KR100860670B1 - 무선 송수신장치에서 자가 보상방법 - Google Patents

무선 송수신장치에서 자가 보상방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 무선 송수신장치에서 발생하는 직교 신호들간의 부정합 및 회로의 DC 오프셋을 자가 보상하는 방법에 관한 것이다. 이를 위해 본 발명에서는 이동단말의 송신기를 신호 발생기로 사용하고, 수신기를 응답 특성 측정기로 사용하도록 하며, 기저대역 프로세서에서는 송신기를 통해 출력되는 테스트 신호를 보내 수신기를 통해 수신되는 테스트 신호를 이용하여 수신측 및 송신측에 대한 부정합과 DC 오프셋을 보상하도록 한다. 이때 수신단 상에 존재하는 믹서에서 사용할 부반송파를 복수로 입력함으로써, 하나의 송신 테스트 신호에 대해 얻어 지는 복수의 수신 테스트 신호들을 이용하여 자가 보상을 수행하는 방법을 제안한다.
Figure R1020050099204
무선 송수신장치, DC 오프셋, 부정합, 자가보상, simple wave, 부반송파

Description

무선 송수신장치에서 자가 보상방법{METHOD FOR SELF-CALIBRATING IN A MOBILE TRANSCEIVER}
도 1은 종래 무선 송수신장치에서 발생하는 부정합과 직류 오프셋을 자체적으로 추정하여 보정하는 대표적인 예를 보이고 있는 도면.
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 이동 단말의 구성을 보이고 있는 도면.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 자체 보상을 위해 DSP에서 수행하는 처리 흐름을 보이고 있는 도면.
도 4는 본 발명의 실시 예에 따라 송신단으로 전송된 테스트 신호와 수신단으로 수신된 테스트 신호를 대비하여 보이고 있는 도면.
본 발명은 무선 송수신장치에서 자가 보상방법에 관한 것으로, 특히 무선 송수신장치에서 발생하는 직류 오프셋 (DC offset : Direct Current offset) 및 직교 신호들간의 부정합 (mismatch)을 자가 보상하는 방법에 관한 것이다.
통상적으로 무선 송수신장치의 성능을 열화 시키는 근본적인 원인으로는 DC 오프셋 및 부정합 (I/Q imbalance) 등과 같은 비 이상적인 특징을 들 수 있다.
상기 DC 오프셋은 DC 오프셋 무선 수신장치에 있는 믹서의 자가 믹싱 (self mixing)에 의해 생긴다. 상기 DC 오프셋은 LO (Local Oscillator) 신호가 안테나로 누설되어 나간 후 다시 들어 올 때 또는 안테나 입력 RF (Radio Frequency) 변조신호가 LO쪽으로 누설되었을 경우에 발생한다. 이렇게 발생된 DC 오프셋 값은 기저대역(BB : Baseband) 회로를 포화 시킬 수 있다.
상기 부정합은 위상 지연기를 포함하는 오실레이터의 자체적인 결함과 상기 오실레이터와 믹서를 연결하는 라인으로 인해 발생한다. 즉 무선 송신장치의 오실레이터에서 생성되는 동 위상 채널신호 (I 채널신호)와 직교위상 채널신호 (Q 채널신호)가 90도의 위상 편차를 갖지 않기 때문이다. 상기 부정합은 I 채널 복조기와 Q 채널 복조기 각각의 믹서를 대칭으로 설계함으로써 줄일 수 있다. 하지만 믹서를 대칭으로 설계하기 위해서는 믹서의 크기가 증가할 뿐만 아니라 소비 전류가 증가하는 문제를 가진다. 이러한 부정합은 신호대 잡음비 (SNR : Signal-To-Noise Ratio)의 하락을 야기하여 비트 에러율 (BER : Bit Error Rate)을 증가시킴으로써 결과적으로 상기 무선 송수신장치의 성능을 저하시키는 원인으로 작용한다.
따라서 무선 송수신장치의 성능을 향상시키기 위해서는 전술한 DC 오프셋과 부정합을 추정하고, 상기 추정에 의한 보상 방안이 마련되어야 할 것이다.
도 1은 종래 무선 송수신장치에서 발생하는 부정합과 DC 오프셋을 자체적으로 추정하여 보상하는 대표적인 예를 보이고 있는 도면이다. 상기 도 1에서 보이고 있는 예는, 국제출원번호 "2004/023667(Direct conversion transceiver enabling digital calibration"와 james K. cavers의 논문 "New Methods for Adaptation of Quadrature Modulators and Demodulators in Amplifier Linearization Circuits"에서 개시하고 있다.
상기 도 1에서는 설명의 편의상 추정 경로에 대해 I 채널 경로와 Q 채널 경로로 구분하지 않았다. 하지만 추정 경로를 I 채널 경로와 Q 채널 경로로 구분한다고 하더라도 동일한 적용이 가능할 것이다.
상기 도 1을 통해 제안하고 있는 방안은 TX 단과 RX 단에서 발생하는 부정합과 DC 오프셋을 모두 보상한다. 이를 위해 TX 단에 대한 보상을 우선적으로 수행한 후 RX 단에 대한 보상을 수행한다. 즉 상기 RX 단에 대한 보상을 위해서는 상기 TX 단에 대한 보상이 선행되어야 한다. 상기 TX 단에 대한 보상은 I 채널과 Q 채널 간의 부정합 보상 (TX IQ Calibration)이다. 상기 RX 단에 대한 보상은 I 채널과 Q 채널 간의 부정합 보상뿐만 아니라 DC 오프셋 특성에 대한 보상을 포함한다.
상기 도 1을 이용한 추정 방안에서는 포락선 검출부 (discrete detector)를 사용한다. 상기 포락선 검출부는 TX 단의 구동 증폭기로부터 출력되는 포락선 신호 (envelope signal)를 기저 대역 (BB; Base Band) 신호로 변환하고, 상기 기저 대역 신호의 복합 포락선 (complex envelop) 파형에 대한 분리 푸리에 급수 (discrete fourier series)을 취한다. 상기 포락선 검출부는 상기 분리 푸리에 급수에 의해 TX 단에서의 이득 부정합 (gain imbalance), 위상 부정합 (phase imbalance) 및 I 채널/Q 채널 각각의 DC 오프셋 특성 (DC offset)을 추정한다.
하지만 전술한 추정 방안의 경우에는 포락선 검출부의 비 이상적인 요소 (non-ideality factor)를 확실히 알아야 한다. 상기 비 이상적인 요소로는 미분 이득 (differential gain)과 직류 값 (DC 값)이 존재한다. 상기 논문 및 선 출원된 특허에서는 상기 비 이상적인 요소를 추정하도록 하고 있다.
따라서 전술한 추정 방안에 의해 추정한 TX와 RX 이득 부정합 (gain imbalance), 위상 부정합 (phase imbalance) 및 I 채널/Q 채널 각각의 DC 오프셋은 정확하지 않을 수 있다. 또한 상기 도 1에서도 보이고 있듯이 포락선 검출부를 구성하기 위해서는 다이오드, 레지스터, 커패시터 및 스위치가 별도로 많이 필요하다.
따라서 본 발명은 앞에서 살펴본 점들을 고려한 DC 오프셋 특성 및 부정합 특성을 자체적으로 추정 및 보상하는 방법을 제공한다.
또한 본 발명은 송신 단과 수신 단을 연결한 단일 경로 상태에서 DC 오프셋 특성 및 부정합 특성을 추정하고 보상하는 방법을 제공한다.
또한 본 발명은 보상되지 않은 송신 단을 통해 테스트 신호를 인가함으로써 수신 단으로 수신되는 테스트 신호를 이용하여 수신 단의 DC 오프셋 특성을 추정하는 방법을 제공한다.
또한 본 발명은 보상되지 않은 송신 단을 통해 테스트 신호를 인가함으로써 수신 단으로 수신되는 테스트 신호를 이용하여 수신 단의 부정합 특성을 추정하는 방법을 제공한다.
또한 본 발명은 보상되지 않은 송신 단을 통해 테스트 신호를 인가함으로써 이미 보상된 수신 단으로 수신되는 테스트 신호를 이용하여 송신 단의 부정합 특성을 추정하는 방법을 제공한다.
상기한 바와 같은 목적을 달성하기 위한 방법은; 송수신장치에서의 자가 보상 방법에 있어서, 동위상 채널 테스트 신호와 직교위상 채널 테스트 신호를 송신단의 아날로그 기저대역에서 생성하는 과정과; 상기 아날로그 기저대역에서 생성된 동위상 채널 테스트 신호와 직교위상 채널 테스트 신호를 무선 주파수 대역 신호로 변환하여 테스트 경로를 통해 상기 수신단으로 인가하는 과정과; 상기 인가되는 무선 주파수 대역 신호를 하나의 쌍으로 인가되는 동위상 채널을 위한 제1반송파와 직교 위상 채널을 위한 제1반송파 각각에 의해 아날로그 기저대역 신호로 변환하여 제1동위상 채널 테스트 신호와 제1직교위상 채널 테스트 신호로 출력하는 과정과; 상기 인가되는 무선 주파수 대역 신호를 하나의 쌍으로 인가되는 동위상 채널을 위한 제2반송파와 직교 위상 채널을 위한 제2반송파 각각에 의해 아날로그 기저대역 신호로 변환하여 제2동위상 채널 테스트 신호와 제2직교위상 채널 테스트 신호로 출력하는 과정과; 상기 제1 및 제2동위상 채널 테스트 신호의 평균값을 이용하여 상기 수신단의 아날로그 기저대역에서의 동위상 채널 수신신호에 대한 직류 오프셋 특성을 보상하는 과정과; 상기 제1 및 제2직교위상 채널 테스트 신호의 평균값을 이용하여 상기 수신단의 아날로그 기저대역에서의 직교 위상 채널 수신신호에 대한 직교 오프셋 특성을 보상하는 과정을 포함하며, 상기 동위상 채널을 위한 제1반송파와 제2반송파 및 상기 직교위상 채널을 위한 제1반송파와 제2반송파는 각각 180도의 위상 차를 가짐을 특징으로 한다.
이하 본 발명의 실시 예를 첨부된 도면을 참조하여 설명하면 다음과 같다.
후술 될 상세한 설명에서는 상술한 기술적 과제를 이루기 위해 본 발명에 있어 한 개의 대표적인 실시 예를 제시할 것이다. 그리고 본 발명으로 제시될 수 있는 다른 실시 예들은 본 발명의 구성에서 설명으로 대체한다.
본 발명의 실시 예를 상세히 살펴보기에 앞서 후술 될 설명에서 사용될 용어들에 대해 정의하면 다음과 같다.
- ITX ; RX 단의 I 채널 경로에서 발생하는 DC 오프셋 특성과 I 채널 경로와 Q 채널 경로 간의 부정합 특성 및 TX 단의 I 채널 경로와 Q 채널 경로 간의 부정합 특성을 보상하기 위해 TX 단의 I 채널 경로로 인가되는 동위상 채널 테스트 신호
- QTX ; RX 단의 Q 채널 경로에서 발생하는 DC 오프셋 특성과 I 채널 경로와 Q 채널 경로 간의 부정합 특성 및 TX 단의 I 채널 경로와 Q 채널 경로 간의 부정합 특성을 보상하기 위해 TX 단의 Q 채널 경로로 인가되는 직교위상 채널 테스트 신호로써, ITX와는 90도의 위상차를 가짐
- VII ; I1TX와 Q1TX가 TX 단의 I 채널 경로와 Q 채널 경로 상의 믹서를 통해 RF TX 신호로 출력된 후 다시 RF RX 신호로 RX 단의 I 채널 경로 상의 믹서의 입력 신호로 인가되고, LOII에 의해 기저대역의 신호로 출력되는 제1동위상 채널 테스트 신호
- VIQ ; I1TX와 Q1TX가 TX 단의 I 채널 경로와 Q 채널 경로 상의 믹서를 통해 RF TX 신호로 출력된 후 다시 RF RX 신호로 RX 단의 I 채널 경로 상의 믹서의 입력 신호로 인가되고, LOIQ에 의해 기저대역의 신호로 출력되는 제2동위상 채널 테스트 신호
- VQQ ; I1TX와 Q1TX가 TX 단의 I 채널 경로와 Q 채널 경로 상의 믹서를 통해 RF TX 신호로 출력된 후 다시 RF RX 신호로 RX 단의 Q 채널 경로 상의 믹서의 입력 신호로 인가되고, LOQQ에 의해 기저대역의 신호로 출력되는 제1직교위상 채널 테스트 신호
- VQI ; I1TX와 Q1TX가 TX 단의 I 채널 경로와 Q 채널 경로 상의 믹서를 통해 RF TX 신호로 출력된 후 다시 RF RX 신호로 RX 단의 Q 채널 경로 상의 믹서의 입력 신호로 인가되고, LOQI에 의해 기저대역의 신호로 출력되는 제2직교위상 채널 테스트 신호
- LOII ; RX 단의 I 채널 경로에서 무선 주파수 대역의 신호를 기저대역의 신호로 변환하기 위해 사용되는 제1반송 주파수
- LOIQ ; RX 단의 I 채널 경로에서 무선 주파수 대역의 신호를 기저대역의 신호로 변환하기 위해 사용되는 제2반송 주파수로써, LOII와는 180도의 위상 차를 가짐
- LOQQ ; RX 단의 Q 채널 경로에서 무선 주파수 대역의 신호를 기저대역의 신호로 변환하기 위해 사용되는 제1반송 주파수
- LOQI ; RX 단의 Q 채널 경로에서 무선 주파수 대역의 신호를 기저대역의 신호로 변환하기 위해 사용되는 제2반송 주파수로써, LOQQ와는 180도의 위상 차를 가짐
- LOI ; TX 단의 I 채널 경로에서 기저 대역의 신호를 무선 주파수 대역의 신호를 변환하기 위해 사용되는 반송 주파수
- LOQ ; TX 단의 Q 채널 경로에서 기저 대역의 신호를 무선 주파수 대역의 신호를 변환하기 위해 사용되는 반송 주파수
이하 본 발명의 실시 예에서는 송신측에서 생성된 테스트 신호가 수신측으로 제공되는 이동 단말에서, 상기 테스트 신호에 의해 부정합 특성 및 DC 오프셋 특성을 추정하는 구성 및 이를 통한 추정 방법에 대해 구체적으로 살펴보도록 한다. 여기서 테스트 신호는 미리 약속된 일정한 형태를 가지는 신호이다. 예컨대 단순한 파형 (simple wave; 사인파, 코사인파 등)을 가지는 신호를 테스트 신호로 사용하다.
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 이동 단말의 구성을 보이고 있는 도면이다.
상기 도 2를 참조하면, TX 단에서 I 채널 경로와 Q 채널 경로 상에는 DAC (220-I, 220-Q), 저역통과필터 (LPF)(230-I, 230-Q) 및 믹서 (240-I, 240-Q)가 존재한다. 그리고 RX 단에서 I 채널 경로와 Q 채널 경로 상에는 믹서 (260-I, 260-Q), 저역통과필터 (LPF)(270-I, 270-Q) 및 ADC (280-I, 280-Q)가 존재한다.
디지털신호처리부 (DSP; Digital Signal Processor)(210)는 미리 정의된 테스트 신호를 생성하여 TX 단으로 인가하고, RX 단을 통해 수신되는 테스트 신호에 의해 Rx 단의 DC 오프셋 특성 및 부정합 특성을 추정한다. 그리고 상기 추정한 DC 오프셋 특성 및 부정합 특성에 의해 RX 단에서의 DC 오프셋과 부정합을 보상한다. 또한 이미 보상된 RX 단을 이용하여 TX 단의 부정합 특성을 추정하고, 상기 추정한 부정합 특성에 의해 TX 단에서의 부정합을 보상한다.
먼저 상기 DSP (210)는 RX 단의 I 채널 경로와 Q 채널 경로에 대한 DC 오프셋 특성을 추정하기 위해 DAC (220-I)와 DAC (220-Q)로 테스트 신호를 인가한다. 즉 상기 DAC (220-I)에 ITX를 인가하고, 상기 DAC (220-Q)에는 QTX를 인가한다. 이때 상기 ITX와 상기 QTX는 동일한 시점에서 인가된다.
상기 ITX와 상기 QTX의 일 예는 하기 <수학식 1>과 같이 정의할 수 있다.
Figure 112005059457470-pat00001
상기 DAC (220-I)은 인가되는 ITX를 아날로그 신호로 변환하여 상기 LPF (230-I)로 입력한다. 상기 DAC (220-Q)는 인가되는 QTX를 아날로그 신호로 변환하여 상기 LPF (230-Q)로 입력한다.
상기 아날로그 신호로 변환된 ITX는 상기 LPF (230-I)에 의해 필터링이 이루어진 후 상기 믹서 (240-I)에 의해 무선 주파수 대역으로 변환된다. 상기 아날로그 신호로 변환된 QTX는 상기 LPF (230-Q)에 의해 필터링이 이루어진 후 상기 믹서 (240-Q)에 의해 무선 주파수 대역으로 변환된다. 상기 믹서 (240-I)에서의 반송파는 LOI이며, 상기 믹서 (240-Q)에서의 반송파는 LOQ이다. 상기 LOI와 상기 LOQ는 하기 <수학식 2>로 정의될 수 있다.
Figure 112005059457470-pat00002
여기서
Figure 112005059457470-pat00003
은 TX 단의 I 채널 경로와 Q 채널 경로 간의 이득 부정합 특성이며,
Figure 112005059457470-pat00004
은 TX 단의 I 채널 경로와 Q 채널 경로 간의 위상 부정합 특성이다.
상기 믹서 (240-I)와 상기 믹서 (240-Q)에 의해 무선 주파수 대역으로 변환된 RF TX 신호는
Figure 112007009161660-pat00005
성분을 포함한다. 상기
Figure 112007009161660-pat00006
성분을 포함하는 RF TX 신호는 제1스위치 (SW #1)(215)와 제2스위치 (SW #2)(216)에 의해 형성된 테스트 경로를 통해 RX 단으로 전달된다.
상기 테스트 경로 상에 존재하는 공진회로 (250)는 상기 RF TX 신호에 포함된
Figure 112007009161660-pat00007
성분 중
Figure 112007009161660-pat00008
성분을 제거한다. 따라서 상기 제2스위치 (SW #2)(216)를 통해 RX 단으로 전달되는 RF TX 신호에는
Figure 112007009161660-pat00009
성분만이 존재한다.
상기 제2스위치 (SW #2)(216)를 통해 RX 단으로 인가되는 RF RX 신호는 I 채널 경로 상에 존재하는 믹서 (260-I)에 의해 기저 대역 신호로 변환된다. 이를 위해 상기 믹서 (260-I)는 180도의 위상 차를 가지는 두 개의 부반송파 LOII, LOIQ를 사용한다. 이는 하나의 RF RX 신호로부터 서로 다른 두 개의 출력 신호(제1 및 제2동위상 채널 테스트 신호, VII 및 VIQ)를 얻기 위함이다. 상기 두 개의 부반송파 LOII, LOIQ는 하기 <수학식 3>과 같이 정의된다.
Figure 112005059457470-pat00010
또한 상기 제2스위치 (SW #2)(216)를 통해 RX 단으로 인가되는 RF RX 신호는 Q 채널 경로 상에 존재하는 믹서 (260-Q)에 의해 기저 대역 신호로 변환된다. 이를 위해 상기 믹서 (260-Q)는 180도의 위상 차를 가지는 두 개의 부반송파 LOQQ, LOQI를 사용한다. 이는 하나의 RF RX 신호로부터 서로 다른 두 개의 출력 신호(제1 및 제2직교위상 채널 테스트 신호, VQQ 및 VQI)를 얻기 위함이다. 상기 두 개의 부반송파 LOQQ, LOQI는 하기 <수학식 4>와 같이 정의된다.
Figure 112005059457470-pat00011
여기서
Figure 112005059457470-pat00012
은 RX 단의 I 채널 경로와 Q 채널 경로 간의 이득 부정합 특성이며,
Figure 112005059457470-pat00013
은 RX 단의 I 채널 경로와 Q 채널 경로 간의 위상 부정합 특성이다.
이를 보다 구체적으로 설명하면, RF RX 신호는 믹서 (260-I)와 믹서 (260-Q) 각각으로 제공된다. 상기 믹서 (260-I)는 상기 RF RX 신호를 LOII에 의해 기저대역 신호로 출력하고, 상기 믹서 (260-Q)는 상기 RF RX 신호를 LOQQ에 의해 기저대역 신호로 출력한다.
상기 믹서 (260-I)로부터 출력되는 기저대역 신호는 I 채널 경로 상의 LPF (270-I)에 의해 필터링된 후 ADC (280-I)로 전달되어 디지털 신호로 변환된다. 상기 ADC (280-I)에 의해 변환된 디지털 신호는 VII이다. 그리고 상기 믹서 (260-Q)로부터 출력되는 기저대역 신호는 Q 채널 경로 상의 LPF (270-Q)에 의해 필터링된 후 ADC (280-Q)로 전달되어 디지털 신호로 변환된다. 상기 ADC (280-Q)에 의해 변환된 디지털 신호는 VQQ이다.
그 후 상기 믹서 (260-I)는 상기 RF RX 신호를 LOIQ에 의해 기저대역 신호로 출력하고, 상기 믹서 (260-Q)는 상기 RF RX 신호를 LOQI에 의해 기저대역 신호로 출력한다.
상기 믹서 (260-I)로부터 출력되는 기저대역 신호는 I 채널 경로 상의 LPF (270-I)에 의해 필터링된 후 ADC (280-I)로 전달되어 디지털 신호로 변환된다. 상기 ADC (280-I)에 의해 변환된 디지털 신호는 VIQ이다. 그리고 상기 믹서 (260-Q)로부터 출력되는 기저대역 신호는 Q 채널 경로 상의 LPF (270-Q)에 의해 필터링된 후 ADC (280-Q)로 전달되어 디지털 신호로 변환된다. 상기 ADC (280-Q)에 의해 변환된 디지털 신호는 VQI이다.
상기 VII와 VIQ 및 상기 VQQ와 VQI은 상기 DSP(210)로 제공된다. 상기 DSP(210)는 상기 VII와 VIQ에 의해 RX 단의 I 채널 경로의 DC 오프셋 특성(
Figure 112005059457470-pat00014
)을 추정하고, 상기 VQQ와 상기 VQI에 의해 RX 단의 Q 채널 경로의 DC 오프셋 특성(
Figure 112005059457470-pat00015
)을 추정한다. 상기
Figure 112005059457470-pat00016
와 상기
Figure 112005059457470-pat00017
는 하기 <수학식 5>에 의해 추정할 수 있다.
Figure 112005059457470-pat00018
상기 <수학식 5>에서도 알 수 있듯이 상기
Figure 112005059457470-pat00019
는 RX 단의 I 채널 경로를 통해 연속하여 수신되는 테스트 신호들 (VII, VIQ)의 평균값으로 추정할 수 있으며, 상기
Figure 112005059457470-pat00020
는 RX 단의 Q 채널 경로를 통해 연속하여 수신되는 테스트 신호들 (VQQ, VQI)의 평균값으로 추정할 수 있다.
상기 DSP(210)는 상기
Figure 112005059457470-pat00021
를 보상하기 위한 보상 값과 상기
Figure 112005059457470-pat00022
를 보상하기 위한 보상 값을 결정한다.
상기
Figure 112005059457470-pat00023
를 보상하기 위한 보상 값은 DAC(290-I)로 전달되어 아날로그 신호로 변환되며, 상기
Figure 112005059457470-pat00024
를 보상하기 위한 보상 값은 DAC(290-Q)로 전달되어 아날로그 신호로 변환된다.
상기 RX 단의 I 채널 경로 상에 존재하는 아날로그 기저 대역에서 수신신호에 대한 DC 오프셋 특성은 상기 아날로그 신호로 변환된
Figure 112005059457470-pat00025
를 보상하기 위한 보상 값에 의해 상쇄된다. 상기 RX 단의 I 채널 경로 상에 존재하는 아날로그 기저 대역은 믹서(260-I)의 출력에서 LPF(270-I)의 입력까지의 구간이다.
상기 RX 단의 Q 채널 경로 상에 존재하는 아날로그 기저 대역에서 수신신호 에 대한 DC 오프셋 특성은 상기 아날로그 신호로 변환된
Figure 112005059457470-pat00026
를 보상하기 위한 보상 값에 의해 상쇄된다. 상기 RX 단의 Q 채널 경로 상에 존재하는 아날로그 기저 대역은 믹서(260-Q)의 출력에서 LPF(270-Q)의 입력까지의 구간이다.
다음으로 RX 단의 I 채널 경로와 Q 채널 경로 간의 부정합 특성을 추정하기 위해 믹서 (260-I)와 믹서 (260-Q)로 인가되는 반송파들이 변경된다. 상기 믹서 (260-I)로 인가되는 두 개의 반송파들 LOII, LOIQ는 90도의 위상 차를 가지는 신호로써, 그 일 예는 하기 <수학식 6>과 같다. 그리고 상기 믹서 (260-Q)로 인가되는 두 개의 반송파들 LOQQ, LOQI는 90도의 위상 차를 가지는 신호로써, 그 일 예는 하기 <수학식 7>과 같다.
Figure 112005059457470-pat00027
Figure 112005059457470-pat00028
여기서
Figure 112005059457470-pat00029
은 RX 단의 I 채널 경로와 Q 채널 경로 간의 이득 부정합 특성이며,
Figure 112005059457470-pat00030
은 RX 단의 I 채널 경로와 Q 채널 경로 간의 위상 부정합 특성이다.
RF RX 신호는 상기 믹서 (260-I)와 상기 믹서 (260-Q) 각각으로 제공된다. 상기 믹서 (260-I)는 상기 RF RX 신호를 LOII에 의해 기저대역 신호로 출력하고, 상기 믹서 (260-Q)는 상기 RF RX 신호를 LOQQ에 의해 기저대역 신호로 출력한다.
상기 믹서 (260-I)로부터 출력되는 기저대역 신호는 I 채널 경로 상의 LPF (270-I)에 의해 필터링된 후 ADC (280-I)로 전달되어 디지털 신호로 변환된다. 상기 ADC (280-I)에 의해 변환된 디지털 신호는 VII이다. 그리고 상기 믹서 (260-Q)로부터 출력되는 기저대역 신호는 Q 채널 경로 상의 LPF (270-Q)에 의해 필터링된 후 ADC (280-Q)로 전달되어 디지털 신호로 변환된다. 상기 ADC (280-Q)에 의해 변환된 디지털 신호는 VQQ이다.
그 후 상기 믹서 (260-I)는 상기 RF RX 신호를 LOIQ에 의해 기저대역 신호로 출력하고, 상기 믹서 (260-Q)는 상기 RF RX 신호를 LOQI에 의해 기저대역 신호로 출력한다.
상기 믹서 (260-I)로부터 출력되는 기저대역 신호는 I 채널 경로 상의 LPF (270-I)에 의해 필터링된 후 ADC (280-I)로 전달되어 디지털 신호로 변환된다. 상기 ADC (280-I)에 의해 변환된 디지털 신호는 VIQ이다. 그리고 상기 믹서 (260-Q)로부터 출력되는 기저대역 신호는 Q 채널 경로 상의 LPF (270-Q)에 의해 필터링된 후 ADC (280-Q)로 전달되어 디지털 신호로 변환된다. 상기 ADC (280-Q)에 의해 변환된 디지털 신호는 VQI이다.
상기 VII와 VIQ 및 상기 VQQ와 VQI은 상기 DSP(210)로 제공된다. 상기 DSP(210)는 상기 VII와 상기 VIQ 및 상기 VQQ와 상기 VQI에 의해 RX 단의 I 채널 경로와 Q 채널 경로 간의 부정합 특성(
Figure 112005059457470-pat00031
,
Figure 112005059457470-pat00032
)을 추정한다. 상기
Figure 112005059457470-pat00033
,
Figure 112005059457470-pat00034
는 하기 <수학식 8>에 의해 추정할 수 있다.
Figure 112005059457470-pat00035
여기서
Figure 112005059457470-pat00036
은 RX 단의 I 채널 경로와 Q 채널 경로 간의 이득 부정합 특성이며,
Figure 112005059457470-pat00037
은 RX 단의 I 채널 경로와 Q 채널 경로 간의 위상 부정합 특성이다.
상기 DSP(210)는 앞서 추정한
Figure 112005059457470-pat00038
,
Figure 112005059457470-pat00039
를 이용하여 RX 단의 부정합 특성을 보상하기 위한 보상 값(K, L)을 계산한다. 상기 K와 상기 L은 하기 <수학식 9>에 의해 계산할 수 있다.
Figure 112005059457470-pat00040
상기 DSP(210) 내의 제1보상부(212)는 상기 계산된 K, L에 의해 I 채널 수신 신호와 Q 채널 수신신호 간의 부정합 특성을 보상한다. 상기 부정합 특성의 보상은 I 채널 수신신호와 Q 채널 수신신호가 원하는 위상 차(90도)를 갖도록 하는 것이다. 따라서 상기 부정합 특성의 보상은 I 채널 수신신호 또는 Q 채널 수신신호 중 하나의 수신신호에 대해서만 이루어지면 된다. 상기 도 2에서는 Q 채널 수신신호에 대해 보상을 수행하는 것을 가정한다.
상기 제1보상부(212)는 보상 값 L와 곱하여진 Q 채널 수신신호와 보상 값 K와 곱하여진 I 채널 수신신호를 가산하여 부정합 특성이 보상된 Q 채널 수신신호로 출력한다. 상기 제1보상부(212)에 의해 이루어지는 부정합 특성의 보상은 하기 <수학식 10>으로 정리될 수 있다.
Figure 112005059457470-pat00041
여기서
Figure 112005059457470-pat00042
는 부정합 특성이 보상된 Q 채널 수신신호이고,
Figure 112005059457470-pat00043
는 I 채널 수신신호이며,
Figure 112005059457470-pat00044
는 Q 채널 수신신호이다.
마지막으로 상기 DSP(210)는 TX 단의 I 채널 경로와 Q 채널 경로 간의 부정합 특성을 추정하기 위해 TX 단의 I 채널 경로와 Q 채널 경로로 테스트 신호를 인가한다. 상기 테스트 신호 ITX와 QTX는 하기 <수학식 11>과 같이 정의할 수 있다.
Figure 112005059457470-pat00045
상기 DSP(210)는 상기 ITX와 QTX을 TX 단으로 인가한 후 RX 단의 I 채널 경로와 Q 채널 경로를 통해 IRX와 QRX를 수신한다. 상기 ITX와 상기 QTX을 TX 단으로 인가함으로써 RX 단으로 상기 VII와 상기 VQQ를 수신하기 위한 절차는 앞에서 살펴본 절차와 동일하므로 구체적인 설명은 생략한다.
상기 DSP(210)는 상기 IRX와 상기 QRX에 의해 TX 단의 I 채널 경로와 Q 채널 경로 간의 부정합 특성(
Figure 112005059457470-pat00046
,
Figure 112005059457470-pat00047
)을 추정한다. 상기
Figure 112005059457470-pat00048
,
Figure 112005059457470-pat00049
는 하기 <수학식 12>에 의해 추정할 수 있다.
Figure 112005059457470-pat00050
여기서
Figure 112005059457470-pat00051
은 TX 단의 I 채널 경로와 Q 채널 경로 간의 이득 부정합 특성이며,
Figure 112005059457470-pat00052
은 TX 단의 I 채널 경로와 Q 채널 경로 간의 위상 부정합 특성이다.
상기 DSP(210)는 앞서 추정한
Figure 112005059457470-pat00053
,
Figure 112005059457470-pat00054
를 이용하여 RX 단의 부정합 특성을 보상하기 위한 보상 값 (M, N)을 계산한다. 상기 M과 상기 N은 하기 <수학식 13>에 의해 계산할 수 있다.
Figure 112005059457470-pat00055
상기 DSP(210) 내의 제2보상부(214)는 상기 계산된 M, N에 의해 I 채널 송신신호와 Q 채널 송신신호 간의 부정합 특성을 보상하기 위한 보상 값을 출력한다. 상기 부정합 특성의 보상은 I 채널 송신신호와 Q 채널 송신신호가 원하는 위상 차(90도)를 갖도록 하는 것이다. 그리하여 TX RF 출력이 원하는 신호 외에 이미지 신호를 가지지 않도록 한다.
상기 제2보상부(214)는 보상 값 M와 곱하여진 Q 채널 송신신호와 I 채널 송신신호를 가산하여 부정합 특성을 보상할 수 있도록 미리 왜곡된 I 채널 송신신호를 출력한다. 그리고 상기 제2보상부(214)는 보상 값 N과 상기 Q 채널 송신신호를 곱하여 부정합 특성을 보상할 수 있도록 미리 왜곡된 Q 채널 송신신호를 출력한다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 자체 보상을 위해 DSP에서 수행하는 처리 흐름을 보이고 있는 도면이다. 상기 도 3에서 310단계와 320단계는 RX 단의 DC 오프셋 특성을 보상하는 과정이며, 322단계와 330단계는 RX 단의 부정합 특성을 보상하는 과정이다. 그리고 332단계와 334단계는 TX 단의 부정합 특성을 보상하는 과정이다.
상기 도 3을 참조하면, DSP(210)는 310단계에서 기저대역의 테스트 신호 (ITX, QTX)를 TX 단으로 인가한다. 이때 상기 테스트 신호 ITX는 I 채널 경로로 인가 하고, 상기 테스트 신호 QTX는 Q 채널 경로 별로 인가한다.
상기 DSP (210)는 312단계에서 RX 단의 I 채널 경로 상에 존재하는 믹서 (260-I)로 LOII를 인가하고, RX 단의 Q 채널 경로 상에 존재하는 믹서 (260-Q)로는 LOQQ를 인가한다. 여기서 LOII, LOQQ는 DC offset 특성을 보상하기 위해 정의된 반송파들로써, 그 일 예를 상기 <수학식 3>에서 보이고 있다.
이로 인해 상기 믹서 (260-I)로 인가되는 RF RX 신호는 LOII에 의해 기저대역의 신호로 출력된다. 상기 기저대역의 신호는 상기 I 채널 경로 상에 존재하는 LPF (270-I)와 ADC (280-I)를 거쳐 상기 DSP (210)로 인가된다. 그리고 상기 믹서 (260-Q)로 인가되는 RF RX 신호는 LOQQ에 의해 기저대역의 신호로 출력된다. 상기 기저대역의 신호는 상기 Q 채널 경로 상에 존재하는 LPF (270-Q)와 ADC (280-Q)를 거쳐 상기 DSP (210)로 인가된다.
상기 DSP(210)는 314단계에서 상기 I 채널 경로를 통해 인가되는 VII와 상기 Q 채널 경로를 통해 인가되는 VQQ를 수신한다.
그 후 상기 DSP (210)는 316단계에서 RX 단의 I 채널 경로 상에 존재하는 믹서 (260-I)로 LOIQ를 인가하고, RX 단의 Q 채널 경로 상에 존재하는 믹서 (260-Q)로 LOQI를 인가한다. 여기서 LOIQ, LOQI는 DC offset 특성을 보상하기 위해 정의된 반송파들로써, 그 일 예를 상기 <수학식 4>에서 보이고 있다.
이로 인해 상기 믹서 (260-I)로 인가되는 RF RX 신호는 LOIQ에 의해 기저대역의 신호로 출력된다. 상기 기저대역의 신호는 상기 I 채널 경로 상에 존재하는 LPF (270-I)와 ADC (280-I)를 거쳐 상기 DSP (210)로 인가된다. 그리고 상기 믹서 (260-Q)로 인가되는 RF RX 신호는 LOQI에 의해 기저대역의 신호로 출력된다. 상기 기저대역의 신호는 상기 Q 채널 경로 상에 존재하는 LPF (270-Q)와 ADC (280-Q)를 거쳐 상기 DSP (210)로 인가된다.
상기 DSP (210)는 318단계에서 상기 I 채널 경로를 통해 인가되는 VIQ와 상기 Q 채널 경로를 통해 인가되는 VQI를 수신한다. 상기 수신한 테스트 신호 VII, VIQ, VQQ, VQI는 TX 단으로 인가된 테스트 신호 ITX, QTX와 반송파 LOII, LOIQ, LOQQ, LOQI에 의한 것이다. 상기 LOIQ와 상기 LOII 및 상기 LOQI와 상기 LOQQ는 상기 <수학식 3>과 상기 <수학식 4>를 통해 알 수 있듯이, 각각 180도의 위상 차를 가진다.
상기 DSP (210)는 320단계에서 상기 수신한 테스트 신호 VII, VIQ, VQQ, VQI를 이용하여 상기 RX 단의 I 채널 경로와 Q 채널 경로 각각에 대한 DC 오프셋 특성을 상쇄하기 위한 DC 오프셋 보상 값을 결정한다. 상기 DC 오프셋 보상 값은 상기 <수학식 5>에 의해 추정된 DC 오프셋 특성에 의해 결정할 수 있다. 상기 DSP (210)는 상기 320단계에서 상기 결정한 DC 오프셋 보상 값을 아날로그 신호로 변환하여 상기 RX 단으로 제공함으로써, I 채널 수신신호와 Q 채널 수신신호에 대한 DC 오프셋 특성을 보상한다.
상기 DSP (210)는 322단계에서 RX 단의 I 채널 경로 상에 존재하는 믹서 (260-I)로 LOII를 인가하고, RX 단의 Q 채널 경로 상에 존재하는 믹서 (260-Q)로는 LOQQ를 인가한다. 여기서 LOII, LOQQ는 RX 부정합 특성을 보상하기 위해 정의된 반송파들로써, 그 일 예를 상기 <수학식 6>에서 보이고 있다.
이로 인해 상기 믹서 (260-I)로 인가되는 RF RX 신호는 LOII에 의해 기저대역의 신호로 출력된다. 상기 기저대역의 신호는 상기 I 채널 경로 상에 존재하는 LPF (270-I)와 ADC (280-I)를 거쳐 상기 DSP (210)로 인가된다. 그리고 상기 믹서 (260-Q)로 인가되는 RF RX 신호는 LOQQ에 의해 기저대역의 신호로 출력된다. 상기 기저대역의 신호는 상기 Q 채널 경로 상에 존재하는 LPF (270-Q)와 ADC (280-Q)를 거쳐 상기 DSP (210)로 인가된다.
상기 DSP(210)는 324단계에서 상기 I 채널 경로를 통해 인가되는 VII와 상기 Q 채널 경로를 통해 인가되는 VQQ를 수신한다.
그 후 상기 DSP (210)는 326단계에서 RX 단의 I 채널 경로 상에 존재하는 믹서 (260-I)로 LOIQ를 인가하고, RX 단의 Q 채널 경로 상에 존재하는 믹서 (260-Q)로 LOQI를 인가한다. 여기서 LOIQ, LOQI는 RX 부정합 특성을 보상하기 위해 정의된 반송파들로써, 그 일 예를 상기 <수학식 7>에서 보이고 있다.
이로 인해 상기 믹서 (260-I)로 인가되는 RF RX 신호는 LOIQ에 의해 기저대 역의 신호로 출력된다. 상기 기저대역의 신호는 상기 I 채널 경로 상에 존재하는 LPF (270-I)와 ADC (280-I)를 거쳐 상기 DSP (210)로 인가된다. 그리고 상기 믹서 (260-Q)로 인가되는 RF RX 신호는 LOQI에 의해 기저대역의 신호로 출력된다. 상기 기저대역의 신호는 상기 Q 채널 경로 상에 존재하는 LPF (270-Q)와 ADC (280-Q)를 거쳐 상기 DSP (210)로 인가된다.
상기 DSP (210)는 328단계에서 상기 I 채널 경로를 통해 인가되는 VIQ와 상기 Q 채널 경로를 통해 인가되는 VQI를 수신한다. 상기 수신한 테스트 신호 VII, VIQ, VQQ, VQI는 TX 단으로 인가된 테스트 신호 ITX, QTX와 반송파 LOII, LOIQ, LOQQ, LOQI에 의한 것이다. 상기 LOIQ와 상기 LOII 및 상기 LOQI와 상기 LOQQ는 상기 <수학식 6>과 상기 <수학식 7>을 통해 알 수 있듯이, 각각 90도의 위상 차를 가진다.
상기 DSP (210)는 330단계에서 상기 수신한 테스트 신호 VII, VIQ, VQQ, VQI를 이용하여 이득 부정합 특성(
Figure 112007009161660-pat00056
)과 위상 부정합 특성(
Figure 112007009161660-pat00057
)을 추정한다. 상기 이득 부정합 특성(
Figure 112007009161660-pat00058
)과 상기 위상 부정합 특성(
Figure 112007009161660-pat00059
)은 상기 <수학식 8>에 의해 추정할 수 있다.
그리고 상기 DSP (210)는 상기 이득 부정합 특성(
Figure 112005059457470-pat00060
)과 상기 위상 부정합 특성(
Figure 112005059457470-pat00061
)을 이용하여 상기 RX 단의 I 채널 경로와 Q 채널 경로 간의 부정합 특성을 보상하기 위한 보상 값(K, L)을 계산한다. 상기 보상 값(K, L)의 계산은 상기 < 수학식 9>에 의해 가능하다.
상기 DSP (210)는 상기 보상 값(K, L)에 의해 RX 단에서 I 채널 수신신호와 Q 채널 수신신호 간의 부정합 특성을 보상한다. 상기 부정합 특성은 K가 곱하여진 I 채널 수신신호와 L이 곱하여진 Q 채널 수신신호를 가산하여 Q 채널 수신신호로 출력함으로써 보상할 수 있다.
상기 DSP(210)는 332단계에서 TX 단의 부정합 특성을 보상하기 위한 테스트 신호 ITX, QTX를 TX 단으로 인가한다. 이때 상기 테스트 신호 ITX는 TX 단의 I 채널 경로로 인가하고, 상기 테스트 신호 QTX는 TX 단의 Q 채널 경로 별로 인가한다. 상기 ITX는 0, QTX는 1이라 가정한다.
그리고 상기 DSP (210)는 RX 단의 I 채널 경로 상에 존재하는 믹서 (260-I)로 LOII를 인가하고, RX 단의 Q 채널 경로 상에 존재하는 믹서 (260-Q)로는 LOQQ를 인가한다. 여기서 LOII, LOQQ는 TX 부정합 특성을 보상하기 위해 정의된 반송파들이다.
이로 인해 상기 믹서 (260-I)로 인가되는 RF RX 신호는 LOII에 의해 기저대역의 신호로 출력된다. 상기 기저대역의 신호는 상기 I 채널 경로 상에 존재하는 LPF (270-I)와 ADC (280-I)를 거쳐 상기 DSP (210)로 인가된다. 그리고 상기 믹서 (260-Q)로 인가되는 RF RX 신호는 LOQQ에 의해 기저대역의 신호로 출력된다. 상기 기저대역의 신호는 상기 Q 채널 경로 상에 존재하는 LPF (270-Q)와 ADC (280-Q)를 거쳐 상기 DSP (210)로 인가된다.
상기 DSP (210)는 상기 I 채널 경로를 통해 인가되는 VII와 상기 Q 채널 경로를 통해 인가되는 VQQ를 수신한다. 그리고 상기 DSP (210)는 334단계에서 상기 수신한 테스트 신호 VII, VQQ를 이용하여 TX 단의 이득 부정합 특성(
Figure 112005059457470-pat00062
)과 위상 부정합 특성(
Figure 112005059457470-pat00063
)을 추정한다. 상기 이득 부정합 특성(
Figure 112005059457470-pat00064
)과 상기 위상 부정합 특성(
Figure 112005059457470-pat00065
)은 상기 <수학식 12>에 의해 추정할 수 있다.
상기 DSP(210)는 상기 이득 부정합 특성(
Figure 112005059457470-pat00066
)과 상기 위상 부정합 특성(
Figure 112005059457470-pat00067
)을 이용하여 상기 TX 단의 I 채널 경로와 Q 채널 경로 간의 부정합 특성을 보상하기 위한 보상 값(M, N)을 계산한다. 상기 보상 값(M, N)의 계산은 상기 <수학식 13>에 의해 가능하다.
상기 DSP(210)는 상기 보상 값(M, N)에 의해 TX 단에서 I 채널 송신신호와 Q 채널 송신신호 간의 부정합 특성을 보상하기 위한 미리 왜곡된 신호를 보낼 수 있다. 상기 부정합 특성은 M이 곱하여진 Q 채널 송신신호와 I 채널 송신신호를 가산하여 I 채널 송신신호로 출력하고, N이 곱하여진 Q 채널 송신신호를 Q 채널 송신신호로 출력함으로써 부정합 특성을 보상하기 위한 미리 왜곡된 신호를 보낸다.
도 4는 TX 단으로 전송된 테스트 신호(TX 신호)와 RX 단으로 수신된 테스트 신호(RX 신호)를 대비하여 보이고 있는 도면이다. 이는 RX 단에서의 DC 오프셋 특성과 부정합 특성이 이미 보상된 상황을 가정한다.
상기 도 4에서 볼 수 있듯이 TX 신호와 RX 신호가 일치하지 않는 것은 TX 단의 부정합 특성으로 인해 발생하는
Figure 112005059457470-pat00068
와
Figure 112005059457470-pat00069
로 인한 것이다. 따라서 전술한 본 발명의 실시 예에서는 상기
Figure 112005059457470-pat00070
와 상기
Figure 112005059457470-pat00071
를 추정하고, 이를 보상하는 방안을 제시하였다. 이와 같이 TX 단의 부정합 특성을 보상한 후에는 TX 신호와 RX 신호는 일치할 것이다.
전술한 바와 같이 본 발명은 이동 단말을 구성하는 송신기와 수신기를 이용하여 DC 오프셋과 I 채널과 Q 채널간의 부정합을 부가적인 회로의 추가나 추가 전력 소모 없이 쉽게 보상할 수 있다. 이는 이동 단말의 생산 단가를 최소화할 수 있을 뿐만 아니라 환경의 변화에 따른 적응 능력이 뛰어난 선형성과 부정합의 디지털 자가 보상을 제공하는 장점을 가진다.
또한 외부 요인으로 DC 오프셋 특성과 부정합 특성이 변화되더라도 이동 단말이 주기적으로 이를 반영함으로써, 최적의 성능을 유지할 수 있을 뿐만 아니라 보상에 소요되는 시간을 줄일 수 있다.

Claims (6)

  1. 송수신장치에서의 자가 보상 방법에 있어서,
    동위상 채널 테스트 신호와 직교위상 채널 테스트 신호를 송신단의 아날로그 기저대역에서 생성하는 과정과;
    상기 아날로그 기저대역에서 생성된 동위상 채널 테스트 신호와 직교위상 채널 테스트 신호를 무선 주파수 대역 신호로 변환하여 테스트 경로를 통해 수신단으로 인가하는 과정과;
    상기 인가되는 무선 주파수 대역 신호를 하나의 쌍으로 인가되는 동위상 채널을 위한 제1반송파와 직교 위상 채널을 위한 제1반송파 각각에 의해 아날로그 기저대역 신호로 변환하여 제1동위상 채널 테스트 신호와 제1직교위상 채널 테스트 신호로 출력하는 과정과;
    상기 인가되는 무선 주파수 대역 신호를 하나의 쌍으로 인가되는 동위상 채널을 위한 제2반송파와 직교 위상 채널을 위한 제2반송파 각각에 의해 아날로그 기저대역 신호로 변환하여 제2동위상 채널 테스트 신호와 제2직교위상 채널 테스트 신호로 출력하는 과정과;
    상기 제1 및 제2동위상 채널 테스트 신호의 평균값을 이용하여 상기 수신단의 아날로그 기저대역에서의 동위상 채널 수신신호에 대한 직류 오프셋 특성을 보상하는 과정과;
    상기 제1 및 제2직교위상 채널 테스트 신호의 평균값을 이용하여 상기 수신단의 아날로그 기저대역에서의 직교 위상 채널 수신신호에 대한 직교 오프셋 특성을 보상하는 과정을 포함하며,
    상기 동위상 채널을 위한 제1반송파와 제2반송파 및 상기 직교위상 채널을 위한 제1반송파와 제2반송파는 각각 180도의 위상 차를 가짐을 특징으로 하는 자가 보상 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 동위상 채널을 위한 제1반송파 (LOII)와 제2반송파 (LOIQ)는 수학식
    Figure 112007009161660-pat00095
    와 같이 정의되며, 상기 직교위상 채널을 위한 제1반송파 (LOQQ)와 제2반송파 (LOQI)는 수학식
    Figure 112007009161660-pat00096
    와 같이 정의됨을 특징으로 하는 자가 보상 방법.
    여기서
    Figure 112007009161660-pat00074
    은 수신단의 동위상 채널 경로와 직교위상 채널 경로 간의 이득 부정합 특성이며,
    Figure 112007009161660-pat00075
    은 수신단의 동위상 채널 경로와 직교위상 채널 경로 간의 위상 부정합 특성임.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 인가되는 무선 주파수 대역 신호를 하나의 쌍으로 인가되는 동위상 채널을 위한 제3반송파와 직교 위상 채널을 위한 제3반송파 각각에 의해 아날로그 기저대역 신호로 변환하여 제3동위상 채널 테스트 신호(VII)와 제3직교위상 채널 테스트 신호(VQQ)로 출력하는 과정과;
    상기 인가되는 무선 주파수 대역 신호를 하나의 쌍으로 인가되는 동위상 채널을 위한 제4반송파와 직교 위상 채널을 위한 제4반송파 각각에 의해 아날로그 기저대역 신호로 변환하여 제4동위상 채널 테스트 신호(VIQ)와 제4직교위상 채널 테스트 신호(VQI)로 출력하는 과정과;
    상기 아날로그 기저대역으로 변환된 제3 및 제4동위상 채널 테스트 신호들 (VII, VIQ)과 상기 아날로그 기저대역으로 변환된 제3 및 제4직교위상 채널 테스트 신호들 (VQQ, VQI)을 수학식
    Figure 112008020352598-pat00097
    에 대입하여 상기 수신단의 이득 부정합 값 (
    Figure 112008020352598-pat00076
    )을 계산하는 과정과;
    상기 아날로그 기저대역으로 변환된 제3 및 제4동위상 채널 테스트 신호들 (VII, VIQ)과 상기 아날로그 기저대역으로 변환된 제3 및 제4직교위상 채널 테스트 신호들 (VQQ, VQI)을 수학식
    Figure 112008020352598-pat00098
    에 대입하여 상기 수신단의 위상 부정합 값 (
    Figure 112008020352598-pat00077
    )을 계산하는 과정과;
    상기 이득 부정합 값 (
    Figure 112008020352598-pat00078
    )과 상기 위상 부정합 값 (
    Figure 112008020352598-pat00079
    )을 수학식
    Figure 112008020352598-pat00099
    에 대입하여 보상 값들 (K, L)을 계산하는 과정과;
    상기 보상 값 (K, L)을 이용하여 상기 수신단의 디지털 기저대역에서 동 위상 채널신호와 직교 위상 채널신호 간의 부정합 특성을 보상하는 과정을 더 포함하며,
    상기 동위상 채널을 위한 제3반송파 (VII)와 제4반송파 (VIQ) 및 상기 직교위상 채널을 위한 제3반송파 (VQQ)와 제4반송파 (VQI)는 각각 90도의 위상 차를 가짐을 특징으로 하는 자가 보상 방법.
  4. 제3항에 있어서, 상기 동위상 채널을 위한 제1반송파 (LOII)와 제2반송파 (LOIQ)는 수학식
    Figure 112007009161660-pat00100
    와 같이 정의되며, 상기 직교위상 채널을 위한 제1반송파 (LOQQ)와 제2반송파 (LOQI)는 수학식
    Figure 112007009161660-pat00101
    와 같이 정의됨을 특징으로 하는 자가 보상 방법.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 수신단에 대한 직교 오프셋 특성과 부정합 특성에 대한 보상이 이루어진 후 상기 송신단의 아날로그 기저대역에서 생성된 동위상 채널 테스트 송신신호 (ITX)와 직교위상 채널 테스트 송신신호 (QTX)를 무선 주파수 대역 신호로 변환하여 상기 테스트 경로를 통해 상기 수신단으로 인가하는 과정과;
    상기 인가되는 무선 주파수 대역 신호를 하나의 쌍으로 인가되는 동위상 채널을 위한 제5반송파와 직교 위상 채널을 위한 제5반송파 각각에 의해 아날로그 기저대역 신호로 변환하여 제5동위상 채널 테스트 신호와 제5직교위상 채널 테스트 신호로 출력하는 과정과;
    상기 아날로그 기저대역으로 변환된 제5동위상 채널 테스트 신호 (VII)와 상기 아날로그 기저대역으로 변환된 제5직교위상 채널 테스트 신호 (VQQ)를 수학식
    Figure 112008020352598-pat00102
    에 대입하여 상기 송신기의 이득 부정합 값 (
    Figure 112008020352598-pat00084
    )을 계산하는 과정과;
    상기 아날로그 기저대역으로 변환된 제5동위상 채널 테스트 신호 (VII)와 상기 아날로그 기저대역으로 변환된 제5직교위상 채널 테스트 신호 (VQQ)를 수학식
    Figure 112008020352598-pat00103
    에 대입하여 상기 송신단의 위상 부정합 값 (
    Figure 112008020352598-pat00085
    )을 계산하는 과정과;
    상기 이득 부정합 값 (
    Figure 112008020352598-pat00086
    )과 상기 위상 부정합 값 (
    Figure 112008020352598-pat00087
    )을 수학식
    Figure 112008020352598-pat00104
    에 대입하여 보상 값들 (M, N)을 계산하는 과정과,
    상기 보상 값 (M, N)을 이용하여 상기 송신단의 디지털 기저대역에서 동 위상 채널신호와 직교 위상 채널신호 간의 부정합 특성을 보상하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 자가 보상 방법.
  6. 제5항에 있어서, 상기 동 위상 채널 테스트 송신신호(ITX)와 상기 직교 위상 채널 송신신호(QTX)는 수학식
    Figure 112007009161660-pat00105
    로 정의됨을 특징으로 하는 자가 보상 방법.
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