図に示す電源回路においては、ラインフィルタトランスＬＦＴを介した商用交流電源ＡＣからの交流入力電流ＩACは、力率改善整流回路１１Ｂによって整流され、直列接続された２つの平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２によって平滑されることで、倍電圧整流方式により全波整流方式の２倍の整流平滑電圧Ｅｉを得るようにされている。
【０１３６】
電圧共振形コンバータの構成は、概略第５の実施の形態と同様となる。
この場合も電圧共振形コンバータは、例えば高耐圧のバイポーラトランジスタによる１石のスイッチング素子Ｑ1 を備える。
スイッチング素子Ｑ1 に対してクランプダイオードＤD1が接続されることや、並列共振コンデンサＣｒが、自身のキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスとにより電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成すること、一次側にアクティブクランプ回路１５が形成され、アクティブクランプ回路１５で発生するパルス電圧が力率改善整流回路１１Ｂに帰還されることは図１２の回路と同様である。
【０１３７】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側にも二次巻線Ｎ２と並列に共振コンデンサＣ２が配されて共振回路が形成され、複合共振コンバータの構成を採ること、整流ダイオードＤｏ、平滑コンデンサＣｏにより整流平滑が行われて直流出力電圧Ｅｏを得ること、ＰＦＭによる制御回路１によりスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数が制御されて二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化が図られることも同様である。
【０１３８】
続いて、力率改善整流回路１１Ｂの構成について説明する。
この力率改善整流回路１１Ｂは、交流入力電流ＩACの整流作用を有するとともにその力率改善作用を有するものとされる。具体的には、電圧帰還方式力率改善電源を倍電圧整流方式で構成する。
【０１３９】
力率改善整流回路１１Ｂにおいては、交流ライン間にノーマルモードノイズ抑圧用のコンデンサＣNが配される。
また２つの高速リカバリ型ダイオードＤ11、Ｄ12が設けられる。高速リカバリ型ダイオードＤ11、Ｄ12は直列接続され、トランスＴを介して平滑コンデンサＣｉ１の正極端子と一次側アース間に配される。
つまり、高速リカバリ型ダイオードＤ11のカソードに対してはトランスＴの一次巻線（インダクタンスＬT1）が直列接続され、この一次巻線（ＬT1）の他端が平滑コンデンサＣｉ１の正極端子に接続される。さらに、高速リカバリ型ダイオードＤ12のアノードに対しては、トランスＴの二次巻線（インダクタンスＬT2）が直列接続され、この二次巻線（ＬT2）の他端が一次側アースに接続される。
【０１４０】
また一次巻線（インダクタンスＬT1）に対しては並列にコンデンサＣ４が接続される。従って、高速リカバリ型ダイオードＤ12と、高速リカバリ型ダイオードＤ11と、インダクタンスＬT1及びコンデンサＣ４の並列回路とが、直列接続された状態となっている。
そして上記並列回路と高速リカバリ型ダイオードＤ11の接続点、つまり高速リカバリ型ダイオードＤ11のカソードに対して、アクティブクランプ回路１５のクランプコンデンサＣ３が接続される。
これによって、アクティブクランプ回路１５に発生するパルス電圧が、力率改善整流回路１１Ｂに電圧帰還されることになる。
【０１４１】
また力率改善整流回路１１Ｂにおいてはさらに、交流ラインには低速リカバリ型ダイオードＤ13，Ｄ14の直列回路が配される。
低速リカバリ型ダイオードＤ13，Ｄ14の直列回路は、平滑コンデンサＣｉ１の正極端子と一次側アース間に配される。
【０１４２】
このような力率改善整流回路１１Ｂにおいて、まず整流機能を説明する。
この力率改善整流回路１１Ｂにおいては、高速リカバリ型ダイオードＤ11、Ｄ12が第１の整流回路として機能し、また、低速リカバリ型ダイオードＤ13，Ｄ14が第２の整流回路として機能する。
【０１４３】
即ち交流入力電圧ＶACの正の期間では、交流電源ＡＣ→高速リカバリ型ダイオードＤ11→インダクタンスＬT1→平滑コンデンサＣｉ１→・・・の系で、第１の整流回路による整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ１へ充電され、また同時に、交流電源ＡＣ→低速リカバリ型ダイオードＤ13→平滑コンデンサＣｉ１→・・・の系で、第２の整流回路による整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ１へ充電される。
また交流入力電圧ＶACの負の期間では、交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ２→一次側アース→インダクタンスＬT2→高速リカバリ型ダイオードＤ12→・・・の系で、第１の整流回路による整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ２へ充電され、また同時に、交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ２→一次側アース→低速リカバリ型ダイオードＤ14→・・・の系で、第２の整流回路による整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ２へ充電される。
【０１４４】
つまり、第１，第２の整流回路により、整流電流は２系統に分流して平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２に供給されることになる。
そして平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２が直列接続され、平滑コンデンサＣｉ１の正極端子側から整流平滑電圧Ｅｉが取り出されることで、倍電圧整流方式となる。
【０１４５】
力率改善整流回路１１Ｂによる力率改善機能は次のようになる。
上述のように２つの高速リカバリ型ダイオードＤ11、Ｄ12に対しては、アクティブクランプ回路１５に発生するパルス電圧が帰還される。
このようにして帰還されたパルス電圧により、整流電流経路にはスイッチング周期の交番電圧が重畳されることになるが、このスイッチング周期の交番電圧の重畳分によって、高速リカバリ型ダイオードＤ11（又はＤ12）では整流電流をスイッチング周期で断続する動作が得られることになり、この断続作用により整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉ１（又はＣｉ２）の両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉ１（又はＣｉ２）への充電電流が流れるようにされる。
この結果、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされて交流入力電流の導通角が拡大される結果、力率改善が図られることになる。
【０１４６】
また力率改善整流回路１１Ｂでは、上述した第１、第２の整流回路の作用により、平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２への充電電流は分流されることになる。
これは、交流入力電圧ＶACの正負のピーク値近辺において高速リカバリ型ダイオードＤ11又はＤ12に過大な充電電流が流れることを防止するものとなる。つまり交流入力電圧ＶACの正負のピーク値近辺においては充電電流が低速リカバリ型ダイオードＤ13，Ｄ14に流れ、高速リカバリ型ダイオードＤ11，Ｄ12に対しては高周波の電流のみが流れる。このため高速リカバリ型ダイオードＤ11，Ｄ12の電力損失が低下して高効率化が可能となる。これにより図１２の回路に比べてＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）の向上が可能となる。
また各高速リカバリ型ダイオードＤ11，Ｄ12として電流容量の小さいものを選定できること、及び発熱低下により放熱板が不要となることなどにより、回路の小型化やコストダウンが可能となる。
【０１４７】
そしてこの図１６の電源回路によっても、力率改善整流回路１１Ｂは図１７のような直列共振コンデンサＣ10を介さないで電圧共振パルス電圧が帰還される構成となっている。これにより、回路設計の容易化とともに、交流入力電圧ＶACや負荷電力の変動に対しても変動の少ない力率を実現できるものとなる。
また一次側にアクティブクランプ回路１５が形成され、これによってスイッチング制御範囲を拡大し、ＡＣ１００Ｖ系、２００Ｖ系に対応したワールドワイドなスイッチング電源回路を実現しているとともに、スイッチング素子Ｑ１としてのトランジスタの耐圧の低下を図ることができる。
さらにアクティブクランプ回路１５によって、交流入力電圧ＶACの上昇に伴ってスイッチング素子Ｑ１のオフ時の電圧共振パルス電圧（クランプ電圧）のパルス幅が拡大することになるため、電圧帰還パルス電圧の変化が少なくなるという作用も生じ、これによって力率の変化が減少するという効果も生ずる。
【０１４８】
以上、実施の形態について説明してきたが、本発明はさらに多様な変形例が考えられる。
例えば本出願人は、複合共振形スイッチングコンバータとして、二次側直列共振回路を利用した全波整流回路、２倍電圧整流回路、４倍電圧整流回路などを備えた構成も既に提案しているが、このような構成も本実施の形態の変形例として成立し得る。つまり、本実施の形態としては二次側の共振回路及び整流回路の構成として特に限定されるものではない。
【０１４９】
また、一次側の電圧共振形コンバータとして、１石のスイッチング素子を備えたいわゆるシングルエンド方式の構成を述べたが、２石のスイッチング素子を交互にスイッチングさせるいわゆるプッシュプル方式にも本発明が適用できるものである。
またスイッチング素子に対するスイッチング駆動方式は自励発振形、他励発振形のどちらを採用しても良い。
【０１５０】
【発明の効果】
以上の説明からわかるように本発明では、スイッチング周波数制御方式複合共振形コンバータとして、電圧帰還方式の力率改善機能と一次側にアクティブクランプ手段を設けた回路構成において、交流入力電圧が１００Ｖ系と２００Ｖ系の両方について高調波歪規制を満足する力率を得ることができ、ワールドワイドに対応可能なスイッチング電源回路を実現できるという効果がある。
また力率については、負荷電力や交流入力電圧の変動に対しても変動の少ない特性を実現できる。特に負荷電力の低下に伴う力率の低下を少なくできる。
また、直列共振コンデンサを介さずに一次側の電圧共振パルス電圧が力率改善手段（又は力率改善整流手段）に帰還される構成である。つまり力率改善の為の回路系において直列共振コンデンサを不要とすることができ、これによってＺＶＳ動作領域確保を考慮した回路設計が容易化される。
【０１５１】
また、力率改善手段（力率改善整流手段）において力率改善のための高速リカバリ型ダイオードに対して、交流入力電圧のピーク値近辺で大電流が流れることを解消でき、発熱が低下し、従って電流容量の小さいダイオードを選定できること、及び放熱板が不要となることなどにより、回路の小型化やコストダウンが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。
【図２】実施の形態の絶縁コンバータトランスの構造の説明図である。
【図３】第１、第３の実施の形態のクランプされた帰還電圧波形の説明図である。
【図４】第１の実施の形態のスイッチング電源回路の力率と直流入力電圧の特性の説明図である。
【図５】第１の実施の形態のスイッチング電源回路の力率と直流入力電圧の特性の説明図である。
【図６】第１の実施の形態のスイッチング電源回路の各部の動作の波形図である。
【図７】本発明の第２の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。
【図８】本発明の第３の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。
【図９】第３の実施の形態のスイッチング電源回路の力率と直流入力電圧の特性の説明図である。
【図１０】第３の実施の形態のスイッチング電源回路の力率と直流入力電圧の特性の説明図である。
【図１１】本発明の第４の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。
【図１２】本発明の第５の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。
【図１３】第５の実施の形態のクランプされた帰還電圧波形の説明図である。
【図１４】第５の実施の形態のスイッチング電源回路の力率と直流入力電圧の特性の説明図である。
【図１５】第５の実施の形態のスイッチング電源回路の力率と直流入力電圧の特性の説明図である。
【図１６】本発明の第６の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。
【図１７】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図１８】先行技術のスイッチング電源回路の各部の動作の波形図である。
【図１９】先行技術のスイッチング電源回路の各部の動作の波形図である。
【図２０】先行技術のスイッチング電源回路の力率の特性の説明図である。
【符号の説明】
１ 制御回路、１０，１０Ａ，１０Ｂ 力率改善回路、１１，１１Ａ，１１Ｂ力率改善整流回路、１５ アクティブクランプ回路、Ｃｉ，Ｃｉ１，Ｃｉ２ 平滑コンデンサ、Ｄ１，Ｄ１３，Ｄ１４ 低速リカバリ型ダイオード、Ｄ２，Ｄ１１，Ｄ１２ 高速リカバリ型ダイオード、Ｄｉ ブリッジ整流回路、Ｃｒ 並列共振コンデンサ、Ｃ2 二次側並列共振コンデンサ、Ｃ３ クランプコンデンサ、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、Ｑ1 スイッチング素子、Ｑ２ 補助スイッチング素子、Ｔ トランス、Ｌｐ，Ｌｓ，ＬT1，ＬT2，ＬT3 インダクタンス
【発明の属する技術分野】
本発明は、力率改善機能を備えたスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
先に本出願人は、一次側に共振形コンバータを備え二次側にも共振回路を備えた複合共振形コンバータとしての電源回路を各種提案しており、また、複合共振形コンバータに対して力率改善を図るための力率改善回路を備えて構成した電源回路も各種提案している。
力率改善回路としては、一次側に発生する電圧共振パルス電圧を平滑コンデンサに電圧帰還することで交流入力電流の導通角を拡大して力率を向上させる電圧帰還方式の力率改善回路を提案しているが、このような力率改善回路として、コンデンサ分圧方式の静電容量結合形、コンデンサ分圧方式の磁気結合形、三次巻線方式の磁気結合形、三次巻線方式のダイオード結合形などの各種回路を提案している。
【０００３】
これらにおいては、電力変換効率、コスト、直流入力電圧の変動特性、スイッチング素子のゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ）動作領域などの面から、三次巻線方式のダイオード結合形の力率改善回路が最も有用であるとされている。
ここでは先行技術として、三次巻線方式のダイオード結合形の力率改善回路を備えたスイッチング電源回路例を図１７で説明する。
【０００４】
図１７の電源回路は電圧共振形のスイッチングコンバータに対して力率改善のための力率改善回路２０が設けられた構成とされている。
この図に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣに対して、例えばラインフィルタトランスやアクロスコンデンサ等から成るラインフィルタ２１が設けられている。また商用交流電源ＡＣを全波整流するブリッジ整流回路Ｄｉが備えられている。
ブリッジ整流回路Ｄｉにより整流された整流出力は、力率改善回路２０を介して平滑コンデンサＣｉに充電され、平滑コンデンサＣｉの両端には整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。
【０００５】
ここでの電圧共振形コンバータは、例えばＭＯＳ−ＦＥＴによる１石のスイッチング素子Ｑ1 を備える。
スイッチング素子Ｑ1 のドレイン−ソース間にはクランプダイオードＤD が挿入され、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時に流れるクランプ電流の経路を形成するようにされている。
スイッチング素子Ｑ1 のドレインは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1を介して平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。ソースは一次側アースに接地される。
スイッチング素子Ｑ１のゲートには、図示しないスイッチング駆動回路によって、スイッチング駆動信号が印加され、スイッチング素子Ｑ１は、スイッチング駆動信号に基づいてスイッチング動作を行う。この場合、スイッチング駆動信号は、例えば二次側の直流出力電圧のレベルに応じて周波数が可変されるようになされ、このスイッチング周波数制御によって二次側直流出力電圧の安定化が図られる。
【０００６】
また、スイッチング素子Ｑ1 のドレイン・ソース間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが接続されている。この並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスＬ１とにより電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成する。そしてスイッチング素子Ｑ1 のオフ時には、この並列共振回路の作用によって共振コンデンサＣｒの両端電圧は、実際には正弦波状のパルス波形となって電圧共振形の動作が得られるようになっている。
【０００７】
絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端は、スイッチング素子Ｑ1のドレインと接続され、他端側は平滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続されている。
また、一次巻線Ｎ１と同じ場所、つまり一次側には、別巻線として三次巻線Ｎ３が形成される。三次巻線Ｎ３は帰還巻線として機能するものであり、三次巻線Ｎ３の巻終り端は、直列共振コンデンサＣ１０を介して力率改善回路２０における高速リカバリ型ダイオードＤ３のアノード点に接続されている。
【０００８】
絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの二次側では、一次巻線Ｎ1 により誘起された交番電圧が二次巻線Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接続されることで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ２と二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧は共振電圧となる。つまり二次側において電圧共振動作が得られる。
即ち、この電源回路では、一次側にはスイッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、二次側にも、電圧共振動作を得るための並列共振回路が備えられる。つまり本明細書でいう、複合共振形スイッチングコンバータとして構成される。
【０００９】
この場合、上記のようにして形成される二次側の並列共振回路に対しては、整流ダイオードＤ01及び平滑コンデンサＣ01を図のように接続することで、半波整流平滑回路が形成され、直流出力電圧Ｅ01を生成する。
【００１０】
続いて、力率改善回路２０の構成について説明する。
力率改善回路２０においては、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に対して、 チョークコイルＬS −高速リカバリ型ダイオードＤ３が直列接続されて挿入される。
フィルタコンデンサＣN はチョークコイルＬS −高速リカバリ型ダイオードＤ３の直列接続に対して並列に挿入されることで、チョークコイルＬｓと共にノーマルモードのローパスフィルタを形成している。
【００１１】
また、力率改善回路２０に対しては、高速リカバリ型ダイオードＤ３のアノードとチョークコイルＬSの接続点に対して、絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ3が直列共振コンデンサＣ１０を介して接続されているが、これにより、一次側並列共振回路に得られるスイッチング出力電圧（電圧共振パルス電圧）が帰還されるようにしている。
【００１２】
この場合、交流入力電圧ＶACの絶対値がピーク時近辺で高速リカバリ型ダイオードＤ３が導通し、交流入力電源ＡＣから平滑コンデンサＣｉへの充電電流がチョークコイルＬｓ、高速リカバリ型ダイオードＤ３を介して流れるが、同時に３次巻線Ｎ３の電圧共振パルス電圧は直列共振コンデンサＣ１０と高速リカバリ型ダイオードＤ３の直列回路に帰還され、高速リカバリ型ダイオードＤ３をスイッチング動作することによって交流入力電流ＩACの導通角が拡大して力率改善機能が実現する。
交流入力電圧ＶACの絶対値が低くなると高速リカバリ型ダイオードＤ３は非導通となり３次巻線Ｎ３の電圧共振パルス電圧は直列共振コンデンサＣ１０とチョークコイルＬｓとフィルタコンデンサＣNの直列回路で直列共振回路を構成する。
【００１３】
図１８、図１９は、上記回路における各部の動作波形を示しており、図１８は交流入力電圧ＶACがゼロ電圧付近の際の動作波形、図１９は交流入力電圧ＶACがピーク電圧付近の際の動作波形である。
図１８において、スイッチング素子Ｑ１の電流ｉQと電圧ｖdsの波形から、ＺＶＳ動作となっており、スイッチング損失の低減が可能であることがわかる。
また三次巻線電圧Ｖ３としてはスイッチング素子Ｑ１の電圧ｖds波形と相似の電圧が発生する。この電圧Ｖ３が直列共振コンデンサＣ１０、チョークコイルＬｓ、フィルタコンデンサＣNに印加されて共振電流が流れることで、高速リカバリ型ダイオードＤ３のアノード端子電圧がスイッチング周期で振動する。交流入力電圧ＶACが０付近においては、入力整流電圧Ｖ１が低いため、その電圧Ｖ１にチョークコイルＬｓで発生する電圧が重畳した高速リカバリ型ダイオードＤ３のアノード電圧が、平滑コンデンサＣｉの端子間電圧Ｅｉであるカソード電圧よりも常に低く、高速リカバリ型ダイオードＤ３はオフしたままとなる。従って交流入力電流は流れない。
【００１４】
交流入力電圧ＶACが上昇し、入力整流電圧Ｖ１以上になると、そこに重畳された電圧により高速リカバリ型ダイオードＤ３のアノード電圧が入力平滑電圧Ｅｉ以上となるため、高速リカバリ型ダイオードＤ３が導通し、交流入力電流ＩACが高速リカバリ型ダイオードＤ３を介して流れ出す。従って、入力平滑電圧Ｅｉに対し、チョークコイルＬｓで発生する電圧分だけ低い交流入力電圧ＶACのタイミングから交流入力電流ＩACが流れ出すため、交流入力電流ＩACの導通角が広がり、力率の改善が可能となる。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、スイッチング電源回路においては、ワールドワイドに対応可能とするために、交流入力電圧ＶACとして１００Ｖ系の場合と２００Ｖ系の場合に対応できるようにしたいという要望がある。
ここで１００Ｖ系と２００Ｖ系の入力変動に対して、負荷電力の変化２００Ｗ〜０Ｗを満足するためには、複合共振形コンバータの一次側にアクティブ電圧クランプ回路を付加して、スイッチング動作の制御範囲の拡大を図らなければならない。
すると、図１７のような三次巻線方式ダイオード結合形の力率改善回路２０を備えた回路に対して、一次側にアクティブ電圧クランプ回路を配することが考えられるが、その場合、以下のような問題がある。
【００１６】
交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ系の場合に、力率を０．８５程度に向上し、高調波歪規制値を満足しても、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖでは、力率が０．７程度に低下し、高調波歪規制を満足せず、ワールドワイド対応の力率改善電源回路を実現できない。
【００１７】
また、負荷電力の低下に伴って力率の低下が大きい回路となってしまい、付加変動に対応した安定した力率改善電源とはならない。
例えば図２０は上記図１７の回路において、負荷電流に対する力率の変化特性を示しているが、負荷電力の減少に伴って力率が低下する特性となる。
【００１８】
また、ＺＶＳ動作領域の確保のためには、力率改善回路２０の直列共振周波数を、スイッチング周波数よりも低く設定する必要がある。
力率改善回路２０では、交流入力電圧ＶACが低いときには高速リカバリ型ダイオードＤ３はオフであるため、これを無視すると、三次巻線Ｎ３を電圧源としたＬＣ直列共振回路となる。この直列共振周波数に対してスイッチング周波数が低いと、その周波数においてＬＣ直列共振回路は容量性として作用するので、そこに流れる電流は三次巻線Ｎ３に発生する電圧Ｖ３に対して進み位相となる。電圧Ｖ３はスイッチング素子Ｑ１の端子間電圧ｖdsと相似の波形が誘起するため、スイッチング素子Ｑ１の共振電圧が減少し０付近に達する時点では直列共振コンデンサＣ１０から三次巻線Ｎ３に向けて電流が流れることになる。スイッチング素子Ｑ１の端子間電圧ｖdsは、インダクタンスＬ１，Ｌ２により並列共振コンデンサＣｒが充放電され、ゼロ電圧まで達することで、スイッチング素子Ｑ１のＺＶＳ動作を実現するものであるが、上記の場合、インダクタンスＬ１，Ｌ２により並列共振コンデンサＣｒを放電するはずの電流が、三次巻線Ｎ３から一次巻線Ｎ１へ供給される電流により弱められてしまうため、並列共振コンデンサＣｒを完全に放電できずＺＶＳ動作が不可能となり、スイッチング素子Ｑ１のオン時にスイッチング損失が発生し、効率低下を招いてしまう。
従って上記のように、力率改善回路２０の直列共振周波数を、スイッチング周波数よりも低く設定する必要があるが、このため力率改善回路２０のインダクタンスＬｓの値や、直列共振コンデンサＣ１０の静電容量値として制約を受けるため、最適設計が困難となる。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
そこで本発明は上記課題を考慮してスイッチング電源回路として次のように構成する。
【００２０】
即ち本発明のスイッチング電源回路は、交流入力電圧を整流するブリッジ整流回路と、該ブリッジ整流回路からの整流出力電圧を平滑する平滑手段と、一次側出力を二次側に伝送するために設けられるとともに、一次巻線と二次巻線が疎結合とされる所要の結合係数が得られるようにギャップが形成された絶縁コンバータトランスと、スイッチング素子を有し、上記平滑手段により平滑された整流出力電圧を上記スイッチング素子により断続して上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するようにされたスイッチング手段と、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と一次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、上記スイッチング素子がオフのとき上記一次側並列共振コンデンサの両端電圧として正弦波状のパルス波形を得る一次側共振回路と、クランプコンデンサと補助スイッチング素子が直列に接続され、上記補助スイッチング素子が上記スイッチング素子と交互にオンオフされることで上記パルス波形電圧をクランプするアクティブクランプ手段と、上記ブリッジ整流回路と上記平滑手段の間に接続され、上記交流入力電圧の正負のピーク近辺で導通する第一のダイオードと、該第一のダイオードに並列接続され、少なくとも第二のダイオードとインダクタとの直列接続回路と、該直列接続回路に対して上記アクティブクランプ手段によりクランプされた上記パルス波形電圧を帰還する電圧帰還回路とを有し、該電圧帰還回路により帰還されたパルス波形電圧に基づいて上記第二のダイオードが整流電流を断続することにより力率を改善する力率改善手段と、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、二次側共振コンデンサのキャパシタンスとによって二次側において形成される二次側共振回路と、上記二次側共振回路を含んで形成され、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段とを備えるようにする。
また、更に、上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング素子をスイッチングさせる周波数を可変することにより上記二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段とを備えるようにする。
【００２１】
またこの構成において、さらに上記電圧帰還回路として、上記絶縁コンバータトランスの一次側には三次巻線が設けられ、上記アクティブクランプ手段によってクランプされた上記パルス波形電圧が、上記三次巻線を介して上記力率改善手段に帰還されるようにする。
【００２２】
又は、上記電圧帰還回路として、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線と上記平滑コンデンサの間に一次巻線が接続されるトランスが設けられ、該トランスの二次巻線は、上記力率改善手段におけるインダクタとされ、上記アクティブクランプ手段によってクランプされた上記パルス波形電圧が、上記トランスを介して上記力率改善手段に帰還されるようにする。
【００２３】
又は、上記力率改善手段におけるインダクタと並列回路を構成するコンデンサが設けられ、上記アクティブクランプ手段における上記クランプコンデンサが、上記第二のダイオードと上記インダクタとの接続点に接続されるとともに、上記補助スイッチング素子はボディーダイオードを有し、上記一次側共振回路で得られる正弦波状のパルス波形電圧により上記ボディーダイオードおよび上記クランプコンデンサを介して上記力率改善手段に電流が流れることで上記電圧帰還回路が形成されるようにする。
【００２４】
また本発明のスイッチング電源回路は、直列接続された２つの整流素子および直列接続された２つの平滑コンデンサにより構成され、交流入力電圧を整流および平滑して倍電圧の直流電圧を出力する整流平滑手段と、一次側出力を二次側に伝送するために設けられるとともに、一次巻線と二次巻線が疎結合とされる所要の結合係数が得られるようにギャップが形成された絶縁コンバータトランスと、上記倍電圧直流入力電圧をスイッチング素子により断続して上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するようにされたスイッチング手段と、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と一次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、上記スイッチング素子がオフのとき上記一次側並列共振コンデンサの両端電圧として正弦波状のパルス波形を得る一次側共振回路と、クランプコンデンサと補助スイッチング素子が直列に接続され、上記補助スイッチング素子が上記スイッチング素子と交互にオンオフされることで上記パルス波形電圧をクランプするアクティブクランプ手段と、上記アクティブクランプ手段によりクランプされた上記パルス波形電圧を帰還する電圧帰還回路と、上記整流平滑手段において直列接続された２つの整流素子に対してそれぞれ並列接続される直列回路であって、整流素子とインダクタからなる直列回路一対を有し、上記直列回路のそれぞれの整流素子が上記電圧帰還回路により帰還されるクランプされたパルス波形電圧に基づいて整流電流を断続することにより力率を改善する力率改善整流手段と、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、二次側共振コンデンサのキャパシタンスとによって二次側において形成される二次側共振回路と、上記二次側共振回路を含んで形成され、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段とを備えるようにする。
また、更に、上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記スイッチング素子をスイッチングさせる周波数を可変することにより上記二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段を備えるようにもする。
【００２５】
また上記構成において、上記電圧帰還回路として、上記絶縁コンバータトランスの一次側には三次巻線が設けられ、上記アクティブクランプ手段によってクランプされた上記パルス波形電圧が、上記三次巻線を介して上記力率改善手段に帰還されるようにする。
【００２６】
又は、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線と上記平滑コンデンサの間に接続される一次巻線、それぞれ上記インダクタとなる二次巻線および三次巻線を備えたトランスが上記電圧帰還回路として設けられ、上記アクティブクランプ手段によってクランプされた上記パルス波形電圧が、上記トランスを介して上記力率改善手段に帰還されるようにする。
【００２７】
又は、上記力率改善整流手段には、それぞれ上記インダクタとなる一次巻線および二次巻線を備えたトランスと、上記トランスの一次巻線と並列回路を構成するコンデンサとが設けられ、上記アクティブクランプ手段における上記クランプコンデンサが、上記トランスの一次巻線と並列回路を構成するコンデンサとの接続点に接続されるとともに、上記補助スイッチング素子はボディーダイオードを有し、上記一次側共振回路で得られる上記パルス波形電圧により上記ボディーダイオードおよび上記クランプコンデンサを介して上記力率改善手段に電流が流れることで上記電圧帰還回路が形成されるように構成する。
【００２８】
上記各構成によれば、スイッチング周波数制御方式複合共振形コンバータといわれる電源回路において、一次側電圧共振コンバータに発生するスイッチング出力電圧（電圧共振パルス電圧）に基づく電圧を、力率改善手段（又は力率改善整流手段）を介して平滑コンデンサに電圧帰還することで交流入力電流の導通角を拡大し力率を向上する回路が実現される。
このとき、一次側に形成されたアクティブクランプ手段によりクランプされた電圧共振パルス電圧が力率改善手段に帰還されることでスイッチング制御範囲が拡大されると共に、安定した力率特性を得ることができる。
又は、電圧共振パルス電圧に基づいて力率改善手段に帰還される電圧は、一次側に形成されたアクティブクランプ手段に発生するパルス電圧となる。これによりスイッチング制御範囲が拡大されると共に、安定した力率特性を得ることができる。
また力率改善手段において直列共振コンデンサを不要とすることができる。
【００２９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態としての第１〜第６の実施の形態のスイッチング電源回路を説明していく。なお各実施の形態は、それぞれ以下のように本発明請求項に対応したものである。
第１の実施の形態：請求項１，請求項２，請求項３
第２の実施の形態：請求項６，請求項７，請求項８
第３の実施の形態：請求項１，請求項２，請求項４
第４の実施の形態：請求項６，請求項７，請求項９
第５の実施の形態：請求項１，請求項２，請求項５
第６の実施の形態：請求項６，請求項７，請求項１０
【００３０】
＜第１の実施の形態＞
図１は、本発明の第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
この図に示す電源回路の一次側には、電圧共振形のスイッチングコンバータ（電圧共振形コンバータ）が設けられる。そして、この電圧共振形コンバータに対して力率改善回路１０が備えられるものである。
【００３１】
この図に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣに対して、ラインフィルタトランスＬＦＴ、アクロスコンデンサＣLが設けられ、いわゆるラインフィルタを構成する。
また商用交流電源ＡＣを全波整流するブリッジ整流回路Ｄｉが備えられている。ブリッジ整流回路Ｄｉにより全波整流された整流出力は、力率改善回路１０を介して平滑コンデンサＣｉに充電され、平滑コンデンサＣｉの両端には整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。
【００３２】
力率改善回路１０の構成については後述し、先ず電圧共振形コンバータの構成について説明する。
ここでの電圧共振形コンバータは、１石のスイッチング素子Ｑ1 を備える。このスイッチング素子Ｑ1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用されている。
【００３３】
スイッチング素子Ｑ1 のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間にはクランプダイオードＤD1が挿入され、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時に流れるクランプ電流の経路を形成するようにされている。
スイッチング素子Ｑ1 のコレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1を介して平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。エミッタは一次側アースに接地される。
スイッチング素子Ｑ１は、制御回路１からの制御電流がベースに印加され、その制御電流によってスイッチング周波数が可変されるスイッチング動作を行う。
【００３４】
また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが接続されている。
この並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスＬ１とにより電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成する。そしてスイッチング素子Ｑ1のオフ時には、この並列共振回路の作用によって並列共振コンデンサＣｒの両端電圧は、実際には正弦波状のパルス波形となって電圧共振形の動作が得られる。
【００３５】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図２に示すように、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアが備えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分割ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ1（及び三次巻線Ｎ３）と、二次巻線Ｎ2をそれぞれ分割した状態で巻装している。そして、中央磁脚に対しては図のようにギャップＧを形成するようにしている。これによって、所要の結合係数による疎結合が得られるようにしている。
ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短く形成することで形成することが出来る。また、結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８５という疎結合の状態を得るようにしており、その分、飽和状態が得られにくいようにしている。
【００３６】
絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端は、スイッチング素子Ｑ1のコレクタと接続され、他端側は平滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続されている。
また絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側には三次巻線Ｎ３が形成される。この場合絶縁コンバータトランスＰＩＴは、一次側に中間タップを設けて一次巻線Ｎ１と三次巻線Ｎ３を形成すること、また後述するドライブ巻線Ｎｇについても中間タップ接続とすることで、製造を容易化できる。
【００３７】
絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの二次側では、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接続されることで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ２と二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧は共振電圧となる。つまり二次側において電圧共振動作が得られる。即ち、この電源回路では、一次側にはスイッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、二次側にも、電圧共振動作を得るための並列共振回路が備えられた、複合共振形スイッチングコンバータとして構成される。
【００３８】
この場合、上記のようにして形成される二次側の並列共振回路に対しては、整流ダイオードＤｏ及び平滑コンデンサＣｏを図のように接続することで、半波整流平滑回路が形成され、直流出力電圧Ｅｏを生成する。
【００３９】
また、ＰＦＭ（パルス周波数変調回路）としての制御回路１が設けられ、直流出力電圧Ｅｏは制御回路１に対しても分岐して入力される。制御回路１においては、直流出力電圧Ｅｏを検出電圧として利用してスイッチング素子Ｑ１のスイッチングのための共振周波数を制御することで、定電圧制御を行う。つまり制御回路１は、例えば二次側の直流電圧出力Ｅｏのレベルに応じて、周波数が可変される電流信号をスイッチング素子Ｑ１のベースに供給する。
つまり二次側の直流出力電圧Ｅｏのレベルに応じて一次側のスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変する動作が行われることになり、これによって二次側直流出力電圧Ｅｏを安定化する作用が得られる。
スイッチング周波数制御としては、例えば軽負荷の傾向になるなどして二次側出力電圧が上昇したときに、スイッチング周波数を高くすることで、二次側出力を抑制するように制御が行われるものとされる。
【００４０】
また、この電源回路においては、一次側にアクティブクランプ回路１５が備えられる。
即ちアクティブクランプ回路１５として、ＭＯＳ−ＦＥＴの補助スイッチング素子Ｑ２，クランプコンデンサＣ３，ボディダイオードのクランプダイオードＤD2を備える。また、補助スイッチング素子Ｑ２を駆動するための駆動回路系として、ドライブ巻線Ｎｇ，コンデンサＣｇ，抵抗Ｒｇ、Ｒ１を備えて成る。
【００４１】
補助スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間に対してはクランプダイオードＤD2が並列に接続される。その接続形態としては、クランプダイオードＤD2のアノードがソースに対して接続され、カソードがドレインに対して接続されるようになっている。
また、補助スイッチング素子Ｑ２のドレインはクランプコンデンサＣ３を介して、平滑コンデンサＣｉの正極側に接続される。また、補助スイッチング素子Ｑ2のソースはスイッチング素子Ｑ１のコレクタ点に接続される。
従って、アクティブクランプ回路１５としては、補助スイッチング素子Ｑ２、クランプダイオードＤD2の並列接続回路に対して、クランプコンデンサＣ３を直列に接続して成るものとされる。そして、このようにして形成される回路を、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１に対して、更に並列に接続して構成されるものである。
【００４２】
また、補助スイッチング素子Ｑ２の駆動回路系としては、図示するように、補助スイッチング素子Ｑ２のゲートに対して、コンデンサＣｇ−抵抗Ｒｇ−ドライブ巻線Ｎｇの直列接続回路が接続される。この直列接続回路は補助スイッチング素子Ｑ２のための自励式駆動回路を形成する。即ちこの自励式駆動回路からの信号電圧がスイッチング素子Ｑ２のゲートに印加されスイッチング動作が行われる。
この場合のドライブ巻線Ｎｇは、一次巻線Ｎ１の巻始め端部側に形成されており、巻数としては例えば１Ｔ（ターン）としている。
これによりドライブ巻線Ｎｇには、一次巻線Ｎ1に得られる交番電圧に応じて電圧が発生する。また、この場合には、その巻方向の関係から、一次巻線Ｎ１とドライブ巻線Ｎｇとは逆極性の電圧が得られる。
従ってスイッチング素子Ｑ１と補助スイッチング素子Ｑ２は交互にオン／オフすることになり、アクティブクランプ回路１５によって電圧共振パルス電圧がクランプされる。
そして絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ３は、力率改善回路１０に対しての帰還巻線として機能するが、このアクティブクランプ回路１５のクランプ作用により、三次巻線Ｎ３を介して帰還される高周波のパルス電圧波形（電圧Ｖ３）は図３のようになる。
【００４３】
続いて、力率改善回路１０の構成について説明する。
この力率改善回路１０は、ノーマルモードフィルタ用のコンデンサＣN、低速リカバリ型ダイオードＤ１，高速リカバリ型ダイオードＤ２、及びインダクタンスＬｓによって構成される。
即ち力率改善回路１０においては、まずブリッジ整流回路Ｄｉと平滑コンデンサＣｉの正極間に直列に低速リカバリ型ダイオードＤ１が接続される。
また、低速リカバリ型ダイオードＤ１に対して並列にノーマルモードフィルタ用のコンデンサＣNが配される。
【００４４】
さらに、高速リカバリ型ダイオードＤ２のカソードはインダクタンスＬｓと直列接続され、インダクタンスＬｓはさらに絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ３に接続される。絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ３の他端（つまり一次巻線Ｎ１との中間タップ点）は平滑コンデンサＣｉの正極側に接続される。即ち高速リカバリ型ダイオードＤ２とインダクタンスＬｓと三次巻線Ｎ３の直列接続が、低速リカバリ型ダイオードＤ１、及びノーマルモードフィルタ用コンデンサＣNのそれぞれに対して並列に接続されている状態となる。
【００４５】
力率改善回路１０による力率改善機能は次のようになる。
この力率改善回路１０の場合、ブリッジ整流回路Ｄｉからの整流電流が平滑コンデンサＣｉへの充電電流として流れる経路としては２系統となる。つまり低速リカバリ型ダイオードＤ１を介して電流Ｉ１が流れる経路と、高速リカバリ型ダイオードＤ２及びインダクタンスＬｓを介して高周波スイッチング電流として電流Ｉ２が流れる経路の２つである。
そして力率改善回路１０に対しては、一次側並列共振回路によって得られるスイッチング出力（アクティブクランプ回路１５によってクランプされた電圧共振パルス電圧）が三次巻線Ｎ３が帰還巻線として機能して帰還される。つまり一次巻線Ｎ１に得られるクランプされた電圧共振パルス電圧が、三次巻線Ｎ３を介して直列接続されている高速リカバリ型ダイオードＤ２に電圧帰還されることになる。
【００４６】
このようにして帰還されたスイッチング出力により、高速リカバリ型ダイオードＤ２及びインダクタンスＬｓを流れる電流Ｉ２の電流経路にはスイッチング周期の交番電圧が重畳されることになるが、このスイッチング周期の交番電圧の重畳分によって、高速リカバリ型ダイオードＤ２では整流電流をスイッチング周期で断続する動作が得られることになる。
つまり、高速リカバリ型ダイオードＤ２のカソード電圧Ｖ２がアノード電圧（つまり整流電圧Ｖ１）より低いときに、高速リカバリ型ダイオードＤ２がオン／オフを行う。この断続作用により整流出力電圧レベルＶ１が平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れるようにされる。
この結果、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされて交流入力電流の導通角が拡大される結果、力率改善が図られることになる。
【００４７】
また、上述したように平滑コンデンサＣｉへの充電電流は低速リカバリ型ダイオードＤ１による経路と、高速リカバリ型ダイオードＤ２及びインダクタンスＬｓによる経路に分流されるが、低速リカバリ型ダイオードＤ１は交流入力電圧ＶACの正負のピーク値近辺のみで導通する。つまりピーク値近辺でのみ充電電流Ｉ１が流れる。このため交流入力電圧ＶACの正負のピーク値近辺において高速リカバリ型ダイオードＤ２に過大な充電電流が流れることを防止するものとなる。このため高速リカバリ型ダイオードＤ２の電力損失が低下して高効率化が可能となる。
また従って、各ダイオードＤ１，Ｄ２として電流容量の小さいものを選定できること、及び発熱低下により放熱板が不要となることなどにより、回路の小型化やコストダウンが可能となる。
【００４８】
また、この力率改善回路１０では、図１７のような直列共振コンデンサＣ１０を介さないで電圧共振パルス電圧が帰還される構成となっている。これは、回路設計の容易化とともに、交流入力電圧ＶACや負荷電力の変動に対しても変動の少ない力率を実現できるものとなる。
【００４９】
また上記したように一次側にアクティブクランプ回路１５が形成され、これによってスイッチング制御範囲を拡大し、ＡＣ１００Ｖ系、２００Ｖ系に対応したワールドワイドなスイッチング電源回路を実現しているとともに、スイッチング素子Ｑ１としてのトランジスタの耐圧の低下を図ることができる。
さらにアクティブクランプ回路１５によって、交流入力電圧ＶACの上昇に伴ってスイッチング素子Ｑ１のオフ時の電圧共振パルス電圧（クランプ電圧）のパルス幅が拡大することになるため、図３に示した電圧帰還パルス電圧の変化が少なくなるという作用も生じ、これによって力率の変化が減少するという効果も生ずる。
【００５０】
図４、図５は、力率ＰＦ及び直流入力電圧Ｅｉの変化特性を示している。
図４は交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、５０Ｈｚ時と、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ、５０Ｈｚ時とのそれぞれにおいて、負荷電力Ｐｏ＝０〜２００Ｗの変化に対する上記の各特性である。
また図５は、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗにおいて、交流入力電圧ＶAC＝９０〜２８８Ｖの変化に対する上記の各特性である。
これらの各図において実線は力率改善機能（ＰＦＩ）を有する場合、つまり上記図１の回路の場合の特性であり、点線は力率改善のための回路構成を設けない場合の特性である。
【００５１】
また図６は図１の回路の各部の動作波形を示している。これは交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、或いは２３０Ｖの場合の動作波形となる。交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの場合と２３０Ｖの場合では、動作波形はほぼ相似であり、絶対値が異なるのみであるため、説明上、図６は共通の図面として示している。
この図６では、交流入力電圧ＶAC、交流入力電流ＩAC、整流電圧Ｖ１、カソード電圧Ｖ２、低速リカバリ型ダイオードＤ１に流れる電流Ｉ１、高速リカバリ型ダイオードＤ２に流れる電流Ｉ２、直流入力電圧Ｅｉのリップル電圧ΔＥｉ、直流出力電圧Ｅｏのリップル電圧ΔＥｏについて示している。
なお、この場合図１の回路としての各種定数は次の通りである。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１＝５３Ｔ
絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ３＝１８Ｔ
一次側並列共振コンデンサＣｒ＝３３００ｐＦ
クランプコンデンサＣ３＝０．０４７μＦ
フィルタ用コンデンサＣN＝１μＦ
インダクタンスＬｓ＝６８μＨ
【００５２】
図４からわかるように、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、力率改善回路１０を設けない場合、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ〜２００Ｗの範囲において、力率ＰＦは０．４６〜０．５７、直流入力電圧Ｅｉは１３８Ｖ〜１３１Ｖとなるが、力率改善回路１０を備えた図１の回路の場合、力率ＰＦは０．９１〜０．８３、直流入力電圧Ｅｉは１４０Ｖ〜１３３Ｖとなる。
また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時では、力率改善回路１０を設けない場合、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ〜２００Ｗの範囲において、力率ＰＦは０．３９〜０．４７、直流入力電圧Ｅｉは３２０Ｖ〜３１９Ｖとなるが、力率改善回路１０を備えた図１の回路の場合、力率ＰＦは０．７１〜０．８４、直流入力電圧Ｅｉは３４６Ｖ〜３２８Ｖとなる。
さらに図５からわかるように、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの場合、交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖ〜２７０Ｖに対して、力率改善回路１０を設けない場合は、力率ＰＦは０．５８〜０．４５となるが、力率改善回路１０を備えた図１の回路の場合、力率ＰＦは０．８７〜０．８１となる。
つまり力率ＰＦとしては、負荷電力Ｐｏや交流入力電圧ＶACの大幅な変動に対しても、変化の少ない特性を実現できる。
【００５３】
また、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ〜２００Ｗの範囲において、力率改善回路１０を設けない場合、８８．８％〜９０．８％となるが、力率改善回路１０を備えた図１の回路の場合、８６．１％〜９０．５％となった。
交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時では、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ〜２００Ｗの範囲においてＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は、力率改善回路１０を設けない場合、８７．１％〜９２．０％となるが、力率改善回路１０を備えた図１の回路の場合、８４．３％〜９１．０％となった。
【００５４】
また、上述のように低速リカバリ型ダイオードＤ１の経路と高速リカバリ型ダイオードＤ２の経路で充電電流Ｉ１，Ｉ２が分流する様子は、図６に見ることができる。
即ち、交流入力電圧ＶACのピーク近辺では低速リカバリ型ダイオードＤ１に対して図示する波形の電流Ｉ１が流れることで、高速リカバリ型ダイオードＤ２に対する電流Ｉ２は大電流とはなっていない。
【００５５】
＜第２の実施の形態＞
続いて本発明の第２の実施の形態のスイッチング電源回路を説明する。
この実施の形態は、上記第１の実施の形態と同様の目的に加えて、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ系の場合にＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）の向上を図るものである。
図７は第２の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。なお、図１と同一部分には同一符号を付し、詳しい説明は省略する。この場合、図１の回路と比較して、主に倍電圧整流回路に力率改善機能を備えるようにしたことが異なるものとなっている。
【００５６】
この図に示す電源回路の一次側には、電圧共振形のスイッチングコンバータ（電圧共振形コンバータ）が設けられる。そして、この電圧共振形コンバータに対して力率改善機能を備えた整流回路、即ち力率改善整流回路１１が備えられるものである。
【００５７】
この図に示す電源回路においては、ラインフィルタトランスＬＦＴを介した商用交流電源ＡＣからの交流入力電流ＩACは、力率改善整流回路１１によって整流され、直列接続された２つの平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２によって平滑されることで、倍電圧整流方式により全波整流方式の２倍の整流平滑電圧Ｅｉを得るようにされている。
【００５８】
力率改善整流回路１１の構成については後述するが、電圧共振形コンバータの構成については、概略第１の実施の形態と同様となるため簡単に述べる。
この場合も電圧共振形コンバータは、例えば高耐圧のバイポーラトランジスタによる１石のスイッチング素子Ｑ1 を備える。
スイッチング素子Ｑ1 に対してクランプダイオードＤD1が接続されることや、並列共振コンデンサＣｒが、自身のキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスとにより電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成すること、一次側にアクティブクランプ回路１５が形成されることで電圧共振パルス電圧がクランプされることは図１の回路と同様である。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側にも二次巻線Ｎ２と並列に共振コンデンサＣ２が配されて共振回路が形成され、複合共振コンバータの構成を採ること、整流ダイオードＤｏ、平滑コンデンサＣｏにより整流平滑が行われて直流出力電圧Ｅｏを得ること、ＰＦＭによる制御回路１によりスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数が制御されて二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化が図られることも同様である。
【００５９】
なお絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、一次側に三次巻線Ｎ３が巻装されるが、この場合は、三次巻線Ｎ３は一次巻線Ｎ１とは別巻線として巻装される。一次巻線Ｎ１とドライブ巻線Ｎｇについては中間タップ接続とされる。
【００６０】
力率改善整流回路１１の構成について説明する。
この力率改善整流回路１１は、交流入力電流ＩACの整流作用を有するとともにその力率改善作用を有するものとされる。具体的には、電圧帰還方式力率改善電源を倍電圧整流方式で構成する。
【００６１】
力率改善整流回路１１においては、交流ライン間にノーマルモードノイズ抑圧用のコンデンサＣNが配される。
また２つの高速リカバリ型ダイオードＤ11、Ｄ12が設けられる。高速リカバリ型ダイオードＤ11、Ｄ12は直列接続され、トランスＴを介して平滑コンデンサＣｉ１の正極端子と一次側アース間に配される。
つまり、高速リカバリ型ダイオードＤ11のカソードに対してはトランスＴの一次巻線（インダクタンスＬT1）の巻終り端が直列接続され、この一次巻線（ＬT1）の巻始め端が平滑コンデンサＣｉ１の正極端子に接続される。さらに、高速リカバリ型ダイオードＤ12のアノードに対しては、トランスＴの二次巻線（インダクタンスＬT2）の巻終り端が直列接続され、この二次巻線（ＬT2）の巻始め端が一次側アースに接続される。
【００６２】
また、高速リカバリ型ダイオードＤ11，Ｄ12の接続点に対しては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ３の巻終り端が接続され、三次巻線Ｎ３の巻始め端は交流ラインに接続されている。
これによって一次側に発生し、アクティブクランプ回路１５によってクランプされた電圧共振パルス電圧が、三次巻線Ｎ３を介して力率改善整流回路１１に電圧帰還されることになる。
【００６３】
また力率改善整流回路１１においてはさらに、交流ラインには低速リカバリ型ダイオードＤ13，Ｄ14の直列回路が配される。
低速リカバリ型ダイオードＤ13，Ｄ14の直列回路は、平滑コンデンサＣｉ１の正極端子と一次側アース間に配される。
【００６４】
このような力率改善整流回路１１において、まず整流機能を説明する。
この力率改善整流回路１１においては、高速リカバリ型ダイオードＤ11、Ｄ12が第１の整流回路として機能し、また、低速リカバリ型ダイオードＤ13，Ｄ14が第２の整流回路として機能する。
【００６５】
即ち交流入力電圧ＶACの正の期間では、交流電源ＡＣ→三次巻線Ｎ３→高速リカバリ型ダイオードＤ11→インダクタンスＬT1→平滑コンデンサＣｉ１→・・・の系で、第１の整流回路による整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ１へ充電され、また同時に、交流電源ＡＣ→低速リカバリ型ダイオードＤ13→平滑コンデンサＣｉ１→・・・の系で、第２の整流回路による整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ１へ充電される。
また交流入力電圧ＶACの負の期間では、交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ２→一次側アース→インダクタンスＬT2→高速リカバリ型ダイオードＤ12→・・・の系で、第１の整流回路による整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ２へ充電され、また同時に、交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ２→一次側アース→低速リカバリ型ダイオードＤ14→・・・の系で、第２の整流回路による整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ２へ充電される。
【００６６】
つまり、第１，第２の整流回路により、整流電流は２系統に分流して平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２に供給されることになる。
そして平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２が直列接続され、平滑コンデンサＣｉ１の正極端子側から整流平滑電圧Ｅｉが取り出されることで、倍電圧整流方式となる。
【００６７】
力率改善整流回路１１による力率改善機能は次のようになる。
上述のように２つの高速リカバリ型ダイオードＤ11、Ｄ12に対しては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ３を介して、一次側並列共振回路によって得られるスイッチング出力（クランプされた電圧共振パルス電圧）が帰還される。
【００６８】
このようにして帰還されたスイッチング出力により、整流電流経路にはスイッチング周期の交番電圧が重畳されることになるが、このスイッチング周期の交番電圧の重畳分によって、高速リカバリ型ダイオードＤ11（又はＤ12）では整流電流をスイッチング周期で断続する動作が得られることになり、この断続作用により整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉ１（又はＣｉ２）の両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉ１（又はＣｉ２）への充電電流が流れるようにされる。
この結果、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされて交流入力電流の導通角が拡大される結果、力率改善が図られることになる。
【００６９】
また力率改善整流回路１１では、上述した第１、第２の整流回路の作用により、平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２への充電電流は分流されることになる。
これは、交流入力電圧ＶACの正負のピーク値近辺において高速リカバリ型ダイオードＤ11又はＤ12に過大な充電電流が流れることを防止するものとなる。つまり交流入力電圧ＶACの正負のピーク値近辺においては充電電流が低速リカバリ型ダイオードＤ13，Ｄ14に流れ、高速リカバリ型ダイオードＤ11，Ｄ12に対しては高周波の電流のみが流れる。このため高速リカバリ型ダイオードＤ11，Ｄ12の電力損失が低下して高効率化が可能となる。これにより図１の回路に比べてＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）の向上が可能となる。
また各高速リカバリ型ダイオードＤ11，Ｄ12として電流容量の小さいものを選定できること、及び発熱低下により放熱板が不要となることなどにより、回路の小型化やコストダウンが可能となる。
【００７０】
そしてこの図７の電源回路によっても、力率改善整流回路１１は図１７のような直列共振コンデンサＣ１０を介さないで電圧共振パルス電圧が帰還される構成となっている。これにより、回路設計の容易化とともに、交流入力電圧ＶACや負荷電力の変動に対しても変動の少ない力率を実現できるものとなる。
また一次側にアクティブクランプ回路１５が形成され、これによってスイッチング制御範囲を拡大し、ＡＣ１００Ｖ系、２００Ｖ系に対応したワールドワイドなスイッチング電源回路を実現しているとともに、スイッチング素子Ｑ１としてのトランジスタの耐圧の低下を図ることができる。
さらにアクティブクランプ回路１５によって、交流入力電圧ＶACの上昇に伴ってスイッチング素子Ｑ１のオフ時の電圧共振パルス電圧（クランプ電圧）のパルス幅が拡大することになるため、電圧帰還パルス電圧の変化が少なくなるという作用も生じ、これによって力率の変化が減少するという効果も生ずる。
【００７１】
＜第３の実施の形態＞
図８は、本発明の第３の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
図８に示す電源回路の一次側には、電圧共振形のスイッチングコンバータ（電圧共振形コンバータ）が設けられる。そして、この電圧共振形コンバータに対して力率改善回路１０Ａが備えられるものである。
なお、第１の実施の形態として図１に示した回路と同一部分には同一符号を付す。
【００７２】
この図に示す電源回路においては、図１と同様に、商用交流電源ＡＣに対して、ラインフィルタトランスＬＦＴ、アクロスコンデンサＣLが設けられ、いわゆるラインフィルタを構成し、また商用交流電源ＡＣを全波整流するブリッジ整流回路Ｄｉが備えられている。ブリッジ整流回路Ｄｉにより全波整流された整流出力は、力率改善回路１０Ａを介して平滑コンデンサＣｉに充電され、平滑コンデンサＣｉの両端には整流平滑電圧Ｅｉが得られる。
【００７３】
高耐圧のバイポーラトランジスタによる１石のスイッチング素子Ｑ1 を備える電圧共振形コンバータも、図１とほぼ同様の構成となる。
即ちスイッチング素子Ｑ1 のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間にはクランプダイオードＤD1が挿入される。エミッタは一次側アースに接地される。
なおスイッチング素子Ｑ1 のコレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1、及びトランスＴの一次巻線（インダクタンスＬｐ）を介して平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続されることになる。
スイッチング素子Ｑ１は、制御回路１からの制御電流がベースに印加され、その制御電流によってスイッチング周波数が可変されるスイッチング動作を行う。
【００７４】
また図１と同様に、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが接続され、並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスＬ１とにより電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成する。スイッチング素子Ｑ1のオフ時には、この並列共振回路の作用によって並列共振コンデンサＣｒの両端電圧は、正弦波状のパルス波形となる電圧共振形の動作が得られる。
【００７５】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、上記図２に示した構造で、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2が分割した状態で巻装され、また中央磁脚に対してはギャップＧを形成することで、結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８５という疎結合の状態を得るようにしており、その分、飽和状態が得られにくいようにしている。
【００７６】
絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端は、スイッチング素子Ｑ1のコレクタと接続され、他端側はトランスＴの一次巻線（インダクタンスＬｐ）を介して平滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続されている。
また絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側にはドライブ巻線Ｎｇが中間タップ接続で形成される。
なお、図１の場合と異なり、一次側に三次巻線Ｎ３は形成されない。
【００７７】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側にも二次巻線Ｎ２と並列に共振コンデンサＣ２が配されて共振回路が形成され、複合共振コンバータの構成を採ること、整流ダイオードＤｏ、平滑コンデンサＣｏにより整流平滑が行われて直流出力電圧Ｅｏを得ること、ＰＦＭによる制御回路１によりスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数が制御されて二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化が図られることは、図１と同様である。
【００７８】
また、この電源回路も、一次側にアクティブクランプ回路１５が備えられる。即ちアクティブクランプ回路１５として、ＭＯＳ−ＦＥＴの補助スイッチング素子Ｑ２，クランプコンデンサＣ３，ボディダイオードのクランプダイオードＤD2を備える。また、補助スイッチング素子Ｑ２を駆動するための駆動回路系として、ドライブ巻線Ｎｇ，コンデンサＣｇ，抵抗Ｒｇ、Ｒ１を備えて成る。
【００７９】
補助スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間に対してはクランプダイオードＤD2が並列に接続される。その接続形態としては、クランプダイオードＤD2のアノードがソースに対して接続され、カソードがドレインに対して接続されるようになっている。
また、補助スイッチング素子Ｑ２のドレインはクランプコンデンサＣ３を介して、平滑コンデンサＣｉの正極側に接続される。また、補助スイッチング素子Ｑ2のソースはスイッチング素子Ｑ１のコレクタ点に接続される。
従って、アクティブクランプ回路１５としては、補助スイッチング素子Ｑ２、クランプダイオードＤD2の並列接続回路に対して、クランプコンデンサＣ３を直列に接続して成るものとされる。そして、このようにして形成される回路を、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１に対して、更に並列に接続して構成されるものである。
【００８０】
また、補助スイッチング素子Ｑ２の駆動回路系としては、図示するように、補助スイッチング素子Ｑ２のゲートに対して、コンデンサＣｇ−抵抗Ｒｇ−ドライブ巻線Ｎｇの直列接続回路が接続される。この直列接続回路は補助スイッチング素子Ｑ２のための自励式駆動回路を形成する。即ちこの自励式駆動回路からの信号電圧がスイッチング素子Ｑ２のゲートに印加されスイッチング動作が行われる。
この場合のドライブ巻線Ｎｇは、一次巻線Ｎ１の巻始め端部側に形成されており、巻数としては例えば１Ｔ（ターン）としている。
これによりドライブ巻線Ｎｇには、一次巻線Ｎ1に得られる交番電圧に応じて電圧が発生する。また、この場合には、その巻方向の関係から、一次巻線Ｎ１とドライブ巻線Ｎｇとは逆極性の電圧が得られる。
従ってスイッチング素子Ｑ１と補助スイッチング素子Ｑ２は交互にオン／オフすることになり、アクティブクランプ回路１５によって電圧共振パルス電圧がクランプされる。
そして、トランスＴの一次巻線（インダクタンスＬｐ）は、力率改善回路１０Ａに対しての帰還巻線として機能するが、このアクティブクランプ回路１５のクランプ作用により、トランスＴを介して帰還される高周波のパルス電圧波形（電圧Ｖ３）は上述した図３と同様になる。
【００８１】
続いて、力率改善回路１０Ａの構成について説明する。
この力率改善回路１０Ａは、ノーマルモードフィルタ用のコンデンサＣN、低速リカバリ型ダイオードＤ１、高速リカバリ型ダイオードＤ２、及びトランスＴによって構成される。
即ち力率改善回路１０Ａにおいては、まずブリッジ整流回路Ｄｉと平滑コンデンサＣｉの正極間に直列に低速リカバリ型ダイオードＤ１が接続される。
また、低速リカバリ型ダイオードＤ１に対して並列にノーマルモードフィルタ用のコンデンサＣNが配される。
【００８２】
さらに、高速リカバリ型ダイオードＤ２のカソードはトランスＴの二次巻線（インダクタンスＬｓ）の巻終わり端に接続され、トランスＴの二次巻線（Ｌｓ）の巻始め端は平滑コンデンサＣｉの正極側に接続される。つまり高速リカバリ型ダイオードＤ２とインダクタンスＬｓの直列接続が、低速リカバリ型ダイオードＤ１、及びノーマルモードフィルタ用コンデンサＣNのそれぞれに対して並列に接続されている状態となる。
トランスＴの一次巻線（インダクタンスＬｐ）は、その巻始め端が絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の巻終わり端と接続され、またトランスＴの一次巻線（インダクタンスＬｐ）の巻終わり端は、平滑コンデンサＣｉの正極に接続される。
【００８３】
なお、このような一次巻線（Ｌｐ）、二次巻線（Ｌｓ）の接続構成とされるトランスＴについては、一次巻線（Ｌｐ）の巻終わり端と二次巻線（Ｌｓ）の巻始め端が接続される構成となる。このため実際には、一次巻線（Ｌｐ）と二次巻線（Ｌｓ）は、いわゆる中間タップ接続が可能となる、またこのためにもより、トランスＴとしては小型の開磁路のドラム形フェライト磁心により構成が可能となり、製造の容易化や回路の小型化を実現できる。
【００８４】
力率改善回路１０Ａによる力率改善機能は次のようになる。
この力率改善回路１０Ａの場合、ブリッジ整流回路Ｄｉからの整流電流が平滑コンデンサＣｉへの充電電流として流れる経路としては、低速リカバリ型ダイオードＤ１を介して電流Ｉ１が流れる経路と、高速リカバリ型ダイオードＤ２及びインダクタンスＬｓを介して高周波スイッチング電流として電流Ｉ２が流れる経路の２つとなる。
そして力率改善回路１０Ａに対しては、一次側並列共振回路によって得られトランスＴの一次巻線（Ｌｐ）に流れるスイッチング出力（アクティブクランプ回路１５によってクランプされた電圧共振パルス電圧）が帰還される。つまり二次巻線（Ｌｓ）には、一次巻線（Ｌｐ）に流れる一次電流によって誘起電圧が発生し、これによってクランプされた電圧共振パルス電圧が、二次巻線（Ｌｓ）に直列接続されている高速リカバリ型ダイオードＤ２に電圧帰還されることになる。
【００８５】
このようにして帰還されたスイッチング出力により、高速リカバリ型ダイオードＤ２及びインダクタンスＬｓを流れる電流Ｉ２の電流経路にはスイッチング周期の交番電圧が重畳されることになるが、このスイッチング周期の交番電圧の重畳分によって、高速リカバリ型ダイオードＤ２では整流電流をスイッチング周期で断続する動作が得られる。
つまり、高速リカバリ型ダイオードＤ２のカソード電圧Ｖ２がアノード電圧（つまり整流電圧Ｖ１）より低いときに、高速リカバリ型ダイオードＤ２がオン／オフを行う。この断続作用により整流出力電圧レベルＶ１が平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れるようにされる。
この結果、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされて交流入力電流の導通角が拡大される結果、力率改善が図られることになる。
【００８６】
また、上述したように平滑コンデンサＣｉへの充電電流は低速リカバリ型ダイオードＤ１による経路と、高速リカバリ型ダイオードＤ２及びインダクタンスＬｓによる経路に分流されるが、低速リカバリ型ダイオードＤ１は交流入力電圧ＶACの正負のピーク値近辺のみで導通する。つまりピーク値近辺でのみ充電電流Ｉ１が流れる。このため交流入力電圧ＶACの正負のピーク値近辺において高速リカバリ型ダイオードＤ２に過大な充電電流が流れることを防止するものとなる。このため高速リカバリ型ダイオードＤ２の電力損失が低下して高効率化が可能となる。
また従って、各ダイオードＤ１，Ｄ２として電流容量の小さいものを選定できること、及び発熱低下により放熱板が不要となることなどにより、回路の小型化やコストダウンが可能となる。
【００８７】
また、この力率改善回路１０Ａでは、図１７のような直列共振コンデンサＣ10を介さないで電圧共振パルス電圧が帰還される構成となっている。これは、回路設計の容易化とともに、交流入力電圧ＶACや負荷電力の変動に対しても変動の少ない力率を実現できるものとなる。
【００８８】
また上記したように一次側にアクティブクランプ回路１５が形成され、これによってスイッチング制御範囲を拡大し、ＡＣ１００Ｖ系、２００Ｖ系に対応したワールドワイドなスイッチング電源回路を実現しているとともに、スイッチング素子Ｑ１としてのトランジスタの耐圧の低下を図ることができる。
さらにアクティブクランプ回路１５によって、交流入力電圧ＶACの上昇に伴ってスイッチング素子Ｑ１のオフ時の電圧共振パルス電圧（クランプ電圧）のパルス幅が拡大することになるため、図３に示した電圧帰還パルス電圧の変化が少なくなるという作用も生じ、これによって力率の変化が減少するという効果も生ずる。
【００８９】
図９、図１０は、力率ＰＦ及び直流入力電圧Ｅｉの変化特性を示している。
図９は交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、５０Ｈｚ時と、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ、５０Ｈｚ時とのそれぞれにおいて、負荷電力Ｐｏ＝０〜２００Ｗの変化に対する上記の各特性である。
また図１０は、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗにおいて、交流入力電圧ＶAC＝９０〜２８８Ｖの変化に対する上記の各特性である。
これらの各図において実線は力率改善機能（ＰＦＩ）を有する場合、つまり図８の回路の場合の特性であり、点線は力率改善のための回路構成を設けない場合の特性である。
【００９０】
また図８の回路の各部の動作波形は上述した図１の回路の動作波形とほぼ同様になり、図６の波形を参照できる。
なお、この場合図８の回路としての各種定数は次の通りである。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１＝４８Ｔ
インダクタンスＬｐ＝６８μＨ
インダクタンスＬｓ＝３３μＨ
一次側並列共振コンデンサＣｒ＝３３００ｐＦ
クランプコンデンサＣ３＝０．０４７μＦ
フィルタ用コンデンサＣN＝１μＦ
【００９１】
図９からわかるように、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、力率改善回路１０を設けない場合、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜５０Ｗの範囲において、力率ＰＦは０．５７〜０．４６、直流入力電圧Ｅｉは１３１Ｖ〜１３８Ｖとなるが、力率改善回路１０Ａを備えた図８の回路の場合、力率ＰＦは０．８０〜０．８２、直流入力電圧Ｅｉは１３３Ｖ〜１４２Ｖとなる。
また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時では、力率改善回路１０Ａを設けない場合、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜５０Ｗの範囲において、力率ＰＦは０．４７〜０．３９、直流入力電圧Ｅｉは３１７Ｖ〜３２０Ｖとなるが、力率改善回路１０Ａを備えた図８の回路の場合、力率ＰＦは０．８１〜０．７０、直流入力電圧Ｅｉは３２９Ｖ〜３５０Ｖとなる。
さらに図１０からわかるように、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの場合、交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖ〜２７０Ｖに対して、力率改善回路１０Ａを設けない場合は、力率ＰＦは０．５８〜０．４５となるが、力率改善回路１０Ａを備えた図８の回路の場合、力率ＰＦは０．８５〜０．８０となる。
つまり力率ＰＦとしては、負荷電力Ｐｏや交流入力電圧ＶACの大幅な変動に対しても、変化の少ない特性を実現できる。
【００９２】
また、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜５０Ｗの範囲において、力率改善回路１０Ａを設けない場合、９０．８％〜８８．８％となるが、力率改善回路１０Ａを備えた図８の回路の場合、９０．２％〜８５．８％となった。
交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時では、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜５０Ｗの範囲においてＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は、力率改善回路１０Ａを設けない場合、９２．０％〜８７．１％となるが、力率改善回路１０Ａを備えた図８の回路の場合、９０．８％〜８３．８％となった。
【００９３】
また、この図８の回路の場合でも、低速リカバリ型ダイオードＤ１の経路と高速リカバリ型ダイオードＤ２の経路で充電電流Ｉ１，Ｉ２が分流するが、その様子は、図６に見ることができる。
即ち、交流入力電圧ＶACのピーク近辺では低速リカバリ型ダイオードＤ１に対して図示する波形の電流Ｉ１が流れることで、高速リカバリ型ダイオードＤ２に対する電流Ｉ２は大電流とはなっていない。
【００９４】
＜第４の実施の形態＞
続いて本発明の第４の実施の形態のスイッチング電源回路を説明する。
この実施の形態は、上記第３の実施の形態と同様の目的に加えて、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ系の場合にＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）の向上を図るものである。
図１１は第４の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。なお、図８と同一部分には同一符号を付し、詳しい説明は省略する。この場合、図８の回路と比較して、主に倍電圧整流回路に力率改善機能を備えるようにしたことが異なるものとなっている。
【００９５】
この図に示す電源回路の一次側には、電圧共振形のスイッチングコンバータ（電圧共振形コンバータ）が設けられる。そして、この電圧共振形コンバータに対して力率改善機能を備えた整流回路、即ち力率改善整流回路１１Ａが備えられるものである。
【００９６】
この図に示す電源回路においては、ラインフィルタトランスＬＦＴを介した商用交流電源ＡＣからの交流入力電流ＩACは、力率改善整流回路１１によって整流され、直列接続された２つの平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２によって平滑されることで、倍電圧整流方式により全波整流方式の２倍の整流平滑電圧Ｅｉを得るようにされている。
【００９７】
電圧共振形コンバータの構成は、概略第３の実施の形態と同様となる。
この場合も電圧共振形コンバータは、例えば高耐圧のバイポーラトランジスタによる１石のスイッチング素子Ｑ1 を備える。
スイッチング素子Ｑ1 に対してクランプダイオードＤD1が接続されることや、並列共振コンデンサＣｒが、自身のキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスとにより電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成すること、一次側にアクティブクランプ回路１５が形成されることで電圧共振パルス電圧がクランプされることは図８の回路と同様である。
【００９８】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側にも二次巻線Ｎ２と並列に共振コンデンサＣ２が配されて共振回路が形成され、複合共振コンバータの構成を採ること、整流ダイオードＤｏ、平滑コンデンサＣｏにより整流平滑が行われて直流出力電圧Ｅｏを得ること、ＰＦＭによる制御回路１によりスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数が制御されて二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化が図られることも同様である。
【００９９】
なお、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１はトランスＴの一次巻線（インダクタンスＬT1）を介して平滑コンデンサＣｉ１の正極に接続される。
トランスＴは、その一次側が、一次巻線（インダクタンスＬT1）とされ、二次側には二次巻線（インダクタンスＬT2）と三次巻線（インダクタンスＬT3）が巻装された構造となる。
【０１００】
続いて、力率改善整流回路１１Ａの構成について説明する。
この力率改善整流回路１１Ａは、交流入力電流ＩACの整流作用を有するとともにその力率改善作用を有するものとされる。具体的には、電圧帰還方式力率改善電源を倍電圧整流方式で構成する。
【０１０１】
力率改善整流回路１１Ａにおいては、交流ライン間にノーマルモードノイズ抑圧用のコンデンサＣNが配される。
また２つの高速リカバリ型ダイオードＤ11、Ｄ12が設けられる。高速リカバリ型ダイオードＤ11、Ｄ12は直列接続され、トランスＴを介して平滑コンデンサＣｉ１の正極端子と一次側アース間に配される。
つまり、高速リカバリ型ダイオードＤ11のカソードに対してはトランスＴの二次巻線（インダクタンスＬT2）の巻終り端が直列接続され、この二次巻線（ＬT2）の巻始め端が平滑コンデンサＣｉ１の正極端子に接続される。さらに、高速リカバリ型ダイオードＤ12のアノードに対しては、トランスＴの三次巻線（インダクタンスＬT3）の巻始め端が直列接続され、この三次巻線（ＬT3）の巻終り端が一次側アースに接続される。
そして、二次巻線（ＬT2）及び三次巻線（ＬT3）は、一次巻線（ＬT1）に流れる一次電流によって誘起電圧が発生する。つまり、これによって、アクティブクランプ回路１５によりクランプされた電圧共振パルス電圧が、力率改善整流回路１１Ａ（二次巻線（ＬT2）及び三次巻線（ＬT3）に直列接続されている高速リカバリ型ダイオードＤ11，Ｄ12）に電圧帰還されることになる。
またこの場合、インダクタンスＬT2、ＬT3に発生する誘起電圧は互いに逆極性となる。
【０１０２】
また力率改善整流回路１１Ａにおいてはさらに、交流ラインには低速リカバリ型ダイオードＤ13，Ｄ14の直列回路が配される。
低速リカバリ型ダイオードＤ13，Ｄ14の直列回路は、平滑コンデンサＣｉ１の正極端子と一次側アース間に配される。
【０１０３】
このような力率改善整流回路１１Ａにおいて、まず整流機能を説明する。
この力率改善整流回路１１Ａにおいては、高速リカバリ型ダイオードＤ11、Ｄ12が第１の整流回路として機能し、また、低速リカバリ型ダイオードＤ13，Ｄ14が第２の整流回路として機能する。
【０１０４】
即ち交流入力電圧ＶACの正の期間では、交流電源ＡＣ→高速リカバリ型ダイオードＤ11→インダクタンスＬT2→平滑コンデンサＣｉ１→・・・の系で、第１の整流回路による整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ１へ充電され、また同時に、交流電源ＡＣ→低速リカバリ型ダイオードＤ13→平滑コンデンサＣｉ１→・・・の系で、第２の整流回路による整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ１へ充電される。
また交流入力電圧ＶACの負の期間では、交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ２→一次側アース→インダクタンスＬT3→高速リカバリ型ダイオードＤ12→・・・の系で、第１の整流回路による整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ２へ充電され、また同時に、交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ２→一次側アース→低速リカバリ型ダイオードＤ14→・・・の系で、第２の整流回路による整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ２へ充電される。
【０１０５】
つまり、第１，第２の整流回路により、整流電流は２系統に分流して平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２に供給されることになる。
そして平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２が直列接続され、平滑コンデンサＣｉ１の正極端子側から整流平滑電圧Ｅｉが取り出されることで、倍電圧整流方式となる。
【０１０６】
力率改善整流回路１１Ａによる力率改善機能は次のようになる。
上述のように２つの高速リカバリ型ダイオードＤ11、Ｄ12に対しては、トランスＴの二次巻線（インダクタンスＬT2）、三次巻線（インダクタンスＬT3）がそれぞれ直列接続されており、これによって力率改善整流回路１１Ａに対して、一次側並列共振回路によって得られトランスＴの一次巻線（ＬT1）に流れるスイッチング出力（クランプされた電圧共振パルス電圧）が帰還される。
【０１０７】
このようにして帰還されたスイッチング出力により、整流電流経路にはスイッチング周期の交番電圧が重畳されることになるが、このスイッチング周期の交番電圧の重畳分によって、高速リカバリ型ダイオードＤ11（又はＤ12）では整流電流をスイッチング周期で断続する動作が得られることになり、この断続作用により整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉ１（又はＣｉ２）の両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉ１（又はＣｉ２）への充電電流が流れるようにされる。
この結果、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされて交流入力電流の導通角が拡大される結果、力率改善が図られることになる。
【０１０８】
また力率改善整流回路１１Ａでは、上述した第１、第２の整流回路の作用により、平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２への充電電流は分流されることになる。
これは、交流入力電圧ＶACの正負のピーク値近辺において高速リカバリ型ダイオードＤ11又はＤ12に過大な充電電流が流れることを防止するものとなる。つまり交流入力電圧ＶACの正負のピーク値近辺においては充電電流が低速リカバリ型ダイオードＤ13，Ｄ14に流れ、高速リカバリ型ダイオードＤ11，Ｄ12に対しては高周波の電流のみが流れる。このため高速リカバリ型ダイオードＤ11，Ｄ12の電力損失が低下して高効率化が可能となる。これにより図８の回路に比べてＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）の向上が可能となる。
また各高速リカバリ型ダイオードＤ11，Ｄ12として電流容量の小さいものを選定できること、及び発熱低下により放熱板が不要となることなどにより、回路の小型化やコストダウンが可能となる。
【０１０９】
そしてこの図１１の電源回路によっても、力率改善整流回路１１Ａは図１７のような直列共振コンデンサＣ10を介さないで電圧共振パルス電圧が帰還される構成となっている。これにより、回路設計の容易化とともに、交流入力電圧ＶACや負荷電力の変動に対しても変動の少ない力率を実現できるものとなる。
また一次側にアクティブクランプ回路１５が形成され、これによってスイッチング制御範囲を拡大し、ＡＣ１００Ｖ系、２００Ｖ系に対応したワールドワイドなスイッチング電源回路を実現しているとともに、スイッチング素子Ｑ１としてのトランジスタの耐圧の低下を図ることができる。
さらにアクティブクランプ回路１５によって、交流入力電圧ＶACの上昇に伴ってスイッチング素子Ｑ１のオフ時の電圧共振パルス電圧（クランプ電圧）のパルス幅が拡大することになるため、電圧帰還パルス電圧の変化が少なくなるという作用も生じ、これによって力率の変化が減少するという効果も生ずる。
【０１１０】
＜第５の実施の形態＞
図１２は、本発明の第５の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
図１２に示す電源回路の一次側には、電圧共振形のスイッチングコンバータ（電圧共振形コンバータ）が設けられる。そして、この電圧共振形コンバータに対して力率改善回路１０Ｂが備えられるものである。
なお、第１の実施の形態として図１に示した回路と同一部分には同一符号を付す。
【０１１１】
この図に示す電源回路においては、図１と同様に、商用交流電源ＡＣに対して、ラインフィルタトランスＬＦＴ、アクロスコンデンサＣLが設けられ、いわゆるラインフィルタを構成し、また商用交流電源ＡＣを全波整流するブリッジ整流回路Ｄｉが備えられている。ブリッジ整流回路Ｄｉにより全波整流された整流出力は、力率改善回路１０Ｂを介して平滑コンデンサＣｉに充電され、平滑コンデンサＣｉの両端には整流平滑電圧Ｅｉが得られる。
【０１１２】
高耐圧のバイポーラトランジスタによる１石のスイッチング素子Ｑ1 を備える電圧共振形コンバータは、図１とほぼ同様の構成となる。
即ちスイッチング素子Ｑ1 のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間にはクランプダイオードＤD1が挿入される。エミッタは一次側アースに接地される。
スイッチング素子Ｑ1 のコレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1を介して平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。
スイッチング素子Ｑ１は、制御回路１からの制御電流がベースに印加され、その制御電流によってスイッチング周波数が可変されるスイッチング動作を行う。
【０１１３】
また図１と同様に、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが接続され、並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスＬ１とにより電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成する。スイッチング素子Ｑ1のオフ時には、この並列共振回路の作用によって並列共振コンデンサＣｒの両端電圧は、正弦波状のパルス波形となる電圧共振形の動作が得られる。但し本例の場合は後述するアクティブクランプ回路１５の作用によりパルス電圧がクランプされる。
【０１１４】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、上記図２に示した構造で、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2が分割した状態で巻装され、また中央磁脚に対してはギャップＧを形成することで、結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８５という疎結合の状態を得るようにしており、その分、飽和状態が得られにくいようにしている。
【０１１５】
絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端は、スイッチング素子Ｑ1のコレクタと接続され、他端側は平滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続されている。
また絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側にはドライブ巻線Ｎｇが中間タップ接続で形成される。
なお、図１の場合と異なり、一次側に三次巻線Ｎ３は形成されない。
【０１１６】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側にも二次巻線Ｎ２と並列に共振コンデンサＣ２が配されて共振回路が形成され、複合共振コンバータの構成を採ること、整流ダイオードＤｏ、平滑コンデンサＣｏにより整流平滑が行われて直流出力電圧Ｅｏを得ること、ＰＦＭによる制御回路１によりスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数が制御されて二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化が図られることは、図１と同様である。
【０１１７】
また、この電源回路も、一次側にアクティブクランプ回路１５が備えられる。即ちアクティブクランプ回路１５として、ＭＯＳ−ＦＥＴの補助スイッチング素子Ｑ２，クランプコンデンサＣ３，ボディダイオードのクランプダイオードＤD2を備える。また、補助スイッチング素子Ｑ２を駆動するための駆動回路系として、ドライブ巻線Ｎｇ，コンデンサＣｇ，抵抗Ｒｇ、Ｒ１を備えて成る。
【０１１８】
補助スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間に対してはクランプダイオードＤD2が並列に接続される。その接続形態としては、クランプダイオードＤD2のアノードがソースに対して接続され、カソードがドレインに対して接続されるようになっている。
また、補助スイッチング素子Ｑ２のドレインはクランプコンデンサＣ３に接続され、クランプコンデンサＣ３は、後述する力率改善回路１０Ｂ内の高速リカバリ型ダイオードＤ２のカソードに接続される。
また、補助スイッチング素子Ｑ2のソースはスイッチング素子Ｑ１のコレクタ点に接続される。
従って、アクティブクランプ回路１５としては、補助スイッチング素子Ｑ２、クランプダイオードＤD2の並列接続回路に対して、クランプコンデンサＣ３を直列に接続して成るものとされる。
【０１１９】
また、補助スイッチング素子Ｑ２の駆動回路系としては、図示するように、補助スイッチング素子Ｑ２のゲートに対して、コンデンサＣｇ−抵抗Ｒｇ−ドライブ巻線Ｎｇの直列接続回路が接続される。この直列接続回路は補助スイッチング素子Ｑ２のための自励式駆動回路を形成する。即ちこの自励式駆動回路からの信号電圧がスイッチング素子Ｑ２のゲートに印加されスイッチング動作が行われる。
この場合のドライブ巻線Ｎｇは、一次巻線Ｎ１の巻始め端部側に形成されており、巻数としては例えば１Ｔ（ターン）としている。
これによりドライブ巻線Ｎｇには、一次巻線Ｎ1に得られる交番電圧に応じて電圧が発生する。また、この場合には、その巻方向の関係から、一次巻線Ｎ１とドライブ巻線Ｎｇとは逆極性の電圧が得られる。
従ってスイッチング素子Ｑ１と補助スイッチング素子Ｑ２は交互にオン／オフすることになる。そして、その動作により、スイッチング素子Ｑ１のコレクタ側に発生する電圧共振パルス電圧Ｖ３は図１３のような波形となる。
【０１２０】
続いて、力率改善回路１０Ｂの構成について説明する。
この力率改善回路１０Ｂは、ノーマルモードフィルタ用のコンデンサＣN、低速リカバリ型ダイオードＤ１、高速リカバリ型ダイオードＤ２、インダクタンスＬｓ、及びコンデンサＣ４によって構成される。
即ち力率改善回路１０Ｂにおいては、まずブリッジ整流回路Ｄｉと平滑コンデンサＣｉの正極間に直列に低速リカバリ型ダイオードＤ１が接続される。
また、低速リカバリ型ダイオードＤ１に対して並列にノーマルモードフィルタ用のコンデンサＣNが配される。
【０１２１】
さらに、インダクタンスＬｓとコンデンサＣ４は並列接続され、この並列回路の一端に対して高速リカバリ型ダイオードＤ２のカソードが直列接続される。上記並列回路（インダクタンスＬｓとコンデンサＣ４）の他端側は平滑コンデンサＣｉの正極に接続される。従って、高速リカバリ型ダイオードＤ２と上記並列回路（インダクタンスＬｓとコンデンサＣ４）の直列接続が、低速リカバリ型ダイオードＤ１、及びノーマルモードフィルタ用コンデンサＣNのそれぞれに対して並列に接続されている状態となる。
【０１２２】
力率改善回路１０Ｂによる力率改善機能は次のようになる。
この力率改善回路１０Ｂの場合、ブリッジ整流回路Ｄｉからの整流電流が平滑コンデンサＣｉへの充電電流として流れる経路としては、低速リカバリ型ダイオードＤ１を介して電流Ｉ１が流れる経路と、高速リカバリ型ダイオードＤ２及びインダクタンスＬｓを介して高周波スイッチング電流として電流Ｉ２が流れる経路の２つとなる。
【０１２３】
そして力率改善回路１０Ｂに対しては、一次側並列共振回路によって得られる電圧共振パルス電圧に応じて、アクティブクランプ回路１５に発生するパルス電圧即ち図１３の電圧Ｖ３が帰還される。
このとき、スイッチング素子Ｑ１のオフ時には、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の誘起電圧による電流は、補助スイッチング素子Ｑ２のボディダイオード（クランプダイオードＤD2）を介して、クランプコンデンサＣ３→インダクタンスＬｓと流れるため、インダクタンスＬｓに並列にコンデンサＣ４を設けることで、図１３に示すようにパルス電圧Ｖ３のピーク値を低下して電圧帰還するようにしている。
【０１２４】
このようにして帰還されたスイッチング出力により、高速リカバリ型ダイオードＤ２及びインダクタンスＬｓを流れる電流Ｉ２の電流経路にはスイッチング周期の交番電圧が重畳されることになるが、このスイッチング周期の交番電圧の重畳分によって、高速リカバリ型ダイオードＤ２では整流電流をスイッチング周期で断続する動作が得られる。
つまり、高速リカバリ型ダイオードＤ２のカソード電圧Ｖ２がアノード電圧（つまり整流電圧Ｖ１）より低いときに、高速リカバリ型ダイオードＤ２がオン／オフを行う。この断続作用により整流出力電圧レベルＶ１が平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れるようにされる。
この結果、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされて交流入力電流の導通角が拡大される結果、力率改善が図られることになる。
【０１２５】
また、上述したように平滑コンデンサＣｉへの充電電流は低速リカバリ型ダイオードＤ１による経路と、高速リカバリ型ダイオードＤ２及びインダクタンスＬｓによる経路に分流されるが、低速リカバリ型ダイオードＤ１は交流入力電圧ＶACの正負のピーク値近辺のみで導通する。つまりピーク値近辺でのみ充電電流Ｉ１が流れる。このため交流入力電圧ＶACの正負のピーク値近辺において高速リカバリ型ダイオードＤ２に過大な充電電流が流れることを防止するものとなる。このため高速リカバリ型ダイオードＤ２の電力損失が低下して高効率化が可能となる。
また従って、各ダイオードＤ１，Ｄ２として電流容量の小さいものを選定できること、及び発熱低下により放熱板が不要となることなどにより、回路の小型化やコストダウンが可能となる。
【０１２６】
また、この力率改善回路１０Ｂでは、図１７のような直列共振コンデンサＣ10を介さないで電圧共振パルス電圧が帰還される構成となっている。これは、回路設計の容易化とともに、交流入力電圧ＶACや負荷電力の変動に対しても変動の少ない力率を実現できるものとなる。
【０１２７】
また上記したように一次側にアクティブクランプ回路１５が形成され、これによってスイッチング制御範囲を拡大し、ＡＣ１００Ｖ系、２００Ｖ系に対応したワールドワイドなスイッチング電源回路を実現しているとともに、スイッチング素子Ｑ１としてのトランジスタの耐圧の低下を図ることができる。
さらにアクティブクランプ回路１５によって、交流入力電圧ＶACの上昇に伴ってスイッチング素子Ｑ１のオフ時の電圧共振パルス電圧（クランプ電圧）のパルス幅が拡大することになるため、図１３に示した電圧帰還パルス電圧の変化が少なくなるという作用も生じ、これによって力率の変化が減少するという効果も生ずる。
【０１２８】
図１４、図１５は、力率ＰＦ及び直流入力電圧Ｅｉの変化特性を示している。図１４は交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、５０Ｈｚ時と、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ、５０Ｈｚ時とのそれぞれにおいて、負荷電力Ｐｏ＝０〜２００Ｗの変化に対する上記の各特性である。
また図１５は、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗにおいて、交流入力電圧ＶAC＝９０〜２８８Ｖの変化に対する上記の各特性である。
これらの各図において実線は力率改善機能（ＰＦＩ）を有する場合、つまり図１２の回路の場合の特性であり、点線は力率改善のための回路構成を設けない場合の特性である。
【０１２９】
また図１２の回路の各部の動作波形は上述した図１の回路の動作波形とほぼ同様になり、図６の波形を参照できる。
なお、この場合図１２の回路としての各種定数は次の通りである。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１＝５３Ｔ
インダクタンスＬｓ＝２２μＨ
一次側並列共振コンデンサＣｒ＝３３００ｐＦ
クランプコンデンサＣ３＝０．０４７μＦ
コンデンサＣ４＝６８００ｐＦ
フィルタ用コンデンサＣN＝１μＦ
【０１３０】
図１４からわかるように、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、力率改善回路１０Ｂを設けない場合、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜５０Ｗの範囲において、力率ＰＦは０．５７〜０．４６、直流入力電圧Ｅｉは１３１Ｖ〜１３８Ｖとなるが、力率改善回路１０Ｂを備えた図１２の回路の場合、力率ＰＦは０．８２〜０．８０、直流入力電圧Ｅｉは１３３Ｖ〜１４３Ｖとなる。
また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時では、力率改善回路１０Ｂを設けない場合、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜５０Ｗの範囲において、力率ＰＦは０．４７〜０．３９、直流入力電圧Ｅｉは３１７Ｖ〜３２０Ｖとなるが、力率改善回路１０Ｂを備えた図１２の回路の場合、力率ＰＦは０．８０〜０．７４、直流入力電圧Ｅｉは３２８Ｖ〜３５０Ｖとなる。
さらに図１５からわかるように、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの場合、交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖ〜２７０Ｖに対して、力率改善回路１０Ｂを設けない場合は、力率ＰＦは０．５８〜０．４５となるが、力率改善回路１０Ｂを備えた図１２の回路の場合、力率ＰＦは０．８５〜０．８０となる。
つまり力率ＰＦとしては、負荷電力Ｐｏや交流入力電圧ＶACの大幅な変動に対しても、変化の少ない特性を実現できる。
【０１３１】
また、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜５０Ｗの範囲において、力率改善回路１０Ｂを設けない場合、９０．８％〜８８．８％となるが、力率改善回路１０Ｂを備えた図１２の回路の場合、９０．７％〜８６．９％となった。
交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時では、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜５０Ｗの範囲においてＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は、力率改善回路１０Ｂを設けない場合、９２．０％〜８７．１％となるが、力率改善回路１０Ｂを備えた図１２の回路の場合、９１．４％〜８５．１％となった。
【０１３２】
また、上述のように低速リカバリ型ダイオードＤ１の経路と高速リカバリ型ダイオードＤ２の経路で充電電流Ｉ１，Ｉ２が分流する様子は、図６に見ることができる。
即ち、交流入力電圧ＶACのピーク近辺では低速リカバリ型ダイオードＤ１に対して図示する波形の電流Ｉ１が流れることで、高速リカバリ型ダイオードＤ２に対する電流Ｉ２は大電流とはなっていない。
【０１３３】
＜第６の実施の形態＞
続いて本発明の第６の実施の形態のスイッチング電源回路を説明する。
この実施の形態は、上記第５の実施の形態と同様の目的に加えて、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ系の場合にＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）の向上を図るものである。
図１６は第６の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。なお、図１２と同一部分には同一符号を付し、詳しい説明は省略する。この場合、図１２の回路と比較して、主に倍電圧整流回路に力率改善機能を備えるようにしたことが異なるものとなっている。
【０１３４】
この図に示す電源回路の一次側には、電圧共振形のスイッチングコンバータ（電圧共振形コンバータ）が設けられる。そして、この電圧共振形コンバータに対して力率改善機能を備えた整流回路、即ち力率改善整流回路１１Ｂが備えられるものである。
【０１３５】
この図に示す電源回路においては、ラインフィルタトランスＬＦＴを介した商用交流電源ＡＣからの交流入力電流ＩACは、力率改善整流回路１１Ｂによって整流され、直列接続された２つの平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２によって平滑されることで、倍電圧整流方式により全波整流方式の２倍の整流平滑電圧Ｅｉを得るようにされている。
【０１３６】
電圧共振形コンバータの構成は、概略第５の実施の形態と同様となる。
この場合も電圧共振形コンバータは、例えば高耐圧のバイポーラトランジスタによる１石のスイッチング素子Ｑ1 を備える。
スイッチング素子Ｑ1 に対してクランプダイオードＤD1が接続されることや、並列共振コンデンサＣｒが、自身のキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスとにより電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成すること、一次側にアクティブクランプ回路１５が形成され、アクティブクランプ回路１５で発生するパルス電圧が力率改善整流回路１１Ｂに帰還されることは図１２の回路と同様である。
【０１３７】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側にも二次巻線Ｎ２と並列に共振コンデンサＣ２が配されて共振回路が形成され、複合共振コンバータの構成を採ること、整流ダイオードＤｏ、平滑コンデンサＣｏにより整流平滑が行われて直流出力電圧Ｅｏを得ること、ＰＦＭによる制御回路１によりスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数が制御されて二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化が図られることも同様である。
【０１３８】
続いて、力率改善整流回路１１Ｂの構成について説明する。
この力率改善整流回路１１Ｂは、交流入力電流ＩACの整流作用を有するとともにその力率改善作用を有するものとされる。具体的には、電圧帰還方式力率改善電源を倍電圧整流方式で構成する。
【０１３９】
力率改善整流回路１１Ｂにおいては、交流ライン間にノーマルモードノイズ抑圧用のコンデンサＣNが配される。
また２つの高速リカバリ型ダイオードＤ11、Ｄ12が設けられる。高速リカバリ型ダイオードＤ11、Ｄ12は直列接続され、トランスＴを介して平滑コンデンサＣｉ１の正極端子と一次側アース間に配される。
つまり、高速リカバリ型ダイオードＤ11のカソードに対してはトランスＴの一次巻線（インダクタンスＬT1）が直列接続され、この一次巻線（ＬT1）の他端が平滑コンデンサＣｉ１の正極端子に接続される。さらに、高速リカバリ型ダイオードＤ12のアノードに対しては、トランスＴの二次巻線（インダクタンスＬT2）が直列接続され、この二次巻線（ＬT2）の他端が一次側アースに接続される。
【０１４０】
また一次巻線（インダクタンスＬT1）に対しては並列にコンデンサＣ４が接続される。従って、高速リカバリ型ダイオードＤ12と、高速リカバリ型ダイオードＤ11と、インダクタンスＬT1及びコンデンサＣ４の並列回路とが、直列接続された状態となっている。
そして上記並列回路と高速リカバリ型ダイオードＤ11の接続点、つまり高速リカバリ型ダイオードＤ11のカソードに対して、アクティブクランプ回路１５のクランプコンデンサＣ３が接続される。
これによって、アクティブクランプ回路１５に発生するパルス電圧が、力率改善整流回路１１Ｂに電圧帰還されることになる。
【０１４１】
また力率改善整流回路１１Ｂにおいてはさらに、交流ラインには低速リカバリ型ダイオードＤ13，Ｄ14の直列回路が配される。
低速リカバリ型ダイオードＤ13，Ｄ14の直列回路は、平滑コンデンサＣｉ１の正極端子と一次側アース間に配される。
【０１４２】
このような力率改善整流回路１１Ｂにおいて、まず整流機能を説明する。
この力率改善整流回路１１Ｂにおいては、高速リカバリ型ダイオードＤ11、Ｄ12が第１の整流回路として機能し、また、低速リカバリ型ダイオードＤ13，Ｄ14が第２の整流回路として機能する。
【０１４３】
即ち交流入力電圧ＶACの正の期間では、交流電源ＡＣ→高速リカバリ型ダイオードＤ11→インダクタンスＬT1→平滑コンデンサＣｉ１→・・・の系で、第１の整流回路による整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ１へ充電され、また同時に、交流電源ＡＣ→低速リカバリ型ダイオードＤ13→平滑コンデンサＣｉ１→・・・の系で、第２の整流回路による整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ１へ充電される。
また交流入力電圧ＶACの負の期間では、交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ２→一次側アース→インダクタンスＬT2→高速リカバリ型ダイオードＤ12→・・・の系で、第１の整流回路による整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ２へ充電され、また同時に、交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ２→一次側アース→低速リカバリ型ダイオードＤ14→・・・の系で、第２の整流回路による整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ２へ充電される。
【０１４４】
つまり、第１，第２の整流回路により、整流電流は２系統に分流して平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２に供給されることになる。
そして平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２が直列接続され、平滑コンデンサＣｉ１の正極端子側から整流平滑電圧Ｅｉが取り出されることで、倍電圧整流方式となる。
【０１４５】
力率改善整流回路１１Ｂによる力率改善機能は次のようになる。
上述のように２つの高速リカバリ型ダイオードＤ11、Ｄ12に対しては、アクティブクランプ回路１５に発生するパルス電圧が帰還される。
このようにして帰還されたパルス電圧により、整流電流経路にはスイッチング周期の交番電圧が重畳されることになるが、このスイッチング周期の交番電圧の重畳分によって、高速リカバリ型ダイオードＤ11（又はＤ12）では整流電流をスイッチング周期で断続する動作が得られることになり、この断続作用により整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉ１（又はＣｉ２）の両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉ１（又はＣｉ２）への充電電流が流れるようにされる。
この結果、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされて交流入力電流の導通角が拡大される結果、力率改善が図られることになる。
【０１４６】
また力率改善整流回路１１Ｂでは、上述した第１、第２の整流回路の作用により、平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２への充電電流は分流されることになる。
これは、交流入力電圧ＶACの正負のピーク値近辺において高速リカバリ型ダイオードＤ11又はＤ12に過大な充電電流が流れることを防止するものとなる。つまり交流入力電圧ＶACの正負のピーク値近辺においては充電電流が低速リカバリ型ダイオードＤ13，Ｄ14に流れ、高速リカバリ型ダイオードＤ11，Ｄ12に対しては高周波の電流のみが流れる。このため高速リカバリ型ダイオードＤ11，Ｄ12の電力損失が低下して高効率化が可能となる。これにより図１２の回路に比べてＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）の向上が可能となる。
また各高速リカバリ型ダイオードＤ11，Ｄ12として電流容量の小さいものを選定できること、及び発熱低下により放熱板が不要となることなどにより、回路の小型化やコストダウンが可能となる。
【０１４７】
そしてこの図１６の電源回路によっても、力率改善整流回路１１Ｂは図１７のような直列共振コンデンサＣ10を介さないで電圧共振パルス電圧が帰還される構成となっている。これにより、回路設計の容易化とともに、交流入力電圧ＶACや負荷電力の変動に対しても変動の少ない力率を実現できるものとなる。
また一次側にアクティブクランプ回路１５が形成され、これによってスイッチング制御範囲を拡大し、ＡＣ１００Ｖ系、２００Ｖ系に対応したワールドワイドなスイッチング電源回路を実現しているとともに、スイッチング素子Ｑ１としてのトランジスタの耐圧の低下を図ることができる。
さらにアクティブクランプ回路１５によって、交流入力電圧ＶACの上昇に伴ってスイッチング素子Ｑ１のオフ時の電圧共振パルス電圧（クランプ電圧）のパルス幅が拡大することになるため、電圧帰還パルス電圧の変化が少なくなるという作用も生じ、これによって力率の変化が減少するという効果も生ずる。
【０１４８】
以上、実施の形態について説明してきたが、本発明はさらに多様な変形例が考えられる。
例えば本出願人は、複合共振形スイッチングコンバータとして、二次側直列共振回路を利用した全波整流回路、２倍電圧整流回路、４倍電圧整流回路などを備えた構成も既に提案しているが、このような構成も本実施の形態の変形例として成立し得る。つまり、本実施の形態としては二次側の共振回路及び整流回路の構成として特に限定されるものではない。
【０１４９】
また、一次側の電圧共振形コンバータとして、１石のスイッチング素子を備えたいわゆるシングルエンド方式の構成を述べたが、２石のスイッチング素子を交互にスイッチングさせるいわゆるプッシュプル方式にも本発明が適用できるものである。
またスイッチング素子に対するスイッチング駆動方式は自励発振形、他励発振形のどちらを採用しても良い。
【０１５０】
【発明の効果】
以上の説明からわかるように本発明では、スイッチング周波数制御方式複合共振形コンバータとして、電圧帰還方式の力率改善機能と一次側にアクティブクランプ手段を設けた回路構成において、交流入力電圧が１００Ｖ系と２００Ｖ系の両方について高調波歪規制を満足する力率を得ることができ、ワールドワイドに対応可能なスイッチング電源回路を実現できるという効果がある。
また力率については、負荷電力や交流入力電圧の変動に対しても変動の少ない特性を実現できる。特に負荷電力の低下に伴う力率の低下を少なくできる。
また、直列共振コンデンサを介さずに一次側の電圧共振パルス電圧が力率改善手段（又は力率改善整流手段）に帰還される構成である。つまり力率改善の為の回路系において直列共振コンデンサを不要とすることができ、これによってＺＶＳ動作領域確保を考慮した回路設計が容易化される。
【０１５１】
また、力率改善手段（力率改善整流手段）において力率改善のための高速リカバリ型ダイオードに対して、交流入力電圧のピーク値近辺で大電流が流れることを解消でき、発熱が低下し、従って電流容量の小さいダイオードを選定できること、及び放熱板が不要となることなどにより、回路の小型化やコストダウンが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。
【図２】実施の形態の絶縁コンバータトランスの構造の説明図である。
【図３】第１、第３の実施の形態のクランプされた帰還電圧波形の説明図である。
【図４】第１の実施の形態のスイッチング電源回路の力率と直流入力電圧の特性の説明図である。
【図５】第１の実施の形態のスイッチング電源回路の力率と直流入力電圧の特性の説明図である。
【図６】第１の実施の形態のスイッチング電源回路の各部の動作の波形図である。
【図７】本発明の第２の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。
【図８】本発明の第３の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。
【図９】第３の実施の形態のスイッチング電源回路の力率と直流入力電圧の特性の説明図である。
【図１０】第３の実施の形態のスイッチング電源回路の力率と直流入力電圧の特性の説明図である。
【図１１】本発明の第４の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。
【図１２】本発明の第５の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。
【図１３】第５の実施の形態のクランプされた帰還電圧波形の説明図である。
【図１４】第５の実施の形態のスイッチング電源回路の力率と直流入力電圧の特性の説明図である。
【図１５】第５の実施の形態のスイッチング電源回路の力率と直流入力電圧の特性の説明図である。
【図１６】本発明の第６の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。
【図１７】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図１８】先行技術のスイッチング電源回路の各部の動作の波形図である。
【図１９】先行技術のスイッチング電源回路の各部の動作の波形図である。
【図２０】先行技術のスイッチング電源回路の力率の特性の説明図である。
【符号の説明】
１ 制御回路、１０，１０Ａ，１０Ｂ 力率改善回路、１１，１１Ａ，１１Ｂ力率改善整流回路、１５ アクティブクランプ回路、Ｃｉ，Ｃｉ１，Ｃｉ２ 平滑コンデンサ、Ｄ１，Ｄ１３，Ｄ１４ 低速リカバリ型ダイオード、Ｄ２，Ｄ１１，Ｄ１２ 高速リカバリ型ダイオード、Ｄｉ ブリッジ整流回路、Ｃｒ 並列共振コンデンサ、Ｃ2 二次側並列共振コンデンサ、Ｃ３ クランプコンデンサ、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、Ｑ1 スイッチング素子、Ｑ２ 補助スイッチング素子、Ｔ トランス、Ｌｐ，Ｌｓ，ＬT1，ＬT2，ＬT3 インダクタンス
Claims (10)
- 交流入力電圧を整流するブリッジ整流回路と、
該ブリッジ整流回路からの整流出力電圧を平滑する平滑手段と、
一次側出力を二次側に伝送するために設けられるとともに、一次巻線と二次巻線が疎結合とされる所要の結合係数が得られるようにギャップが形成された絶縁コンバータトランスと、
スイッチング素子を有し、上記平滑手段により平滑された整流出力電圧を上記スイッチング素子により断続して上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するようにされたスイッチング手段と、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と一次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、上記スイッチング素子がオフのとき上記一次側並列共振コンデンサの両端電圧として正弦波状のパルス波形を得る一次側共振回路と、
クランプコンデンサと補助スイッチング素子が直列に接続され、上記補助スイッチング素子が上記スイッチング素子と交互にオンオフされることで上記パルス波形電圧をクランプするアクティブクランプ手段と、
上記ブリッジ整流回路と上記平滑手段の間に接続され、上記交流入力電圧の正負のピーク近辺で導通する第一のダイオードと、該第一のダイオードに並列接続され、少なくとも第二のダイオードとインダクタとの直列接続回路と、該直列接続回路に対して上記アクティブクランプ手段によりクランプされた上記パルス波形電圧を帰還する電圧帰還回路とを有し、該電圧帰還回路により帰還されたパルス波形電圧に基づいて上記第二のダイオードが整流電流を断続することにより力率を改善する力率改善手段と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、二次側共振コンデンサのキャパシタンスとによって二次側において形成される二次側共振回路と、
上記二次側共振回路を含んで形成され、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、
を備えることを特徴とするスイッチング電源回路。 - 上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング素子をスイッチングさせる周波数を可変することにより上記二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段を、更に備えたことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
- 上記電圧帰還回路として、上記絶縁コンバータトランスの一次側には三次巻線が設けられ、
上記アクティブクランプ手段によってクランプされた上記パルス波形電圧が、上記三次巻線を介して上記力率改善手段に帰還されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。 - 上記電圧帰還回路として、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線と上記平滑コンデンサの間に一次巻線が接続されるトランスが設けられ、
該トランスの二次巻線は、上記力率改善手段におけるインダクタとされ、
上記アクティブクランプ手段によってクランプされた上記パルス波形電圧が、上記トランスを介して上記力率改善手段に帰還されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。 - 上記力率改善手段におけるインダクタと並列回路を構成するコンデンサが設けられ、
上記アクティブクランプ手段における上記クランプコンデンサが、上記第二のダイオードと上記インダクタとの接続点に接続されるとともに、上記補助スイッチング素子はボディーダイオードを有し、
上記一次側共振回路で得られる正弦波状のパルス波形電圧により上記ボディーダイオードおよび上記クランプコンデンサを介して上記力率改善手段に電流が流れることで上記電 圧帰還回路が形成されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。 - 直列接続された２つの整流素子および直列接続された２つの平滑コンデンサにより構成され、交流入力電圧を整流および平滑して倍電圧の直流電圧を出力する整流平滑手段と、
一次側出力を二次側に伝送するために設けられるとともに、一次巻線と二次巻線が疎結合とされる所要の結合係数が得られるようにギャップが形成された絶縁コンバータトランスと、
上記倍電圧直流入力電圧をスイッチング素子により断続して上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するようにされたスイッチング手段と、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と一次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、上記スイッチング素子がオフのとき上記一次側並列共振コンデンサの両端電圧として正弦波状のパルス波形を得る一次側共振回路と、
クランプコンデンサと補助スイッチング素子が直列に接続され、上記補助スイッチング素子が上記スイッチング素子と交互にオンオフされることで上記パルス波形電圧をクランプするアクティブクランプ手段と、
上記アクティブクランプ手段によりクランプされた上記パルス波形電圧を帰還する電圧帰還回路と、上記整流平滑手段において直列接続された２つの整流素子に対してそれぞれ並列接続される直列回路であって、整流素子とインダクタからなる直列回路一対を有し、上記直列回路のそれぞれの整流素子が上記電圧帰還回路により帰還されるクランプされたパルス波形電圧に基づいて整流電流を断続することにより力率を改善する力率改善整流手段と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、二次側共振コンデンサのキャパシタンスとによって二次側において形成される二次側共振回路と、
上記二次側共振回路を含んで形成され、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と
を備えたことを特徴とするスイッチング電源回路。 - 上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記スイッチング素子をスイッチングさせる周波数を可変することにより上記二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段を、更に備えたことを特徴とする請求項６に記載のスイッチング電源回路。
- 上記電圧帰還回路として、上記絶縁コンバータトランスの一次側には三次巻線が設けられ、上記アクティブクランプ手段によってクランプされた上記パルス波形電圧が、上記三次巻線を介して上記力率改善手段に帰還されることを特徴とする請求項６に記載のスイッチング電源回路。
- 上記絶縁コンバータトランスの一次巻線と上記平滑コンデンサの間に接続される一次巻線、それぞれ上記インダクタとなる二次巻線および三次巻線を備えたトランスが上記電圧帰還回路として設けられ、
上記アクティブクランプ手段によってクランプされた上記パルス波形電圧が、上記トランスを介して上記力率改善手段に帰還されることを特徴とする請求項６に記載のスイッチング電源回路。 - 上記力率改善整流手段には、それぞれ上記インダクタとなる一次巻線および二次巻線を備えたトランスと、上記トランスの一次巻線と並列回路を構成するコンデンサとが設けられ、上記アクティブクランプ手段における上記クランプコンデンサが、上記トランスの一次巻線と並列回路を構成するコンデンサとの接続点に接続されるとともに、上記補助スイッチング素子はボディーダイオードを有し、上記一次側共振回路で得られる上記パルス波形電圧により上記ボディーダイオードおよび上記クランプコンデンサを介して上記力率改善手段に電流が流れることで上記電圧帰還回路が形成されることを特徴とする請求項６に記載のスイッチング電源回路。
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