JP4312705B2 - 直交復調誤差補償方法および直交復調誤差補償回路 - Google Patents

Description

本発明は送受信装置に用いられる直交復調器の位相誤差および振幅誤差を補償する方法およびその回路に関するものである。

直交復調器は、無線通信の受信機において、被変調信号から互いに９０度の位相差を持つ二つの復調信号を取り出す復調器である。
従来の直交復調器回路図を図８に示す。図８において、入力端子４７より入力される被変調信号は直交復調器５０に入力される。この入力信号は２分配され、一方の信号はミキサ５１において局部発振器５３の出力信号と乗算され、ローパスフィルタ５５によって高周波成分を除去されてベースバンド同相信号として出力端子４８に出力する。また２分配された他方の信号はミキサ５２に入力され、局部発振器５３の出力信号を９０度移相器５４により９０度位相をシフトされた信号と乗算され、ローパスフィルタ５６によって高周波成分を除去されてベースバンド同相信号として出力端子４９に出力する。

このとき、ミキサ５１に入力される局部発振器５３の出力信号と、ミキサ５２に入力される９０度移相器５４の出力との間に９０度からの位相誤差や振幅誤差があると、復調特性が劣化する。

このような直交復調器の位相誤差や振幅誤差を補償するには、下記「非特許文献１」に報告されているように送信側である直交変調器側と、受信側である直交復調器間での位相誤差や振幅誤差を補償するか、位相誤差や振幅誤差がない理想的な直交変調器を用いなければならなかった。このため、高品質送受信を行うためには比較的規模の大きい、高価な装置が必要となっていた。
Scott A. Olson and Robert E. Stengel, "LINC Imbalance Correction using Baseband Preconditioning," IEEE Radio and Wireless Conference (RAWCON), pp.179-182, Aug. 1999

上述したように従来の直交変調による通信系における送受信に際しての位相誤差や振幅誤差を補償するためには、送信側と受信側とでこれら誤差を補償する手段を構成するか、あるいは位相誤差や振幅誤差がない理想的な直交変調器を用いなければならず、高価なものとなっていた。本発明においては、このような復調誤差の補償を変調器側で補償する必要がなく、復調器すなわち受信機側で変調器側の誤差も含めて補償し、回路構成が簡易化され安価な直交通信手段を提供することを目的としたものである。

上記目的を達成するために、本発明の請求項１においては、受信用搬送波信号と送信用被変調信号とを入力し、受信同相ベースバンド信号を出力する第１のミキサと、前記受信用搬送波信号に対して９０度の位相差を与えた受信用搬送波信号と前記被変調信号とを入力し、受信直交ベースバンド信号を出力する第２のミキサとを有する直交復調器と、送信用搬送波信号と送信同相ベースバンド信号とを入力し、同相被変調信号を出力する第３のミキサと、前記送信用搬送波信号に対して９０度の位相差を与えた送信用搬送波信号と送信直交ベースバンド信号とを入力し、直交被変調信号を出力する第４のミキサと、前記同相被変調信号と前記直交被変調信号とを加算して送信用被変調信号を出力する加算器とを有する直交変調器と、を備えた送受信装置における直交復調誤差補償方法であって、予め定められたパターンを有するの既知信号を前記直交変調器に与えて前記直交変調器の位相誤差および振幅誤差を与える係数を求め、さらに前記既知信号を入力した前記直交変調器から得られる出力信号である前記送信用被変調波信号を前記直交復調器に入力し、前記直交変調器の前記位相誤差および前記振幅誤差を与える係数と前記直交復調器の出力から前記直交復調器の位相誤差および振幅誤差を与える係数を求め、信号受信時には、受信同相ベースバンド信号または受信直交ベースバンド信号に対して、前記直交復調器の前記位相誤差および振幅誤差を与える係数により前記直交復調器の前記位相誤差および前記振幅誤差の補償処理を行う直交復調誤差補償方法を規定している。

請求項２においては、受信用搬送波信号と送信用被変調信号とを入力し、受信同相ベースバンド信号を出力する第１のミキサと、前記受信用搬送波信号と直交復調器の入力回路で前記被変調信号に対して９０度の位相差を与えた信号を入力し、受信直交ベースバンド信号を出力する第２のミキサとを有する直交復調器と、送信用搬送波信号と送信同相ベースバンド信号とを入力し、同相被変調信号を出力する第３のミキサと、前記送信用搬送波信号と送信直交ベースバンド信号とを入力し、出力回路で９０度の位相差を与えた直交被変調信号を出力する第４のミキサと、前記同相被変調信号と前記直交被変調信号とを加算して送信用被変調信号を出力する加算器とを有する直交変調器と、を備えた送受信装置における直交復調誤差補償方法であって、予め定められたパターンを有する既知信号を前記直交変調器に与えて前記直交変調器の位相誤差および振幅誤差の係数を求め、さらに前記既知信号を入力した前記直交変調器から得られる出力信号である前記被変調信号を前記直交復調器に入力し、前記直交変調器の位相誤差および振幅誤差を与える係数と前記直交復調器の出力から前記直交復調器の位相誤差および振幅誤差を与える係数を求め、信号受信時には、前記受信同相ベースバンド信号または前記受信直交ベースバンド信号に対して、前記直交復調器の位相誤差および振幅誤差の前記係数により前記直交復調器の位相誤差および振幅誤差を与える補償処理を行う直交復調誤差補償方法について規定している。

請求項３においては、請求項１又は２の何れかに記載の直交復調誤差補償方法において、前記既知信号の送信同相ベースバンド信号および前記既知信号の送信直交ベースバンド信号を前記直交変調器に入力し、前記同相被変調信号、前記直交被変調信号、および前記送信用被変調信号の各々の交流成分を２乗した上で平均して得た値を、各々第１被変調信号２乗平均値、第２被変調信号２乗平均値、第３被変調信号の２乗平均値として求め、該第１，第２，第３の各送信用被変調信号２乗平均値から前記直交変調器の位相誤差および振幅誤差の係数を求め、該係数を用いて前記直交復調器の位相誤差および振幅誤差の補償処理を行う直交復調誤差補償方法について規定している。

請求項４においては、請求項１乃至３の何れかに記載の直交復調誤差補償方法において、前記直交変調器に入力すべき前記既知信号として、ベースバンド同相信号およびベースバンド直交信号がそれぞれ予め定められた二つの信号レベルを同時に一定周期で繰り返す信号を用い、前記既知信号を前記直交変調器に入力することによって得られる被変調信号で、搬送波成分が互いに直交する２つの被変調信号である第１の被変調信号及び第２の被変調信号と、これら第１の被変調信号と第２の被変調信号の和である第３の被変調信号について、該第１から第３の被変調信号各々の交流成分を２乗した上で平均化することで得られる各々の２乗平均値を第１の被変調信号２乗平均値Ｐ_ＲＦ１、第２の被変調信号２乗平均値Ｐ_ＲＦ２、第３の被変調信号２乗平均値Ｐ_ＲＦ３として求め、前記第１の被変調信号２乗平均値Ｐ_ＲＦ１と前記第２の被変調信号２乗平均値Ｐ_ＲＦ２との比から前記直交変調器の振幅誤差を与える係数Ｇ_１を求め、前記第１の被変調信号２乗平均値Ｐ_ＲＦ１もしくは前記第２の被変調信号２乗平均値Ｐ_ＲＦ２と前記第３の被変調信号２乗平均値Ｐ_ＲＦ３との比および前記直交変調器の振幅誤差を与える係数Ｇ_１から前記直交変調器の位相誤差φ_１を求める直交復調誤差補償方法について規定している。

請求項５においては、請求項１又は２の何れかに記載の直交復調誤差補償方法において、前記既知信号を前記直交変調器に入力し、位相誤差および振幅誤差を有する前記直交変調器から得られる出力信号を前記直交復調器に入力し、前記直交復調器のベースバンド同相出力信号の平均値を第１のＤＣオフセットとして求めると共に、ベースバンド直交出力信号の平均値を第２のＤＣオフセットとして求め、前記第１のＤＣオフセットを前記ベースバンド同相出力信号から差し引くと共に、前記第２のＤＣオフセットを前記ベースバンド直交出力信号から差し引き、前記第１のＤＣオフセットが差し引かれたベースバンド同相出力信号および前記第２のＤＣオフセットが差し引かれたベースバンド直交出力信号をそれぞれ２乗した上で平均して得たそれぞれの２乗平均値、および前記直交変調器の位相誤差、振幅誤差から前記直交復調器の位相誤差および振幅誤差の係数を求め、信号受信時には、前記ベースバンド同相出力信号から前記第１のＤＣオフセットを差し引くと共に、前記ベースバンド直交出力信号から前記第２のＤＣオフセットを差し引き、前記第１のＤＣオフセットが差し引かれたベースバンド同相出力信号または前記第２のＤＣオフセットが差し引かれたベースバンド直交出力信号に対して、前記直交復調器の位相誤差および前記振幅誤差の係数により補償処理を行う直交復調誤差補償方法について規定している。

請求項６においては、請求項１又は２又は５の何れかに記載の直交復調誤差補償方法において、前記直交変調器に入力すべき前記既知信号として、ベースバンド同相信号が予め定められた二つの信号レベルを交互に繰り返す周期信号でかつベースバンド直交信号が常時０である第１の既知信号と、
ベースバンド同相信号が常時０でかつベースバンド直交信号が予め定められた二つの信号レベルが交互に繰り返される周期信号である第２の既知信号と、ベースバンド同相信号とベースバンド直交信号とが予め定められた二つの信号レベルを同時に一定周期で繰り返す第３の既知信号とを用い、上記信号レベルが交互に繰り返される周期信号をベースバンド信号として前記直交変調器の入力端子に入力し、前記直交復調器から得られるベースバンド同相出力信号およびベースバンド直交出力信号をそれぞれ前記周期信号の１周期分またはそれ以上の時間で平均してベースバンド同相平均値すなわち第１のＤＣオフセットδ_Ｉとベースバンド直交平均値δ_Ｑすなわち第２のＤＣオフセットを求め、前記第１の既知信号を用いたときの前記直交復調器のベースバンド同相出力信号から前記ベースバンド同相平均値である前記第１のＤＣオフセットδ_Ｉを差し引き、この差し引いた値を前記周期信号の１周期分またはそれ以上の時間で２乗平均した第１のベースバンド同相２乗平均値Ｐ_Ｉ１を求め、前記第２の既知信号を用いたときの前記直交復調器のベースバンド同相出力信号から前記ベースバンド同相平均値すなわち前記第１のＤＣオフセットδ_Ｉを差し引き、この差し引いた値を前記周期信号の１周期分またはそれ以上の時間で２乗平均した第２のベースバンド同相２乗平均値Ｐ_Ｉ２を求め、前記第３の既知信号を用いたときの前記直交復調器のベースバンド同相出力信号から前記ベースバンド同相平均値δ_Ｉを差し引き、この差し引いた値を前記周期信号の１周期分またはそれ以上の時間で２乗平均した第３のベースバンド同相２乗平均値Ｐ_Ｉ３を求め、前記直交変調器の振幅誤差を与える係数Ｇ_１、前記直交変調器の位相誤差φ_１，および前記第１、第２及び第３の各ベースバンド同相出力信号２乗平均値から、送信用被変調信号の直交変調器出力と直交復調器入力間の遅延による位相差αを求め、前記第１の既知信号を用いたときの前記直交復調器のベースバンド直交出力信号から前記ベースバンド直交平均値δ_Ｑを差し引き、この差し引いた値を前記周期信号の１周期分またはそれ以上の時間で２乗平均した第１のベースバンド直交２乗平均値Ｐ_Ｑ１を求め、前記第２の既知信号を用いたときの前記直交復調器のベースバンド直交出力信号から前記ベースバンド直交平均値δ_Ｑを差し引き、この差し引いた値を前記周期信号の１周期分またはそれ以上の時間で２乗平均した第２のベースバンド直交２乗平均値Ｐ_Ｑ２を求め、前記第３の既知信号を用いたときの前記直交復調器のベースバンド直交出力信号から前記ベースバンド直交平均値δ_Ｑを差し引き、この差し引いた値を前記周期信号の１周期分またはそれ以上の時間で２乗平均した第３のベースバンド直交２乗平均値Ｐ_Ｑ３を求め、前記位相差α、前記直交変調器の振幅誤差を与える係数Ｇ_１、前記直交変調器の位相誤差φ_１，および第１、第２、第３の各ベースバンド直交出力信号の２乗平均値から前記直交復調器の位相誤差φ_２を求め、前記位相差α、前記直交変調器の振幅誤差を与える係数Ｇ_１、前記直交変調器の位相誤差φ_１、前記直交復調器の位相誤差φ_２、第１、第２、第３の各ベースバンド直交出力信号の２乗平均値から前記直交復調器の振幅誤差Ｇ_２を求めることにより誤差補償処理を行う直交復調誤差補償方法について規定している。

請求項７においては、請求項６に記載の直交復調誤差補償方法において、第１ベースバンド同相２乗平均値Ｐ_Ｉ１、第２ベースバンド同相２乗平均値Ｐ_Ｉ２、第１ベースバンド直交２乗平均値Ｐ_Ｑ１および第２ベースバンド直交２乗平均値Ｐ_Ｑ２の少なくとも１つが０に近い著しく小さな値である時、前記直交変調器と前記直交復調器との間に設けた移相器を用いて、被変調信号の搬送波と、復調器の局部発振器信号との位相差αをシフトして、この位相差αの関数である第１ベースバンド同相２乗平均値Ｐ_Ｉ１、第２ベースバンド同相２乗平均値Ｐ_Ｉ２、第１ベースバンド直交２乗平均値Ｐ_Ｑ１および第２ベースバンド直交２乗平均値Ｐ_Ｑ２が０に近い著しく小さな値にならないようにすることによって、第１ベースバンド同相２乗平均値Ｐ_Ｉ１、第２ベースバンド同相２乗平均値Ｐ_Ｉ２、第１ベースバンド直交２乗平均値Ｐ_Ｑ１および第２ベースバンド直交２乗平均値Ｐ_Ｑ２が０に近い著しく小さな値であるときに生じる検出誤差の補償演算への影響を低減して前記直交復調器の位相誤差および振幅誤差の補償処理を行う直交復調誤差補償方法について規定している。

請求項８においては、受信用搬送波信号と送信用被変調信号とを入力し、受信同相ベースバンド信号を出力する第１のミキサと、前記受信用搬送波信号に対して９０度の位相差を与えた受信用搬送波信号と前記被変調信号とを入力し、受信直交ベースバンド信号を出力する第２のミキサとを有する直交復調器と、送信用搬送波信号と送信同相ベースバンド信号とを入力し、同相被変調信号を出力する第３のミキサと、前記送信用搬送波信号に対して９０度の位相差を与えた送信用搬送波信号と送信直交ベースバンド信号とを入力し、直交被変調信号を出力する第４のミキサと、前記同相被変調信号と前記直交被変調信号とを加算して送信用被変調信号を出力する第１の加算器とを有する直交変調器と、前記直交変調器の同相被変調出力信号、直交被変調出力信号および前記第１の加算器出力信号それぞれの交流成分の２乗平均値を検出する第１の２乗平均値検出回路と、前記直交復調器の予め定められたパターンを有する既知信号のベースバンド同相出力信号の平均値を第１ＤＣオフセットとして検出する第１の平均値検出回路と、前記直交復調器の予め定められたパターンを有する既知信号のベースバンド直交出力信号の平均値を第１のＤＣオフセットとして検出する第２の平均値検出回路と、前記直交復調器のベースバンド同相出力信号から前記第１ＤＣオフセットを差し引く第２の加算器と、前記直交復調器のベースバンド直交出力信号から前記第２ＤＣオフセットを差し引く第３の加算器と、前記直交復調器の前記第２の加算器から出力するベースバンド同相出力信号の２乗平均値と前記第３の加算器から出力するベースバンド直交出力信号の２乗平均値とを検出する第２の２乗平均値検出回路と、前記第１及び第２の２乗平均値検出回路で求めた２乗平均値から前記直交復調器の位相誤差および振幅誤差を補償する係数を求める演算回路と、この演算回路で得られた前記係数により、受信時に前記第２の加算器から出力するベースバンド同相信号または前記第３の加算器から出力するベースバンド直交信号に対して、前記直交復調器の前記位相誤差および振幅誤差を除去する位相・振幅補償回路とを具備した直交復調誤差補償回路について規定している。

請求項９においては、受信用搬送波信号と送信用被変調信号とを入力し、受信同相ベースバンド信号を出力する第１のミキサと、前記受信用搬送波信号と入力回路で前記被変調信号に対して９０度の位相差を与えた送信用被変調信号を入力し、受信直交ベースバンド信号を出力する第２のミキサとを備える直交復調器と、送信用搬送波信号と送信同相ベースバンド信号とを入力し、同相被変調信号を出力する第３のミキサと、前記送信用搬送波信号と送信直交ベースバンド信号を入力し、９０度の位相差を与えて直交被変調信号を出力する第４のミキサと、前記同相被変調信号と前記直交被変調信号とを加算して前記送信用被変調信号を出力する第１の加算器と、前記直交変調器の同相被変調出力信号、直交被変調出力信号および前記第１の加算器出力信号の交流成分の２乗平均値を検出する第１の２乗平均値検出回路と、前記直交復調器の既知のベースバンド同相出力信号の平均値を第１のＤＣオフセットとして検出する第１の平均値検出回路と、前記直交復調器の既知のベースバンド直交出力信号の平均値を第２のＤＣオフセットとして検出する第２平均値検出回路と、前記直交復調器のベースバンド同相出力信号から前記第１のＤＣオフセットを差し引く第２の加算器と、前記直交復調器のベースバンド直交出力信号から前記第２のＤＣオフセットを差し引く第３の加算器と、前記直交復調器の前記第２の加算器から出力するベースバンド同相出力信号の２乗平均値と前記第３の加算器から出力するベースバンド直交出力信号の２乗平均値を検出する第２の２乗平均値検出回路と、第１及び第２の２乗平均値検出回路で求めた２乗平均値から前記直交復調器の位相誤差および振幅誤差を補償する係数を求める演算回路と、この演算回路で得られた前記係数により、受信時に前記第２の加算器から出力するベースバンド同相信号または前記第３の加算器から出力するベースバンド直交信号に対して、前記直交復調器の前記位相誤差および振幅誤差を除去する位相・振幅補償回路とを具備した直交復調誤差補償回路について規定している。

請求項１０においては、請求項８又は９の何れかに記載の直交復調誤差補償回路において、前記直交変調器と前記直交復調器とで局部発振器の信号を共有する直交復調誤差補償回路について規定している。

請求項１１においては、請求項８又は９の何れかに記載の直交復調誤差補償回路において、前記直交変調器と前記直交復調器の各々の位相同期ループで同一の基準信号を用いる直交復調誤差補償回路について規定している。

請求項１２においては、請求項８又は９の何れかに記載の直交復調誤差補償回路において、前記第２の２乗平均値検出回路で検出されたベースバンド同相出力信号の２乗平均値とベースバンド直交信号の２乗平均値が所定のレベルに対する大小によって被変調信号の位相を変化させるか否か判定する比較回路と、該比較回路の判定結果にしたがって被変調信号の位相を変化させる移相器とを具備した直交復調誤差補償回路について規定している。

以上説明したように、本発明によれば、復調器側で通信システムの振幅誤差及び位相誤差を、送信器側での振幅誤差及び位相誤差を含めて補償することが出来るようになるため、装置構成が簡素化され、安価で高精度の直交変調利用通信系を構成することが出来るようになった。

（第１の実施の形態）
図１は本発明による直交復調誤差補償回路を示すブロック図である。図１において、１は受信信号入力端子、２，３は互いに９０度の位相差を有する復調信号出力端子、４，５は変調信号入力端子、６は送信信号出力端子、７，３１はスイッチ、８は直交復調器、１３，１４はローパスフィルタ（ＬＰＦ）、１５，１６は平均値検出回路、１７，１８は加算器、１９，３０は２乗平均値検出回路、２０は演算回路、２１は位相・振幅補償回路、２５は直交変調器である。

直交復調器８はミキサ９，１０、送受信用搬送波となる信号を発振する局部発振器１１および９０度移相器１２により構成されている。位相・振幅補償回路２１は乗算器２２，２３、加算器２４により構成されている。直交変調器２５はミキサ２６，２７、加算器２９により構成されている。

送信時には直交変調器２５の出力端子となる加算器２９の出力端子と送信信号出力端子６とをスイッチ３１により接続する。受信時には受信信号入力端子１と直交復調器８の入力端子となるミキサ９，１０の入力端子とをスイッチ７により接続する。また、直交復調器８の位相誤差、振幅誤差の検出時には、スイッチ３１およびスイッチ７により直交変調器２５の出力端子となる加算器２９の出力端子と直交復調器８の入力端子となる２つのミキサ９，１０の入力端子とを接続する。

図１の直交復調誤差補償回路において、直交変調器２５と直交復調器８とは直交復調器８中の局部発振器１１の出力信号をそれぞれ搬送波信号として共有しており、この出力信号の角周波数をωとすると、局部発振器１１からミキサ２６に入力される送信用の搬送波となる信号はsinωｔ、局部発振器１１より９０度移相器１２を介してミキサ２７に入力される９０度の位相差を有する送信用搬送波となる信号はＧ_１cos（ωｔ＋φ_１）と書ける。ただし、Ｇ_１はミキサ２７に入力される搬送波信号とミキサ２６に入力される搬送波信号との振幅誤差、φ_１はミキサ２７に入力される搬送波信号とミキサ２６に入力される搬送波信号との位相誤差である。

直交復調器８および直交変調器２５における位相誤差および振幅誤差の検出時において、変調信号入力端子４に入力する第１の変調信号をＩ_ＲＥＦ(ｔ)、変調信号入力端子５に入力する第２の変調信号をＱ_ＲＥＦ(ｔ)として、Ｉ_ＲＥＦ(ｔ)が信号レベルａと−ａとが交互に繰り返される周期信号でかつＱ_ＲＥＦ(ｔ)が常時０である第１既知信号と、Ｉ_ＲＥＦ(ｔ)が常時０でかつＱ_ＲＥＦ(ｔ)が信号レベルａと−ａとが交互に繰り返される周期信号である第２既知信号と、Ｉ_ＲＥＦ(ｔ)およびＱ_ＲＥＦ(ｔ)がａと−ａとが同時に一定周期で繰り返される第３既知信号とを用意する。ここでａ＝１としてもよい。このとき、
第１既知信号は、Ｉ_ＲＥＦ(ｔ)＝［1,-1,1,-,1,1,-1,…,１,-1］、
Ｑ_ＲＥＦ(ｔ)＝［0,0,0,…,0,0］、
第２既知信号は、Ｉ_ＲＥＦ(ｔ)＝［0,0,0,…,0,0］、
Ｑ_ＲＥＦ(ｔ)＝［1,-1,1,-,1,1,-1,…,１,-1］、
第３既知信号は，Ｉ_ＲＥＦ(ｔ)＝［1,-1,1,-,1,1,-1,…,１,-1］、
Ｑ_ＲＥＦ(ｔ)＝［1,-1,1,-,1,1,-1,…,１,-1］、
である。

第３既知信号を直交変調器２５に入力したときミキサ２６の出力として得られる被変調信号の２乗平均値をＰ_ＲＦ１、ミキサ２７の出力として得られる被変調信号の２乗平均値をＰ_ＲＦ２、ミキサ２６とミキサ２７から得られる被変調信号の和すなわち加算器２９の出力として得られる出力信号の２乗平均値をＰ_ＲＦ３とすると、２乗平均値検出回路３０でこれら各信号の２乗平均値を求めた結果、

となる。ここでｋ_１は定数である。

（数１）式と（数２）式を用いると、直交変調器２５の振幅誤差を与える係数Ｇ_１は、

により与えることができる。また、（数１）式、（数３）式より直交変調器２５の位相誤差φ_１は、

と求まる。

このような振幅誤差や位相誤差を有する直交変調器２５から出力される被変調信号をＳ(ｔ)とすると、Ｓ(ｔ)が直交復調器８に入力されたとき

となる。αは送信用被変調信号の直交変調器出力から直交復調器入力までの遅延による位相差である。

この信号Ｓ(ｔ)をスイッチ３１およびスイッチ７を介して直交復調器８に入力させる。直交復調器８中の局部発振器１１よりミキサ９に入力される搬送波信号はsinωｔ、局部発振器１１より９０度移相器１２を介してミキサ１０に入力される搬送波信号はＧ_２cos（ωｔ＋φ_２）と書ける。ただし、Ｇ_２は局部発振器１１から９０度移相器１２を介してミキサ２７に入力される信号と、局部発振器１１からミキサ２６に入力される信号との振幅誤差、φ_２は局部発振器１１から９０度移相器１２を介してミキサ２７に入力される信号と局部発振器１１からミキサ２６に入力される信号との位相誤差である。

したがって、直交復調器８より出力された後、ローパスフィルタ１３を介して得られるベースバンド同相出力信号Ｉ_Ｒ(ｔ)、およびローパスフィルタ１４を介して得られるベースバンド直交出力信号Ｑ_Ｒ(ｔ)は、

となる。ただしｋ_２は定数、δ_Ｉ、δ_ＱはＤＣオフセットである。一般に能動素子の出力にはＤＣオフセットが含まれているが、直交復調器８の出力信号はベースバンド信号であり、ＤＣ成分を信号として含んでいる。したがって、特に低速信号（低周波信号）を復調する場合には、キャパシタＣ（容量）で低周波成分をカットし、これによりＤＣオフセットを取り除く方法は適用することができない。

ここで、第１既知信号、第２既知信号、第３既知信号のようにＩ_ＲＥＦ(ｔ)とＱ_ＲＥＦ(ｔ)のどちらか、または両方が１と−１とが交互に繰り返される信号を直交変調器２５に入力すると、（数７）式のＩ_Ｒ(ｔ)を平均値検出回路１５に入力して平均化した値はＤＣオフセットδ_Ｉとなる。同様に（数８）式のＱ_Ｒ(ｔ)を平均値検出回路１６に入力して平均化した値はＤＣオフセットδ_Ｑとなる。

検出したＤＣオフセットδ_Ｉ、δ_Ｑを加算器１７および１８により差し引いた信号Ｉ_ｄｃ(ｔ)およびＱ_ｄｃ(ｔ)は、

となる。（数１０）式は、

に変形できる。

直交復調器８に振幅誤差および位相誤差がない場合には、Ｇ_２＝１、φ_２＝０であり、（数９）式のＩ_ｄｃ(ｔ)はそのまま理想的な同相信号として取り出すことができる。一方、（数１１）式のＱ_ｄｃ(ｔ)から振幅誤差および位相誤差を除去した信号をＱ_ｃｏｒ(ｔ)とすると、Ｇ_２＝１、φ_２＝０より、

となる。（数９）式および（数１２）式を用いると、（数１１）式は、

となる。

したがって、φ_２がφ_２≠ｎπ／２（ｒａｄ）（ただし、ｎは奇数）の範囲でＱ_ｃｏｒ(ｔ)は、

により与えることができる。

すなわち、以下のようにして振幅誤差Ｇ_２および位相誤差φ_２を求め、ＤＣオフセットを取り除いた信号に対して（数１４）式の演算を行うことにより、振幅誤差Ｇ_２および位相誤差φ_２を除去した理想的な直交信号を得ることができる。

次に、振幅誤差Ｇ_２、位相誤差φ_２を求める。
まずＩ_ＲＥＦ(ｔ)が１と−１とを交互に繰り返す周期信号であり、Ｑ_ＲＥＦ(ｔ)が常時０である第１既知信号を直交変調器２５に入力する。Ｉ_ＲＥＦ(ｔ)＝１のとき、（数９）式より加算器１７の出力Ｉ_ｄｃ(ｔ)は、

となる。また、Ｉ_ＲＥＦ(ｔ)＝０のとき、Ｉ_ｄｃ(ｔ)＝０である。したがって、Ｉ_ＲＥＦ(ｔ)として入力する周期信号の１周期分またはそれ以上の時間でＩ_ｄｃ(ｔ)を２乗平均した値Ｐ_Ｉ１は、

となる。

次に、Ｉ_ＲＥＦ(ｔ)が常時０であり、Ｑ_ＲＥＦ(ｔ)が１と−１とを交互に繰り返す周期信号である第２既知信号を直交変調器２５に入力する。Ｑ_ＲＥＦ(ｔ)＝１のとき，（数９）式よりＩ_ｄｃ(ｔ)は、

となる。また、Ｑ_ＲＥＦ(ｔ)＝０のとき、Ｉ_ｄｃ(ｔ)＝０である。したがって、Ｑ_ＲＥＦ(ｔ)として入力する周期信号の１周期分またはそれ以上の時間でＩ_ｄｃ(ｔ)を２乗平均した値Ｐ_Ｉ２は、

となる。（数１６）式と（数１８）式との２条平均した値はそれぞれ等しいことから、

が得られる。ここで、Ａ≡(１／Ｇ_１ ^２)(Ｐ_Ｉ２／Ｐ_Ｉ１)と定義すると、

となる。
γ≡tan^−１{(Ａ＋cos２φ_１)／(sin２φ_１)}と定義し、（数２０）式を変形すると、

となる。したがって、被変調信号の搬送波と直交復調器８の局部発振器信号との位相差αは、

と求まる。（数２２）式中のαは２値存在する。

次に、Ｉ_ＲＥＦ(ｔ)およびＱ_ＲＥＦ(ｔ)が同じ１と−１とが交互に繰り返す周期信号である第３既知信号を直交変調器２５に入力する。Ｉ_ＲＥＦ(ｔ)＝１でかつＱ_ＲＥＦ(ｔ)＝１のとき、（数９）式よりＩ_ｄｃ(ｔ)は、

となる。また、Ｉ_ＲＥＦ(ｔ)＝０でかつＱ_ＲＥＦ(ｔ)＝０のとき、Ｉ_ｄｃ(ｔ)＝０である。したがって、Ｉ_ＲＥＦ(ｔ)、Ｑ_ＲＥＦ(ｔ)として入力する周期信号の１周期分またはそれ以上の時間でＩ_ｄｃ(ｔ)を２乗平均した値Ｐ_Ｉ３は、

となる。（数１６）式と（数２４）式とから、

（数２２）式の２値のαのうち（数２５）式を満たす値が、求める解である。

次に同じ変調信号で得られる加算器１８の出力Ｑ_ｄｃ(ｔ)に着目する。まず第１既知信号の場合に、Ｉ_ＲＥＦ(ｔ)＝１のとき、（数１０）式よりＱ_ｄｃ(ｔ)は、

となる。また、Ｉ_ＲＥＦ(ｔ)＝０のとき、Ｑ_ｄｃ(ｔ)＝０である。したがって、Ｉ_ＲＥＦ(ｔ)として入力する周期信号の１周期分以上の時間でＱ_ｄｃ(ｔ)を２乗平均した値Ｐ_Ｑ１は、

となる。

次に、第２既知信号の場合に、Ｉ_ＲＥＦ(ｔ)＝１のとき、（数１０）式よりＱ_ｄｃ(ｔ)は、

となる。また、Ｑ_ＲＥＦ(ｔ)＝０のとき、Ｑ_ｄｃ(ｔ)＝０である。したがって、Ｑ_ＲＥＦ(ｔ)として入力する周期信号の１周期分以上の時間でＱ_ｄｃ(ｔ)を２乗平均した値Ｐ_Ｑ２は、

となる。（数２７）式と（数２９）式から、

が得られる。ここで、Ｂ＝(１／Ｇ_１２)(Ｐ_Ｑ２／Ｐ_Ｑ１)と定義すると、

となる。
λ≡tan^−１（Ｂ＋cos２φ_１）と定義し、（数３１）式を変形すると、

となる。したがって、直交復調器８の位相誤差φ_２は、

と求まる。（数３３）式中のφ_２は２値存在する。

次に、Ｉ_ＲＥＦ(ｔ)およびＱ_ＲＥＦ(ｔ)が同じ１と−１とが交互に繰り返す周期信号である第３既知信号を直交変調器２５に入力する。Ｉ_ＲＥＦ(ｔ)＝１でかつＱ_ＲＥＦ(ｔ)＝１のとき、（数１０）式よりＱ_ｄｃ(ｔ)は、

となる。また、Ｉ_ＲＥＦ(ｔ)＝０でかつＱ_ＲＥＦ(ｔ)＝０のとき、Ｑ_ｄｃ(ｔ)＝０である。したがって、Ｉ_ＲＥＦ(ｔ)、Ｑ_ＲＥＦ(ｔ)として入力する周期信号の１周期分またはそれ以上の時間でＱ_ｄｃ(ｔ)を２乗平均した値Ｐ_Ｉ３は、

となる。（数２９）式と（数３５）式から、

（数３３）式における２値のφ_２のうち（数３６）式を満たす値が、求める解である。

（数１６）式と（数２９）式より、

が得られる。したがって（数３７）式を変形することによって直交復調器８の振幅誤差Ｇ_２は、

と求まる。

以上の（数１）乃至（数５）式および（数１５）乃至（数３８）式の演算を２乗平均値検出回路１９，３０および演算回路２０で行い、さらに（数１４）式中のtanφ_２およびＧ_２cosφ_２を求め、位相・振幅補償回路２１中の乗算器２２および２３にそれぞれ係数として入力する。

この状態で受信信号入力端子１と直交復調器８の入力端子とをスイッチ７により接続することによって、受信信号に対してＤＣオフセット、振幅誤差および位相誤差を除去した理想的な直交信号を出力端子３に得ることができる。またＤＣオフセットを除去した理想的な同相信号は出力端子２に出力される。

本第１の実施の形態では受信していない時間を利用して、直交変調器２５の振幅誤差および位相誤差を補償することなく、直交復調器８の振幅誤差および位相誤差を精度良く補償することが可能となる。

（第２の実施の形態）
図２は第２の実施の形態である直交復調誤差補償回路を示すブロック図である。図１と同一部分には同一符号を付与している。
図２の直交復調誤差補償回路において直交変調器２５は直交復調器８と独立に局部発振器１１と９０度移相器３３とを有している。直交復調器８と直交変調器２５で異なる局部発振器１１および３２を用いることにより、送信と受信の搬送波周波数が異なる場合において直交変調器２５を使って通常の信号送信ができる。さらに、このように局部発振器を分離した場合においても、直交復調器８と直交変調器２５の各々の位相同期ループの基準信号に同一のものを使えば、第１の実施の形態と同様に位相差αが時間変動しない動作となる。

また、図２に回路においては、復調側のミキサ９および１０に局部発振器１１の出力信号を同相で入力し、スイッチ７を経由してミキサ９および１０に入力される被変調信号に９０度位相器３４で９０度位相差を与え、ミキサ２６および２７に局部発振器３２の出力信号を同相で入力し、９０度移相器３３でミキサ２７から出力される被変調信号の位相を９０度変化させている。

このように９０度位相の与え方は局部発振器の出力信号であっても、また被変調信号であっても直交復調器８の出力は同等であり、直交復調器８の振幅誤差、位相誤差を同じように補償が可能である。

（第３の実施の形態）
図３は第３の実施の形態である直交復調誤差補償回路を示すブロック図である。図１および図２と同一部分には同一符号を付与している。
本第３の実施の形態では第１のローパスフィルタ１３の出力を第１のＡ／Ｄ変換器３５に入力し、第２のローパスフィルタ１４の出力を第２のＡ／Ｄ変換器３６に入力して、それぞれデジタル信号に変換した後に、平均値検出、２乗平均、演算、位相・振幅補償を行っている。これらをデジタル信号処理で行うことにより、精度良く動作させることができる。Ａ／Ｄ変換器は直交復調器８の前に置き、直交復調器をデジタル回路とする構成とすることも可能である。

また、２乗平均値検出回路３０は図４のブロック図のようにミキサ２６の出力を第３のＡ／Ｄ変換器３７に入力し、加算器２９の出力を第４のＡ／Ｄ変換器３８に入力し、ミキサ２７の出力を第５のＡ／Ｄ変換器３９に入力して、それぞれデジタル信号に変換した後に、演算回路４０の演算処理で２乗平均を求める構成にしても良い。

さらに、この２乗平均値検出回路３０は図５のブロック図のようにミキサ２６の出力を局部発振器４１とミキサ４２で低い周波数の信号に変換して第３のＡ／Ｄ変換器３７に入力し、加算器２９の出力を局部発振器４１とミキサ４３で低い周波数の信号に変換して第４のＡ／Ｄ変換器３８に入力し、ミキサ２７の出力を局部発振器４１とミキサ４４で低い周波数の信号に変換して第５のＡ／Ｄ変換器３９に入力して、それぞれデジタル信号に変換した後に、演算回路４０の演算処理で２乗平均を求める構成にしても良い。

（第４の実施の形態）
図６は第４の実施形態である直交復調誤差補償回路を示すブロック図である。図１乃至図３と同一部分には同一符号を付与している。
本第４の実施の形態は直交変調器２５の出力信号の周波数と直交復調器８に入力される受信信号の周波数が異なる場合に有効な構成である。本第４の実施の形態ではスイッチ３１およびスイッチ７の間に周波数変換用の発振器４５とミキサ４６を設けて、直交変調器２５の出力信号の周波数を、受信信号入力端子１より入力される受信信号の周波数に合わせるように変換している。これにより第１、第２および第３の実施の形態と同様に直交変調器２５の出力信号を直交復調器８の位相誤差検出に用いることができる。

（第５の実施の形態）
図７は第５の実施の形態である直交復調誤差補償回路を示すブロック図である。２乗平均値検出回路１９で求めたＰ_Ｉ１，Ｐ_Ｉ２，Ｐ_Ｑ１およびＰ_Ｑ２の値を比較回路４５によってレベル判定し、Ｐ_Ｉ１，Ｐ_Ｉ２，Ｐ_Ｑ１およびＰ_Ｑ２の少なくとも１つが０に近い著しく小さな値であるとき、前記直交変調器２５と前記直交復調器８との間に設けた移相器４６を用いて、被変調信号の直交変調器出力から直行復調器入力間における遅延位相差αをシフトして、この位相差αの関数であるＰ_Ｉ１，Ｐ_Ｉ２，Ｐ_Ｑ１およびＰ_Ｑ２が０に近い著しく小さな値にならないようにすることによって、これらＰ_Ｉ１，Ｐ_Ｉ２，Ｐ_Ｑ１およびＰ_Ｑ２が０に近い著しく小さな値のときに生じる検出誤差の補償演算への影響をなくし、精度良く前記直交復調器８の位相誤差および振幅誤差の補償処理を行うことができる。

（その他の実施の形態）
なお、以上の第１乃至第４の実施の形態では出力端子２側のベースバンド同相出力信号を基準として、出力端子３側のベースバンド直交出力信号に対して位相誤差、振幅誤差を補償する処理を行ったが、逆に、ベースバンド直交出力信号を基準として、ベースバンド同相出力信号に対して同様に行うこともできる。

本発明の第１の実施の形態である直交復調誤差補償回路を示すブロック図。 本発明の第２の実施の形態である直交復調誤差補償回路を示すブロック図。 本発明の第３の実施の形態である直交復調誤差補償回路を示すブロック図。 本発明の第３の実施の形態の直交変調器の出力信号の２乗平均値検出回路の第１の構成例を示すブロック図。 第３の実施の形態の直交変調器の出力信号の２乗平均値検出回路の第２の構成例を示すブロック図。 本発明の第４の実施の形態である直交復調誤差補償回路を示すブロック図。 本発明の第５の実施の形態である直交復調誤差補償回路を示すブロック図。 従来の直交復調器を示すブロック図。

符号の説明

１：受信信号入力端子
２：復調同相信号出力端子
３：復調９０度位相差信号出力端子
４，５：変調信号入力端子
６：送信信号出力端子
７，３１：スイッチ
８、５０：直交復調器
９，１０、２６，２７、４２，４３，４４：ミキサ
１１、３２、５３：局部発振器
１２、３３，３４，４５、５４：９０度移相器
１３，１４、５５，５６：ローパスフィルタ
１５，１６：平均値検出回路
１７，１８：加算器
１９，３０：２乗平均値検出回路
２０：演算回路
２１：位相・振幅補償回路
２２，２３：乗算器
２４、２９：加算器
２５：直交変調器
３７，３８，３９：Ａ／Ｄ変換器

Claims (12)

1. 受信用搬送波信号と送信用被変調信号とを入力し、受信同相ベースバンド信号を出力する第１のミキサと、前記受信用搬送波信号に対して９０度の位相差を与えた受信用搬送波信号と前記被変調信号とを入力し、受信直交ベースバンド信号を出力する第２のミキサとを有する直交復調器と、
   送信用搬送波信号と送信同相ベースバンド信号とを入力し、同相被変調信号を出力する第３のミキサと、前記送信用搬送波信号に対して９０度の位相差を与えた送信用搬送波信号と送信直交ベースバンド信号とを入力し、直交被変調信号を出力する第４のミキサと、前記同相被変調信号と前記直交被変調信号とを加算して送信用被変調信号を出力する加算器とを有する直交変調器と、を備えた送受信装置における直交復調誤差補償方法であって、
   予め定められたパターンを有する既知信号を前記直交変調器に与えて前記直交変調器の位相誤差および振幅誤差を与える係数を求め、
   さらに前記既知信号を入力した前記直交変調器から得られる出力信号である前記送信用被変調波信号を前記直交復調器に入力し、
   前記直交変調器の前記位相誤差および前記振幅誤差を与える係数と前記直交復調器の出力から前記直交復調器の位相誤差および振幅誤差を与える係数を求め、
   信号受信時には、前記受信同相ベースバンド信号または前記受信直交ベースバンド信号に対して、前記直交復調器の位相誤差および振幅誤差を与える係数により前記直交復調器の前記位相誤差および前記振幅誤差の補償処理を行うことを特徴とする直交復調誤差補償方法。
2. 受信用搬送波信号と送信用被変調信号とを入力し、受信同相ベースバンド信号を出力する第１のミキサと、前記受信用搬送波信号と直交復調器の入力回路で前記被変調信号に対して９０度の位相差を与えた信号を入力し、受信直交ベースバンド信号を出力する第２のミキサとを有する直交復調器と、
   送信用搬送波信号と送信同相ベースバンド信号とを入力し、同相被変調信号を出力する第３のミキサと、前記送信用搬送波信号と送信直交ベースバンド信号とを入力し、出力回路で９０度の位相差を与えた直交被変調信号を出力する第４のミキサと、前記同相被変調信号と前記直交被変調信号とを加算して送信用被変調信号を出力する加算器とを有する直交変調器と、を備えた送受信装置における直交復調誤差補償方法であって、
   予め定められたパターンを有する既知信号を前記直交変調器に与えて前記直交変調器の位相誤差および振幅誤差の係数を求め、
   さらに前記既知信号を入力した前記直交変調器から得られる出力信号である前記被変調信号を前記直交復調器に入力し、
   前記直交変調器の位相誤差および振幅誤差を与える係数と前記直交復調器の出力から前記直交復調器の位相誤差および振幅誤差を与える係数を求め、
   信号受信時には、前記受信同相ベースバンド信号または前記受信直交ベースバンド信号に対して、前記直交復調器の位相誤差および振幅誤差の前記係数により前記直交復調器の位相誤差および振幅誤差を与える補償処理を行うことを特徴とする直交復調誤差補償方法。
3. 請求項１又は２の何れかに記載の直交復調誤差補償方法において、
   前記既知信号の送信同相ベースバンド信号および前記既知信号の送信直交ベースバンド信号を前記直交変調器に入力し、前記同相被変調信号、前記直交被変調信号、および前記送信用被変調信号の各々の交流成分を２乗した上で平均して得た値を、各々第１被変調信号２乗平均値、第２被変調信号２乗平均値、第３被変調信号の２乗平均値として求め、該第１，第２，第３の各送信用被変調信号２乗平均値から前記直交変調器の位相誤差および振幅誤差の係数を求め、該係数を用いて前記直交復調器の位相誤差および振幅誤差の補償処理を行うことを特徴とする直交復調誤差補償方法。
4. 請求項１乃至３の何れかに記載の直交復調誤差補償方法において、
   前記直交変調器に入力すべき前記既知信号として、ベースバンド同相信号およびベースバンド直交信号がそれぞれ予め定められた二つの信号レベルを同時に一定周期で繰り返す信号を用い、
   前記既知信号を前記直交変調器に入力することによって得られる被変調信号で、搬送波成分が互いに直交する２つの被変調信号である第１の被変調信号及び第２の被変調信号と、これら第１の被変調信号と第２の被変調信号の和である第３の被変調信号について、該第１から第３の被変調信号各々の交流成分を２乗した上で平均化することで得られる各々の２乗平均値を第１の被変調信号２乗平均値Ｐ_ＲＦ１、第２の被変調信号２乗平均値Ｐ_ＲＦ２、第３の被変調信号２乗平均値Ｐ_ＲＦ３として求め、
   前記第１の被変調信号２乗平均値Ｐ_ＲＦ１と前記第２の被変調信号２乗平均値Ｐ_ＲＦ２との比から前記直交変調器の振幅誤差を与える係数Ｇ_１を求め、前記第１の被変調信号２乗平均値Ｐ_ＲＦ１もしくは前記第２の被変調信号２乗平均値Ｐ_ＲＦ２と前記第３の被変調信号２乗平均値Ｐ_ＲＦ３との比および前記直交変調器の振幅誤差を与える係数Ｇ_１から前記直交変調器の位相誤差φ_１を求めることを特徴とする直交復調誤差補償方法。
5. 請求項１又は２の何れかに記載の直交復調誤差補償方法において、
   前記既知信号を前記直交変調器に入力し、位相誤差および振幅誤差を有する前記直交変調器から得られる出力信号を前記直交復調器に入力し、
   前記直交復調器のベースバンド同相出力信号の平均値を第１のＤＣオフセットとして求めると共に、ベースバンド直交出力信号の平均値を第２のＤＣオフセットとして求め、前記第１のＤＣオフセットを前記ベースバンド同相出力信号から差し引くと共に、前記第２のＤＣオフセットを前記ベースバンド直交出力信号から差し引き、前記第１のＤＣオフセットが差し引かれたベースバンド同相出力信号および前記第２のＤＣオフセットが差し引かれたベースバンド直交出力信号をそれぞれ２乗した上で平均して得たそれぞれの２乗平均値、および前記直交変調器の位相誤差、振幅誤差から前記直交復調器の位相誤差および振幅誤差の係数を求め、
   信号受信時には、前記ベースバンド同相出力信号から前記第１のＤＣオフセットを差し引くと共に、前記ベースバンド直交出力信号から前記第２のＤＣオフセットを差し引き、
   前記第１のＤＣオフセットが差し引かれたベースバンド同相出力信号または前記第２のＤＣオフセットが差し引かれたベースバンド直交出力信号に対して、前記直交復調器の位相誤差および前記振幅誤差の係数により補償処理を行うことを特徴とする直交復調誤差補償方法。
6. 請求項１又は２又は５の何れかに記載の直交復調誤差補償方法において、
   前記直交変調器に入力すべき前記既知信号として、ベースバンド同相信号が予め定められた二つの信号レベルを交互に繰り返す周期信号でかつベースバンド直交信号が常時０である第１の既知信号と、
   ベースバンド同相信号が常時０でかつベースバンド直交信号が予め定められた二つの信号レベルが交互に繰り返される周期信号である第２の既知信号と、
   ベースバンド同相信号とベースバンド直交信号とが予め定められた二つの信号レベルを同時に一定周期で繰り返す第３の既知信号とを用い、
   上記信号レベルが交互に繰り返される周期信号をベースバンド信号として前記直交変調器の入力端子に入力し、前記直交復調器から得られるベースバンド同相出力信号およびベースバンド直交出力信号をそれぞれ前記周期信号の１周期分またはそれ以上の時間で平均してベースバンド同相平均値すなわち第１のＤＣオフセットδ_Ｉとベースバンド直交平均値δ_Ｑすなわち第２のＤＣオフセットを求め、
   前記第１の既知信号を用いたときの前記直交復調器のベースバンド同相出力信号から前記ベースバンド同相平均値である前記第１のＤＣオフセットδ_Ｉを差し引き、この差し引いた値を前記周期信号の１周期分またはそれ以上の時間で２乗平均した第１のベースバンド同相２乗平均値Ｐ_Ｉ１を求め、
   前記第２の既知信号を用いたときの前記直交復調器のベースバンド同相出力信号から前記ベースバンド同相平均値すなわち前記第１のＤＣオフセットδ_Ｉを差し引き、この差し引いた値を前記周期信号の１周期分またはそれ以上の時間で２乗平均した第２のベースバンド同相２乗平均値Ｐ_Ｉ２を求め、
   前記第３の既知信号を用いたときの前記直交復調器のベースバンド同相出力信号から前記ベースバンド同相平均値δ_Ｉを差し引き、この差し引いた値を前記周期信号の１周期分またはそれ以上の時間で２乗平均した第３のベースバンド同相２乗平均値Ｐ_Ｉ３を求め、
   前記直交変調器の振幅誤差を与える係数Ｇ_１、前記直交変調器の位相誤差φ_１，および前記第１、第２及び第３の各ベースバンド同相出力信号２乗平均値から、送信用被変調信号の直交変調器出力と直交復調器入力間の遅延による位相差αを求め、
   前記第１の既知信号を用いたときの前記直交復調器のベースバンド直交出力信号から前記ベースバンド直交平均値δ_Ｑを差し引き、この差し引いた値を前記周期信号の１周期分またはそれ以上の時間で２乗平均した第１のベースバンド直交２乗平均値Ｐ_Ｑ１を求め、
   前記第２の既知信号を用いたときの前記直交復調器のベースバンド直交出力信号から前記ベースバンド直交平均値δ_Ｑを差し引き、この差し引いた値を前記周期信号の１周期分またはそれ以上の時間で２乗平均した第２のベースバンド直交２乗平均値Ｐ_Ｑ２を求め、
   前記第３の既知信号を用いたときの前記直交復調器のベースバンド直交出力信号から前記ベースバンド直交平均値δ_Ｑを差し引き、この差し引いた値を前記周期信号の１周期分またはそれ以上の時間で２乗平均した第３のベースバンド直交２乗平均値Ｐ_Ｑ３を求め、
   前記位相差α、前記直交変調器の振幅誤差を与える係数Ｇ_１、前記直交変調器の位相誤差φ_１，および第１、第２、第３の各ベースバンド直交出力信号の２乗平均値から前記直交復調器の位相誤差φ_２を求め、前記位相差α、前記直交変調器の振幅誤差を与える係数Ｇ_１、前記直交変調器の位相誤差φ_１、前記直交復調器の位相誤差φ_２、第１、第２、第３の各ベースバンド直交出力信号の２乗平均値から前記直交復調器の振幅誤差Ｇ_２を求めることにより誤差補償処理を行うことを特徴とする直交復調誤差補償方法。
7. 請求項６に記載の直交復調誤差補償方法において、
   第１ベースバンド同相２乗平均値Ｐ_Ｉ１、第２ベースバンド同相２乗平均値Ｐ_Ｉ２、第１ベースバンド直交２乗平均値Ｐ_Ｑ１および第２ベースバンド直交２乗平均値Ｐ_Ｑ２の少なくとも１つが０に近い著しく小さな値である時、前記直交変調器と前記直交復調器との間に設けた移相器を用いて、被変調信号の搬送波と、復調器の局部発振器信号との位相差αをシフトして、この位相差αの関数である第１ベースバンド同相２乗平均値Ｐ_Ｉ１、第２ベースバンド同相２乗平均値Ｐ_Ｉ２、第１ベースバンド直交２乗平均値Ｐ_Ｑ１および第２ベースバンド直交２乗平均値Ｐ_Ｑ２が０に近い著しく小さな値にならないようにすることによって、第１ベースバンド同相２乗平均値Ｐ_Ｉ１、第２ベースバンド同相２乗平均値Ｐ_Ｉ２、第１ベースバンド直交２乗平均値Ｐ_Ｑ１および第２ベースバンド直交２乗平均値Ｐ_Ｑ２が０に近い著しく小さな値であるときに生じる検出誤差の補償演算への影響を低減して前記直交復調器の位相誤差および振幅誤差の補償処理を行うことを特徴とする直交復調誤差補償方法。
8. 受信用搬送波信号と送信用被変調信号とを入力し、受信同相ベースバンド信号を出力する第１のミキサと、前記受信用搬送波信号に対して９０度の位相差を与えた受信用搬送波信号と前記被変調信号とを入力し、受信直交ベースバンド信号を出力する第２のミキサとを有する直交復調器と、
   送信用搬送波信号と送信同相ベースバンド信号とを入力し、同相被変調信号を出力する第３のミキサと、前記送信用搬送波信号に対して９０度の位相差を与えた送信用搬送波信号と送信直交ベースバンド信号とを入力し、直交被変調信号を出力する第４のミキサと、前記同相被変調信号と前記直交被変調信号とを加算して送信用被変調信号を出力する第１の加算器とを有する直交変調器と、
   前記直交変調器の同相被変調出力信号、直交被変調出力信号および前記第１の加算器出力信号それぞれの交流成分の２乗平均値を検出する第１の２乗平均値検出回路と、
   前記直交復調器の予め定められたパターンを有する既知信号のベースバンド同相出力信号の平均値を第１ＤＣオフセットとして検出する第１の平均値検出回路と、
   前記直交復調器の予め定められたパターンを有する既知信号のベースバンド直交出力信号の平均値を第１のＤＣオフセットとして検出する第２の平均値検出回路と、
   前記直交復調器のベースバンド同相出力信号から前記第１ＤＣオフセットを差し引く第２の加算器と、
   前記直交復調器のベースバンド直交出力信号から前記第２ＤＣオフセットを差し引く第３の加算器と、
   前記直交復調器の前記第２の加算器から出力するベースバンド同相出力信号の２乗平均値と前記第３の加算器から出力するベースバンド直交出力信号の２乗平均値とを検出する第２の２乗平均値検出回路と、
   前記第１及び第２の２乗平均値検出回路で求めた２乗平均値から前記直交復調器の位相誤差および振幅誤差を補償する係数を求める演算回路と、
   この演算回路で得られた前記係数により、受信時に前記第２の加算器から出力するベースバンド同相信号または前記第３の加算器から出力するベースバンド直交信号に対して、前記直交復調器の前記位相誤差および振幅誤差を除去する位相・振幅補償回路と
   を具備することを特徴とする直交復調誤差補償回路。
9. 受信用搬送波信号と送信用被変調信号とを入力し、受信同相ベースバンド信号を出力する第１のミキサと、前記受信用搬送波信号と入力回路で前記被変調信号に対して９０度の位相差を与えた送信用被変調信号を入力し、受信直交ベースバンド信号を出力する第２のミキサとを備える直交復調器と、
   送信用搬送波信号と送信同相ベースバンド信号とを入力し、同相被変調信号を出力する第３のミキサと、前記送信用搬送波信号と送信直交ベースバンド信号を入力し、９０度の位相差を与えて直交被変調信号を出力する第４のミキサと、
   前記同相被変調信号と前記直交被変調信号とを加算して前記送信用被変調信号を出力する第１の加算器と、
   前記直交変調器の同相被変調出力信号、直交被変調出力信号および前記第１の加算器出力信号の交流成分の２乗平均値を検出する第１の２乗平均値検出回路と、
   前記直交復調器の既知のベースバンド同相出力信号の平均値を第１のＤＣオフセットとして検出する第１の平均値検出回路と、
   前記直交復調器の既知のベースバンド直交出力信号の平均値を第２のＤＣオフセットとして検出する第２平均値検出回路と、
   前記直交復調器のベースバンド同相出力信号から前記第１のＤＣオフセットを差し引く第２の加算器と、
   前記直交復調器のベースバンド直交出力信号から前記第２のＤＣオフセットを差し引く第３の加算器と、
   前記直交復調器の前記第２の加算器から出力するベースバンド同相出力信号の２乗平均値と前記第３の加算器から出力するベースバンド直交出力信号の２乗平均値を検出する第２の２乗平均値検出回路と、
   第１及び第２の２乗平均値検出回路で求めた２乗平均値から前記直交復調器の位相誤差および振幅誤差を補償する係数を求める演算回路と、
   この演算回路で得られた前記係数により、受信時に前記第２の加算器から出力するベースバンド同相信号または前記第３の加算器から出力するベースバンド直交信号に対して、前記直交復調器の前記位相誤差および振幅誤差を除去する位相・振幅補償回路と、を具備することを特徴とする直交復調誤差補償回路。
10. 請求項８又は９の何れかに記載の直交復調誤差補償回路において、
    前記直交変調器と前記直交復調器とで局部発振器の信号を共有することを特徴とする直交復調誤差補償回路。
11. 請求項８又は９の何れかに記載の直交復調誤差補償回路において、
    前記直交変調器と前記直交復調器の各々の位相同期ループで同一の基準信号を用いることを特徴とする直交復調誤差補償回路。
12. 請求項８又は９の何れかに記載の直交復調誤差補償回路において、
    前記第２の２乗平均値検出回路で検出されたベースバンド同相出力信号の２乗平均値とベースバンド直交信号の２乗平均値が所定のレベルに対する大小によって被変調信号の位相を変化させるか否か判定する比較回路と、
    該比較回路の判定結果にしたがって被変調信号の位相を変化させる移相器と
    を具備することを特徴とする直交復調誤差補償回路。

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