JP4240606B2 - 電圧共振形スイッチング電源回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、各種電子機器に電源として備えられる電圧共振形のスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
いわゆるソフトスイッチング電源回路として、電圧共振形のスイッチングコンバータを備えたスイッチング電源回路が知られている。電圧共振形のスイッチングコンバータは、スイッチング出力電圧パルスと絶縁コンバータトランスに流入するスイッチング出力電流について滑らかな波形が得られるため低ノイズであり、かつ、比較的少数の部品点数により構成することができる。
【０００３】
図７の回路図は、先に本出願人が提案した発明に基づいて構成することのできる電圧共振形スイッチング電源回路の一例を示している。
この図に示すスイッチング電源回路は、例えば日本或いは米国などの商用交流電源がいわゆるＡＣ１００Ｖ系とされ、最大負荷電力が１５０Ｗ以上の条件に対応するものとされる。
【０００４】
この図に示すスイッチング電源回路においては、交流電源ＡＣを整流平滑化するための整流平滑回路として、整流ダイオードＤｉ1，Ｄｉ2、及び平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2から成る、いわゆる倍電圧整流回路が備えられる。この倍電圧整流回路においては、例えば交流入力電圧ＶACのピーク値の１倍に対応する直流入力電圧をＥｉとすると、その約２倍の直流入力電圧２Ｅｉを生成する。例えば交流入力電圧ＶAC＝１４４Ｖであるとすると、直流入力電圧２Ｅｉは約４００Ｖとなる。
このように、整流平滑回路として倍電圧整流回路を採用するのは、上述したように、交流入力電圧がＡＣ１００Ｖ系とされ、かつ、最大負荷電力が１５０Ｗ以上という比較的重負荷の条件に対応するためとされる。つまり、直流入力電圧を通常の２倍とすることで、後段のスイッチングコンバータへの流入電流量を抑制し、当該スイッチング電源回路を形成する構成部品の信頼性が確保されるようにするものである。
なお、この図に示す倍電圧整流回路に対しては、その整流電流経路に対して突入電流制限抵抗Ｒｉが挿入されており、例えば電源投入時に平滑コンデンサに流入する突入電流を抑制するようにしている。
【０００５】
この図における電圧共振形のスイッチングコンバータは、１石のスイッチング素子Ｑ1 を備えた自励式の構成を採っている。この場合、スイッチング素子Ｑ1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用されている。
スイッチング素子Ｑ1 のベースは、起動抵抗ＲS を介して平滑コンデンサＣｉ1（整流平滑電圧２Ｅｉ）の正極側に接続されて、起動時のベース電流が整流平滑ラインから得られるようにしている。また、スイッチング素子Ｑ1 のベースと一時側アース間にはダンピング抵抗ＲB ，インダクタＬB，共振コンデンサＣB ，駆動巻線ＮBとからなる自励発振用の共振回路が直列接続される。この場合、駆動巻線ＮB は、絶縁コンバータトランスＰＩＴ（Power Isolation Transformer)に巻装されており、自励発振用の共振回路内において、インダクタＬBと共に、スイッチング周波数を設定する所要のインダクタンスが得られるようにされている。
また、スイッチング素子Ｑ1 のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿入されるクランプダイオードＤD により、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時に流れるダンパー電流の経路を形成するようにされており、また、スイッチング素子Ｑ1 のコレクタは絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端と接続され、エミッタは接地される。
【０００６】
また、上記スイッチング素子Ｑ1 のコレクタ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列に接続されている。この並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタンスと、後述する絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 、及び直交型制御トランスＰＲＴ（Power Regulating Transformer) の被制御巻線ＮR の直列接続により得られる合成インダクタンス（Ｌ1＋ＬR）とにより電圧共振形コンバータの並列共振回路を形成する。そして、ここでは詳しい説明を省略するが、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時には、この並列共振回路の作用によって共振コンデンサＣｒの両端電圧Ｖｃｒは、実際には正弦波状のパルス波形となって電圧共振形の動作が得られるようになっている。
【０００７】
また、並列共振コンデンサＣｒは、実際には、例えば高周波電流に対して低損失のポリプロピレンフィルムコンデンサによる、２本のコンデンサＣｒA，ＣｒBを直列接続するようにしたうえで、１組のパッケージ部品として構成されるのであるが、この理由については後述する。
【０００８】
絶縁コンバ−タトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1 のスイッチング出力を二次側に伝送するためのもので、この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端は、スイッチング素子Ｑ1 のコレクタと接続され、他端側は図のように直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮR と直列に接続されている。
【０００９】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側では、一次巻線Ｎ1 により誘起された交番電圧が二次巻線Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接続されることで並列共振回路が形成される。
この並列共振回路により、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧は共振電圧とされ、この共振電圧が整流ダイオードＤO1及び平滑コンデンサＣO2からなる半波整流回路と、整流ダイオードＤO2及び平滑コンデンサＣO2からなる半波整流回路との２組の半波整流回路に供給される。そして、これら２組の半波整流回路により、それぞれ直流出力電圧ＥO1，ＥO2が得られる。
この際、上記のようにして二次側並列共振コンデンサＣ2 が設けられて共振回路が形成されていることで、その共振作用によって、二次側に流れる電流量は増加するように動作する。これにより、対応可能な最大負荷電力の増加が図られるものである。
なお、この半波整流回路を形成する整流ダイオードＤO1，ＤO2は、スイッチング周期の交番電圧を整流するために高速型を使用している。
【００１０】
制御回路１は、例えば二次側の直流電圧出力と基準電圧を比較してその誤差に応じた直流電流を、制御電流として直交型制御トランスＰＲＴの制御巻線ＮC に供給する誤差増幅器である。この場合には、制御回路１に対して、検出用電圧として直流電圧出力ＥO1が入力され、動作電源として直流出力電圧ＥO2が入力されている。
【００１１】
直交型制御トランスＰＲＴは、制御巻線ＮCに対して、その巻回方向が直交するようにして被制御巻線ＮRが巻装され、また、コアの磁脚の所要の部分に対してギャップＧを形成することで可飽和リアクトルとなるように構成される。
【００１２】
例えば、交流入力電圧ＶAC或いは最小負荷電力の変動に伴って二次側の直流出力電圧ＥO2が変動した時は、制御回路１によって制御巻線ＮC に流れる制御電流を所要の範囲で変化させる。これにより、直交型制御トランスＰＲＴにおいては、被制御巻線ＮR のインダクタンスＬR が所定の範囲で変化するように動作する。
【００１３】
上記被制御巻線ＮR は、前述のように電圧共振形のスイッチング動作を得るための並列共振回路を形成していることから、固定とされているスイッチング周波数に対して、この並列共振回路の共振条件が変化するようにされる。スイッチング素子Ｑ1と並列共振コンデンサＣｒの並列接続回路の両端には、スイッチング素子Ｑ1のオフ期間に対応して上記並列共振回路の作用によって正弦波状の共振パルスが発生するが、並列共振回路の共振条件が変化することによって共振パルスの幅が可変制御される。つまり、共振パルスに対するＰＷＭ(Pulse Width Moduration)制御動作が得られる。共振パルスの幅のＰＷＭ制御とは即ちスイッチング素子Ｑ1のオフ期間の制御であるが、これは換言すれば、固定のスイッチング周波数の条件下でスイッチング素子Ｑ1のオン期間を可変制御することを意味する。このようにしてスイッチング素子Ｑ1のオン期間が可変制御されることで、並列共振回路を形成する一次巻線Ｎ1から二次側に伝送されるスイッチング出力が変化し、二次側の直流出力電圧（ＥO1，ＥO2）の出力レベルも変化するようにされる。これによって二次側直流電圧（ＥO1，ＥO2）の定電圧化が図られることになる。なお、このような定電圧制御方式を、以降はインダクタンス制御方式ということにする。
【００１４】
また、図７に示す構成の電源回路を、例えば欧州などのＡＣ２００Ｖ系の地域に対応させるのであれば、整流平滑電圧を生成する整流回路について、倍電圧整流回路に代えて、例えばブリッジ整流回路による全波整流回路を備え、交流入力電圧ＶACの等倍に対応する整流平滑電圧が生成されるように構成すればよい。
【００１５】
ここで、図８に上記図７に示す構成による電源回路の、交流入力電圧ＶAC＝１４４Ｖ，整流平滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉ＝４００Ｖで負荷が短絡状態となった場合のスイッチング周期での要部の動作波形を示す。
【００１６】
この条件では、一次側の並列共振回路として、並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスと、一次巻線Ｎ1のインダクタンスＬ1と、その可変が被制御状態となる被制御巻線ＮRのインダクタンスＬRの作用によって、安定的な電圧共振形のスイッチング動作が得られる。このため、スイッチング素子Ｑ1／／並列共振コンデンサＣｒの並列接続回路の両端には、上記並列共振回路の共振作用によって、図８（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ1がオフの期間に正弦波状のパルスとなる共振電圧Ｖｃｒが得られる。この共振電圧Ｖｃｒは、１８００Ｖ程度のピークレベルとなる。また、このスイッチング素子Ｑ1がオフの期間には、図８（ｂ）に示すようにして、並列共振コンデンサＣｒに対して共振電流Ｉｃｒが流れる。
また、二次側においては、二次側並列共振コンデンサＣ2の両端電圧（共振電圧）ＶC2は、図８（ｃ）に示すように、整流ダイオードＤO1，ＤO2が導通している期間は直流出力電圧ＥO（ＥO1，ＥO2）のレベルとなり、整流ダイオードＤO1，ＤO2が非導通の期間は二次側並列共振回路の共振動作によって正弦波状の２８５Ｖのピークレベルが得られる波形となる。このため、共振電圧ＶC2のPeak To Peakレベルは、直流出力電圧ＥOが１３５Ｖ程度であるとすれば、４２０Ｖｐ−ｐ程度となる。
また、二次側並列共振コンデンサＣ2に流れる共振電流ＩC2は、図８（ｄ）に示すようにして、整流ダイオードＤO1，ＤO2が非導通の期間において、正弦波状の曲線によってプラスレベルからマイナスレベルに反転していく波形が得られる。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
上記図８（ａ）に示す波形から分かるように、スイッチング素子Ｑ1及び並列共振コンデンサＣｒには最大で１８００Ｖの電圧がかかる。このため、スイッチング素子Ｑ1及び並列共振コンデンサＣｒについては、１８００Ｖの耐圧品を用いる必要がある。
但し、並列共振コンデンサＣｒに関すれば、高周波である共振電流に対して低損失の特性をあたえるため、例えば実際には、誘導体はポリプロピレンフィルム、電極はメタライズポリエステルフィルムとし、外装を難燃性エポキシ樹脂で構成した、いわゆるポリプロピレンフィルムコンデンサを使用するようにしている。このポリプロピレンフィルムコンデンサは、現状として耐圧１６００Ｖが製造される限界である。
このため、実際の並列共振コンデンサＣｒとしては、図７にも示したように、例えば０．０２μＦ／１０００Ｖのポリプロピレンフィルムコンデンサ（ＣｒA，ＣｒB）を２本直列接続し、この２本のコンデンサをプラスティックケース内にエポキシ樹脂でモールドすることで、０．０１μＦ／２０００Ｖの単体のコンデンサとして構成している。
この場合、例えば並列共振コンデンサＣｒとして要求される０．０１μＦのキャパシタンスを得るのに、その２倍のキャパシタンスに応じて大型化したコンデンサを、２本必要とすることになるので、それだけ、並列共振コンデンサＣｒとしてのサイズが大型化することになる。例えば、上記のようにして構成される並列共振コンデンサＣｒの外形寸法は１３×２２×３２ｍｍ程度となる。
【００１８】
また、図７にて説明したようにして、二次側においては、スイッチング周期による高周波の交番電圧を、高耐圧な高速リカバリ型の整流ダイオード（ＤO1，ＤO2）を備えた半波整流回路によって整流して直流出力電圧を得るようにしているが、整流ダイオードの逆回復時間時に不要な輻射ノイズが発生する。このため、実際には、図７に示すようにして、整流ダイオード（ＤO1，ＤO2）に対して、小容量のセラミックコンデンサＣｐ，Ｃｐを並列に接続することで、上記輻射ノイズを吸収するようにしている。
【００１９】
スイッチング電源回路としては、部品素子数の削減、及び素子自体の小型化を図ることで小型軽量化が促進されることが好ましいのであるが、上記したように、図７に示す回路構成においては、一次側並列共振コンデンサＣｒの大型化、及び二次側に追加されるコンデンサＣｐ，Ｃｐなどのため、回路基板の小型軽量化に限界がある。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
そこで、本発明は上記した課題を考慮して、商用交流電源を入力して整流平滑化することにより整流平滑電圧を生成して直流入力電圧として出力する整流平滑手段と、直流入力電圧を断続して上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するようにされたスイッチング手段と、少なくとも、絶縁コンバータトランスの一次巻線を含むインダクタンス成分とスイッチング手段の出力端子と上記直流入力電圧の正極ライン間に対して挿入される共振コンデンサのキャパシタンスによって形成されて、スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側共振回路と、二次側整流ダイオード素子と二次側平滑コンデンサを備えることで、絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧から二次側直流出力電圧を生成する直流出力電圧生成手段と、絶縁コンバータトランスの二次巻線のインダクタンス成分と二次側整流ダイオード素子に対して並列に接続される二次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって二次側において形成される二次側共振回路と、一次側共振回路のインダクタンス成分として機能するようにして設けられる被制御巻線と、この被制御巻線とその巻回方向が直交するようにされた制御巻線とが巻装される直交型制御トランスを備え、直流出力電圧のレベルに応じて可変の制御電流を上記制御巻線に流して上記被制御巻線のインダクタンスを変化させることで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うよう構成された定電圧制御手段とを備えて電圧共振形スイッチング電源回路を構成することとした。
【００２１】
上記構成によれば、電圧共振形コンバータにおいて、スイッチング動作を電圧共振形とするための一次側共振回路の共振コンデンサは、直流入力電圧の正極ラインとスイッチング手段のスイッチング出力端子間に対して挿入されるが、これによって、一次側共振回路の作用によって共振コンデンサの両端に発生する共振電圧の基準電位は、直流入力電圧レベル分シフトする。
【００２２】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の実施の形態としての電源回路の構成を示す回路図であり、図７と同一部分については同一符号を付すと共に、同様の回路構成を採る部分についての説明は省略する。
この図に示す電源回路においては、一次側の並列共振コンデンサＣｒは、平滑コンデンサＣｉ1の正極（整流平滑電圧（直流入力電圧）ライン）とスイッチング素子のコレクタ間に挿入されるようにして設けられる。このような接続形態では、並列共振コンデンサＣｒの一端は、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の直列接続を介して一次側アースと接続されているものとみることができ、この場合にも、自身のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ1 被制御巻線ＮR の直列接続により得られる合成インダクタンス（Ｌ1＋ＬR）とにより電圧共振形コンバータの並列共振回路を形成する。
【００２３】
また、二次側においては、二次側並列共振コンデンサＣ2は、整流ダイオードＤO1に対して並列に接続される。
【００２４】
このような構成による電源回路のスイッチング周期による要部の動作波形図を図２に示す。
図２（ａ）は、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間電圧ＶCP、図２（ｂ）は並列共振コンデンサＣｒの両端に得られる共振電圧Ｖｃｒ、図２（ｃ）は、二次側並列共振コンデンサＣ2の共振電圧ＶC2を示している。図２（ｂ）に示す共振電圧Ｖｃｒは、この場合、上記のようにして形成される一次側の並列共振回路の作用によって、スイッチング素子Ｑ1がオフの時に正弦波状の電圧共振パルスとなる波形であり、図２（ｃ）に示す共振電圧ＶC2は、整流ダイオードＤO1がオフとなる期間において、二次側並列共振コンデンサＣ2が平滑コンデンサＣO1を介して二次側アースと接続されることで二次巻線Ｎ2のインダクタンスＬ2と共に形成される二次側並列共振回路によって、正弦波状の電圧共振パルスが得られる波形である。
【００２５】
図２（ａ）に示すスイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間電圧ＶCPとしては、図８（ａ）に示した共振電圧Ｖｃｒと同様に、スイッチング素子Ｑ1のオフ時において、１８００Ｖのピークレベルが現れる。
これに対して、図２（ｂ）に示す共振電圧Ｖｃｒは、整流平滑電圧の２Ｅｉのレベルで基準電位の０点がオフセットされる。このため、スイッチング素子Ｑ1のオフ時における共振電圧Ｖｃｒのピークレベルは、１４００Ｖ（＝１８００Ｖ−４００Ｖ）にまで低下する。基準電位０点のオフセットは、並列共振コンデンサＣｒの一端が平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の直列接続の正極側（平滑コンデンサＣｉ1の正極端子）に対して接続されていることで得られる動作である。
【００２６】
このため、本実施の形態においては、並列共振コンデンサＣｒについては１４００Ｖの耐圧が得られればよいことになる。
前述したように、ポリプロピレンフィルムコンデンサとしては、１６００Ｖの耐圧が製造の限界なのであるが、本実施の形態において、実際に回路基板に対して実装する並列共振コンデンサＣｒとして、例えばＣｒ＝０．０１μＦ／１６００Ｖの特性を有するものを選定すれば耐圧としては充分であり、１本のポリプロピレンフィルムコンデンサで済むことになる。この際、並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスが、上記のように０．０１μＦとされることで、例えば図７に示した回路において備えられる、ポリプロピレンフィルムコンデンサＣ2A，Ｃ2Bが０．０２μＦとされていたのと比較すれば、本実施の形態の並列共振コンデンサＣｒとしては、相当に小型なものとなる。具体的には、０．０１μＦ／１６００Ｖ(DC)の並列共振コンデンサＣｒの外形寸法は、６×１５×２６．５mmとなり、図７に示した並列共振コンデンサＣｒと比較すると１／４程度のサイズとなる。
【００２７】
また、二次側並列共振コンデンサＣ2を整流ダイオードＤO1に対して並列に接続していることで、二次側並列共振コンデンサＣ2の共振電圧ＶC2は、図２（ｃ）に示すように、整流ダイオードＤO1がオンとされる期間はほぼ０レベルとなり、オフとなる期間において２８５Ｖのピークレベルとなるため、Peak to Peakのレベルとしては、ほぼ２８５Ｖｐ−ｐとなり、図７に示す回路が４２０Ｖｐ−ｐであったのに対して大幅に低減される。二次側並列共振コンデンサＣ2には、例えばポリプロピレンコンデンサが用いられるが、現状として、共振電圧ＶC2が２８５Ｖｐ−ｐとなったとしてもポリプロピレンコンデンサとしては、耐圧４００Ｖ(DC)のものを選定することことになるので、さほどの小型化は望めない。但し、例えば、より小型の耐圧３００Ｖ(DC)程度のポリプロピレンコンデンサが入手できるのであれば、二次側並列共振コンデンサＣ2の小型化が可能となる。
しかしながら、本実施の形態では、二次側並列共振コンデンサＣ2を整流ダイオードＤO1に対して並列に接続したことで、二次側並列共振コンデンサＣ2が二次側の整流ダイオードの逆回復時間時に発生する輻射ノイズを吸収するようにも動作することになる。このため、本実施の形態では図７に示したセラミックコンデンサＣｐを省略することが出来る。
【００２８】
図３は、本発明の第２の実施の形態としての電源回路の構成を示す回路図であり、図１と同一部分には、同一符号を付して説明を省略する。
【００２９】
図３に示す電源回路においては、交流入力電圧ＶACを入力して交流入力電圧を得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流回路が備えられ、交流入力電圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。つまり、本実施の形態においては、従来、及び図１の構成のように倍電圧整流回路は備えられないものである。
なお、本明細書においては交流入力電圧ＶACのレベルの１倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成する全波整流回路を「等倍電圧整流回路」ともいうことにする。
【００３０】
また、図３に示す電源回路の絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいては、一次巻線Ｎ1 と二次巻線Ｎ2及び駆動巻線ＮBに加え、一次巻線Ｎ1を巻き上げるようにして巻線Ｎ3が備えられる。
この巻線Ｎ3の端部は、後述するブースト電圧生成用の平滑コンデンサＣｉBの正極と接続される。平滑コンデンサＣｉBの負極は平滑コンデンサＣｉの正極（Ｅｉライン）と接続される。
また、この図に示す電源回路においてはブースト用ダイオードＤBが設けられる。このブースト用ダイオードＤBは、アノードが平滑コンデンサＣｉBの負極と平滑コンデンサＣｉの正極との接続点（Ｅｉライン）と接続され、カソードは直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮRの直列接続を介して、一次巻線Ｎ1と巻線Ｎ3との接続点に対して接続される。
このような接続形態によると、巻線Ｎ3に得られたスイッチング出力電圧をブースト用ダイオードＤBにより整流して平滑コンデンサＣｉBにより平滑化することで、平滑コンデンサＣｉBの両端にブースト電圧ＶBを生成するブースト回路が形成されることになる。但し、上述のようにこのブースト回路には被制御巻線ＮRが直列に挿入されている。
【００３１】
このブースト回路が設けられることで、スイッチング素子Ｑ1を備えて成る電圧共振形スイッチングコンバータは、整流平滑電圧Ｅｉに対して上記ブースト電圧ＶBを重畳して得られるブースト平滑電圧ＥBを動作電源（直流入力電圧）としてスイッチングを行うようにされる。つまり、ブースト回路が動作することで、電圧共振形スイッチングコンバータに供給すべき見かけ上の直流入力電圧レベルが上昇するものであり、これによって、例えば倍電圧整流動作によって直流入力電圧を得る構成の場合と同等な程度にまで、対応可能な最大負荷電力を増加させることが可能となる。
【００３２】
上記のようにブースト回路を備えた構成では、直列接続された平滑コンデンサＣｉB−平滑コンデンサＣｉの両端には、整流平滑電圧Ｅｉに対してブースト電圧ＶBが重畳されたブースト平滑電圧ＥBが得られることになるが、このブースト平滑電圧ＥBは、
【数１】
により表すことができる。
そして、巻線Ｎ3及び一次巻線Ｎ1のインダクタンスとしてＬ3＝Ｌ1の関係が得られるようにし、整流平滑電圧Ｅｉ、ブースト用ダイオードＤBの降下電圧ＶF、及びスイッチング素子Ｑ1の飽和電圧Ｖ(SAT)についてＥｉ≫ＶF，Ｖ(SAT)の関係が成立しているとすると、ブースト平滑電圧ＥBは上記（数１）に基づいて、
【数２】
により示されることになる。この場合、図３に示す電源回路では、例えば、直交型トランスＰＲＴの被制御巻線ＮRのインダクタンスＬRを、０．１×Ｌ1〜１．２×Ｌ1の範囲で変化させることで、ブースト平滑電圧ＥBについて、ほぼＥｉ〜２Ｅｉ（Ｅｉは、平滑コンデンサＣｉの両端に得られる整流平滑電圧レベルに相当する）の範囲で可変することが可能とされる。
【００３３】
このようにしてブースト回路が備えられる場合、本実施の形態の一次側の並列共振コンデンサＣｒは、ブースト回路の平滑コンデンサＣｉBの正極（ブースト平滑電圧ＥBのライン）と、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ間に対して接続される。このような接続形態によっても、並列共振コンデンサＣｒの両端に得られる共振電圧Ｖｃｒはブースト平滑電圧ＥBによって基準電位がシフトされるので１４００Ｖよりも低い電圧が得られ、並列共振コンデンサＣｒとしては、１本のコンデンサとすることができる。つまり、本実施の形態の構成によっても並列共振コンデンサＣｒの小型化が図られる。
【００３４】
また、図３に示す絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側では、二次巻線Ｎ2にセンタータップが設けられたうえで、整流ダイオードＤO1，ＤO2，ＤO3，ＤO4及び平滑コンデンサＣO1，ＣO2を図のように接続することで、［整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コンデンサＣO1］の組と、［整流ダイオードＤO3，ＤO4，平滑コンデンサＣO2］の組とによる、２組の全波整流回路が設けられる。
［整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コンデンサＣO1］から成る全波整流回路は直流出力電圧ＥO1を生成し、［整流ダイオードＤO3，ＤO4，平滑コンデンサＣO2］から成る全波整流回路は直流出力電圧ＥO2を生成する。この二次側出力電圧は後段の負荷（図示しない）に供給される。
【００３５】
本実施の形態の絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図４に示すように、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアが備えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ1（及びＮ3，ＮB） と、二次巻線Ｎ2をそれぞれ分割した状態で巻装している。そして、本実施の形態では、中央磁脚に対しては図のようにギャップＧを形成するようにしている。これによって、所要の結合係数による疎結合が得られるようにしている。
【００３６】
絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいては、一次巻線Ｎ1 、二次巻線Ｎ2 の極性（巻方向）と整流ダイオードＤO （ＤO1，ＤO2／ＤO3，ＤO4）の接続との関係によって、一次巻線Ｎ1 のインダクタンスＬ1と二次巻線Ｎ2 のインダクタンスＬ2 との相互インダクタンスＭについて、＋Ｍとなる場合と−Ｍとなる場合とがある。
例えば、図５（ａ）に示す接続形態を採る場合に相互インダクタンスは＋Ｍとなり、図５（ｂ）に示す接続形態を採る場合に相互インダクタンスは−Ｍとなる。
これを、上述した本実施の形態の二次側の動作に対応させてみると、例えば二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧が正極性のときに整流ダイオードＤO1，ＤO3に整流電流が流れる動作は＋Ｍの動作モード（フォワード方式）とみることができ、逆に、二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧が負極性のときに整流ダイオードＤO2，ＤO4に流れる整流電流は−Ｍの動作モード（フライバック方式）であるとみることができる。即ち、本実施の形態では、二次巻線に得られる交番電圧が正／負となるごとに、相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍのモードで動作することになる。
【００３７】
このようにして、二次側において全波整流回路を設けた場合、本実施の形態としての二次側並列共振コンデンサは、直流出力電圧Ｅ01を生成する整流回路に関すれば、図のように、整流ダイオードＤO1，ＤO2に対して、それぞれ二次側並列共振コンデンサＣ2A，Ｃ2Bを並列に接続するようにされる。これにより、整流ダイオードＤO1のオフ時には、平滑コンデンサＣO1を介して二次側並列共振コンデンサＣ2A及び二次巻線Ｎ2とにより並列共振回路を形成し、整流ダイオードＤO2のオフ時には、平滑コンデンサＣO2を介して二次側並列共振コンデンサＣ2B及び二次巻線Ｎ2とにより並列共振回路を形成することになる。
このような接続形態によっても、先の実施の形態と同様に、二次側並列共振コンデンサＣ2A，Ｃ2Bとにより二次側の整流ダイオードの逆回復時間時における輻射ノイズの発生が抑えられるため、セラミックコンデンサＣｐを設ける必要はなくなる。
【００３８】
この図に示す電源回路のように、二次側並列共振コンデンサＣ2A，Ｃ2Bを設けて二次側並列共振回路を形成した構成とすると、この二次側並列共振回路の作用によって負荷側に電力が供給されるため、二次側並列共振コンデンサを設けない場合よりも、最大負荷電力が増加するのは前述したとおりである。
これに加えて、この図に示す回路のようにして、二次側並列共振回路に対して全波整流回路を接続した場合、前述のように、相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの両方の動作モードで交互に整流電流が流れるようにされる。つまり、交番電圧が正極と負極との両期間において整流出力が得られるようにされるので、それだけ負荷側に供給される電力も増加して、最大負荷電力の増加率も向上する。
【００３９】
この場合の制御回路１としては、直流出力電圧ＥO1が一定となるように直交型トランスＰＲＴの制御巻線ＮCに対して、直流出力電圧ＥO1の変動に応じたレベルの制御電流を流して、被制御巻線ＮRのインダクタンスＬRを可変するように動作する。これにより、前述したインダクタンス制御方式による定電圧制御が行われる。
また、この場合には、インダクタンスＬRの可変によって（数１）により表されるブースト平滑電圧ＥBを一定とするように制御することになるが、この作用によって、二次側の直流出力電圧を一定とするように動作する。
【００４０】
例えば、先に本出願人が提案したソフトスイッチング電源回路の構成では、例えば交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系で、かつ最大負荷電力１５０Ｗ〜１６０Ｗ以上に対応する構成を採る場合には、倍電圧整流回路により交流入力電圧のほぼ２倍のレベルに対応する整流平滑電圧を得ていた。これにより、スイッチングコンバータに入力される直流電圧レベルを増加させて比較的高負荷の条件に対応していたものである。
【００４１】
これに対して図３に示す電源回路では、上述のようにして最大負荷電力の増加を図ることで、直流入力電圧（整流平滑電圧）を生成する整流平滑回路としては倍電圧整流方式を採って負荷電力をカバーする必要はなくなる。この結果、図３に示すようにして、例えばブリッジ整流回路による通常の等倍電圧整流回路の構成を採ることができるものである。
これにより、例えば図３に示す電源回路では、交流入力電圧ＶAC＝１４４Ｖ時における整流平滑電圧Ｅｉは２００Ｖ程度となる。ここで、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間電圧ＶCPは、整流平滑電圧Ｅｉに対して一次側の並列共振回路が作用することで、スイッチング素子Ｑ1のオフ時に発生するが、図３の回路では、上記のように整流平滑電圧Ｅｉが倍電圧整流時の約１／２とされることになる。但し、図３に示す構成では、この整流平滑電圧Ｅｉに対してブースト電圧ＶBを重畳してブースト平滑電圧ＥBが発生するため、共振電圧Ｖｃｒはブースト平滑電圧ＥBのレベルに依存するのであるが、それでも共振電圧Ｖｃｒは１２００Ｖ程度にまで抑えられる。
従って、図３に示す回路においては、スイッチング素子Ｑ1については、１２００Ｖの耐圧品を選定すればよいことになる。
【００４２】
また、上述したように、二次側において全波整流回路を設け、二次巻線Ｎ2Aの交番電圧が正負の両期間において整流電流が流れるようにしたことで、二次側の共振電圧Ｖ2は正負の両期間において共に整流平滑電圧Ｅｉと同等のレベルにまで抑制されることになる。
これにより、二次側の全波整流回路を形成する整流ダイオード（ＤO1〜Ｄ04）としては、整流平滑電圧Ｅｉのレベルにほぼ対応する耐圧品を選定すればよいことになる。
【００４３】
このように、図３に示す回路では、並列共振コンデンサＣｒが小型となり、スイッチング素子Ｑ1、及び二次側の全波整流回路を形成する整流ダイオードについて低耐圧品を用いることができるため、素子としてはそれだけ安価となる。このため、特にコストアップを考慮することなく、例えばスイッチング素子Ｑ1及び二次側の全波整流回路を形成する整流ダイオードについて特性の向上されたもの（スイッチング素子Ｑ1であれば、飽和電圧ＶCE(SAT)、蓄積時間ｔSTG、下降時間ｔｆ、電流増幅率ｈFE等の特性の良好なもの、また、整流ダイオードであれば順方向電圧降下ＶF、逆回復時間ｔｒｒ等の特性の良好なもの）を選定することができ、それだけ電力損失の低減が促進されることにもなる。つまり、倍電圧整流回路により直流入力電圧を生成する構成よりも、低コスト或いはほぼ同等のコストでありながら電力変換効率の向上を図ることが可能になる。また、電力変換効率の向上により、例えば倍電圧整流回路の整流ダイオードの放熱のために必要であった放熱板等も不要となる。
【００４４】
また、電圧共振形コンバータの構成として、例えば１００ＫＨｚ程度の高いスイッチング周波数を設定するようにすれば、上記各種部品の小型・軽量化も図られることになる。ここで、実際に対応すべき最大負荷電力に応じて、ブースト電圧ＶBが最適となるように巻線Ｎ3を選定すれば、更なる各種部品の小型・軽量化を実現できる。
更に、電源回路の小型・軽量化の観点からすれば、直流入力電圧の生成のために倍電圧整流回路を備える構成では、それぞれ２組の整流ダイオードと平滑コンデンサが必要とされたのであるが、図３に示す回路では、例えば通常のブリッジ整流回路による全波整流回路とされるため、１組のブロック型の平滑コンデンサとブリッジ整流ダイオードを採用することができるので、この点でも、コストの削減及び部品の小型化が図られるものである。つまり、図３に示す回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴ、直交型制御トランスＰＲＴを含む各種部品の小型化が図られる。また、電力変換効率も向上が図られることが実験により分かっている。
【００４５】
図６は、本発明の第３の実施の形態としての電源回路の構成を示す回路図である。この図に示す電源回路は、商用交流電源がＡＣ１００Ｖ系で、かつ、最大負荷電力１６０Ｗ以上の比較的重負荷に対応可能な構成とされる。なお、図１及び図３と同一部分については同一符号を付して説明を省略する。
【００４６】
本実施の形態の場合、交流入力電圧ＶACを入力して整流平滑電圧Ｅｉを得るための整流回路としては、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び１本の平滑コンデンサＣｉにより形成される。
これは、次に説明するようにして、２石のスイッチング素子によるプッシュプルのスイッチング動作により、スイッチング出力の増加を図ることで負荷電力を賄うようにされるため、特に、直流入力電圧については２Ｅｉのレベルが要求されないことに因る。
【００４７】
また、一次巻線Ｎ1にはセンタータップが設けられて、一次巻線Ｎ1A（インダクタンスＬ1A），Ｎ1B（インダクタンスＬ1B）に分割される。このセンタータップ端子は、直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮRの直列接続を介して整流平滑電圧Ｅｉのラインと接続される。
【００４８】
この図に示す電圧共振形コンバータは、２石のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を備えた他励式の構成を採っている。この場合、スイッチング素子Ｑ1には、ＭＯＳ−ＦＥＴが採用されている。
この場合、スイッチング素子Ｑ1 のドレインは一次巻線Ｎ1Aの端部と接続され、ソースは一次側アースに接地される。また、スイッチング素子Ｑのドレイン−ソース間には、スイッチングオフ時の期間電流の経路を形成するダンパーダイオードＤD1が並列に接続される。
スイッチング素子Ｑ2 のドレインは一次巻線Ｎ1Bの端部と接続され、ソースは一次側アースに接地される。また、スイッチング素子Ｑのドレイン−ソース間に対しても、ダンパーダイオードＤD2が並列に接続される。
【００４９】
そして、本実施の形態の一次側の並列共振コンデンサとしては、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2に対応して、それぞれ並列共振コンデンサＣｒ1，Ｃｒ2が備えられる。
並列共振コンデンサＣｒ1は、スイッチング素子Ｑ1のコレクタと平滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉライン）間に対して挿入されるようにして接続されることで、並列共振コンデンサＣｒ1のキャパシタンスと、インダクタンスＬ1A，インダクタンスＬRの合成インダクタンスとによって、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作を電圧共振形とする並列共振回路が形成される。
同様にして、並列共振コンデンサＣｒ2は、スイッチング素子Ｑ2のコレクタと平滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉライン）間に対して挿入されるようにして接続されることで、並列共振コンデンサＣｒ2のキャパシタンスと、インダクタンスＬ1B，インダクタンスＬRの合成インダクタンスとによって、スイッチング素子Ｑ2のスイッチング動作を電圧共振形とする並列共振回路を形成する。なお、従来の構成では、並列共振コンデンサＣｒ1，Ｃｒ2は、それぞれスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のコレクタ−エミッタ間に対して並列に接続されるものである。
上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力点は、一次巻線Ｎ1のセンタータップとされることになる。
つまり、本実施の形態では、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をそれぞれ駆動する二系統のスイッチング回路系が備えられることになる。
【００５０】
発振ドライブ回路２は、起動抵抗ＲSにより起動されるようになっており、例えばスイッチング周波数ｆｓ＝１００ＫＨｚに対応する周波数信号を発振出力すると共に、この周波数信号に基づいてスイッチング駆動信号（駆動電圧）を生成して、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のゲートに印加する。この際、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のゲートに印加するスイッチング駆動信号としては、互いに反転した逆極性の信号とされる。
【００５１】
ここで、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が共にスイッチング動作を行うとすると、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、例えばスイッチング周波数ｆｓ＝１００ＫＨｚで、交互にオン／オフとなるタイミングでスイッチング動作を行うことになる。
つまり、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が共にスイッチングを行う場合には、いわゆるプッシュプル方式によるスイッチング動作（プッシュプル動作）となり、例えば１石のスイッチング素子による、いわゆるシングルエンド方式によるスイッチング動作（シングルエンド動作）の場合よりも大きな電力を負荷側に対して供給することができる。これにより、本実施の形態では最大負荷電力１６０Ｗ以上の重負荷の条件に対応する。
【００５２】
また、この図に示す制御回路１は、例えば先に図１及び図３に示した制御回路１と同様に、二次側の直流電圧出力（ＥO1）と基準電圧を比較してその誤差に応じた直流電流を、制御電流として直交型制御トランスＰＲＴの制御巻線ＮC に供給する誤差増幅器として構成される。
【００５３】
例えば、交流入力電圧ＶAC或いは最小負荷電力の変動に伴って二次側の直流出力電圧ＥO2が変動した時は、制御回路１によって制御巻線ＮC に流れる制御電流を例えば所定の範囲で変化させる。これにより、被制御巻線ＮR のインダクタンスＬR が所定の範囲で変化するようにされる。
【００５４】
本実施の形態の場合、前述のように、被制御巻線ＮR はスイッチング素子Ｑ1側の並列共振回路と、スイッチング素子Ｑ2側の並列共振回路とを形成するようにして挿入されている。このため、インダクタンスＬR が変化することで、スイッチング素子Ｑ1及びスイッチング素子Ｑ2のスイッチング動作時において、固定とされているスイッチング周波数に対して、この共振回路の共振条件が変化するようにされる。この共振条件の変化に応じて二次側の直流出力電圧（ＥO1，ＥO2）の出力レベルは変化することになるが、これによって二次側直流電圧（ＥO1，ＥO2）の定電圧化が図られることになる。つまり、この場合にもインダクタンス制御方式による定電圧制御動作となる。
【００５５】
図６に示す構成によっても、先の第１，第２の実施の形態と同様に、一次側の並列共振コンデンサＣｒ1，Ｃｒ2の小型化、及び二次側における輻射ノイズ吸収のためのセラミックコンデンサＣｐは省略される。
【００５６】
なお、本発明は、上記第１〜第３の実施の形態として各図に示した構成に限定されるものではなく、変更が可能である。
例えば、図３及び図６に示した構成では、例えば二次側の整流回路について、倍電圧全波整流回路を備えるように構成することも可能で、この場合には、例えば、等倍電圧の全波整流回路と同等レベルの直流出力電圧を得ようとすれば、二次巻線Ｎ2の巻数は１／２に削減することが可能になる。また、スイッチング素子についも、バイポーラトランジスタだけではなく、ＭＯＳ−ＦＥＴトランジスタをはじめとする他の種類のスイッチング素子が採用されて構わないものである。
【００５７】
【発明の効果】
以上説明したように本発明の電圧共振形コンバータは、スイッチング動作を電圧共振形とするための一次側共振回路の共振コンデンサを、直流入力電圧の正極ラインとスイッチング手段のスイッチング出力端子間に対して挿入するようにしている。これによって、一次側共振回路の作用によって共振コンデンサの両端に発生する共振電圧の基準電位は、直流入力電圧レベル分シフトすることになり、それだけスイッチング素子オフ時に共振コンデンサの両端に発生する共振電圧パルスのレベルを低下させることが可能になる。
これにより実際の回路では、製造の限界であるコンデンサ（例えばポリプロピレンフィルムコンデンサ）の耐圧内に納めることが可能となり、２本以上のコンデンサを直列接続して共振コンデンサを形成する必要が無くなる。つまり、共振コンデンサとしては、その直列接続数を減らして例えば１本のコンデンサとすることも可能であり、それだけ共振コンデンサの小型軽量化、及びコストの削減を図ることが可能になる。
【００５８】
また、二次側巻線のインダクタンス成分と共に二次側並列共振回路を形成する二次側並列共振コンデンサを、二次側の整流回路を形成する二次側整流ダイオードに対して並列に接続することで、二次側整流ダイオードの逆回復時間時に発生する輻射ノイズを解消するようにも動作するため、従来、輻射ノイズ抑制のために二次側整流ダイオードに並列に接続されていたセラミックコンデンサを省略することが可能となる。
このようにして、本発明では、電圧共振形スイッチング電源回路の回路の小型軽量化、及び低コスト化を促進することが可能になるという効果を有するものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態の電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】実施の形態の電源回路の要部の動作を示す波形図である。
【図３】本発明の第２の実施の形態の電源回路の構成例を示す回路図である。
【図４】絶縁コンバータトランスの構成を示す断面図である。
【図５】相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの場合の各動作を示す説明図である。
【図６】本発明の第３の実施の形態の電源回路の構成例を示す回路図である。
【図７】従来例としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図８】図７に示す電源回路の要部の動作を示す波形図である。
【符号の説明】
１ 制御回路、２ 発振回路、３ ドライブ回路、Ｃｉ，ＣｉB 平滑コンデンサ、Ｃｒ，Ｃｒ1，Ｃｒ2 並列共振コンデンサ、Ｃ2，Ｃ2A，Ｃ2B （二次側）並列共振コンデンサ、Ｄｉ ブリッジ整流回路、ＤO1，ＤO2，ＤO3，ＤO4 整流ダイオード、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、Ｎ1，Ｎ1A，Ｎ1B 一次巻線、Ｎ2 二次巻線、ＰＲＴ 直交型制御トランス、ＮC 制御巻線、ＮR 被制御巻線、Ｑ1，Ｑ2 スイッチング素子、ＤB ブースト用ダイオード、Ｎ3 （ブースト用）巻線、
【発明の属する技術分野】
本発明は、各種電子機器に電源として備えられる電圧共振形のスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
いわゆるソフトスイッチング電源回路として、電圧共振形のスイッチングコンバータを備えたスイッチング電源回路が知られている。電圧共振形のスイッチングコンバータは、スイッチング出力電圧パルスと絶縁コンバータトランスに流入するスイッチング出力電流について滑らかな波形が得られるため低ノイズであり、かつ、比較的少数の部品点数により構成することができる。
【０００３】
図７の回路図は、先に本出願人が提案した発明に基づいて構成することのできる電圧共振形スイッチング電源回路の一例を示している。
この図に示すスイッチング電源回路は、例えば日本或いは米国などの商用交流電源がいわゆるＡＣ１００Ｖ系とされ、最大負荷電力が１５０Ｗ以上の条件に対応するものとされる。
【０００４】
この図に示すスイッチング電源回路においては、交流電源ＡＣを整流平滑化するための整流平滑回路として、整流ダイオードＤｉ1，Ｄｉ2、及び平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2から成る、いわゆる倍電圧整流回路が備えられる。この倍電圧整流回路においては、例えば交流入力電圧ＶACのピーク値の１倍に対応する直流入力電圧をＥｉとすると、その約２倍の直流入力電圧２Ｅｉを生成する。例えば交流入力電圧ＶAC＝１４４Ｖであるとすると、直流入力電圧２Ｅｉは約４００Ｖとなる。
このように、整流平滑回路として倍電圧整流回路を採用するのは、上述したように、交流入力電圧がＡＣ１００Ｖ系とされ、かつ、最大負荷電力が１５０Ｗ以上という比較的重負荷の条件に対応するためとされる。つまり、直流入力電圧を通常の２倍とすることで、後段のスイッチングコンバータへの流入電流量を抑制し、当該スイッチング電源回路を形成する構成部品の信頼性が確保されるようにするものである。
なお、この図に示す倍電圧整流回路に対しては、その整流電流経路に対して突入電流制限抵抗Ｒｉが挿入されており、例えば電源投入時に平滑コンデンサに流入する突入電流を抑制するようにしている。
【０００５】
この図における電圧共振形のスイッチングコンバータは、１石のスイッチング素子Ｑ1 を備えた自励式の構成を採っている。この場合、スイッチング素子Ｑ1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用されている。
スイッチング素子Ｑ1 のベースは、起動抵抗ＲS を介して平滑コンデンサＣｉ1（整流平滑電圧２Ｅｉ）の正極側に接続されて、起動時のベース電流が整流平滑ラインから得られるようにしている。また、スイッチング素子Ｑ1 のベースと一時側アース間にはダンピング抵抗ＲB ，インダクタＬB，共振コンデンサＣB ，駆動巻線ＮBとからなる自励発振用の共振回路が直列接続される。この場合、駆動巻線ＮB は、絶縁コンバータトランスＰＩＴ（Power Isolation Transformer)に巻装されており、自励発振用の共振回路内において、インダクタＬBと共に、スイッチング周波数を設定する所要のインダクタンスが得られるようにされている。
また、スイッチング素子Ｑ1 のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿入されるクランプダイオードＤD により、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時に流れるダンパー電流の経路を形成するようにされており、また、スイッチング素子Ｑ1 のコレクタは絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端と接続され、エミッタは接地される。
【０００６】
また、上記スイッチング素子Ｑ1 のコレクタ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列に接続されている。この並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタンスと、後述する絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 、及び直交型制御トランスＰＲＴ（Power Regulating Transformer) の被制御巻線ＮR の直列接続により得られる合成インダクタンス（Ｌ1＋ＬR）とにより電圧共振形コンバータの並列共振回路を形成する。そして、ここでは詳しい説明を省略するが、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時には、この並列共振回路の作用によって共振コンデンサＣｒの両端電圧Ｖｃｒは、実際には正弦波状のパルス波形となって電圧共振形の動作が得られるようになっている。
【０００７】
また、並列共振コンデンサＣｒは、実際には、例えば高周波電流に対して低損失のポリプロピレンフィルムコンデンサによる、２本のコンデンサＣｒA，ＣｒBを直列接続するようにしたうえで、１組のパッケージ部品として構成されるのであるが、この理由については後述する。
【０００８】
絶縁コンバ−タトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1 のスイッチング出力を二次側に伝送するためのもので、この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端は、スイッチング素子Ｑ1 のコレクタと接続され、他端側は図のように直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮR と直列に接続されている。
【０００９】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側では、一次巻線Ｎ1 により誘起された交番電圧が二次巻線Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接続されることで並列共振回路が形成される。
この並列共振回路により、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧は共振電圧とされ、この共振電圧が整流ダイオードＤO1及び平滑コンデンサＣO2からなる半波整流回路と、整流ダイオードＤO2及び平滑コンデンサＣO2からなる半波整流回路との２組の半波整流回路に供給される。そして、これら２組の半波整流回路により、それぞれ直流出力電圧ＥO1，ＥO2が得られる。
この際、上記のようにして二次側並列共振コンデンサＣ2 が設けられて共振回路が形成されていることで、その共振作用によって、二次側に流れる電流量は増加するように動作する。これにより、対応可能な最大負荷電力の増加が図られるものである。
なお、この半波整流回路を形成する整流ダイオードＤO1，ＤO2は、スイッチング周期の交番電圧を整流するために高速型を使用している。
【００１０】
制御回路１は、例えば二次側の直流電圧出力と基準電圧を比較してその誤差に応じた直流電流を、制御電流として直交型制御トランスＰＲＴの制御巻線ＮC に供給する誤差増幅器である。この場合には、制御回路１に対して、検出用電圧として直流電圧出力ＥO1が入力され、動作電源として直流出力電圧ＥO2が入力されている。
【００１１】
直交型制御トランスＰＲＴは、制御巻線ＮCに対して、その巻回方向が直交するようにして被制御巻線ＮRが巻装され、また、コアの磁脚の所要の部分に対してギャップＧを形成することで可飽和リアクトルとなるように構成される。
【００１２】
例えば、交流入力電圧ＶAC或いは最小負荷電力の変動に伴って二次側の直流出力電圧ＥO2が変動した時は、制御回路１によって制御巻線ＮC に流れる制御電流を所要の範囲で変化させる。これにより、直交型制御トランスＰＲＴにおいては、被制御巻線ＮR のインダクタンスＬR が所定の範囲で変化するように動作する。
【００１３】
上記被制御巻線ＮR は、前述のように電圧共振形のスイッチング動作を得るための並列共振回路を形成していることから、固定とされているスイッチング周波数に対して、この並列共振回路の共振条件が変化するようにされる。スイッチング素子Ｑ1と並列共振コンデンサＣｒの並列接続回路の両端には、スイッチング素子Ｑ1のオフ期間に対応して上記並列共振回路の作用によって正弦波状の共振パルスが発生するが、並列共振回路の共振条件が変化することによって共振パルスの幅が可変制御される。つまり、共振パルスに対するＰＷＭ(Pulse Width Moduration)制御動作が得られる。共振パルスの幅のＰＷＭ制御とは即ちスイッチング素子Ｑ1のオフ期間の制御であるが、これは換言すれば、固定のスイッチング周波数の条件下でスイッチング素子Ｑ1のオン期間を可変制御することを意味する。このようにしてスイッチング素子Ｑ1のオン期間が可変制御されることで、並列共振回路を形成する一次巻線Ｎ1から二次側に伝送されるスイッチング出力が変化し、二次側の直流出力電圧（ＥO1，ＥO2）の出力レベルも変化するようにされる。これによって二次側直流電圧（ＥO1，ＥO2）の定電圧化が図られることになる。なお、このような定電圧制御方式を、以降はインダクタンス制御方式ということにする。
【００１４】
また、図７に示す構成の電源回路を、例えば欧州などのＡＣ２００Ｖ系の地域に対応させるのであれば、整流平滑電圧を生成する整流回路について、倍電圧整流回路に代えて、例えばブリッジ整流回路による全波整流回路を備え、交流入力電圧ＶACの等倍に対応する整流平滑電圧が生成されるように構成すればよい。
【００１５】
ここで、図８に上記図７に示す構成による電源回路の、交流入力電圧ＶAC＝１４４Ｖ，整流平滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉ＝４００Ｖで負荷が短絡状態となった場合のスイッチング周期での要部の動作波形を示す。
【００１６】
この条件では、一次側の並列共振回路として、並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスと、一次巻線Ｎ1のインダクタンスＬ1と、その可変が被制御状態となる被制御巻線ＮRのインダクタンスＬRの作用によって、安定的な電圧共振形のスイッチング動作が得られる。このため、スイッチング素子Ｑ1／／並列共振コンデンサＣｒの並列接続回路の両端には、上記並列共振回路の共振作用によって、図８（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ1がオフの期間に正弦波状のパルスとなる共振電圧Ｖｃｒが得られる。この共振電圧Ｖｃｒは、１８００Ｖ程度のピークレベルとなる。また、このスイッチング素子Ｑ1がオフの期間には、図８（ｂ）に示すようにして、並列共振コンデンサＣｒに対して共振電流Ｉｃｒが流れる。
また、二次側においては、二次側並列共振コンデンサＣ2の両端電圧（共振電圧）ＶC2は、図８（ｃ）に示すように、整流ダイオードＤO1，ＤO2が導通している期間は直流出力電圧ＥO（ＥO1，ＥO2）のレベルとなり、整流ダイオードＤO1，ＤO2が非導通の期間は二次側並列共振回路の共振動作によって正弦波状の２８５Ｖのピークレベルが得られる波形となる。このため、共振電圧ＶC2のPeak To Peakレベルは、直流出力電圧ＥOが１３５Ｖ程度であるとすれば、４２０Ｖｐ−ｐ程度となる。
また、二次側並列共振コンデンサＣ2に流れる共振電流ＩC2は、図８（ｄ）に示すようにして、整流ダイオードＤO1，ＤO2が非導通の期間において、正弦波状の曲線によってプラスレベルからマイナスレベルに反転していく波形が得られる。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
上記図８（ａ）に示す波形から分かるように、スイッチング素子Ｑ1及び並列共振コンデンサＣｒには最大で１８００Ｖの電圧がかかる。このため、スイッチング素子Ｑ1及び並列共振コンデンサＣｒについては、１８００Ｖの耐圧品を用いる必要がある。
但し、並列共振コンデンサＣｒに関すれば、高周波である共振電流に対して低損失の特性をあたえるため、例えば実際には、誘導体はポリプロピレンフィルム、電極はメタライズポリエステルフィルムとし、外装を難燃性エポキシ樹脂で構成した、いわゆるポリプロピレンフィルムコンデンサを使用するようにしている。このポリプロピレンフィルムコンデンサは、現状として耐圧１６００Ｖが製造される限界である。
このため、実際の並列共振コンデンサＣｒとしては、図７にも示したように、例えば０．０２μＦ／１０００Ｖのポリプロピレンフィルムコンデンサ（ＣｒA，ＣｒB）を２本直列接続し、この２本のコンデンサをプラスティックケース内にエポキシ樹脂でモールドすることで、０．０１μＦ／２０００Ｖの単体のコンデンサとして構成している。
この場合、例えば並列共振コンデンサＣｒとして要求される０．０１μＦのキャパシタンスを得るのに、その２倍のキャパシタンスに応じて大型化したコンデンサを、２本必要とすることになるので、それだけ、並列共振コンデンサＣｒとしてのサイズが大型化することになる。例えば、上記のようにして構成される並列共振コンデンサＣｒの外形寸法は１３×２２×３２ｍｍ程度となる。
【００１８】
また、図７にて説明したようにして、二次側においては、スイッチング周期による高周波の交番電圧を、高耐圧な高速リカバリ型の整流ダイオード（ＤO1，ＤO2）を備えた半波整流回路によって整流して直流出力電圧を得るようにしているが、整流ダイオードの逆回復時間時に不要な輻射ノイズが発生する。このため、実際には、図７に示すようにして、整流ダイオード（ＤO1，ＤO2）に対して、小容量のセラミックコンデンサＣｐ，Ｃｐを並列に接続することで、上記輻射ノイズを吸収するようにしている。
【００１９】
スイッチング電源回路としては、部品素子数の削減、及び素子自体の小型化を図ることで小型軽量化が促進されることが好ましいのであるが、上記したように、図７に示す回路構成においては、一次側並列共振コンデンサＣｒの大型化、及び二次側に追加されるコンデンサＣｐ，Ｃｐなどのため、回路基板の小型軽量化に限界がある。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
そこで、本発明は上記した課題を考慮して、商用交流電源を入力して整流平滑化することにより整流平滑電圧を生成して直流入力電圧として出力する整流平滑手段と、直流入力電圧を断続して上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するようにされたスイッチング手段と、少なくとも、絶縁コンバータトランスの一次巻線を含むインダクタンス成分とスイッチング手段の出力端子と上記直流入力電圧の正極ライン間に対して挿入される共振コンデンサのキャパシタンスによって形成されて、スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側共振回路と、二次側整流ダイオード素子と二次側平滑コンデンサを備えることで、絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧から二次側直流出力電圧を生成する直流出力電圧生成手段と、絶縁コンバータトランスの二次巻線のインダクタンス成分と二次側整流ダイオード素子に対して並列に接続される二次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって二次側において形成される二次側共振回路と、一次側共振回路のインダクタンス成分として機能するようにして設けられる被制御巻線と、この被制御巻線とその巻回方向が直交するようにされた制御巻線とが巻装される直交型制御トランスを備え、直流出力電圧のレベルに応じて可変の制御電流を上記制御巻線に流して上記被制御巻線のインダクタンスを変化させることで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うよう構成された定電圧制御手段とを備えて電圧共振形スイッチング電源回路を構成することとした。
【００２１】
上記構成によれば、電圧共振形コンバータにおいて、スイッチング動作を電圧共振形とするための一次側共振回路の共振コンデンサは、直流入力電圧の正極ラインとスイッチング手段のスイッチング出力端子間に対して挿入されるが、これによって、一次側共振回路の作用によって共振コンデンサの両端に発生する共振電圧の基準電位は、直流入力電圧レベル分シフトする。
【００２２】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の実施の形態としての電源回路の構成を示す回路図であり、図７と同一部分については同一符号を付すと共に、同様の回路構成を採る部分についての説明は省略する。
この図に示す電源回路においては、一次側の並列共振コンデンサＣｒは、平滑コンデンサＣｉ1の正極（整流平滑電圧（直流入力電圧）ライン）とスイッチング素子のコレクタ間に挿入されるようにして設けられる。このような接続形態では、並列共振コンデンサＣｒの一端は、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の直列接続を介して一次側アースと接続されているものとみることができ、この場合にも、自身のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ1 被制御巻線ＮR の直列接続により得られる合成インダクタンス（Ｌ1＋ＬR）とにより電圧共振形コンバータの並列共振回路を形成する。
【００２３】
また、二次側においては、二次側並列共振コンデンサＣ2は、整流ダイオードＤO1に対して並列に接続される。
【００２４】
このような構成による電源回路のスイッチング周期による要部の動作波形図を図２に示す。
図２（ａ）は、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間電圧ＶCP、図２（ｂ）は並列共振コンデンサＣｒの両端に得られる共振電圧Ｖｃｒ、図２（ｃ）は、二次側並列共振コンデンサＣ2の共振電圧ＶC2を示している。図２（ｂ）に示す共振電圧Ｖｃｒは、この場合、上記のようにして形成される一次側の並列共振回路の作用によって、スイッチング素子Ｑ1がオフの時に正弦波状の電圧共振パルスとなる波形であり、図２（ｃ）に示す共振電圧ＶC2は、整流ダイオードＤO1がオフとなる期間において、二次側並列共振コンデンサＣ2が平滑コンデンサＣO1を介して二次側アースと接続されることで二次巻線Ｎ2のインダクタンスＬ2と共に形成される二次側並列共振回路によって、正弦波状の電圧共振パルスが得られる波形である。
【００２５】
図２（ａ）に示すスイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間電圧ＶCPとしては、図８（ａ）に示した共振電圧Ｖｃｒと同様に、スイッチング素子Ｑ1のオフ時において、１８００Ｖのピークレベルが現れる。
これに対して、図２（ｂ）に示す共振電圧Ｖｃｒは、整流平滑電圧の２Ｅｉのレベルで基準電位の０点がオフセットされる。このため、スイッチング素子Ｑ1のオフ時における共振電圧Ｖｃｒのピークレベルは、１４００Ｖ（＝１８００Ｖ−４００Ｖ）にまで低下する。基準電位０点のオフセットは、並列共振コンデンサＣｒの一端が平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の直列接続の正極側（平滑コンデンサＣｉ1の正極端子）に対して接続されていることで得られる動作である。
【００２６】
このため、本実施の形態においては、並列共振コンデンサＣｒについては１４００Ｖの耐圧が得られればよいことになる。
前述したように、ポリプロピレンフィルムコンデンサとしては、１６００Ｖの耐圧が製造の限界なのであるが、本実施の形態において、実際に回路基板に対して実装する並列共振コンデンサＣｒとして、例えばＣｒ＝０．０１μＦ／１６００Ｖの特性を有するものを選定すれば耐圧としては充分であり、１本のポリプロピレンフィルムコンデンサで済むことになる。この際、並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスが、上記のように０．０１μＦとされることで、例えば図７に示した回路において備えられる、ポリプロピレンフィルムコンデンサＣ2A，Ｃ2Bが０．０２μＦとされていたのと比較すれば、本実施の形態の並列共振コンデンサＣｒとしては、相当に小型なものとなる。具体的には、０．０１μＦ／１６００Ｖ(DC)の並列共振コンデンサＣｒの外形寸法は、６×１５×２６．５mmとなり、図７に示した並列共振コンデンサＣｒと比較すると１／４程度のサイズとなる。
【００２７】
また、二次側並列共振コンデンサＣ2を整流ダイオードＤO1に対して並列に接続していることで、二次側並列共振コンデンサＣ2の共振電圧ＶC2は、図２（ｃ）に示すように、整流ダイオードＤO1がオンとされる期間はほぼ０レベルとなり、オフとなる期間において２８５Ｖのピークレベルとなるため、Peak to Peakのレベルとしては、ほぼ２８５Ｖｐ−ｐとなり、図７に示す回路が４２０Ｖｐ−ｐであったのに対して大幅に低減される。二次側並列共振コンデンサＣ2には、例えばポリプロピレンコンデンサが用いられるが、現状として、共振電圧ＶC2が２８５Ｖｐ−ｐとなったとしてもポリプロピレンコンデンサとしては、耐圧４００Ｖ(DC)のものを選定することことになるので、さほどの小型化は望めない。但し、例えば、より小型の耐圧３００Ｖ(DC)程度のポリプロピレンコンデンサが入手できるのであれば、二次側並列共振コンデンサＣ2の小型化が可能となる。
しかしながら、本実施の形態では、二次側並列共振コンデンサＣ2を整流ダイオードＤO1に対して並列に接続したことで、二次側並列共振コンデンサＣ2が二次側の整流ダイオードの逆回復時間時に発生する輻射ノイズを吸収するようにも動作することになる。このため、本実施の形態では図７に示したセラミックコンデンサＣｐを省略することが出来る。
【００２８】
図３は、本発明の第２の実施の形態としての電源回路の構成を示す回路図であり、図１と同一部分には、同一符号を付して説明を省略する。
【００２９】
図３に示す電源回路においては、交流入力電圧ＶACを入力して交流入力電圧を得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流回路が備えられ、交流入力電圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。つまり、本実施の形態においては、従来、及び図１の構成のように倍電圧整流回路は備えられないものである。
なお、本明細書においては交流入力電圧ＶACのレベルの１倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成する全波整流回路を「等倍電圧整流回路」ともいうことにする。
【００３０】
また、図３に示す電源回路の絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいては、一次巻線Ｎ1 と二次巻線Ｎ2及び駆動巻線ＮBに加え、一次巻線Ｎ1を巻き上げるようにして巻線Ｎ3が備えられる。
この巻線Ｎ3の端部は、後述するブースト電圧生成用の平滑コンデンサＣｉBの正極と接続される。平滑コンデンサＣｉBの負極は平滑コンデンサＣｉの正極（Ｅｉライン）と接続される。
また、この図に示す電源回路においてはブースト用ダイオードＤBが設けられる。このブースト用ダイオードＤBは、アノードが平滑コンデンサＣｉBの負極と平滑コンデンサＣｉの正極との接続点（Ｅｉライン）と接続され、カソードは直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮRの直列接続を介して、一次巻線Ｎ1と巻線Ｎ3との接続点に対して接続される。
このような接続形態によると、巻線Ｎ3に得られたスイッチング出力電圧をブースト用ダイオードＤBにより整流して平滑コンデンサＣｉBにより平滑化することで、平滑コンデンサＣｉBの両端にブースト電圧ＶBを生成するブースト回路が形成されることになる。但し、上述のようにこのブースト回路には被制御巻線ＮRが直列に挿入されている。
【００３１】
このブースト回路が設けられることで、スイッチング素子Ｑ1を備えて成る電圧共振形スイッチングコンバータは、整流平滑電圧Ｅｉに対して上記ブースト電圧ＶBを重畳して得られるブースト平滑電圧ＥBを動作電源（直流入力電圧）としてスイッチングを行うようにされる。つまり、ブースト回路が動作することで、電圧共振形スイッチングコンバータに供給すべき見かけ上の直流入力電圧レベルが上昇するものであり、これによって、例えば倍電圧整流動作によって直流入力電圧を得る構成の場合と同等な程度にまで、対応可能な最大負荷電力を増加させることが可能となる。
【００３２】
上記のようにブースト回路を備えた構成では、直列接続された平滑コンデンサＣｉB−平滑コンデンサＣｉの両端には、整流平滑電圧Ｅｉに対してブースト電圧ＶBが重畳されたブースト平滑電圧ＥBが得られることになるが、このブースト平滑電圧ＥBは、
【数１】
そして、巻線Ｎ3及び一次巻線Ｎ1のインダクタンスとしてＬ3＝Ｌ1の関係が得られるようにし、整流平滑電圧Ｅｉ、ブースト用ダイオードＤBの降下電圧ＶF、及びスイッチング素子Ｑ1の飽和電圧Ｖ(SAT)についてＥｉ≫ＶF，Ｖ(SAT)の関係が成立しているとすると、ブースト平滑電圧ＥBは上記（数１）に基づいて、
【数２】
【００３３】
このようにしてブースト回路が備えられる場合、本実施の形態の一次側の並列共振コンデンサＣｒは、ブースト回路の平滑コンデンサＣｉBの正極（ブースト平滑電圧ＥBのライン）と、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ間に対して接続される。このような接続形態によっても、並列共振コンデンサＣｒの両端に得られる共振電圧Ｖｃｒはブースト平滑電圧ＥBによって基準電位がシフトされるので１４００Ｖよりも低い電圧が得られ、並列共振コンデンサＣｒとしては、１本のコンデンサとすることができる。つまり、本実施の形態の構成によっても並列共振コンデンサＣｒの小型化が図られる。
【００３４】
また、図３に示す絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側では、二次巻線Ｎ2にセンタータップが設けられたうえで、整流ダイオードＤO1，ＤO2，ＤO3，ＤO4及び平滑コンデンサＣO1，ＣO2を図のように接続することで、［整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コンデンサＣO1］の組と、［整流ダイオードＤO3，ＤO4，平滑コンデンサＣO2］の組とによる、２組の全波整流回路が設けられる。
［整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コンデンサＣO1］から成る全波整流回路は直流出力電圧ＥO1を生成し、［整流ダイオードＤO3，ＤO4，平滑コンデンサＣO2］から成る全波整流回路は直流出力電圧ＥO2を生成する。この二次側出力電圧は後段の負荷（図示しない）に供給される。
【００３５】
本実施の形態の絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図４に示すように、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアが備えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ1（及びＮ3，ＮB） と、二次巻線Ｎ2をそれぞれ分割した状態で巻装している。そして、本実施の形態では、中央磁脚に対しては図のようにギャップＧを形成するようにしている。これによって、所要の結合係数による疎結合が得られるようにしている。
【００３６】
絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいては、一次巻線Ｎ1 、二次巻線Ｎ2 の極性（巻方向）と整流ダイオードＤO （ＤO1，ＤO2／ＤO3，ＤO4）の接続との関係によって、一次巻線Ｎ1 のインダクタンスＬ1と二次巻線Ｎ2 のインダクタンスＬ2 との相互インダクタンスＭについて、＋Ｍとなる場合と−Ｍとなる場合とがある。
例えば、図５（ａ）に示す接続形態を採る場合に相互インダクタンスは＋Ｍとなり、図５（ｂ）に示す接続形態を採る場合に相互インダクタンスは−Ｍとなる。
これを、上述した本実施の形態の二次側の動作に対応させてみると、例えば二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧が正極性のときに整流ダイオードＤO1，ＤO3に整流電流が流れる動作は＋Ｍの動作モード（フォワード方式）とみることができ、逆に、二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧が負極性のときに整流ダイオードＤO2，ＤO4に流れる整流電流は−Ｍの動作モード（フライバック方式）であるとみることができる。即ち、本実施の形態では、二次巻線に得られる交番電圧が正／負となるごとに、相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍのモードで動作することになる。
【００３７】
このようにして、二次側において全波整流回路を設けた場合、本実施の形態としての二次側並列共振コンデンサは、直流出力電圧Ｅ01を生成する整流回路に関すれば、図のように、整流ダイオードＤO1，ＤO2に対して、それぞれ二次側並列共振コンデンサＣ2A，Ｃ2Bを並列に接続するようにされる。これにより、整流ダイオードＤO1のオフ時には、平滑コンデンサＣO1を介して二次側並列共振コンデンサＣ2A及び二次巻線Ｎ2とにより並列共振回路を形成し、整流ダイオードＤO2のオフ時には、平滑コンデンサＣO2を介して二次側並列共振コンデンサＣ2B及び二次巻線Ｎ2とにより並列共振回路を形成することになる。
このような接続形態によっても、先の実施の形態と同様に、二次側並列共振コンデンサＣ2A，Ｃ2Bとにより二次側の整流ダイオードの逆回復時間時における輻射ノイズの発生が抑えられるため、セラミックコンデンサＣｐを設ける必要はなくなる。
【００３８】
この図に示す電源回路のように、二次側並列共振コンデンサＣ2A，Ｃ2Bを設けて二次側並列共振回路を形成した構成とすると、この二次側並列共振回路の作用によって負荷側に電力が供給されるため、二次側並列共振コンデンサを設けない場合よりも、最大負荷電力が増加するのは前述したとおりである。
これに加えて、この図に示す回路のようにして、二次側並列共振回路に対して全波整流回路を接続した場合、前述のように、相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの両方の動作モードで交互に整流電流が流れるようにされる。つまり、交番電圧が正極と負極との両期間において整流出力が得られるようにされるので、それだけ負荷側に供給される電力も増加して、最大負荷電力の増加率も向上する。
【００３９】
この場合の制御回路１としては、直流出力電圧ＥO1が一定となるように直交型トランスＰＲＴの制御巻線ＮCに対して、直流出力電圧ＥO1の変動に応じたレベルの制御電流を流して、被制御巻線ＮRのインダクタンスＬRを可変するように動作する。これにより、前述したインダクタンス制御方式による定電圧制御が行われる。
また、この場合には、インダクタンスＬRの可変によって（数１）により表されるブースト平滑電圧ＥBを一定とするように制御することになるが、この作用によって、二次側の直流出力電圧を一定とするように動作する。
【００４０】
例えば、先に本出願人が提案したソフトスイッチング電源回路の構成では、例えば交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系で、かつ最大負荷電力１５０Ｗ〜１６０Ｗ以上に対応する構成を採る場合には、倍電圧整流回路により交流入力電圧のほぼ２倍のレベルに対応する整流平滑電圧を得ていた。これにより、スイッチングコンバータに入力される直流電圧レベルを増加させて比較的高負荷の条件に対応していたものである。
【００４１】
これに対して図３に示す電源回路では、上述のようにして最大負荷電力の増加を図ることで、直流入力電圧（整流平滑電圧）を生成する整流平滑回路としては倍電圧整流方式を採って負荷電力をカバーする必要はなくなる。この結果、図３に示すようにして、例えばブリッジ整流回路による通常の等倍電圧整流回路の構成を採ることができるものである。
これにより、例えば図３に示す電源回路では、交流入力電圧ＶAC＝１４４Ｖ時における整流平滑電圧Ｅｉは２００Ｖ程度となる。ここで、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間電圧ＶCPは、整流平滑電圧Ｅｉに対して一次側の並列共振回路が作用することで、スイッチング素子Ｑ1のオフ時に発生するが、図３の回路では、上記のように整流平滑電圧Ｅｉが倍電圧整流時の約１／２とされることになる。但し、図３に示す構成では、この整流平滑電圧Ｅｉに対してブースト電圧ＶBを重畳してブースト平滑電圧ＥBが発生するため、共振電圧Ｖｃｒはブースト平滑電圧ＥBのレベルに依存するのであるが、それでも共振電圧Ｖｃｒは１２００Ｖ程度にまで抑えられる。
従って、図３に示す回路においては、スイッチング素子Ｑ1については、１２００Ｖの耐圧品を選定すればよいことになる。
【００４２】
また、上述したように、二次側において全波整流回路を設け、二次巻線Ｎ2Aの交番電圧が正負の両期間において整流電流が流れるようにしたことで、二次側の共振電圧Ｖ2は正負の両期間において共に整流平滑電圧Ｅｉと同等のレベルにまで抑制されることになる。
これにより、二次側の全波整流回路を形成する整流ダイオード（ＤO1〜Ｄ04）としては、整流平滑電圧Ｅｉのレベルにほぼ対応する耐圧品を選定すればよいことになる。
【００４３】
このように、図３に示す回路では、並列共振コンデンサＣｒが小型となり、スイッチング素子Ｑ1、及び二次側の全波整流回路を形成する整流ダイオードについて低耐圧品を用いることができるため、素子としてはそれだけ安価となる。このため、特にコストアップを考慮することなく、例えばスイッチング素子Ｑ1及び二次側の全波整流回路を形成する整流ダイオードについて特性の向上されたもの（スイッチング素子Ｑ1であれば、飽和電圧ＶCE(SAT)、蓄積時間ｔSTG、下降時間ｔｆ、電流増幅率ｈFE等の特性の良好なもの、また、整流ダイオードであれば順方向電圧降下ＶF、逆回復時間ｔｒｒ等の特性の良好なもの）を選定することができ、それだけ電力損失の低減が促進されることにもなる。つまり、倍電圧整流回路により直流入力電圧を生成する構成よりも、低コスト或いはほぼ同等のコストでありながら電力変換効率の向上を図ることが可能になる。また、電力変換効率の向上により、例えば倍電圧整流回路の整流ダイオードの放熱のために必要であった放熱板等も不要となる。
【００４４】
また、電圧共振形コンバータの構成として、例えば１００ＫＨｚ程度の高いスイッチング周波数を設定するようにすれば、上記各種部品の小型・軽量化も図られることになる。ここで、実際に対応すべき最大負荷電力に応じて、ブースト電圧ＶBが最適となるように巻線Ｎ3を選定すれば、更なる各種部品の小型・軽量化を実現できる。
更に、電源回路の小型・軽量化の観点からすれば、直流入力電圧の生成のために倍電圧整流回路を備える構成では、それぞれ２組の整流ダイオードと平滑コンデンサが必要とされたのであるが、図３に示す回路では、例えば通常のブリッジ整流回路による全波整流回路とされるため、１組のブロック型の平滑コンデンサとブリッジ整流ダイオードを採用することができるので、この点でも、コストの削減及び部品の小型化が図られるものである。つまり、図３に示す回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴ、直交型制御トランスＰＲＴを含む各種部品の小型化が図られる。また、電力変換効率も向上が図られることが実験により分かっている。
【００４５】
図６は、本発明の第３の実施の形態としての電源回路の構成を示す回路図である。この図に示す電源回路は、商用交流電源がＡＣ１００Ｖ系で、かつ、最大負荷電力１６０Ｗ以上の比較的重負荷に対応可能な構成とされる。なお、図１及び図３と同一部分については同一符号を付して説明を省略する。
【００４６】
本実施の形態の場合、交流入力電圧ＶACを入力して整流平滑電圧Ｅｉを得るための整流回路としては、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び１本の平滑コンデンサＣｉにより形成される。
これは、次に説明するようにして、２石のスイッチング素子によるプッシュプルのスイッチング動作により、スイッチング出力の増加を図ることで負荷電力を賄うようにされるため、特に、直流入力電圧については２Ｅｉのレベルが要求されないことに因る。
【００４７】
また、一次巻線Ｎ1にはセンタータップが設けられて、一次巻線Ｎ1A（インダクタンスＬ1A），Ｎ1B（インダクタンスＬ1B）に分割される。このセンタータップ端子は、直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮRの直列接続を介して整流平滑電圧Ｅｉのラインと接続される。
【００４８】
この図に示す電圧共振形コンバータは、２石のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を備えた他励式の構成を採っている。この場合、スイッチング素子Ｑ1には、ＭＯＳ−ＦＥＴが採用されている。
この場合、スイッチング素子Ｑ1 のドレインは一次巻線Ｎ1Aの端部と接続され、ソースは一次側アースに接地される。また、スイッチング素子Ｑのドレイン−ソース間には、スイッチングオフ時の期間電流の経路を形成するダンパーダイオードＤD1が並列に接続される。
スイッチング素子Ｑ2 のドレインは一次巻線Ｎ1Bの端部と接続され、ソースは一次側アースに接地される。また、スイッチング素子Ｑのドレイン−ソース間に対しても、ダンパーダイオードＤD2が並列に接続される。
【００４９】
そして、本実施の形態の一次側の並列共振コンデンサとしては、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2に対応して、それぞれ並列共振コンデンサＣｒ1，Ｃｒ2が備えられる。
並列共振コンデンサＣｒ1は、スイッチング素子Ｑ1のコレクタと平滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉライン）間に対して挿入されるようにして接続されることで、並列共振コンデンサＣｒ1のキャパシタンスと、インダクタンスＬ1A，インダクタンスＬRの合成インダクタンスとによって、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作を電圧共振形とする並列共振回路が形成される。
同様にして、並列共振コンデンサＣｒ2は、スイッチング素子Ｑ2のコレクタと平滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉライン）間に対して挿入されるようにして接続されることで、並列共振コンデンサＣｒ2のキャパシタンスと、インダクタンスＬ1B，インダクタンスＬRの合成インダクタンスとによって、スイッチング素子Ｑ2のスイッチング動作を電圧共振形とする並列共振回路を形成する。なお、従来の構成では、並列共振コンデンサＣｒ1，Ｃｒ2は、それぞれスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のコレクタ−エミッタ間に対して並列に接続されるものである。
上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力点は、一次巻線Ｎ1のセンタータップとされることになる。
つまり、本実施の形態では、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をそれぞれ駆動する二系統のスイッチング回路系が備えられることになる。
【００５０】
発振ドライブ回路２は、起動抵抗ＲSにより起動されるようになっており、例えばスイッチング周波数ｆｓ＝１００ＫＨｚに対応する周波数信号を発振出力すると共に、この周波数信号に基づいてスイッチング駆動信号（駆動電圧）を生成して、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のゲートに印加する。この際、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のゲートに印加するスイッチング駆動信号としては、互いに反転した逆極性の信号とされる。
【００５１】
ここで、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が共にスイッチング動作を行うとすると、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、例えばスイッチング周波数ｆｓ＝１００ＫＨｚで、交互にオン／オフとなるタイミングでスイッチング動作を行うことになる。
つまり、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が共にスイッチングを行う場合には、いわゆるプッシュプル方式によるスイッチング動作（プッシュプル動作）となり、例えば１石のスイッチング素子による、いわゆるシングルエンド方式によるスイッチング動作（シングルエンド動作）の場合よりも大きな電力を負荷側に対して供給することができる。これにより、本実施の形態では最大負荷電力１６０Ｗ以上の重負荷の条件に対応する。
【００５２】
また、この図に示す制御回路１は、例えば先に図１及び図３に示した制御回路１と同様に、二次側の直流電圧出力（ＥO1）と基準電圧を比較してその誤差に応じた直流電流を、制御電流として直交型制御トランスＰＲＴの制御巻線ＮC に供給する誤差増幅器として構成される。
【００５３】
例えば、交流入力電圧ＶAC或いは最小負荷電力の変動に伴って二次側の直流出力電圧ＥO2が変動した時は、制御回路１によって制御巻線ＮC に流れる制御電流を例えば所定の範囲で変化させる。これにより、被制御巻線ＮR のインダクタンスＬR が所定の範囲で変化するようにされる。
【００５４】
本実施の形態の場合、前述のように、被制御巻線ＮR はスイッチング素子Ｑ1側の並列共振回路と、スイッチング素子Ｑ2側の並列共振回路とを形成するようにして挿入されている。このため、インダクタンスＬR が変化することで、スイッチング素子Ｑ1及びスイッチング素子Ｑ2のスイッチング動作時において、固定とされているスイッチング周波数に対して、この共振回路の共振条件が変化するようにされる。この共振条件の変化に応じて二次側の直流出力電圧（ＥO1，ＥO2）の出力レベルは変化することになるが、これによって二次側直流電圧（ＥO1，ＥO2）の定電圧化が図られることになる。つまり、この場合にもインダクタンス制御方式による定電圧制御動作となる。
【００５５】
図６に示す構成によっても、先の第１，第２の実施の形態と同様に、一次側の並列共振コンデンサＣｒ1，Ｃｒ2の小型化、及び二次側における輻射ノイズ吸収のためのセラミックコンデンサＣｐは省略される。
【００５６】
なお、本発明は、上記第１〜第３の実施の形態として各図に示した構成に限定されるものではなく、変更が可能である。
例えば、図３及び図６に示した構成では、例えば二次側の整流回路について、倍電圧全波整流回路を備えるように構成することも可能で、この場合には、例えば、等倍電圧の全波整流回路と同等レベルの直流出力電圧を得ようとすれば、二次巻線Ｎ2の巻数は１／２に削減することが可能になる。また、スイッチング素子についも、バイポーラトランジスタだけではなく、ＭＯＳ−ＦＥＴトランジスタをはじめとする他の種類のスイッチング素子が採用されて構わないものである。
【００５７】
【発明の効果】
以上説明したように本発明の電圧共振形コンバータは、スイッチング動作を電圧共振形とするための一次側共振回路の共振コンデンサを、直流入力電圧の正極ラインとスイッチング手段のスイッチング出力端子間に対して挿入するようにしている。これによって、一次側共振回路の作用によって共振コンデンサの両端に発生する共振電圧の基準電位は、直流入力電圧レベル分シフトすることになり、それだけスイッチング素子オフ時に共振コンデンサの両端に発生する共振電圧パルスのレベルを低下させることが可能になる。
これにより実際の回路では、製造の限界であるコンデンサ（例えばポリプロピレンフィルムコンデンサ）の耐圧内に納めることが可能となり、２本以上のコンデンサを直列接続して共振コンデンサを形成する必要が無くなる。つまり、共振コンデンサとしては、その直列接続数を減らして例えば１本のコンデンサとすることも可能であり、それだけ共振コンデンサの小型軽量化、及びコストの削減を図ることが可能になる。
【００５８】
また、二次側巻線のインダクタンス成分と共に二次側並列共振回路を形成する二次側並列共振コンデンサを、二次側の整流回路を形成する二次側整流ダイオードに対して並列に接続することで、二次側整流ダイオードの逆回復時間時に発生する輻射ノイズを解消するようにも動作するため、従来、輻射ノイズ抑制のために二次側整流ダイオードに並列に接続されていたセラミックコンデンサを省略することが可能となる。
このようにして、本発明では、電圧共振形スイッチング電源回路の回路の小型軽量化、及び低コスト化を促進することが可能になるという効果を有するものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態の電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】実施の形態の電源回路の要部の動作を示す波形図である。
【図３】本発明の第２の実施の形態の電源回路の構成例を示す回路図である。
【図４】絶縁コンバータトランスの構成を示す断面図である。
【図５】相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの場合の各動作を示す説明図である。
【図６】本発明の第３の実施の形態の電源回路の構成例を示す回路図である。
【図７】従来例としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図８】図７に示す電源回路の要部の動作を示す波形図である。
【符号の説明】
１ 制御回路、２ 発振回路、３ ドライブ回路、Ｃｉ，ＣｉB 平滑コンデンサ、Ｃｒ，Ｃｒ1，Ｃｒ2 並列共振コンデンサ、Ｃ2，Ｃ2A，Ｃ2B （二次側）並列共振コンデンサ、Ｄｉ ブリッジ整流回路、ＤO1，ＤO2，ＤO3，ＤO4 整流ダイオード、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、Ｎ1，Ｎ1A，Ｎ1B 一次巻線、Ｎ2 二次巻線、ＰＲＴ 直交型制御トランス、ＮC 制御巻線、ＮR 被制御巻線、Ｑ1，Ｑ2 スイッチング素子、ＤB ブースト用ダイオード、Ｎ3 （ブースト用）巻線、
Claims (4)
- 商用交流電源を入力して整流平滑化することにより整流平滑電圧を生成して直流入力電圧として出力する整流ダイオードと平滑コンデンサとを有する整流平滑手段と、
上記直流入力電圧を断続して上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するようにされたスイッチング手段と、
上記絶縁コンバータトランスの一次巻線と上記平滑コンデンサの正極との間に被制御巻線が接続される直交型制御トランスと、
上記絶縁コンバータトランスの一次巻線および上記被制御巻線が有するインダクタンス成分と、上記スイッチング手段の出力端子と上記平滑コンデンサの正極の間に対して挿入される共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路と、
二次側整流ダイオード素子と、二次側平滑コンデンサを備えることで、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧から二次側直流出力電圧を生成する直流出力電圧生成手段と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線のインダクタンス成分と、二次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって二次側において形成される二次側共振回路と、
上記被制御巻線とその巻回方向が直交するようにされた上記直交型制御トランスの制御巻線に対して上記直流出力電圧のレベルに応じて可変の制御電流を流して上記被制御巻線のインダクタンスを変化させることで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うよう構成された定電圧制御手段と、
を備えて構成されることを特徴とする電圧共振形スイッチング電源回路。 - 上記二次側共振回路を形成する二次側並列共振コンデンサは、二次側整流ダイオード素子に対して並列に接続されていることを特徴とする請求項１に記載の電圧共振形スイッチング電源回路。
- 上記スイッチング手段は２組備えられ、直流入力電圧をプッシュプル動作により断続して出力するように構成されていることを特徴とする請求項１に記載の電圧共振形スイッチング電源回路。
- 上記直流出力電圧生成手段は、全波整流回路を備えて形成されることを特徴とする請求項１に記載の電圧共振形スイッチング電源回路。
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