JP4218092B2 - スイッチング電源回路 - Google Patents
スイッチング電源回路 Download PDFInfo
- Publication number
- JP4218092B2 JP4218092B2 JP31938898A JP31938898A JP4218092B2 JP 4218092 B2 JP4218092 B2 JP 4218092B2 JP 31938898 A JP31938898 A JP 31938898A JP 31938898 A JP31938898 A JP 31938898A JP 4218092 B2 JP4218092 B2 JP 4218092B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- winding
- switching
- circuit
- power supply
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、各種電子機器に電源として備えられるスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチング電源回路として、例えばフライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知られている。これらのスイッチングコンバータはスイッチング動作波形が矩形波状であることから、スイッチングノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、電力変換効率の向上にも限界があることが分かっている。
そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバータによるスイッチング電源回路が各種提案されている。共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数により構成することができるというメリットも有している。
【０００３】
図１０の回路図は、先に本出願人が提案した発明に基づいて構成することのできるスイッチング電源回路の一例を示している。
この図に示すスイッチング電源回路は、例えば日本或いは米国などの商用交流電源がいわゆるＡＣ１００Ｖ系とされ、最大負荷電力が１５０Ｗ以上の条件に対応するものとされる。
【０００４】
この図に示すスイッチング電源回路においては、商用交流電源ＡＣを整流平滑化するための整流平滑回路として、整流ダイオードＤｉ1，Ｄｉ2、及び平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2から成る、いわゆる倍電圧整流回路が備えられる。この倍電圧整流回路においては、例えば交流入力電圧ＶACのピーク値の１倍に対応する直流入力電圧をＥｉとすると、その約２倍の直流入力電圧２Ｅｉを生成する。例えば交流入力電圧ＶAC＝１４４Ｖであるとすると、直流入力電圧２Ｅｉは約４００Ｖとなる。
このように、整流平滑回路として倍電圧整流回路を採用するのは、上述したように、交流入力電圧がＡＣ１００Ｖ系とされ、かつ、最大負荷電力が１５０Ｗ以上という比較的重負荷の条件に対応するためである。つまり、直流入力電圧を通常の２倍とすることで、後段のスイッチングコンバータへの流入電流量を抑制し、当該スイッチング電源回路を形成する構成部品の信頼性が確保されるようにするものである。
なお、この図に示す倍電圧整流回路に対しては、その整流電流経路に対して突入電流制限抵抗Ｒｉが挿入されており、例えば電源投入時に平滑コンデンサに流入する突入電流を抑制するようにしている。
【０００５】
この図における電圧共振形のスイッチングコンバータは、１石のスイッチング素子Ｑ1 を備えた自励式の構成を採っている。この場合、スイッチング素子Ｑ1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用されている。
スイッチング素子Ｑ1 のベースは、起動抵抗ＲS を介して平滑コンデンサＣｉ1（整流平滑電圧２Ｅｉ）の正極側に接続されて、起動時のベース電流が整流平滑ラインから得られるようにしている。また、スイッチング素子Ｑ1 のベースと一時側アース間にはインダクタＬB，検出駆動巻線ＮB，共振コンデンサＣB ，ベース電流制限抵抗ＲB の直列接続回路よりなる自励発振駆動用の共振回路が接続される。
また、スイッチング素子Ｑ1 のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿入されるクランプダイオードＤD により、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時に流れるダンパー電流の経路を形成するようにされており、また、スイッチング素子Ｑ1 のコレクタは絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端と接続され、エミッタは接地される。
【０００６】
また、上記スイッチング素子Ｑ1 のコレクタ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列に接続されている。この並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタンスと、後述する直交型絶縁コンバータトランスＰＲＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスＬ1 、及びチョークコイルＰＣＣのインダクタＬｃの直列接続により得られる合成インダクタンス（Ｌ1＋Ｌｃ）とにより電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成する。そして、ここでは詳しい説明を省略するが、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時には、この並列共振回路の作用によって共振コンデンサＣｒの両端電圧Ｖｃｒは、実際には正弦波状のパルス波形となって電圧共振形の動作が得られるようになっている。
【０００７】
チョークコイルＰＣＣは、インダクタＬｃと検出駆動巻線ＮBをトランス結合した構成を採っている。検出駆動巻線ＮBは、直交型絶縁コンバ−タトランスＰＲＴの一次巻線Ｎ1 からインダクタＬｃに伝達されたスイッチング出力により、スイッチング周期に対応する交番電圧が励起される。
【０００８】
直交型絶縁コンバ−タトランスＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ1 のスイッチング出力を二次側に伝送すると共に、二次側出力の定電圧制御を行う機能を有する。
この直交型絶縁コンバ−タトランスＰＲＴは、例えば図１１に示すように、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字型コア２０１，２０２の互いの磁脚の端部を接合するようにして形成される立体型コア２００が備えられる。そして、この立体型コア２００の所定の２本の磁脚に対して一次巻線Ｎ1，二次巻線Ｎ2を同じ巻回方向により巻装し、更に、制御巻線ＮCを、一次巻線Ｎ1，二次巻線Ｎ2に対して直交する巻回方向となるようにして所定の２本の磁脚に対して巻装していることで、可飽和リアクトルとして構成される。この場合、ダブルコの字型コア２０１,２０２の互いの磁脚の対向面は接合しており、ギャップは形成されていない。
【０００９】
上記直交型絶縁コンバ−タトランスＰＲＴの一次巻線Ｎ1の一端は、スイッチング素子Ｑ1 のコレクタと接続され、他端側は図のようにチョークコイルＰＣＣのインダクタＬｃの直列接続を介して平滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧２Ｅｉ）と接続されている。
【００１０】
直交型絶縁コンバータトランスＰＲＴの二次側では、一次巻線Ｎ1 により誘起された交番電圧が二次巻線Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接続されることで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧は共振電圧となる。つまり二次側において電圧共振動作が得られる。
上記ようにして形成される二次側の並列共振回路に対しては、二次巻線Ｎ2に対してセンタータップを設けた上で、整流ダイオードＤO1，ＤO2，ＤO3，ＤO4及び平滑コンデンサＣO1，ＣO2を図のように接続することで、［整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コンデンサＣO1］の組と、［整流ダイオードＤO3，ＤO4，平滑コンデンサＣO2］の組とによる、２組の全波整流回路が設けられる。
［整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コンデンサＣO1］から成る全波整流回路は二次側並列共振回路から供給される共振電圧を入力して直流出力電圧ＥO1を生成し、［整流ダイオードＤO3，ＤO4，平滑コンデンサＣO2］から成る全波整流回路も同様に、二次側並列共振回路から供給される共振電圧を入力して直流出力電圧ＥO2を生成する。
なお、この場合には、直流出力電圧ＥO1及び直流出力電圧ＥO2は制御回路１に対しても分岐して入力される。制御回路１においては、直流出力電圧ＥO1を検出電圧として利用し、直流出力電圧ＥO2を制御回路１の動作電源として利用する。
【００１１】
制御回路１は、例えば二次側の直流電圧出力ＥO1のレベルに応じてそのレベルが可変される直流電流を、直交型絶縁コンバータトランスＰＲＴの制御巻線ＮC に供給することにより次に述べるようにして定電圧制御を行う。
【００１２】
例えば、交流入力電圧ＶAC或いは負荷電力の変動に伴って二次側の直流出力電圧ＥO1が変動した時は、制御回路１によって制御巻線ＮC に流れる制御電流を所要の範囲で変化させる。
制御巻線ＮC は、直交型絶縁コンバ−タトランスＰＲＴに巻装されていることから、可飽和リアクトルである直交型絶縁コンバ−タトランスＰＲＴにおいては漏洩インダクタンス（Ｌ1，Ｌ2）が変化する動作が得られる。
前述のように、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1は一次側の並列共振回路を形成し、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2は二次側の並列共振回路を形成するのであるが、上記のようにして、制御巻線ＮC に流れる制御電流が可変されることで、上記インダクタンスＬ1，Ｌ2が共に可変制御されることになる。この動作によって一次側と二次側の共振インピーダンスが変化するために、一次側から二次側に伝達されるスイッチング出力も変化するのであるが、これによって二次側直流電圧（ＥO1，ＥO2）の定電圧化が図られることになる。なお、このような定電圧制御方式を、以降は「並列共振周波数制御方式」ということにする。
【００１３】
また、図１２の回路図に、先に本出願人が提案した発明に基づいて構成することのできるスイッチング電源回路の他の例を示す。この図に示す電源回路も図１０に示した電源回路と同様に、例えば日本或いは米国などの商用交流電源がいわゆるＡＣ１００Ｖ系とされ、最大負荷電力が１５０Ｗ以上の条件に対応するものとされる。また、一次側には１石のスイッチング素子Ｑ1による自励式の電圧共振形コンバータが備えられる。
なお、図１２において、図１０と同一部分には同一符号を付し、同一構成とされる部位についての説明は省略する。
【００１４】
この図に示すスイッチング電源回路においては、直交型制御トランスＰＲＴが備えられる。この直交型制御トランスＰＲＴは、図１３に示すように、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字型コア２０１，２０２の互いの磁脚の端部を接合するようにして形成される立体型コア２００が備えられる。そして、この立体型コア２００の所定の２本の磁脚に対して被制御巻線ＮRを所定ターン数巻装し、更に、この被制御巻線ＮRの巻回方向と直交するようにして所定の２本の磁脚に対して制御巻線ＮCを巻装することで可飽和リアクトルとして構成される。
この直交型制御トランスＰＲＴは１つの可変インダクタンス素子としてみることができ、例えば図１１に示した直交型絶縁コンバータトランスＰＲＴよりもサイズとしては小型となる。
【００１５】
この場合、被制御巻線ＮRは、平滑コンデンサＣｉ1の正極端子と絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1との間に直列に挿入される。従って、この図に示す電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスＬ1 と被制御巻線ＮRのインダクタンスＬRの直列接続により得られる合成インダクタンス（Ｌ1＋ＬR）と、並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスとにより、一次側のスイッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路を形成する。
【００１６】
この図に示す絶縁コンバータトランスＰＩＴは、例えば図１４に示すようにして、フェライト材による２つのＥ型コア１０１，１０２によりＥＥ型コア１００が形成される。この際、中央磁脚には図のようにギャップは形成されない。そして、この中央磁脚に対して、実際には分割ボビンを利用して一次巻線Ｎ1（及び検出駆動巻線ＮB）、二次巻線Ｎ2 をそれぞれ分割した状態で巻装して構成される。これにより、一次巻線Ｎ1 と二次巻線Ｎ2 とでは疎結合（例えば結合係数ｋ≒０．９）の状態が得られることになる。
【００１７】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいては、一次巻線Ｎ1 、二次巻線Ｎ2 の極性（巻方向）と整流ダイオードＤO （ＤO1，ＤO2）の接続との関係によって、一次巻線Ｎ1 のインダクタンスＬ1と二次巻線Ｎ2 のインダクタンスＬ2 との相互インダクタンスＭについて、＋Ｍ（加極性モード）となる場合と−Ｍ（減極性モード）となる場合とがある。
例えば、図１５（ａ）に示す接続形態を採る場合の動作では相互インダクタンスは＋Ｍとなり、図１５（ｂ）に示す接続形態を採る場合の動作では相互インダクタンスは−Ｍとなる。この図に示す回路では、一次巻線Ｎ1 、二次巻線Ｎ2 の極性は加極性モードとなっている。
【００１８】
この場合にも、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接続されることで並列共振回路が形成される。
この並列共振回路により、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧は共振電圧とされ、この共振電圧が整流ダイオードＤO1及び平滑コンデンサＣO2からなる半波整流回路と、整流ダイオードＤO2及び平滑コンデンサＣO2からなる半波整流回路との２組の半波整流回路に供給される。そして、これら２組の半波整流回路により、それぞれ直流出力電圧ＥO1，ＥO2が得られる。
なお、この半波整流回路を形成する整流ダイオードＤO1，ＤO2は、スイッチング周期の交番電圧を整流するために高速型を使用している。
【００１９】
例えば、交流入力電圧ＶAC或いは負荷電力の変動に伴って二次側の直流出力電圧ＥO2が変動した時は、制御回路１によって制御巻線ＮC に流れる制御電流を例えば１０ｍＡ〜４０ｍＡの範囲で変化させる。これにより、被制御巻線ＮR のインダクタンスＬR が例えば０．１ｍＨ〜０．６ｍＨの範囲で変化するようにされる。
【００２０】
上記被制御巻線ＮR は、前述のように電圧共振形のスイッチング動作を得るための並列共振回路を形成していることから、固定とされているスイッチング周波数に対して、この並列共振回路の共振条件が変化するようにされる。スイッチング素子Ｑ1と並列共振コンデンサＣｒの並列接続回路の両端には、スイッチング素子Ｑ1のオフ期間に対応して上記並列共振回路の作用によって正弦波状の共振パルスが発生するが、並列共振回路の共振条件が変化することによって共振パルスの幅が可変制御される。つまり、共振パルスに対するＰＷＭ(Pulse Width Moduration)制御動作が得られる。共振パルス幅のＰＷＭ制御とは即ちスイッチング素子Ｑ1のオフ期間の制御であるが、これは換言すれば、固定のスイッチング周波数の条件下でスイッチング素子Ｑ1のオン期間を可変制御することを意味する。このようにしてスイッチング素子Ｑ1のオン期間が可変制御されることで、並列共振回路を形成する一次巻線Ｎ1から二次側に伝送されるスイッチング出力が変化し、二次側の直流出力電圧（ＥO1，ＥO2）の出力レベルも変化するようにされる。これによって二次側直流電圧（ＥO1，ＥO2）の定電圧化が図られることになる。なお、このような定電圧制御方式を、ここでは、「一次側電圧共振パルス幅制御方式」ということにする。
【００２１】
また、図１６の回路図に、先に本出願人が提案した発明に基づいて構成することのできるスイッチング電源回路の他の例を示す。なお、図１６において、図１０及び図１２と同一部分には同一符号を付し、同一構成とされる部位についての説明は省略する。
この図に示す電源回路においては、直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線が二次側に設けられている例が示されている。
この場合、直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線としては、被制御巻線ＮR，ＮR1の２つが巻装されて備えられる、そして、被制御巻線ＮRは二次巻線Ｎ2の端部と整流ダイオードＤO1のアノード間に対して直列に挿入されるようにして接続される。また、被制御巻線ＮR1は、二次巻線Ｎ2のタップ出力と整流ダイオードＤO2のアノードとの間に対して直列に挿入される。このような接続形態では、二次側の並列共振回路は、被制御巻線ＮR，ＮR1のインダクタンス成分（ＬR，ＬR1）を含んで形成されることになる。
【００２２】
このように、直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線（ＮR，ＮR1）が二次側に設けられた構成の場合には、インダクタンス制御方式として、被制御巻線ＮR，ＮR1のインダクタンスが可変されることで、二次側並列共振コンデンサＣ2の共振電圧Ｖ2のパルス幅、つまり、二次側整流ダイオードの導通角を可変制御するように動作する。これによって、二次側に得られる出力レベルを制御することで定電圧制御が図られる。
【００２３】
なお、この図に示す電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスＰＩＴは、先に図１４に示した構造と同様とされる。また、直交型制御トランスＰＲＴについても、被制御巻線ＮR1が、制御巻線ＮCと直交する巻回方向により追加的に巻装される点を除いては、図１３と同様の構造を採る。但し、図１２に示す電源回路の直交型制御トランスＰＲＴの場合には、被制御巻線ＮRが一次側に挿入されるために、二次側と直流的に接続される制御巻線ＮCとの絶縁距離を確保しなければならない分、相応のサイズを要求されるが、図１６に示す電源回路の直交型制御トランスＰＲＴでは被制御巻線ＮR1が二次側に設けられるために、制御巻線ＮCとの絶縁距離が不要となるため、直交型制御トランスＰＲＴのサイズをより小型なものとすることが出来る。
【００２４】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記図１０〜図１６を参照して説明した構成によるスイッチング電源回路では、交流入力電圧ＶACがＡＣ１００Ｖ系で最大負荷電力が１５０Ｗ以上の条件に対応するため、倍電圧整流方式により２Ｅｉのレベルの直流入力電圧を得るようにしている。このため、実際には、スイッチング素子Ｑ1と並列共振コンデンサＣｒの両端には、スイッチングＱ1のオフ時において１８００Ｖの共振電圧Ｖｃｒが発生する。
このため、スイッチング素子Ｑ1と並列共振コンデンサＣｒについては、１８００Ｖの高耐圧品を選定することが要求される。従って、スイッチング素子Ｑ1と並列共振コンデンサＣｒは相応に大型化してしまう。また、特にスイッチング素子Ｑ1について高耐圧品を選定した場合においては、飽和電圧ＶCE(SAT)、蓄積時間ｔSTG、下降時間ｔｆが大きく、電流増幅率ｈFEが小さくなるため、スイッチング周波数を高く設定することが困難となる。スイッチング周波数が低ければスイッチング損失とドライブ電力が増加するため、それだけ電源回路としての電力損失が大きくなる。また、電源回路内に備えられるトランスや、駆動回路系等に備えられるコンデンサが大型化して高価となり、回路の小型軽量化及び低コスト化の妨げになる。
【００２５】
また、図１０、図１２、及び図１６に示した何れの定電圧制御方式においても、一次側と二次側を分離する（直交型）絶縁コンバータトランスＰＩＴ（ＰＲＴ）は、ギャップが形成されないことで得られる所要の結合度を有しており、その上で、一次巻線Ｎ1又は二次巻線Ｎ2に対して直列に、チョークコイルの巻線（インダクタ）Ｌｃ或いは直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮRが接続される。このため、電源回路内における漏洩インダクタンス成分が増加する。この漏洩インダクタンス成分の増加は即ち漏洩磁束の増加につなり、負荷側の電子回路等に影響を及ぼす可能性がある。
そこで実際には、漏洩磁束の影響を小さくするために、例えばスイッチングコンバータ回路全体を通風穴が形成されたアルミニウム製のシールドケースに収納し、入出力はコネクターを設けて接続するという構造を採っている。このような構造の点においても、回路の小型軽量化及び低コスト化が妨げられており、また、製造時間も相応に長くなっていた。
【００２６】
【課題を解決するための手段】
そこで、本発明は上記した課題を考慮して、共振形電源回路の小型軽量化及び低コスト化の促進、更には製造能率の向上と、電力変換効率等をはじめとする共振形電源回路としての諸特性の向上を図ることを目的とする。
【００２７】
このため、商用交流電源を入力して、この商用交流電源レベルの等倍に対応するレベルの整流平滑電圧を生成して直流入力電圧として出力する整流平滑手段と、疎結合とされる所要の結合係数が得られるようにギャップが形成されて一次側出力を二次側に伝送するために設けられる絶縁コンバータトランスと、直流入力電圧をスイッチング素子により断続して絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するようにされたスイッチング手段と、少なくとも絶縁コンバータトランスの一次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されてスイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路と、絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して二次側直列共振コンデンサを直列に接続することで絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって直列共振回路を形成する二次側直列共振回路と、整流電流経路に対して二次側直列共振コンデンサを挿入して形成され、絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して倍電圧全波整流動作を行って、入力電圧レベルのほぼ２倍に対応する二次側直流出力電圧を生成可能に構成された直流出力電圧生成手段と、二次側直流出力電圧のレベルに応じてスイッチング素子のスイッチング周波数を可変することで、一次側並列共振回路の共振インピーダンスとスイッチング素子の導通角を複合的に制御するようにして、二次側出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段とを備えてスイッチング電源回路を構成することとした。
【００２８】
上記構成によれば、一次側に対して電圧共振形コンバータを備えたうえで、絶縁コンバータトランスを疎結合とし、二次側においては二次側直列共振回路と倍電圧全波整流回路によって二次側直流出力電圧を生成して負荷に電力を供給するようにされる。つまり、所要の負荷条件に対しては、基本的に二次側に倍電圧全波整流回路を備えることで対応するようにされる。これに伴い、一次側は倍電圧整流回路ではなく、交流入力電圧レベルの１倍に対応する整流平滑電圧を生成する全波整流回路を備えて構成されることになる。
また、上記構成による定電圧制御の構成では、二次側出力電圧レベルに応じてスイッチング周波数を変化させることで、一次側並列共振回路の共振インピーダンスと上記スイッチング素子の導通角を同時に制御し、この複合的な制御動作によって結果的に制御感度の向上を図っている。
【００２９】
【発明の実施の形態】
図１の回路図は、本発明の第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路においては先に説明した図１０，図１２及び図１６の場合と同様に、一次側に対しては、１石のスイッチング素子（バイポーラトランジスタ）による自励式の電圧共振形スイッチングコンバータが備えられる。なお、この図において、図１０，図１２及び図１６と同一部分については同一符号を付して説明を省略する。
【００３０】
この図に示す本実施の形態としての電源回路においては、交流入力電圧ＶACを入力して直流入力電圧を得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流回路が備えられ、交流入力電圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。つまり、本実施の形態においては、従来のように倍電圧整流回路は備えられないものである。
なお、本明細書においては、図１に示すようにして、交流入力電圧ＶACのレベルの１倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流回路を「等倍電圧整流回路」ともいうことにする。
【００３１】
この図に示す直交型制御トランスＰＲＴは、検出巻線ＮD，駆動巻線ＮB，及び制御巻線ＮCが巻装された可飽和リアクトルである。
この直交型制御トランスＰＲＴの構造としては、図２に示すようにして、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字型コア２０１，２０２の互いの磁脚の端部を接合するようにして立体型コア２００を形成する。そして、この立体型コア２００の所定の２本の磁脚に対して、同じ巻回方向に検出巻線ＮD，駆動巻線ＮBを巻装し、更に制御巻線ＮCを、上記検出巻線ＮD，駆動巻線ＮBに対して直交する方向に巻装して構成される。
ここで、検出巻線ＮD，駆動巻線ＮB，制御巻線ＮCの各巻数（ターン数）としては、例えば検出巻線ＮD＝１Ｔ（ターン）、駆動巻線ＮB＝３Ｔ，制御巻線ＮC＝１０００Ｔとされている。なお、本実施の形態の直交型制御トランスＰＲＴとしては、例えば７ｇｒ程度に小型軽量化されている。
【００３２】
この場合、直交型制御トランスＰＲＴの検出巻線ＮDは、平滑コンデンサＣｉの正極と絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1との間に直列に挿入されることで、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力は、一次巻線Ｎ1を介して検出巻線ＮDに伝達される。直交型制御トランスＰＲＴにおいては、検出巻線ＮDに得られたスイッチング出力により駆動巻線ＮBが励起されて、駆動巻線ＮBに交番電圧が発生する。この交番電圧は、自励発振駆動回路における駆動電圧の源となる。
【００３３】
また、制御回路１によって、二次側直流出力電圧レベルの変化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電流（直流電流）レベルが可変されることで、直交型制御トランスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBが可変制御される。これにより、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを含んで形成されるスイッチング素子Ｑ1のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化する。これは、後に図４にて説明するように、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変する動作となるが、この動作によって二次側直流出力電圧を安定化する作用を有する。
【００３４】
本実施の形態における絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図３に示すように、例えばフェライト材によるＥ型コア１０１，１０２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア１００が備えられ、このＥＥ型コア１００の中央磁脚に対して、実際には一次側と二次側とで巻装部が分割された分割ボビンを利用して一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2（及びＮ2A）をそれぞれ分割した状態で巻装している。そして、本実施の形態では、中央磁脚に対しては図のようにギャップＧを形成するようにしている。このギャップＧは、Ｅ型コア１０１，１０２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短く形成することで形成することが出来る。
これによって、例えば従来例として図１４に示した絶縁コンバータトランスＰＩＴよりも小さな結合係数による疎結合となるようにして、その分、飽和状態が得られにくいようにしている。この場合の結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８５とされる。
【００３５】
本実施の形態の絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2は、後述するようにして従来とは異なる巻数により巻装される。この二次巻線Ｎ2の一端は二次側アースに接続され、他端は直列共振コンデンサＣｓの直列接続を介して整流ダイオードＤO1のアノードと整流ダイオードＤO2のカソードの接続点に対して接続される。整流ダイオードＤO1のカソードは平滑コンデンサＣO1の正極と接続され、整流ダイオードＤO2のアノードは二次側アースに対して接続される。平滑コンデンサＣO1の負極側は二次側アースに対して接続される。
また、この場合には、二次巻線Ｎ2とは独立して二次巻線Ｎ2Aが巻装されてい。この二次巻線Ｎ2Aに対してはセンタータップをアースに接地したうえで、整流ダイオードＤO3，ＤO4及び平滑コンデンサＣO2からなる全波整流回路が接続されることで、直流出力電圧ＥO2を生成する。
【００３６】
このような接続形態では結果的に、［直列共振コンデンサＣｓ，整流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑コンデンサＣO1］の組から成る倍電圧全波整流回路が形成されていることになる。ここで、直列共振コンデンサＣｓは、自身のキャパシタンスと二次巻線Ｎ2の漏洩インダクタンス成分（Ｌ2）とによって、整流ダイオードＤO1，ＤO2のオン／オフ動作に対応する直列共振回路を形成する。
即ち、本実施の形態の電源回路は、一次側にはスイッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、二次側には、倍電圧全波整流動作（電流共振動作）を得るための直列共振回路が備えられる。なお、本明細書では、このように一次側及び二次側に対して共振回路が備えられて動作する構成のスイッチングコンバータについては、「複合共振形スイッチングコンバータ」ともいうことにする。
【００３７】
図４は、図１に示す構成の電源回路の要部の動作を示す波形図であり、図４（ａ）〜（ｇ）は、最大負荷電力（Ｐｏｍａｘ）、最小保証交流入力電圧（ＶAC ｍｉｎ）時における各部の動作波形を示し、図４（ｈ）〜（ｎ）は、それぞれ、最小負荷電力（Ｐｏｍｉｎ）、最大保証交流入力電圧（ＶAC ｍａｘ）時における図４（ａ）〜（ｇ）と同一部の動作波形を示すものである。
【００３８】
この場合、スイッチング素子Ｑ1のための自励発振駆動回路によって、スイッチング素子Ｑ1のベースには図４（ｄ）（ｋ）に示すように、ベース電流（駆動電流）ＩBが流れる。この駆動電流ＩBによって、スイッチング素子Ｑ1は、スイッチング動作を行う。この際、スイッチング素子Ｑ1のコレクタに流れるコレクタ電流Ｉｃｐは、図４（ｃ）（ｊ）に示す波形が得られる。また、スイッチング素子Ｑ1／／並列共振コンデンサＣｒの並列接続回路の両端には、図４（ａ）（ｈ）に示すようにして、この並列共振回路の作用によって並列共振電圧Ｖｃｒが発生する。この並列共振電圧Ｖｃｒは、図のように、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONは０レベルで、オフとなる期間ＴOFFにおいて正弦波状のパルスとなる波形が得られ、電圧共振形としての動作に対応している。
【００３９】
上記のような一次側のスイッチング動作により、一次巻線Ｎ1にはスイッチング出力が得られる。この動作は、図４（ｂ）（ｉ）の一次巻線Ｎ1に得られるスイッチング出力電流Ｉ1として示され、電圧共振形の動作により正弦波に近い滑らかな波形が得られている。
【００４０】
上記のようにして一次側に得られたスイッチング出力は二次巻線Ｎ2に励起される。そして、二次側においては、前述した［直列共振コンデンサＣｓ，整流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑コンデンサＣO1］の組により、次のようにして倍電圧全波整流動作を得る。
【００４１】
ここで、整流ダイオードＤO1がオフとなり、整流ダイオードＤO2がオンとなる期間Ｔ１においては、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2との極性が−Ｍとなる減極性モードで動作して、二次巻線Ｎ2の漏洩インダクタンスＬ2と直列共振コンデンサＣｓによる直列共振作用によって、整流ダイオードＤO2により整流した整流電流Ｉ3（図４（ｆ）（ｍ））を直列共振コンデンサＣｓに対して充電する動作が得られる。図４（ｇ）（ｎ）は、整流ダイオードＤO2の両端電圧Ｖ2を示す。
【００４２】
そして、整流ダイオードＤO2がオフとなり、整流ダイオードＤO1がオンとなって整流動作を行う期間Ｔ２においては、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2との極性が＋Ｍとなる加極性モードとなり、二次巻線Ｎ2に誘起された電圧に直列共振コンデンサＣｓの電位が加わるという直列共振（電流共振）が生じる状態で平滑コンデンサＣO1に対して充電が行われる動作となる。このとき、整流ダイオードＤO1を介して平滑コンデンサＣO1に充電される整流電流Ｉ2は、図４（ｅ）（ｌ）に示す波形となる。この波形を、図４（ｆ）（ｍ）に示す整流ダイオードＤO2により整流した整流電流Ｉ3と比較して分かるように、整流電流Ｉ2は、整流電流Ｉ3よりもレベルが増加している。これは、上記したように直列共振コンデンサＣｓの電位が加わる整流動作であることに起因している。
【００４３】
上記のようにして、加極性モード（＋Ｍ；フォワード動作）と減極性モード（−Ｍ；フライバック動作）との両者のモードを利用して整流動作が行われることで、平滑コンデンサＣO1においては、二次巻線Ｎ2の誘起電圧のほぼ２倍に対応する直流出力電圧ＥO1が得られる。つまり、本実施の形態では、相互インダクタンスが＋Ｍと−Ｍの動作モードとなる状態を利用して、倍電圧全波整流を行うことで二次側直流出力電圧を得るようにしており、それだけ負荷側に供給される電力も増加して、最大負荷電力の増加が図られることになる。
【００４４】
上記した倍電圧全波整流動作を得るための構成は、先に図３にて説明したように、絶縁コンバータトランスＰＩＴに対してギャップＧを形成して所要の結合係数による疎結合としたことによって、更に飽和状態となりにくい状態を得たことで実現されるものである。例えば、従来のように絶縁コンバータトランスＰＩＴに対してギャップＧが設けられない場合には、フライバック動作時において絶縁コンバータトランスＰＩＴが飽和状態となって動作が異常となる可能性が高く、本実施の形態のような倍電圧整流動作が適正に行われるのを望むのは難しい。
【００４５】
また、上記のように、二次巻線Ｎ2の励起電圧が正負の両期間において整流動作を行う倍電圧全波整流回路を設けたことで、本実施の形態の回路形態の場合、二次側の倍電圧全波整流回路を形成する整流ダイオードＤO1，ＤO2にかかる電圧は、図４（ｇ）（ｎ）に示す波形から分かるように、オフ時において、二次側出力電圧（ＥO1）のレベルにクランプされる。このため、実際の二次側出力電圧ＥO1＝１３５Ｖであるとすると、整流ダイオードＤO1，ＤO2については、１５０Ｖの耐圧品を用いることが出来る。
【００４６】
また、倍電圧整流回路によって二次側直流出力電圧を得るようにしていることで、例えば等倍電圧整流回路（半波整流回路）によって得られる二次側直流出力電圧と同等のレベルを得ようとすれば、本実施の形態の二次巻線Ｎ2としては、従来の１／２の巻数で済むことになる。この巻数の削減は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの小型軽量化、及び低コスト化につながる。
【００４７】
また、本実施の形態の電源回路では、これまでの説明から分かるように、一次側には電圧共振形コンバータ（並列共振回路）を備え、二次側には直列共振回路及び倍電圧全波整流回路を備えた複合共振形スイッチングコンバータとされている。
ここで図５に、本実施の形態における、スイッチング周波数ｆｓと二次側直流出力電圧ＥO（Ｅ01，Ｅ02）との関係を示す。この場合には横軸にスイッチング周波数をとり、縦軸に二次側直流出力電圧ＥOのレベルをとっている。
破線により示す共振曲線は、図１２に示した電源回路における特性を示している。この図から分かるように、例えば、負荷変動に応じて二次側直流出力電圧ＥO＝１３５Ｖとなるように定電圧化するためには、スイッチング周波数ｆｓを７５ＫＨｚ〜２２５ＫＨｚのΔ１５０ＫＨｚの範囲で制御する必要がある。但し、前述したように、図１２に示した電源回路の構成そのままでは、耐圧の関係でスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数は、５０ＫＨｚ程度が限度である。
これに対して、図１の回路では、実線による共振曲線として示すように、スイッチング周波数ｆｓを１００ＫＨｚ〜１７５ＫＨｚのΔ７５ＫＨｚの範囲で制御すればよく、その制御範囲は、約１／２程度に抑えられている。また、後述するようにして、本実施の形態では、スイッチング周波数の高周波化は容易に実現することが出来る。
【００４８】
上記のようにして本実施の形態においてスイッチング周波数の制御範囲が縮小されるのは、次のような理由による。
本実施の形態においては、制御回路１及び直交型制御トランスから成る定電圧制御回路系の動作によって、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変制御することで定電圧制御作用を有することは前に述べたとおりである。この動作は図４にも示されており、例えば図４（ａ）（ｃ）（ｄ）と、図４（ｈ）（Ｊ）（ｋ）の各波形（Ｖｃｒ，Ｉｃｐ，ＩB）を比較して分かるように、スイッチング周波数を可変するのにあたり、この回路では、スイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFは一定とされたうえで、オンとなる期間ＴONを可変制御するようにしている。つまり、本実施の形態では、定電圧制御動作として、スイッチング周波数を可変制御するように動作することで、スイッチング出力に対する共振インピーダンス制御を行い、これと同時に、スイッチング周期におけるスイッチング素子の導通角制御（ＰＷＭ制御）も行っているものと見ることが出来る。そして、この複合的な制御動作を１組の制御回路系によって実現している。
実際には、図４（ａ）（ｃ）（ｄ）に示す動作波形が対応するＰｏｍａｘ、ＶAC ｍｉｎ時に対して、図４（ｈ）（Ｊ）（ｋ）に示す動作波形が対応するＰｏｍｉｎ、ＶAC ｍａｘ時では、期間ＴONは１／３程度に短縮する。これに伴い、平滑コンデンサＣｉから電圧共振形コンバータに流入する電流Ｉ1の電流量も、図４（ｂ）→図４（ｉ）の遷移として示すように、ほぼ１／３に制限されることになるので、制御感度は向上して実質的な制御範囲は拡大されるものである。これにより、前述したように、スイッチング周波数の可変幅は従来よりも小さくて済むものである。
【００４９】
また、図５においては、スイッチング周波数に対して、一次側並列共振回路の並列共振周波数ｆｏ１と、二次側直列共振回路の直列共振周波数ｆｏ２が示されているが、ここで、例えば図のように、並列共振周波数ｆｏ１と直列共振周波数ｆｏ２とを７５ＫＨｚで等しくなるようにインダクタンス、キャパシタンスを選定すれば、共振インピーダンス差が小さくなって一次側から二次側への伝送効率が高まるため、これによっても対応可能な最大負荷電力を向上させることが出来る。
【００５０】
また、これまでの説明のようにして最大負荷電力の増加を図ってきていることで、本実施の形態では、直流入力電圧を生成する整流平滑回路としては倍電圧整流方式を採って負荷電力をカバーする必要はない。このため、図１にて説明したように、例えばブリッジ整流回路による通常の等倍電圧整流回路の構成を採ることができる。
これにより、例えば交流入力電圧ＶAC＝１４４Ｖ時における整流平滑電圧Ｅｉは２００Ｖ程度となる。図４（ａ）（ｈ）に示すスイッチング素子Ｑ1／／二次側並列共振コンデンサＣｒの並列接続回路の両端に得られる共振電圧Ｖｃｒは、整流平滑電圧Ｅｉに対して一次側の並列共振回路が作用することで、スイッチング素子Ｑ1がオフ時に発生するが、本実施の形態では、上記のように整流平滑電圧Ｅｉが倍電圧整流時の約１／２とされていることで、共振電圧Ｖｃｒは、先に図１０、図１２、図１６に示した従来例としての電源回路にて発生する共振電圧Ｖｃｒ（１８００Ｖ）の約１／２程度に抑えられることになる。また、先に述べたようにしてスイッチング素子Ｑ1の導通角が可変制御（ＰＷＭ制御）されることで、共振電圧Ｖｃｒのピーク値は交流入力電圧ＶACの上昇に関わらずほぼ一定となるように制御される。この結果、本実施の形態の電源回路では、共振電圧Ｖｃｒはピークで９００Ｖ程度のレベルでほぼ一定に抑えられることになる。
従って、本実施の形態においては、スイッチング素子Ｑ1と並列共振コンデンサＣｒについては、９００Ｖの耐圧品を選定すればよいことになる。
【００５１】
そして、本実施の形態では、スイッチング素子Ｑ1、並列共振コンデンサＣｒ、及び二次側の整流ダイオードについて、従来備えられるべきものよりも低耐圧品を用いることができるため、素子としてはそれだけ安価となる。このため、特にコストアップを考慮することなく、例えばスイッチング素子Ｑ1及びブリッジ整流回路ＤOについて特性の向上されたもの（スイッチング素子Ｑ1であれば、飽和電圧ＶCE(SAT)、蓄積時間ｔSTG、下降時間ｔｆ、電流増幅率ｈFE等の特性の良好なもの、また、整流ダイオードであれば順方向電圧降下ＶF、逆回復時間ｔｒｒ等の特性の良好なもの）を選定することができる。
このような特性の向上によって、本実施の形態では、従来よりもスイッチング周波数を高く設定できることになり、それだけ電力損失の低減、及び各種部品の小型・軽量化が促進されることにもなる。つまり、従来よりも電力変換効率など諸特性の向上を図ることが可能になると共に、小型軽量化及び低コスト化を促進することが可能になる。
【００５２】
更に、電源回路の小型・軽量化の観点からすれば、従来のように直流入力電圧の生成のために倍電圧整流回路を備える構成では、それぞれ２組の整流ダイオードと平滑コンデンサが必要とされたのであるが、本実施の形態では、例えば通常のブリッジ整流回路による全波整流回路とされるため、１組のブロック型の平滑コンデンサとブリッジ整流ダイオードを採用することができるので、それだけ、コストの削減及び部品の小型化が図られるものである。
【００５３】
更には、等倍電圧整流回路とされたことで、従来よりも一次巻線Ｎ1の巻数が削減されるが、これによっても、定電圧制御感度の向上に寄与している。
【００５４】
また、図１０、図１２又は図１６に示した電源回路では、一次巻線Ｎ1又は二次巻線Ｎ2に対してパワーチョークコイルのインダクタ、或いは直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮRが直列に接続されていたのに対し、本実施の形態の電源回路では、一次巻線Ｎ1又は二次巻線Ｎ2に対してはこれらの巻線が直列には接続されない。図１においては、一次巻線Ｎ1に対して検出巻線ＮDが直列に接続されているが、この検出巻線ＮDの巻数は例えば１Ｔであり、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける漏洩インダクタンスの増加作用という点では無視できる程度のインダクタンス値しか有さない。
このため、スイッチングコンバータ（電源回路）全体としての漏洩磁束の発生源は、絶縁コンバータトランスＰＩＴのみとなり、漏洩磁束の対策としては、例えばトランス本体に銅板のショートリングを施すのみで充分となり、例えば、図１０、図１２又は図１６に示した電源回路では必要とされていたアルミニウム製のシールドケースは不要となる。
【００５５】
例えば図１に示す電源回路の実際として、最大負荷電力Ｐｏｍａｘ＝２００Ｗ、最小負荷電力Ｐｏｍｉｎ＝０Ｗとされ、交流入力電圧ＶACについてはＶAC＝１００Ｖ±２０％の変動が有るとする条件に対して、絶縁コンバータトランスＰＩＴのフェライトＥＥ型コアをＥＥ３５型としてギャップＧの幅を１ｍｍとし、更に、一次巻線Ｎ1＝５０Ｔ、二次巻線Ｎ2＝２５Ｔ、並列共振コンデンサＣｒ＝４７００ｐＦ、二次側直列共振コンデンサＣｓ＝０．１μＦとした構成では、図５により説明したように、スイッチング周波数ｆｓ＝１００ＫＨｚ〜２５０ＫＨｚの制御範囲によって二次側出力の安定化が可能となり、最大負荷電力Ｐｏｍａｘ＝２００Ｗ、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの条件では、９３％という高い電力変換効率が得られた。
【００５６】
図６は、本発明の第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。なお、この図において図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００５７】
この図に示す電源回路においては、先ず、スイッチング素子Ｑ1として、バイポーラトランジスタ（ＢＪＴ）Ｑ11，Ｑ12、ダンパーダイオード（ツェナーダイオード）ＤD1，ダンパーダイオードＤD2、抵抗Ｒ11，Ｒ12を図のように接続して形成されるダーリントン回路が備えられる。
この場合の、上記ダーリントン回路の接続形態としては、トランジスタＱ11のコレクタとトランジスタＱ12のコレクタを接続し、トランジスタＱ11のエミッタをトランジスタＱ12のエミッタと接続し、トランジスタＱ12のエミッタをアースに接地している。また、ダンパーダイオードＤD1のアノードをトランジスタＱ11のエミッタと接続し、ダンパーダイオードＤD1のカソードを抵抗Ｒ11を介してトランジスタＱ11のベースに接続している。ダンパーダイオードＤD2のアノードは、トランジスタＱ12のエミッタに接続され、カソードはトランジスタＱ12のコレクタに接続されている。抵抗Ｒ12は、トランジスタＱ12のベース−エミッタ間に対して並列に接続されている。このようにして形成したダーリントン回路においては、トランジスタＱ11のベースが先の各実施の形態に示したスイッチング素子Ｑ1のベースと等価となり、トランジスタＱ11，Ｑ12のコレクタ接点がスイッチング素子Ｑ1のコレクタと等価となる。また、トランジスタＱ12のエミッタがスイッチング素子Ｑ1のエミッタと等価となる。
【００５８】
また、この場合には、スイッチング素子を自励式により駆動するための自励発振回路は省略され、代わりに発振・ドライブ回路２を備えた、他励式によるスイッチング駆動が行われる構成を採る。
このため、本実施の形態においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいて巻線Ｎ4A，Ｎ4Bが設けられる。そして、巻線Ｎ4A，整流ダイオードＤ1，コンデンサＣAから成る半波整流回路によって＋１２Ｖの直流電圧を生成すると共に、巻線Ｎ4B，整流ダイオードＤ2，コンデンサＣBから成る半波整流回路によって−１２Ｖの直流電圧を生成するようにされる。そして、発振・ドライブ回路２２に対しては、上記＋１２Ｖ及び−１２Ｖの直流電圧が動作電源として供給される。なお、本実施の形態としての絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造は、先に図３に示したコアと同様の構造が採られればよい。但し、第１の実施の形態とは、巻線Ｎ4A，Ｎ4Bが追加的に一次側に巻装される点が異なる。
【００５９】
発振・ドライブ回路２は、起動抵抗ＲSにより起動されるようになっており、所要のスイッチング周波数ｆｓを有する周期の発振信号を生成する。そして、＋１２Ｖ／−１２Ｖの動作電源を利用することで、上記発振信号をスイッチング周期ごとに正（オン）／負（オフ）となるスイッチング駆動電流に変換してスイッチング素子Ｑ1のベース端子に出力する。これによりスイッチング素子Ｑ1は所要のスイッチング周波数でもってスイッチング動作を行うように駆動される。本実施の形態のように、スイッチング素子Ｑ1についてダーリントン回路を採用した場合には、例えばスイッチング素子Ｑ1が１石のバイポーラトランジスタとされる場合よりも更に高い電力変換効率が得られることになる。
【００６０】
この図に示す制御回路１では、例えば、検出入力である二次側直流出力電圧ＥO1のレベルに応じて可変されたレベルの直流信号（検出信号）を発振・ドライブ回路２に対して供給するようにしている。
ここで、発振・ドライブ回路２においては、制御回路１から入力された検出信号に応じて、スイッチング素子Ｑ1のオフ期間は一定として、オン期間を可変制御することによってスイッチング周波数を可変するように構成すれば、図４に示したのと同様の動作が得られることになり、図１の電源回路と同様の効果が得られることになる。
【００６１】
これまでの実施の形態の説明においては、スイッチング素子Ｑ1として、１石のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ）、或いは２本のバイポーラトランジスタを備えたダーリントン回路を採用した場合を例に挙げていたが、本発明の実施の形態としては、以降示すようなスイッチング素子をスイッチング素子Ｑ1に代えて採用することも可能である。
【００６２】
図７には、スイッチング素子Ｑ1に代えて、ＭＯＳ−ＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効果トランジスタ；金属酸化膜半導体）を使用した例が示されている。ＭＯＳ−ＦＥＴを用いる場合、ドレイン−ソース間に対して、スイッチングオフ時の帰還電流の経路を形成するためのツェナーダイオードＺＤが図に示す方向により並列に接続される。つまり、アノードがＭＯＳ−ＦＥＴのソースと接続され、カソードがツェナーダイオードＺＤのドレインと接続される。この場合、先の実施の形態に示したスイッチング素子Ｑ1のベース、コレクタ、エミッタは、それぞれ、ＭＯＳ−ＦＥＴのゲート、ドレイン、ソースに置き換わることになる。
【００６３】
図８は、スイッチング素子Ｑ1に代えて、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）を使用した例が示されている。ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間に対しては、スイッチングオフ時の帰還電流の経路を形成するためのダイオードＤが並列に接続される。ここでは、ダイオードＤのアノード、カソードはそれぞれＩＧＢＴのコレクタ，エミッタに対して接続されている。
この回路では、先の各実施の形態に示したスイッチング素子Ｑ1のベース、コレクタ、エミッタは、それぞれ、ＩＧＢＴのゲート、コレクタ、エミッタに置き換わる。
【００６４】
図９は、スイッチング素子Ｑ1に代えて、ＳＩＴ（静電誘導サイリスタ）を使用した例が示されている。このＳＩＴのコレクタ−エミッタ間に対しても、スイッチングオフ時の帰還電流の経路を形成するためのダイオードＤが並列に接続され、ダイオードＤのアノード、カソードがそれぞれＳＩＴのカソード，アノードに対して接続される。この回路では、先の各実施の形態に示したスイッチング素子Ｑ1のベース、コレクタ、エミッタは、それぞれ、ＳＩＴのゲート、アノード、カソードに置き換わる。
【００６５】
上記図７〜図９に示す何れの構成を採った場合にも、本実施の形態では更なる高効率化を図ることが可能になる。なお、図７〜図９に示す構成を採る場合、ここでは図示しないが、実際にスイッチング素子Ｑ1に代えて採られるべき素子の特質に適合するようにして、その駆動回路の構成が変更されるものであり、例えば、図６に示した構成に準じて、他励式の構成とすることがその安定的な動作を期待する上では好ましい。例えば図７に示したＭＯＳ−ＦＥＴであれば、他励式により電圧駆動する構成を採ればよいものである。
【００６６】
【発明の効果】
以上説明したように本発明は、スイッチング電源回路として、一次側に電圧共振形スイッチングコンバータを備えたうえで、絶縁コンバータトランスを疎結合とすることで、一次巻線と二次巻線の相互インダクタンスが互いに逆極性となる動作モード（＋Ｍ／−Ｍ）が得られるようにしている。更に、二次側においては、二次巻線に対して二次側直列共振コンデンサを直列に接続して直列共振回路を形成して、この直列共振回路を利用した倍電圧全波整流回路を備えることで、二次巻線に得られる交番電圧（励起電圧）の二倍に対応する二次側直流出力電圧を得るようにされる。
【００６７】
上記のようにして倍電圧全波整流回路によって負荷に電力供給をする結果、本発明では、例えば従来のように全波整流回路又は半波整流回路により等倍の二次側直流出力電圧を得る場合よりも、対応可能な最大負荷電力を向上させることが可能になる。
そしてこれに伴い、一次側は倍電圧整流回路ではなく、通常の全波整流回路により交流入力電圧レベルに対応するレベルの整流平滑電圧を入力するように構成しても、充分に上記した条件に対応することができることになる。
【００６８】
また、二次側出力電圧を安定化する定電圧制御のための構成として、二次側出力電圧レベルに応じてスイッチング周波数を変化させることで、電源回路内のの共振インピーダンスと上記スイッチング素子の導通角を複合的に制御するようにしている。
【００６９】
以上の構成から次のようなことが言える。
例えば従来においては、上記の条件に対応する場合には、倍電圧整流回路により交流入力電圧レベルの２倍に対応する整流平滑電圧を得る必要があり、このため、スイッチング素子や一次側の並列共振コンデンサには、整流平滑電圧レベルに応じて発生するスイッチング電圧に応じた耐圧品を選定する必要があった。
また、従来として、二次側において半波整流回路により直流出力電圧を生成するようにしていた場合、整流ダイオードの非導通期間において整流平滑電圧の２．５倍〜３．５倍程度の電圧が印加されるため、この電圧レベルに応じた耐圧品を選定していた。
【００７０】
これに対して本発明では、整流平滑電圧レベルに依存するスイッチング電圧が従来の１／２となることから、スイッチング素子や一次側の共振コンデンサについて、従来の１／２程度の耐圧品を用いることができる。
また、二次側においては、前述したように、倍電圧全波整流回路が設けられるが、ここで倍電圧全波整流回路は、交番電圧が正／負の両期間で整流動作を行う全波整流動作である結果、整流ダイオードに印加される電圧は整流平滑電圧レベルとほぼ同等に抑制されるため、二次側の整流ダイオードについても従来より耐圧の低いものを選定することができる。
これによって、先ずスイッチング素子、一次側の並列共振コンデンサ、及び二次側整流ダイオード等にかかるコストを削減することができる。また、スイッチング素子及び二次側整流ダイオードの特性の向上したものを選定して、スイッチング周波数を高く設定することも容易に可能となり、これによって、電力変換効率の向上が図られることになる。また、スイッチング素子周辺の回路部品の小型・軽量化を図ることも可能になるものである。
また、前述のように、商用交流電源から整流平滑電圧を得る回路が通常の等倍電圧整流回路とされたことで、例えば通常の１組のブロック型の平滑コンデンサとブリッジ整流ダイオードを採用することができるので、この点でも、コストの削減及び回路規模の縮小が図られる。更には、被制御巻線の巻数が削減されて、定電圧制御に用いる直交型制御トランスの小型軽量化及び低コスト化も図られるものである。
【００７１】
更に本発明として、二次側に設けられる整流回路については倍電圧全波整流回路が採用されることで、例えば等倍電圧整流回路が備えられる場合と同等レベルの直流出力電圧を得ようとすれば、二次巻線の巻数を従来の１／２程度にまで少なくすることが可能になる。
【００７２】
また、スイッチング周波数を変化させることで、スイッチング出力に対する共振インピーダンスと上記スイッチング素子の導通角を複合的に制御し、この作用によって定電圧制御を行うように構成したことで、結果的に制御感度は向上して制御可能範囲が拡大するため、従来よりも狭いスイッチング周波数の制御範囲で二次側出力電圧の安定化を実現することが可能になる。このようなスイッチング周波数の制御範囲の縮小は、電源回路を形成するトランスに巻装される巻線数の削減や、各種部品素子の小型にも寄与する。
【００７３】
また、本発明の定電圧制御回路の構成としては、スイッチング素子を駆動するための回路系が自励式、他励式であるのに関わらず、一次巻線又は二次巻線に対してチョークコイル若しくは直交型制御トランスの被制御巻線等のインダクタンス素子は直列接続されない。このため、電源回路としての漏洩磁束の発生は絶縁コンバータトランスのみに制限されるので、従来のようにシールドケースにより電源回路を覆う必要はなく、例えば銅板のショートリングを施すだけで漏洩磁束を解消できる。これにより、電源回路自体の小型軽量化及び低コスト化に寄与すると共に、製造時間の短縮も図られる。
【００７４】
また、スイッチング素子としては、バイポーラトランジスタを備えて形成されるダーリントン回路、又はＭＯＳ型電界効果トランジスタ、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ、又は静電誘導サイリスタにより構成することが可能であり、この場合には、例えば１石のバイポーラトランジスタにより上記スイッチング手段を形成する場合よりも、更に電力変換効率を向上させることが可能となる。
【００７５】
このように本発明では、一次側に電圧共振形コンバータを備えた電源回路の低コスト化、小型軽量化、及び電力変換効率等の諸特性の向上が促進されるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態としての電源回路の構成を示す回路図である。
【図２】図１に示す電源回路に備えられる直交型制御トランスの構造を示す斜視図である。
【図３】図１に示す電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスの構造を示す斜視図である。
【図４】図１に示す電源回路における要部の動作を示す波形図である。
【図５】スイッチング周波数と二次側直流出力電圧との関係を示す説明図である。
【図６】本発明の第２の実施の形態としての電源回路の構成を示す回路図である。
【図７】本発明の実施の形態の変形例としての構成を示す回路図である。
【図８】本発明の実施の形態の変形例としての構成を示す回路図である。
【図９】本発明の実施の形態の変形例としての構成を示す回路図である。
【図１０】従来例としての電源回路の構成を示す回路図である。
【図１１】図１０に示す電源回路に備えられる直交型絶縁コンバータトランスの構造を示す斜視図である。
【図１２】従来例としての電源回路の構成を示す回路図である。
【図１３】図１２に示す電源回路に備えられる直交型制御トランスの構造を示す斜視図である。
【図１４】図１２に示す電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスの構造を示す斜視図である。
【図１５】相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの場合の各動作を示す説明図である。
【図１６】従来例としての電源回路の構成を示す回路図である。
【符号の説明】
１ 制御回路、２ 発振・ドライブ回路、Ｃｉ，ＣO1，ＣO2 平滑コンデンサ、Ｃｒ 並列共振コンデンサ、Ｃｓ 二次側直列共振コンデンサ、Ｄｉ ブリッジ整流回路、ＤO1，ＤO2，ＤO3，ＤO4 整流ダイオード、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、ＰＲＴ 直交型制御トランス、ＮC 制御巻線、ＮD 検出巻線、ＮB 駆動巻線、Ｑ1 スイッチング素子
【発明の属する技術分野】
本発明は、各種電子機器に電源として備えられるスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチング電源回路として、例えばフライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知られている。これらのスイッチングコンバータはスイッチング動作波形が矩形波状であることから、スイッチングノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、電力変換効率の向上にも限界があることが分かっている。
そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバータによるスイッチング電源回路が各種提案されている。共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数により構成することができるというメリットも有している。
【０００３】
図１０の回路図は、先に本出願人が提案した発明に基づいて構成することのできるスイッチング電源回路の一例を示している。
この図に示すスイッチング電源回路は、例えば日本或いは米国などの商用交流電源がいわゆるＡＣ１００Ｖ系とされ、最大負荷電力が１５０Ｗ以上の条件に対応するものとされる。
【０００４】
この図に示すスイッチング電源回路においては、商用交流電源ＡＣを整流平滑化するための整流平滑回路として、整流ダイオードＤｉ1，Ｄｉ2、及び平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2から成る、いわゆる倍電圧整流回路が備えられる。この倍電圧整流回路においては、例えば交流入力電圧ＶACのピーク値の１倍に対応する直流入力電圧をＥｉとすると、その約２倍の直流入力電圧２Ｅｉを生成する。例えば交流入力電圧ＶAC＝１４４Ｖであるとすると、直流入力電圧２Ｅｉは約４００Ｖとなる。
このように、整流平滑回路として倍電圧整流回路を採用するのは、上述したように、交流入力電圧がＡＣ１００Ｖ系とされ、かつ、最大負荷電力が１５０Ｗ以上という比較的重負荷の条件に対応するためである。つまり、直流入力電圧を通常の２倍とすることで、後段のスイッチングコンバータへの流入電流量を抑制し、当該スイッチング電源回路を形成する構成部品の信頼性が確保されるようにするものである。
なお、この図に示す倍電圧整流回路に対しては、その整流電流経路に対して突入電流制限抵抗Ｒｉが挿入されており、例えば電源投入時に平滑コンデンサに流入する突入電流を抑制するようにしている。
【０００５】
この図における電圧共振形のスイッチングコンバータは、１石のスイッチング素子Ｑ1 を備えた自励式の構成を採っている。この場合、スイッチング素子Ｑ1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用されている。
スイッチング素子Ｑ1 のベースは、起動抵抗ＲS を介して平滑コンデンサＣｉ1（整流平滑電圧２Ｅｉ）の正極側に接続されて、起動時のベース電流が整流平滑ラインから得られるようにしている。また、スイッチング素子Ｑ1 のベースと一時側アース間にはインダクタＬB，検出駆動巻線ＮB，共振コンデンサＣB ，ベース電流制限抵抗ＲB の直列接続回路よりなる自励発振駆動用の共振回路が接続される。
また、スイッチング素子Ｑ1 のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿入されるクランプダイオードＤD により、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時に流れるダンパー電流の経路を形成するようにされており、また、スイッチング素子Ｑ1 のコレクタは絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端と接続され、エミッタは接地される。
【０００６】
また、上記スイッチング素子Ｑ1 のコレクタ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列に接続されている。この並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタンスと、後述する直交型絶縁コンバータトランスＰＲＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスＬ1 、及びチョークコイルＰＣＣのインダクタＬｃの直列接続により得られる合成インダクタンス（Ｌ1＋Ｌｃ）とにより電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成する。そして、ここでは詳しい説明を省略するが、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時には、この並列共振回路の作用によって共振コンデンサＣｒの両端電圧Ｖｃｒは、実際には正弦波状のパルス波形となって電圧共振形の動作が得られるようになっている。
【０００７】
チョークコイルＰＣＣは、インダクタＬｃと検出駆動巻線ＮBをトランス結合した構成を採っている。検出駆動巻線ＮBは、直交型絶縁コンバ−タトランスＰＲＴの一次巻線Ｎ1 からインダクタＬｃに伝達されたスイッチング出力により、スイッチング周期に対応する交番電圧が励起される。
【０００８】
直交型絶縁コンバ−タトランスＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ1 のスイッチング出力を二次側に伝送すると共に、二次側出力の定電圧制御を行う機能を有する。
この直交型絶縁コンバ−タトランスＰＲＴは、例えば図１１に示すように、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字型コア２０１，２０２の互いの磁脚の端部を接合するようにして形成される立体型コア２００が備えられる。そして、この立体型コア２００の所定の２本の磁脚に対して一次巻線Ｎ1，二次巻線Ｎ2を同じ巻回方向により巻装し、更に、制御巻線ＮCを、一次巻線Ｎ1，二次巻線Ｎ2に対して直交する巻回方向となるようにして所定の２本の磁脚に対して巻装していることで、可飽和リアクトルとして構成される。この場合、ダブルコの字型コア２０１,２０２の互いの磁脚の対向面は接合しており、ギャップは形成されていない。
【０００９】
上記直交型絶縁コンバ−タトランスＰＲＴの一次巻線Ｎ1の一端は、スイッチング素子Ｑ1 のコレクタと接続され、他端側は図のようにチョークコイルＰＣＣのインダクタＬｃの直列接続を介して平滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧２Ｅｉ）と接続されている。
【００１０】
直交型絶縁コンバータトランスＰＲＴの二次側では、一次巻線Ｎ1 により誘起された交番電圧が二次巻線Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接続されることで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧は共振電圧となる。つまり二次側において電圧共振動作が得られる。
上記ようにして形成される二次側の並列共振回路に対しては、二次巻線Ｎ2に対してセンタータップを設けた上で、整流ダイオードＤO1，ＤO2，ＤO3，ＤO4及び平滑コンデンサＣO1，ＣO2を図のように接続することで、［整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コンデンサＣO1］の組と、［整流ダイオードＤO3，ＤO4，平滑コンデンサＣO2］の組とによる、２組の全波整流回路が設けられる。
［整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コンデンサＣO1］から成る全波整流回路は二次側並列共振回路から供給される共振電圧を入力して直流出力電圧ＥO1を生成し、［整流ダイオードＤO3，ＤO4，平滑コンデンサＣO2］から成る全波整流回路も同様に、二次側並列共振回路から供給される共振電圧を入力して直流出力電圧ＥO2を生成する。
なお、この場合には、直流出力電圧ＥO1及び直流出力電圧ＥO2は制御回路１に対しても分岐して入力される。制御回路１においては、直流出力電圧ＥO1を検出電圧として利用し、直流出力電圧ＥO2を制御回路１の動作電源として利用する。
【００１１】
制御回路１は、例えば二次側の直流電圧出力ＥO1のレベルに応じてそのレベルが可変される直流電流を、直交型絶縁コンバータトランスＰＲＴの制御巻線ＮC に供給することにより次に述べるようにして定電圧制御を行う。
【００１２】
例えば、交流入力電圧ＶAC或いは負荷電力の変動に伴って二次側の直流出力電圧ＥO1が変動した時は、制御回路１によって制御巻線ＮC に流れる制御電流を所要の範囲で変化させる。
制御巻線ＮC は、直交型絶縁コンバ−タトランスＰＲＴに巻装されていることから、可飽和リアクトルである直交型絶縁コンバ−タトランスＰＲＴにおいては漏洩インダクタンス（Ｌ1，Ｌ2）が変化する動作が得られる。
前述のように、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1は一次側の並列共振回路を形成し、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2は二次側の並列共振回路を形成するのであるが、上記のようにして、制御巻線ＮC に流れる制御電流が可変されることで、上記インダクタンスＬ1，Ｌ2が共に可変制御されることになる。この動作によって一次側と二次側の共振インピーダンスが変化するために、一次側から二次側に伝達されるスイッチング出力も変化するのであるが、これによって二次側直流電圧（ＥO1，ＥO2）の定電圧化が図られることになる。なお、このような定電圧制御方式を、以降は「並列共振周波数制御方式」ということにする。
【００１３】
また、図１２の回路図に、先に本出願人が提案した発明に基づいて構成することのできるスイッチング電源回路の他の例を示す。この図に示す電源回路も図１０に示した電源回路と同様に、例えば日本或いは米国などの商用交流電源がいわゆるＡＣ１００Ｖ系とされ、最大負荷電力が１５０Ｗ以上の条件に対応するものとされる。また、一次側には１石のスイッチング素子Ｑ1による自励式の電圧共振形コンバータが備えられる。
なお、図１２において、図１０と同一部分には同一符号を付し、同一構成とされる部位についての説明は省略する。
【００１４】
この図に示すスイッチング電源回路においては、直交型制御トランスＰＲＴが備えられる。この直交型制御トランスＰＲＴは、図１３に示すように、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字型コア２０１，２０２の互いの磁脚の端部を接合するようにして形成される立体型コア２００が備えられる。そして、この立体型コア２００の所定の２本の磁脚に対して被制御巻線ＮRを所定ターン数巻装し、更に、この被制御巻線ＮRの巻回方向と直交するようにして所定の２本の磁脚に対して制御巻線ＮCを巻装することで可飽和リアクトルとして構成される。
この直交型制御トランスＰＲＴは１つの可変インダクタンス素子としてみることができ、例えば図１１に示した直交型絶縁コンバータトランスＰＲＴよりもサイズとしては小型となる。
【００１５】
この場合、被制御巻線ＮRは、平滑コンデンサＣｉ1の正極端子と絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1との間に直列に挿入される。従って、この図に示す電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスＬ1 と被制御巻線ＮRのインダクタンスＬRの直列接続により得られる合成インダクタンス（Ｌ1＋ＬR）と、並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスとにより、一次側のスイッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路を形成する。
【００１６】
この図に示す絶縁コンバータトランスＰＩＴは、例えば図１４に示すようにして、フェライト材による２つのＥ型コア１０１，１０２によりＥＥ型コア１００が形成される。この際、中央磁脚には図のようにギャップは形成されない。そして、この中央磁脚に対して、実際には分割ボビンを利用して一次巻線Ｎ1（及び検出駆動巻線ＮB）、二次巻線Ｎ2 をそれぞれ分割した状態で巻装して構成される。これにより、一次巻線Ｎ1 と二次巻線Ｎ2 とでは疎結合（例えば結合係数ｋ≒０．９）の状態が得られることになる。
【００１７】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいては、一次巻線Ｎ1 、二次巻線Ｎ2 の極性（巻方向）と整流ダイオードＤO （ＤO1，ＤO2）の接続との関係によって、一次巻線Ｎ1 のインダクタンスＬ1と二次巻線Ｎ2 のインダクタンスＬ2 との相互インダクタンスＭについて、＋Ｍ（加極性モード）となる場合と−Ｍ（減極性モード）となる場合とがある。
例えば、図１５（ａ）に示す接続形態を採る場合の動作では相互インダクタンスは＋Ｍとなり、図１５（ｂ）に示す接続形態を採る場合の動作では相互インダクタンスは−Ｍとなる。この図に示す回路では、一次巻線Ｎ1 、二次巻線Ｎ2 の極性は加極性モードとなっている。
【００１８】
この場合にも、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接続されることで並列共振回路が形成される。
この並列共振回路により、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧は共振電圧とされ、この共振電圧が整流ダイオードＤO1及び平滑コンデンサＣO2からなる半波整流回路と、整流ダイオードＤO2及び平滑コンデンサＣO2からなる半波整流回路との２組の半波整流回路に供給される。そして、これら２組の半波整流回路により、それぞれ直流出力電圧ＥO1，ＥO2が得られる。
なお、この半波整流回路を形成する整流ダイオードＤO1，ＤO2は、スイッチング周期の交番電圧を整流するために高速型を使用している。
【００１９】
例えば、交流入力電圧ＶAC或いは負荷電力の変動に伴って二次側の直流出力電圧ＥO2が変動した時は、制御回路１によって制御巻線ＮC に流れる制御電流を例えば１０ｍＡ〜４０ｍＡの範囲で変化させる。これにより、被制御巻線ＮR のインダクタンスＬR が例えば０．１ｍＨ〜０．６ｍＨの範囲で変化するようにされる。
【００２０】
上記被制御巻線ＮR は、前述のように電圧共振形のスイッチング動作を得るための並列共振回路を形成していることから、固定とされているスイッチング周波数に対して、この並列共振回路の共振条件が変化するようにされる。スイッチング素子Ｑ1と並列共振コンデンサＣｒの並列接続回路の両端には、スイッチング素子Ｑ1のオフ期間に対応して上記並列共振回路の作用によって正弦波状の共振パルスが発生するが、並列共振回路の共振条件が変化することによって共振パルスの幅が可変制御される。つまり、共振パルスに対するＰＷＭ(Pulse Width Moduration)制御動作が得られる。共振パルス幅のＰＷＭ制御とは即ちスイッチング素子Ｑ1のオフ期間の制御であるが、これは換言すれば、固定のスイッチング周波数の条件下でスイッチング素子Ｑ1のオン期間を可変制御することを意味する。このようにしてスイッチング素子Ｑ1のオン期間が可変制御されることで、並列共振回路を形成する一次巻線Ｎ1から二次側に伝送されるスイッチング出力が変化し、二次側の直流出力電圧（ＥO1，ＥO2）の出力レベルも変化するようにされる。これによって二次側直流電圧（ＥO1，ＥO2）の定電圧化が図られることになる。なお、このような定電圧制御方式を、ここでは、「一次側電圧共振パルス幅制御方式」ということにする。
【００２１】
また、図１６の回路図に、先に本出願人が提案した発明に基づいて構成することのできるスイッチング電源回路の他の例を示す。なお、図１６において、図１０及び図１２と同一部分には同一符号を付し、同一構成とされる部位についての説明は省略する。
この図に示す電源回路においては、直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線が二次側に設けられている例が示されている。
この場合、直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線としては、被制御巻線ＮR，ＮR1の２つが巻装されて備えられる、そして、被制御巻線ＮRは二次巻線Ｎ2の端部と整流ダイオードＤO1のアノード間に対して直列に挿入されるようにして接続される。また、被制御巻線ＮR1は、二次巻線Ｎ2のタップ出力と整流ダイオードＤO2のアノードとの間に対して直列に挿入される。このような接続形態では、二次側の並列共振回路は、被制御巻線ＮR，ＮR1のインダクタンス成分（ＬR，ＬR1）を含んで形成されることになる。
【００２２】
このように、直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線（ＮR，ＮR1）が二次側に設けられた構成の場合には、インダクタンス制御方式として、被制御巻線ＮR，ＮR1のインダクタンスが可変されることで、二次側並列共振コンデンサＣ2の共振電圧Ｖ2のパルス幅、つまり、二次側整流ダイオードの導通角を可変制御するように動作する。これによって、二次側に得られる出力レベルを制御することで定電圧制御が図られる。
【００２３】
なお、この図に示す電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスＰＩＴは、先に図１４に示した構造と同様とされる。また、直交型制御トランスＰＲＴについても、被制御巻線ＮR1が、制御巻線ＮCと直交する巻回方向により追加的に巻装される点を除いては、図１３と同様の構造を採る。但し、図１２に示す電源回路の直交型制御トランスＰＲＴの場合には、被制御巻線ＮRが一次側に挿入されるために、二次側と直流的に接続される制御巻線ＮCとの絶縁距離を確保しなければならない分、相応のサイズを要求されるが、図１６に示す電源回路の直交型制御トランスＰＲＴでは被制御巻線ＮR1が二次側に設けられるために、制御巻線ＮCとの絶縁距離が不要となるため、直交型制御トランスＰＲＴのサイズをより小型なものとすることが出来る。
【００２４】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記図１０〜図１６を参照して説明した構成によるスイッチング電源回路では、交流入力電圧ＶACがＡＣ１００Ｖ系で最大負荷電力が１５０Ｗ以上の条件に対応するため、倍電圧整流方式により２Ｅｉのレベルの直流入力電圧を得るようにしている。このため、実際には、スイッチング素子Ｑ1と並列共振コンデンサＣｒの両端には、スイッチングＱ1のオフ時において１８００Ｖの共振電圧Ｖｃｒが発生する。
このため、スイッチング素子Ｑ1と並列共振コンデンサＣｒについては、１８００Ｖの高耐圧品を選定することが要求される。従って、スイッチング素子Ｑ1と並列共振コンデンサＣｒは相応に大型化してしまう。また、特にスイッチング素子Ｑ1について高耐圧品を選定した場合においては、飽和電圧ＶCE(SAT)、蓄積時間ｔSTG、下降時間ｔｆが大きく、電流増幅率ｈFEが小さくなるため、スイッチング周波数を高く設定することが困難となる。スイッチング周波数が低ければスイッチング損失とドライブ電力が増加するため、それだけ電源回路としての電力損失が大きくなる。また、電源回路内に備えられるトランスや、駆動回路系等に備えられるコンデンサが大型化して高価となり、回路の小型軽量化及び低コスト化の妨げになる。
【００２５】
また、図１０、図１２、及び図１６に示した何れの定電圧制御方式においても、一次側と二次側を分離する（直交型）絶縁コンバータトランスＰＩＴ（ＰＲＴ）は、ギャップが形成されないことで得られる所要の結合度を有しており、その上で、一次巻線Ｎ1又は二次巻線Ｎ2に対して直列に、チョークコイルの巻線（インダクタ）Ｌｃ或いは直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮRが接続される。このため、電源回路内における漏洩インダクタンス成分が増加する。この漏洩インダクタンス成分の増加は即ち漏洩磁束の増加につなり、負荷側の電子回路等に影響を及ぼす可能性がある。
そこで実際には、漏洩磁束の影響を小さくするために、例えばスイッチングコンバータ回路全体を通風穴が形成されたアルミニウム製のシールドケースに収納し、入出力はコネクターを設けて接続するという構造を採っている。このような構造の点においても、回路の小型軽量化及び低コスト化が妨げられており、また、製造時間も相応に長くなっていた。
【００２６】
【課題を解決するための手段】
そこで、本発明は上記した課題を考慮して、共振形電源回路の小型軽量化及び低コスト化の促進、更には製造能率の向上と、電力変換効率等をはじめとする共振形電源回路としての諸特性の向上を図ることを目的とする。
【００２７】
このため、商用交流電源を入力して、この商用交流電源レベルの等倍に対応するレベルの整流平滑電圧を生成して直流入力電圧として出力する整流平滑手段と、疎結合とされる所要の結合係数が得られるようにギャップが形成されて一次側出力を二次側に伝送するために設けられる絶縁コンバータトランスと、直流入力電圧をスイッチング素子により断続して絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するようにされたスイッチング手段と、少なくとも絶縁コンバータトランスの一次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されてスイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路と、絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して二次側直列共振コンデンサを直列に接続することで絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって直列共振回路を形成する二次側直列共振回路と、整流電流経路に対して二次側直列共振コンデンサを挿入して形成され、絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して倍電圧全波整流動作を行って、入力電圧レベルのほぼ２倍に対応する二次側直流出力電圧を生成可能に構成された直流出力電圧生成手段と、二次側直流出力電圧のレベルに応じてスイッチング素子のスイッチング周波数を可変することで、一次側並列共振回路の共振インピーダンスとスイッチング素子の導通角を複合的に制御するようにして、二次側出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段とを備えてスイッチング電源回路を構成することとした。
【００２８】
上記構成によれば、一次側に対して電圧共振形コンバータを備えたうえで、絶縁コンバータトランスを疎結合とし、二次側においては二次側直列共振回路と倍電圧全波整流回路によって二次側直流出力電圧を生成して負荷に電力を供給するようにされる。つまり、所要の負荷条件に対しては、基本的に二次側に倍電圧全波整流回路を備えることで対応するようにされる。これに伴い、一次側は倍電圧整流回路ではなく、交流入力電圧レベルの１倍に対応する整流平滑電圧を生成する全波整流回路を備えて構成されることになる。
また、上記構成による定電圧制御の構成では、二次側出力電圧レベルに応じてスイッチング周波数を変化させることで、一次側並列共振回路の共振インピーダンスと上記スイッチング素子の導通角を同時に制御し、この複合的な制御動作によって結果的に制御感度の向上を図っている。
【００２９】
【発明の実施の形態】
図１の回路図は、本発明の第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路においては先に説明した図１０，図１２及び図１６の場合と同様に、一次側に対しては、１石のスイッチング素子（バイポーラトランジスタ）による自励式の電圧共振形スイッチングコンバータが備えられる。なお、この図において、図１０，図１２及び図１６と同一部分については同一符号を付して説明を省略する。
【００３０】
この図に示す本実施の形態としての電源回路においては、交流入力電圧ＶACを入力して直流入力電圧を得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流回路が備えられ、交流入力電圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。つまり、本実施の形態においては、従来のように倍電圧整流回路は備えられないものである。
なお、本明細書においては、図１に示すようにして、交流入力電圧ＶACのレベルの１倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流回路を「等倍電圧整流回路」ともいうことにする。
【００３１】
この図に示す直交型制御トランスＰＲＴは、検出巻線ＮD，駆動巻線ＮB，及び制御巻線ＮCが巻装された可飽和リアクトルである。
この直交型制御トランスＰＲＴの構造としては、図２に示すようにして、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字型コア２０１，２０２の互いの磁脚の端部を接合するようにして立体型コア２００を形成する。そして、この立体型コア２００の所定の２本の磁脚に対して、同じ巻回方向に検出巻線ＮD，駆動巻線ＮBを巻装し、更に制御巻線ＮCを、上記検出巻線ＮD，駆動巻線ＮBに対して直交する方向に巻装して構成される。
ここで、検出巻線ＮD，駆動巻線ＮB，制御巻線ＮCの各巻数（ターン数）としては、例えば検出巻線ＮD＝１Ｔ（ターン）、駆動巻線ＮB＝３Ｔ，制御巻線ＮC＝１０００Ｔとされている。なお、本実施の形態の直交型制御トランスＰＲＴとしては、例えば７ｇｒ程度に小型軽量化されている。
【００３２】
この場合、直交型制御トランスＰＲＴの検出巻線ＮDは、平滑コンデンサＣｉの正極と絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1との間に直列に挿入されることで、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力は、一次巻線Ｎ1を介して検出巻線ＮDに伝達される。直交型制御トランスＰＲＴにおいては、検出巻線ＮDに得られたスイッチング出力により駆動巻線ＮBが励起されて、駆動巻線ＮBに交番電圧が発生する。この交番電圧は、自励発振駆動回路における駆動電圧の源となる。
【００３３】
また、制御回路１によって、二次側直流出力電圧レベルの変化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電流（直流電流）レベルが可変されることで、直交型制御トランスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBが可変制御される。これにより、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを含んで形成されるスイッチング素子Ｑ1のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化する。これは、後に図４にて説明するように、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変する動作となるが、この動作によって二次側直流出力電圧を安定化する作用を有する。
【００３４】
本実施の形態における絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図３に示すように、例えばフェライト材によるＥ型コア１０１，１０２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア１００が備えられ、このＥＥ型コア１００の中央磁脚に対して、実際には一次側と二次側とで巻装部が分割された分割ボビンを利用して一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2（及びＮ2A）をそれぞれ分割した状態で巻装している。そして、本実施の形態では、中央磁脚に対しては図のようにギャップＧを形成するようにしている。このギャップＧは、Ｅ型コア１０１，１０２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短く形成することで形成することが出来る。
これによって、例えば従来例として図１４に示した絶縁コンバータトランスＰＩＴよりも小さな結合係数による疎結合となるようにして、その分、飽和状態が得られにくいようにしている。この場合の結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８５とされる。
【００３５】
本実施の形態の絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2は、後述するようにして従来とは異なる巻数により巻装される。この二次巻線Ｎ2の一端は二次側アースに接続され、他端は直列共振コンデンサＣｓの直列接続を介して整流ダイオードＤO1のアノードと整流ダイオードＤO2のカソードの接続点に対して接続される。整流ダイオードＤO1のカソードは平滑コンデンサＣO1の正極と接続され、整流ダイオードＤO2のアノードは二次側アースに対して接続される。平滑コンデンサＣO1の負極側は二次側アースに対して接続される。
また、この場合には、二次巻線Ｎ2とは独立して二次巻線Ｎ2Aが巻装されてい。この二次巻線Ｎ2Aに対してはセンタータップをアースに接地したうえで、整流ダイオードＤO3，ＤO4及び平滑コンデンサＣO2からなる全波整流回路が接続されることで、直流出力電圧ＥO2を生成する。
【００３６】
このような接続形態では結果的に、［直列共振コンデンサＣｓ，整流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑コンデンサＣO1］の組から成る倍電圧全波整流回路が形成されていることになる。ここで、直列共振コンデンサＣｓは、自身のキャパシタンスと二次巻線Ｎ2の漏洩インダクタンス成分（Ｌ2）とによって、整流ダイオードＤO1，ＤO2のオン／オフ動作に対応する直列共振回路を形成する。
即ち、本実施の形態の電源回路は、一次側にはスイッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、二次側には、倍電圧全波整流動作（電流共振動作）を得るための直列共振回路が備えられる。なお、本明細書では、このように一次側及び二次側に対して共振回路が備えられて動作する構成のスイッチングコンバータについては、「複合共振形スイッチングコンバータ」ともいうことにする。
【００３７】
図４は、図１に示す構成の電源回路の要部の動作を示す波形図であり、図４（ａ）〜（ｇ）は、最大負荷電力（Ｐｏｍａｘ）、最小保証交流入力電圧（ＶAC ｍｉｎ）時における各部の動作波形を示し、図４（ｈ）〜（ｎ）は、それぞれ、最小負荷電力（Ｐｏｍｉｎ）、最大保証交流入力電圧（ＶAC ｍａｘ）時における図４（ａ）〜（ｇ）と同一部の動作波形を示すものである。
【００３８】
この場合、スイッチング素子Ｑ1のための自励発振駆動回路によって、スイッチング素子Ｑ1のベースには図４（ｄ）（ｋ）に示すように、ベース電流（駆動電流）ＩBが流れる。この駆動電流ＩBによって、スイッチング素子Ｑ1は、スイッチング動作を行う。この際、スイッチング素子Ｑ1のコレクタに流れるコレクタ電流Ｉｃｐは、図４（ｃ）（ｊ）に示す波形が得られる。また、スイッチング素子Ｑ1／／並列共振コンデンサＣｒの並列接続回路の両端には、図４（ａ）（ｈ）に示すようにして、この並列共振回路の作用によって並列共振電圧Ｖｃｒが発生する。この並列共振電圧Ｖｃｒは、図のように、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONは０レベルで、オフとなる期間ＴOFFにおいて正弦波状のパルスとなる波形が得られ、電圧共振形としての動作に対応している。
【００３９】
上記のような一次側のスイッチング動作により、一次巻線Ｎ1にはスイッチング出力が得られる。この動作は、図４（ｂ）（ｉ）の一次巻線Ｎ1に得られるスイッチング出力電流Ｉ1として示され、電圧共振形の動作により正弦波に近い滑らかな波形が得られている。
【００４０】
上記のようにして一次側に得られたスイッチング出力は二次巻線Ｎ2に励起される。そして、二次側においては、前述した［直列共振コンデンサＣｓ，整流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑コンデンサＣO1］の組により、次のようにして倍電圧全波整流動作を得る。
【００４１】
ここで、整流ダイオードＤO1がオフとなり、整流ダイオードＤO2がオンとなる期間Ｔ１においては、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2との極性が−Ｍとなる減極性モードで動作して、二次巻線Ｎ2の漏洩インダクタンスＬ2と直列共振コンデンサＣｓによる直列共振作用によって、整流ダイオードＤO2により整流した整流電流Ｉ3（図４（ｆ）（ｍ））を直列共振コンデンサＣｓに対して充電する動作が得られる。図４（ｇ）（ｎ）は、整流ダイオードＤO2の両端電圧Ｖ2を示す。
【００４２】
そして、整流ダイオードＤO2がオフとなり、整流ダイオードＤO1がオンとなって整流動作を行う期間Ｔ２においては、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2との極性が＋Ｍとなる加極性モードとなり、二次巻線Ｎ2に誘起された電圧に直列共振コンデンサＣｓの電位が加わるという直列共振（電流共振）が生じる状態で平滑コンデンサＣO1に対して充電が行われる動作となる。このとき、整流ダイオードＤO1を介して平滑コンデンサＣO1に充電される整流電流Ｉ2は、図４（ｅ）（ｌ）に示す波形となる。この波形を、図４（ｆ）（ｍ）に示す整流ダイオードＤO2により整流した整流電流Ｉ3と比較して分かるように、整流電流Ｉ2は、整流電流Ｉ3よりもレベルが増加している。これは、上記したように直列共振コンデンサＣｓの電位が加わる整流動作であることに起因している。
【００４３】
上記のようにして、加極性モード（＋Ｍ；フォワード動作）と減極性モード（−Ｍ；フライバック動作）との両者のモードを利用して整流動作が行われることで、平滑コンデンサＣO1においては、二次巻線Ｎ2の誘起電圧のほぼ２倍に対応する直流出力電圧ＥO1が得られる。つまり、本実施の形態では、相互インダクタンスが＋Ｍと−Ｍの動作モードとなる状態を利用して、倍電圧全波整流を行うことで二次側直流出力電圧を得るようにしており、それだけ負荷側に供給される電力も増加して、最大負荷電力の増加が図られることになる。
【００４４】
上記した倍電圧全波整流動作を得るための構成は、先に図３にて説明したように、絶縁コンバータトランスＰＩＴに対してギャップＧを形成して所要の結合係数による疎結合としたことによって、更に飽和状態となりにくい状態を得たことで実現されるものである。例えば、従来のように絶縁コンバータトランスＰＩＴに対してギャップＧが設けられない場合には、フライバック動作時において絶縁コンバータトランスＰＩＴが飽和状態となって動作が異常となる可能性が高く、本実施の形態のような倍電圧整流動作が適正に行われるのを望むのは難しい。
【００４５】
また、上記のように、二次巻線Ｎ2の励起電圧が正負の両期間において整流動作を行う倍電圧全波整流回路を設けたことで、本実施の形態の回路形態の場合、二次側の倍電圧全波整流回路を形成する整流ダイオードＤO1，ＤO2にかかる電圧は、図４（ｇ）（ｎ）に示す波形から分かるように、オフ時において、二次側出力電圧（ＥO1）のレベルにクランプされる。このため、実際の二次側出力電圧ＥO1＝１３５Ｖであるとすると、整流ダイオードＤO1，ＤO2については、１５０Ｖの耐圧品を用いることが出来る。
【００４６】
また、倍電圧整流回路によって二次側直流出力電圧を得るようにしていることで、例えば等倍電圧整流回路（半波整流回路）によって得られる二次側直流出力電圧と同等のレベルを得ようとすれば、本実施の形態の二次巻線Ｎ2としては、従来の１／２の巻数で済むことになる。この巻数の削減は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの小型軽量化、及び低コスト化につながる。
【００４７】
また、本実施の形態の電源回路では、これまでの説明から分かるように、一次側には電圧共振形コンバータ（並列共振回路）を備え、二次側には直列共振回路及び倍電圧全波整流回路を備えた複合共振形スイッチングコンバータとされている。
ここで図５に、本実施の形態における、スイッチング周波数ｆｓと二次側直流出力電圧ＥO（Ｅ01，Ｅ02）との関係を示す。この場合には横軸にスイッチング周波数をとり、縦軸に二次側直流出力電圧ＥOのレベルをとっている。
破線により示す共振曲線は、図１２に示した電源回路における特性を示している。この図から分かるように、例えば、負荷変動に応じて二次側直流出力電圧ＥO＝１３５Ｖとなるように定電圧化するためには、スイッチング周波数ｆｓを７５ＫＨｚ〜２２５ＫＨｚのΔ１５０ＫＨｚの範囲で制御する必要がある。但し、前述したように、図１２に示した電源回路の構成そのままでは、耐圧の関係でスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数は、５０ＫＨｚ程度が限度である。
これに対して、図１の回路では、実線による共振曲線として示すように、スイッチング周波数ｆｓを１００ＫＨｚ〜１７５ＫＨｚのΔ７５ＫＨｚの範囲で制御すればよく、その制御範囲は、約１／２程度に抑えられている。また、後述するようにして、本実施の形態では、スイッチング周波数の高周波化は容易に実現することが出来る。
【００４８】
上記のようにして本実施の形態においてスイッチング周波数の制御範囲が縮小されるのは、次のような理由による。
本実施の形態においては、制御回路１及び直交型制御トランスから成る定電圧制御回路系の動作によって、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変制御することで定電圧制御作用を有することは前に述べたとおりである。この動作は図４にも示されており、例えば図４（ａ）（ｃ）（ｄ）と、図４（ｈ）（Ｊ）（ｋ）の各波形（Ｖｃｒ，Ｉｃｐ，ＩB）を比較して分かるように、スイッチング周波数を可変するのにあたり、この回路では、スイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFは一定とされたうえで、オンとなる期間ＴONを可変制御するようにしている。つまり、本実施の形態では、定電圧制御動作として、スイッチング周波数を可変制御するように動作することで、スイッチング出力に対する共振インピーダンス制御を行い、これと同時に、スイッチング周期におけるスイッチング素子の導通角制御（ＰＷＭ制御）も行っているものと見ることが出来る。そして、この複合的な制御動作を１組の制御回路系によって実現している。
実際には、図４（ａ）（ｃ）（ｄ）に示す動作波形が対応するＰｏｍａｘ、ＶAC ｍｉｎ時に対して、図４（ｈ）（Ｊ）（ｋ）に示す動作波形が対応するＰｏｍｉｎ、ＶAC ｍａｘ時では、期間ＴONは１／３程度に短縮する。これに伴い、平滑コンデンサＣｉから電圧共振形コンバータに流入する電流Ｉ1の電流量も、図４（ｂ）→図４（ｉ）の遷移として示すように、ほぼ１／３に制限されることになるので、制御感度は向上して実質的な制御範囲は拡大されるものである。これにより、前述したように、スイッチング周波数の可変幅は従来よりも小さくて済むものである。
【００４９】
また、図５においては、スイッチング周波数に対して、一次側並列共振回路の並列共振周波数ｆｏ１と、二次側直列共振回路の直列共振周波数ｆｏ２が示されているが、ここで、例えば図のように、並列共振周波数ｆｏ１と直列共振周波数ｆｏ２とを７５ＫＨｚで等しくなるようにインダクタンス、キャパシタンスを選定すれば、共振インピーダンス差が小さくなって一次側から二次側への伝送効率が高まるため、これによっても対応可能な最大負荷電力を向上させることが出来る。
【００５０】
また、これまでの説明のようにして最大負荷電力の増加を図ってきていることで、本実施の形態では、直流入力電圧を生成する整流平滑回路としては倍電圧整流方式を採って負荷電力をカバーする必要はない。このため、図１にて説明したように、例えばブリッジ整流回路による通常の等倍電圧整流回路の構成を採ることができる。
これにより、例えば交流入力電圧ＶAC＝１４４Ｖ時における整流平滑電圧Ｅｉは２００Ｖ程度となる。図４（ａ）（ｈ）に示すスイッチング素子Ｑ1／／二次側並列共振コンデンサＣｒの並列接続回路の両端に得られる共振電圧Ｖｃｒは、整流平滑電圧Ｅｉに対して一次側の並列共振回路が作用することで、スイッチング素子Ｑ1がオフ時に発生するが、本実施の形態では、上記のように整流平滑電圧Ｅｉが倍電圧整流時の約１／２とされていることで、共振電圧Ｖｃｒは、先に図１０、図１２、図１６に示した従来例としての電源回路にて発生する共振電圧Ｖｃｒ（１８００Ｖ）の約１／２程度に抑えられることになる。また、先に述べたようにしてスイッチング素子Ｑ1の導通角が可変制御（ＰＷＭ制御）されることで、共振電圧Ｖｃｒのピーク値は交流入力電圧ＶACの上昇に関わらずほぼ一定となるように制御される。この結果、本実施の形態の電源回路では、共振電圧Ｖｃｒはピークで９００Ｖ程度のレベルでほぼ一定に抑えられることになる。
従って、本実施の形態においては、スイッチング素子Ｑ1と並列共振コンデンサＣｒについては、９００Ｖの耐圧品を選定すればよいことになる。
【００５１】
そして、本実施の形態では、スイッチング素子Ｑ1、並列共振コンデンサＣｒ、及び二次側の整流ダイオードについて、従来備えられるべきものよりも低耐圧品を用いることができるため、素子としてはそれだけ安価となる。このため、特にコストアップを考慮することなく、例えばスイッチング素子Ｑ1及びブリッジ整流回路ＤOについて特性の向上されたもの（スイッチング素子Ｑ1であれば、飽和電圧ＶCE(SAT)、蓄積時間ｔSTG、下降時間ｔｆ、電流増幅率ｈFE等の特性の良好なもの、また、整流ダイオードであれば順方向電圧降下ＶF、逆回復時間ｔｒｒ等の特性の良好なもの）を選定することができる。
このような特性の向上によって、本実施の形態では、従来よりもスイッチング周波数を高く設定できることになり、それだけ電力損失の低減、及び各種部品の小型・軽量化が促進されることにもなる。つまり、従来よりも電力変換効率など諸特性の向上を図ることが可能になると共に、小型軽量化及び低コスト化を促進することが可能になる。
【００５２】
更に、電源回路の小型・軽量化の観点からすれば、従来のように直流入力電圧の生成のために倍電圧整流回路を備える構成では、それぞれ２組の整流ダイオードと平滑コンデンサが必要とされたのであるが、本実施の形態では、例えば通常のブリッジ整流回路による全波整流回路とされるため、１組のブロック型の平滑コンデンサとブリッジ整流ダイオードを採用することができるので、それだけ、コストの削減及び部品の小型化が図られるものである。
【００５３】
更には、等倍電圧整流回路とされたことで、従来よりも一次巻線Ｎ1の巻数が削減されるが、これによっても、定電圧制御感度の向上に寄与している。
【００５４】
また、図１０、図１２又は図１６に示した電源回路では、一次巻線Ｎ1又は二次巻線Ｎ2に対してパワーチョークコイルのインダクタ、或いは直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮRが直列に接続されていたのに対し、本実施の形態の電源回路では、一次巻線Ｎ1又は二次巻線Ｎ2に対してはこれらの巻線が直列には接続されない。図１においては、一次巻線Ｎ1に対して検出巻線ＮDが直列に接続されているが、この検出巻線ＮDの巻数は例えば１Ｔであり、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける漏洩インダクタンスの増加作用という点では無視できる程度のインダクタンス値しか有さない。
このため、スイッチングコンバータ（電源回路）全体としての漏洩磁束の発生源は、絶縁コンバータトランスＰＩＴのみとなり、漏洩磁束の対策としては、例えばトランス本体に銅板のショートリングを施すのみで充分となり、例えば、図１０、図１２又は図１６に示した電源回路では必要とされていたアルミニウム製のシールドケースは不要となる。
【００５５】
例えば図１に示す電源回路の実際として、最大負荷電力Ｐｏｍａｘ＝２００Ｗ、最小負荷電力Ｐｏｍｉｎ＝０Ｗとされ、交流入力電圧ＶACについてはＶAC＝１００Ｖ±２０％の変動が有るとする条件に対して、絶縁コンバータトランスＰＩＴのフェライトＥＥ型コアをＥＥ３５型としてギャップＧの幅を１ｍｍとし、更に、一次巻線Ｎ1＝５０Ｔ、二次巻線Ｎ2＝２５Ｔ、並列共振コンデンサＣｒ＝４７００ｐＦ、二次側直列共振コンデンサＣｓ＝０．１μＦとした構成では、図５により説明したように、スイッチング周波数ｆｓ＝１００ＫＨｚ〜２５０ＫＨｚの制御範囲によって二次側出力の安定化が可能となり、最大負荷電力Ｐｏｍａｘ＝２００Ｗ、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの条件では、９３％という高い電力変換効率が得られた。
【００５６】
図６は、本発明の第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。なお、この図において図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００５７】
この図に示す電源回路においては、先ず、スイッチング素子Ｑ1として、バイポーラトランジスタ（ＢＪＴ）Ｑ11，Ｑ12、ダンパーダイオード（ツェナーダイオード）ＤD1，ダンパーダイオードＤD2、抵抗Ｒ11，Ｒ12を図のように接続して形成されるダーリントン回路が備えられる。
この場合の、上記ダーリントン回路の接続形態としては、トランジスタＱ11のコレクタとトランジスタＱ12のコレクタを接続し、トランジスタＱ11のエミッタをトランジスタＱ12のエミッタと接続し、トランジスタＱ12のエミッタをアースに接地している。また、ダンパーダイオードＤD1のアノードをトランジスタＱ11のエミッタと接続し、ダンパーダイオードＤD1のカソードを抵抗Ｒ11を介してトランジスタＱ11のベースに接続している。ダンパーダイオードＤD2のアノードは、トランジスタＱ12のエミッタに接続され、カソードはトランジスタＱ12のコレクタに接続されている。抵抗Ｒ12は、トランジスタＱ12のベース−エミッタ間に対して並列に接続されている。このようにして形成したダーリントン回路においては、トランジスタＱ11のベースが先の各実施の形態に示したスイッチング素子Ｑ1のベースと等価となり、トランジスタＱ11，Ｑ12のコレクタ接点がスイッチング素子Ｑ1のコレクタと等価となる。また、トランジスタＱ12のエミッタがスイッチング素子Ｑ1のエミッタと等価となる。
【００５８】
また、この場合には、スイッチング素子を自励式により駆動するための自励発振回路は省略され、代わりに発振・ドライブ回路２を備えた、他励式によるスイッチング駆動が行われる構成を採る。
このため、本実施の形態においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいて巻線Ｎ4A，Ｎ4Bが設けられる。そして、巻線Ｎ4A，整流ダイオードＤ1，コンデンサＣAから成る半波整流回路によって＋１２Ｖの直流電圧を生成すると共に、巻線Ｎ4B，整流ダイオードＤ2，コンデンサＣBから成る半波整流回路によって−１２Ｖの直流電圧を生成するようにされる。そして、発振・ドライブ回路２２に対しては、上記＋１２Ｖ及び−１２Ｖの直流電圧が動作電源として供給される。なお、本実施の形態としての絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造は、先に図３に示したコアと同様の構造が採られればよい。但し、第１の実施の形態とは、巻線Ｎ4A，Ｎ4Bが追加的に一次側に巻装される点が異なる。
【００５９】
発振・ドライブ回路２は、起動抵抗ＲSにより起動されるようになっており、所要のスイッチング周波数ｆｓを有する周期の発振信号を生成する。そして、＋１２Ｖ／−１２Ｖの動作電源を利用することで、上記発振信号をスイッチング周期ごとに正（オン）／負（オフ）となるスイッチング駆動電流に変換してスイッチング素子Ｑ1のベース端子に出力する。これによりスイッチング素子Ｑ1は所要のスイッチング周波数でもってスイッチング動作を行うように駆動される。本実施の形態のように、スイッチング素子Ｑ1についてダーリントン回路を採用した場合には、例えばスイッチング素子Ｑ1が１石のバイポーラトランジスタとされる場合よりも更に高い電力変換効率が得られることになる。
【００６０】
この図に示す制御回路１では、例えば、検出入力である二次側直流出力電圧ＥO1のレベルに応じて可変されたレベルの直流信号（検出信号）を発振・ドライブ回路２に対して供給するようにしている。
ここで、発振・ドライブ回路２においては、制御回路１から入力された検出信号に応じて、スイッチング素子Ｑ1のオフ期間は一定として、オン期間を可変制御することによってスイッチング周波数を可変するように構成すれば、図４に示したのと同様の動作が得られることになり、図１の電源回路と同様の効果が得られることになる。
【００６１】
これまでの実施の形態の説明においては、スイッチング素子Ｑ1として、１石のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ）、或いは２本のバイポーラトランジスタを備えたダーリントン回路を採用した場合を例に挙げていたが、本発明の実施の形態としては、以降示すようなスイッチング素子をスイッチング素子Ｑ1に代えて採用することも可能である。
【００６２】
図７には、スイッチング素子Ｑ1に代えて、ＭＯＳ−ＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効果トランジスタ；金属酸化膜半導体）を使用した例が示されている。ＭＯＳ−ＦＥＴを用いる場合、ドレイン−ソース間に対して、スイッチングオフ時の帰還電流の経路を形成するためのツェナーダイオードＺＤが図に示す方向により並列に接続される。つまり、アノードがＭＯＳ−ＦＥＴのソースと接続され、カソードがツェナーダイオードＺＤのドレインと接続される。この場合、先の実施の形態に示したスイッチング素子Ｑ1のベース、コレクタ、エミッタは、それぞれ、ＭＯＳ−ＦＥＴのゲート、ドレイン、ソースに置き換わることになる。
【００６３】
図８は、スイッチング素子Ｑ1に代えて、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）を使用した例が示されている。ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間に対しては、スイッチングオフ時の帰還電流の経路を形成するためのダイオードＤが並列に接続される。ここでは、ダイオードＤのアノード、カソードはそれぞれＩＧＢＴのコレクタ，エミッタに対して接続されている。
この回路では、先の各実施の形態に示したスイッチング素子Ｑ1のベース、コレクタ、エミッタは、それぞれ、ＩＧＢＴのゲート、コレクタ、エミッタに置き換わる。
【００６４】
図９は、スイッチング素子Ｑ1に代えて、ＳＩＴ（静電誘導サイリスタ）を使用した例が示されている。このＳＩＴのコレクタ−エミッタ間に対しても、スイッチングオフ時の帰還電流の経路を形成するためのダイオードＤが並列に接続され、ダイオードＤのアノード、カソードがそれぞれＳＩＴのカソード，アノードに対して接続される。この回路では、先の各実施の形態に示したスイッチング素子Ｑ1のベース、コレクタ、エミッタは、それぞれ、ＳＩＴのゲート、アノード、カソードに置き換わる。
【００６５】
上記図７〜図９に示す何れの構成を採った場合にも、本実施の形態では更なる高効率化を図ることが可能になる。なお、図７〜図９に示す構成を採る場合、ここでは図示しないが、実際にスイッチング素子Ｑ1に代えて採られるべき素子の特質に適合するようにして、その駆動回路の構成が変更されるものであり、例えば、図６に示した構成に準じて、他励式の構成とすることがその安定的な動作を期待する上では好ましい。例えば図７に示したＭＯＳ−ＦＥＴであれば、他励式により電圧駆動する構成を採ればよいものである。
【００６６】
【発明の効果】
以上説明したように本発明は、スイッチング電源回路として、一次側に電圧共振形スイッチングコンバータを備えたうえで、絶縁コンバータトランスを疎結合とすることで、一次巻線と二次巻線の相互インダクタンスが互いに逆極性となる動作モード（＋Ｍ／−Ｍ）が得られるようにしている。更に、二次側においては、二次巻線に対して二次側直列共振コンデンサを直列に接続して直列共振回路を形成して、この直列共振回路を利用した倍電圧全波整流回路を備えることで、二次巻線に得られる交番電圧（励起電圧）の二倍に対応する二次側直流出力電圧を得るようにされる。
【００６７】
上記のようにして倍電圧全波整流回路によって負荷に電力供給をする結果、本発明では、例えば従来のように全波整流回路又は半波整流回路により等倍の二次側直流出力電圧を得る場合よりも、対応可能な最大負荷電力を向上させることが可能になる。
そしてこれに伴い、一次側は倍電圧整流回路ではなく、通常の全波整流回路により交流入力電圧レベルに対応するレベルの整流平滑電圧を入力するように構成しても、充分に上記した条件に対応することができることになる。
【００６８】
また、二次側出力電圧を安定化する定電圧制御のための構成として、二次側出力電圧レベルに応じてスイッチング周波数を変化させることで、電源回路内のの共振インピーダンスと上記スイッチング素子の導通角を複合的に制御するようにしている。
【００６９】
以上の構成から次のようなことが言える。
例えば従来においては、上記の条件に対応する場合には、倍電圧整流回路により交流入力電圧レベルの２倍に対応する整流平滑電圧を得る必要があり、このため、スイッチング素子や一次側の並列共振コンデンサには、整流平滑電圧レベルに応じて発生するスイッチング電圧に応じた耐圧品を選定する必要があった。
また、従来として、二次側において半波整流回路により直流出力電圧を生成するようにしていた場合、整流ダイオードの非導通期間において整流平滑電圧の２．５倍〜３．５倍程度の電圧が印加されるため、この電圧レベルに応じた耐圧品を選定していた。
【００７０】
これに対して本発明では、整流平滑電圧レベルに依存するスイッチング電圧が従来の１／２となることから、スイッチング素子や一次側の共振コンデンサについて、従来の１／２程度の耐圧品を用いることができる。
また、二次側においては、前述したように、倍電圧全波整流回路が設けられるが、ここで倍電圧全波整流回路は、交番電圧が正／負の両期間で整流動作を行う全波整流動作である結果、整流ダイオードに印加される電圧は整流平滑電圧レベルとほぼ同等に抑制されるため、二次側の整流ダイオードについても従来より耐圧の低いものを選定することができる。
これによって、先ずスイッチング素子、一次側の並列共振コンデンサ、及び二次側整流ダイオード等にかかるコストを削減することができる。また、スイッチング素子及び二次側整流ダイオードの特性の向上したものを選定して、スイッチング周波数を高く設定することも容易に可能となり、これによって、電力変換効率の向上が図られることになる。また、スイッチング素子周辺の回路部品の小型・軽量化を図ることも可能になるものである。
また、前述のように、商用交流電源から整流平滑電圧を得る回路が通常の等倍電圧整流回路とされたことで、例えば通常の１組のブロック型の平滑コンデンサとブリッジ整流ダイオードを採用することができるので、この点でも、コストの削減及び回路規模の縮小が図られる。更には、被制御巻線の巻数が削減されて、定電圧制御に用いる直交型制御トランスの小型軽量化及び低コスト化も図られるものである。
【００７１】
更に本発明として、二次側に設けられる整流回路については倍電圧全波整流回路が採用されることで、例えば等倍電圧整流回路が備えられる場合と同等レベルの直流出力電圧を得ようとすれば、二次巻線の巻数を従来の１／２程度にまで少なくすることが可能になる。
【００７２】
また、スイッチング周波数を変化させることで、スイッチング出力に対する共振インピーダンスと上記スイッチング素子の導通角を複合的に制御し、この作用によって定電圧制御を行うように構成したことで、結果的に制御感度は向上して制御可能範囲が拡大するため、従来よりも狭いスイッチング周波数の制御範囲で二次側出力電圧の安定化を実現することが可能になる。このようなスイッチング周波数の制御範囲の縮小は、電源回路を形成するトランスに巻装される巻線数の削減や、各種部品素子の小型にも寄与する。
【００７３】
また、本発明の定電圧制御回路の構成としては、スイッチング素子を駆動するための回路系が自励式、他励式であるのに関わらず、一次巻線又は二次巻線に対してチョークコイル若しくは直交型制御トランスの被制御巻線等のインダクタンス素子は直列接続されない。このため、電源回路としての漏洩磁束の発生は絶縁コンバータトランスのみに制限されるので、従来のようにシールドケースにより電源回路を覆う必要はなく、例えば銅板のショートリングを施すだけで漏洩磁束を解消できる。これにより、電源回路自体の小型軽量化及び低コスト化に寄与すると共に、製造時間の短縮も図られる。
【００７４】
また、スイッチング素子としては、バイポーラトランジスタを備えて形成されるダーリントン回路、又はＭＯＳ型電界効果トランジスタ、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ、又は静電誘導サイリスタにより構成することが可能であり、この場合には、例えば１石のバイポーラトランジスタにより上記スイッチング手段を形成する場合よりも、更に電力変換効率を向上させることが可能となる。
【００７５】
このように本発明では、一次側に電圧共振形コンバータを備えた電源回路の低コスト化、小型軽量化、及び電力変換効率等の諸特性の向上が促進されるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態としての電源回路の構成を示す回路図である。
【図２】図１に示す電源回路に備えられる直交型制御トランスの構造を示す斜視図である。
【図３】図１に示す電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスの構造を示す斜視図である。
【図４】図１に示す電源回路における要部の動作を示す波形図である。
【図５】スイッチング周波数と二次側直流出力電圧との関係を示す説明図である。
【図６】本発明の第２の実施の形態としての電源回路の構成を示す回路図である。
【図７】本発明の実施の形態の変形例としての構成を示す回路図である。
【図８】本発明の実施の形態の変形例としての構成を示す回路図である。
【図９】本発明の実施の形態の変形例としての構成を示す回路図である。
【図１０】従来例としての電源回路の構成を示す回路図である。
【図１１】図１０に示す電源回路に備えられる直交型絶縁コンバータトランスの構造を示す斜視図である。
【図１２】従来例としての電源回路の構成を示す回路図である。
【図１３】図１２に示す電源回路に備えられる直交型制御トランスの構造を示す斜視図である。
【図１４】図１２に示す電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスの構造を示す斜視図である。
【図１５】相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの場合の各動作を示す説明図である。
【図１６】従来例としての電源回路の構成を示す回路図である。
【符号の説明】
１ 制御回路、２ 発振・ドライブ回路、Ｃｉ，ＣO1，ＣO2 平滑コンデンサ、Ｃｒ 並列共振コンデンサ、Ｃｓ 二次側直列共振コンデンサ、Ｄｉ ブリッジ整流回路、ＤO1，ＤO2，ＤO3，ＤO4 整流ダイオード、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、ＰＲＴ 直交型制御トランス、ＮC 制御巻線、ＮD 検出巻線、ＮB 駆動巻線、Ｑ1 スイッチング素子
Claims (6)
- 商用交流電源を入力して、この商用交流電源レベルの等倍に対応するレベルの整流平滑電圧を生成して直流入力電圧として出力する整流平滑手段と、
疎結合とされる所要の結合係数が得られるようにギャップが形成され、一次側出力を二次側に伝送するために設けられる絶縁コンバータトランスと、
上記直流入力電圧をスイッチング素子により断続して上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するようにされたスイッチング手段と、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して二次側直列共振コンデンサを直列に接続することで、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって直列共振回路を形成する二次側直列共振回路と、
整流電流経路に対して上記二次側直列共振コンデンサを挿入して形成され、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して倍電圧全波整流動作を行って、入力電圧レベルのほぼ２倍に対応する二次側直流出力電圧を生成可能に構成された直流出力電圧生成手段と、
検出巻線と駆動巻線と制御巻線とを有し、上記検出巻線が上記絶縁コンバータトランスの一次巻線と上記整流平滑手段との間に接続される直交型トランスと、
上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記検出巻線に流れる電流の大きさを制御して前記駆動巻線のインダクタンスを変化させて上記スイッチング素子のスイッチング周波数を可変として定電圧制御を行う制御手段回路と、
を備えるスイッチング電源回路。 - 上記スイッチング手段は、少なくとも駆動巻線及び共振用コンデンサの直列接続により形成される直列共振回路を含んで形成され、この直列共振回路の共振出力に基づいて上記スイッチング素子を自励式により駆動する請求項１に記載のスイッチング電源回路。
- 上記スイッチング手段は、バイポーラトランジスタを備えて形成されるダーリントン回路を１つのスイッチング素子として用いるように構成される請求項１に記載のスイッチング電源回路。
- 上記スイッチング手段は、スイッチング素子としてＭＯＳ型電界効果トランジスタを備えて形成される請求項１に記載のスイッチング電源回路。
- 上記スイッチング手段は、スイッチング素子として絶縁ゲートバイポーラトランジスタを備えて形成される請求項１に記載のスイッチング電源回路。
- 上記スイッチング手段は、スイッチング素子として静電誘導サイリスタを備えて形成される請求項１に記載のスイッチング電源回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31938898A JP4218092B2 (ja) | 1998-11-10 | 1998-11-10 | スイッチング電源回路 |
| TW89109057A TW471218B (en) | 1998-11-10 | 2000-05-10 | Switching power supply circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31938898A JP4218092B2 (ja) | 1998-11-10 | 1998-11-10 | スイッチング電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000152618A JP2000152618A (ja) | 2000-05-30 |
| JP4218092B2 true JP4218092B2 (ja) | 2009-02-04 |
Family
ID=18109619
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP31938898A Expired - Fee Related JP4218092B2 (ja) | 1998-11-10 | 1998-11-10 | スイッチング電源回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4218092B2 (ja) |
| TW (1) | TW471218B (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN109660125A (zh) * | 2017-10-12 | 2019-04-19 | 首利实业股份有限公司 | 高功率电源供应器的电路结构 |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004215376A (ja) * | 2002-12-27 | 2004-07-29 | Sony Corp | スイッチング電源回路 |
| KR20110138068A (ko) * | 2010-06-18 | 2011-12-26 | 페어차일드코리아반도체 주식회사 | 역률 보상 컨버터 및 그 구동 방법 |
-
1998
- 1998-11-10 JP JP31938898A patent/JP4218092B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2000
- 2000-05-10 TW TW89109057A patent/TW471218B/zh not_active IP Right Cessation
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN109660125A (zh) * | 2017-10-12 | 2019-04-19 | 首利实业股份有限公司 | 高功率电源供应器的电路结构 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2000152618A (ja) | 2000-05-30 |
| TW471218B (en) | 2002-01-01 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6687137B1 (en) | Resonant switching power supply circuit with voltage doubler output | |
| JP2000152617A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2000324831A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2001275351A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2001095247A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP4218089B2 (ja) | スイッチング電源回路 | |
| KR20010050629A (ko) | 스위칭 전원 회로 | |
| JP2000353627A (ja) | 絶縁コンバータトランス及びスイッチング電源回路 | |
| JP4218092B2 (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2002262568A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2001178127A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP4218090B2 (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP4218095B2 (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP4240606B2 (ja) | 電圧共振形スイッチング電源回路 | |
| JP4314700B2 (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2002034250A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2000125551A (ja) | 電圧共振形スイッチング電源回路 | |
| JP4314703B2 (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2000166235A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2000125552A (ja) | 電圧共振形スイッチング電源回路 | |
| JP2002034249A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2000125555A (ja) | 電圧共振形スイッチング電源回路 | |
| JP2000125554A (ja) | 電圧共振形スイッチング電源回路 | |
| JP2001119940A (ja) | 力率改善コンバータ回路 | |
| JP4218094B2 (ja) | スイッチング電源回路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20050913 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20080430 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20080626 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20081021 |
|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20081103 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111121 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111121 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111121 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121121 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121121 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20131121 Year of fee payment: 5 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |