JP3492560B2 - 振幅整合型ポリフェーズフィルタおよび位相振幅整合型ポリフェーズフィルタならびにイメージ抑圧型受信機 - Google Patents
振幅整合型ポリフェーズフィルタおよび位相振幅整合型ポリフェーズフィルタならびにイメージ抑圧型受信機Info
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
- H03H7/18—Networks for phase shifting
- H03H7/21—Networks for phase shifting providing two or more phase shifted output signals, e.g. n-phase output
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- H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
- H03H7/01—Frequency selective two-port networks
- H03H2007/0192—Complex filters
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- Filters And Equalizers (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル無線通
信のスーパーヘテロダイン受信機におけるイメージ波抑
圧に用いられるポリフェーズフィルタの高性能化に関す
るものである。
信のスーパーヘテロダイン受信機におけるイメージ波抑
圧に用いられるポリフェーズフィルタの高性能化に関す
るものである。
【０００２】
【従来の技術】図１１にディジタル無線機の受信部にお
ける、ポリフェーズフィルタを用いた従来技術によるイ
メージ抑圧の構成を示す。ここで、本発明に関するポリ
フェーズフィルタは０度から２７０度まで９０度間隔で
構成された信号に対して適用されるフィルタで、入力信
号としては同相成分信号のチャネルをＩチャネルとし、
直交成分信号のチャネルをＱチャネルとし、それぞれの
チャネルの差動信号すなわち原信号と反転信号の合計４
種類の信号に対して適用するものである。以下従来のポ
リフェーズフィルタを用いた受信系について説明する。
受信したＲＦ信号は２経路に分岐され、一方は局部発振
回路で発振された内部信号と乗算され、他の一方は（π
／２）移相器９により位相差が９０度シフトされた上記
の内部信号と乗算された後に、それぞれローパスフィル
タ１０によってＩチャンネルおよびＱチャンネルのＩＦ
信号として取り出される。その後、上記２つのＩＦ信号
をポリフェーズフィルタ１２に入力することでイメージ
信号が除去され、希望するＩＦ信号のみが出力される。
ける、ポリフェーズフィルタを用いた従来技術によるイ
メージ抑圧の構成を示す。ここで、本発明に関するポリ
フェーズフィルタは０度から２７０度まで９０度間隔で
構成された信号に対して適用されるフィルタで、入力信
号としては同相成分信号のチャネルをＩチャネルとし、
直交成分信号のチャネルをＱチャネルとし、それぞれの
チャネルの差動信号すなわち原信号と反転信号の合計４
種類の信号に対して適用するものである。以下従来のポ
リフェーズフィルタを用いた受信系について説明する。
受信したＲＦ信号は２経路に分岐され、一方は局部発振
回路で発振された内部信号と乗算され、他の一方は（π
／２）移相器９により位相差が９０度シフトされた上記
の内部信号と乗算された後に、それぞれローパスフィル
タ１０によってＩチャンネルおよびＱチャンネルのＩＦ
信号として取り出される。その後、上記２つのＩＦ信号
をポリフェーズフィルタ１２に入力することでイメージ
信号が除去され、希望するＩＦ信号のみが出力される。
【０００３】図１２に従来技術による１段のポリフェー
ズフィルタを示す。ポリフェーズフィルタでは１つの入
力端子が２つの出力端子にそれぞれ抵抗１〜４および容
量５〜８を介して結合しており、また同時に１つの出力
端子は２つの入力端子にそれぞれ抵抗１〜４および容量
５〜８を介して結合している。ここでＩＦ信号の角周波
数をω0、抵抗値をＲ0および、容量をＣ0とすると、ω0
Ｃ0Ｒ0＝１となるようにＣ0、Ｒ0の値を設定する。この
時、図１２に示したように位相差が９０度で振幅誤差の
ないイメージ信号が入力されると、出力はゼロとなりイ
メージ信号が完全に抑圧される。
ズフィルタを示す。ポリフェーズフィルタでは１つの入
力端子が２つの出力端子にそれぞれ抵抗１〜４および容
量５〜８を介して結合しており、また同時に１つの出力
端子は２つの入力端子にそれぞれ抵抗１〜４および容量
５〜８を介して結合している。ここでＩＦ信号の角周波
数をω0、抵抗値をＲ0および、容量をＣ0とすると、ω0
Ｃ0Ｒ0＝１となるようにＣ0、Ｒ0の値を設定する。この
時、図１２に示したように位相差が９０度で振幅誤差の
ないイメージ信号が入力されると、出力はゼロとなりイ
メージ信号が完全に抑圧される。
【０００４】しかしながら、２つのＩＦ信号間に振幅差
が有る場合、またはＩＦ信号間の位相差が９０度からず
れている場合には、ポリフェーズフィルタ出力中に不要
信号となるイメージ信号が残存し、イメージ抑圧比が劣
化する。このため従来技術では、図１３に示すようにポ
リフェーズフィルタ１２にＩＦ信号を入力する前に、位
相振幅整合器１１によって２つのＩＦ信号間の９０度か
らの位相差のずれ、および振幅誤差の補正を行う。従来
技術による位相振幅整合器１１は、図１４（ａ）に示す
ように可変移相器１３とゲインコントロールアンプ１
４、または図１４（ｂ）に示すように可変移相器１３と
可変減衰器１５の組み合わせで構成されており、位相お
よび信号振幅が個別に補正される。
が有る場合、またはＩＦ信号間の位相差が９０度からず
れている場合には、ポリフェーズフィルタ出力中に不要
信号となるイメージ信号が残存し、イメージ抑圧比が劣
化する。このため従来技術では、図１３に示すようにポ
リフェーズフィルタ１２にＩＦ信号を入力する前に、位
相振幅整合器１１によって２つのＩＦ信号間の９０度か
らの位相差のずれ、および振幅誤差の補正を行う。従来
技術による位相振幅整合器１１は、図１４（ａ）に示す
ように可変移相器１３とゲインコントロールアンプ１
４、または図１４（ｂ）に示すように可変移相器１３と
可変減衰器１５の組み合わせで構成されており、位相お
よび信号振幅が個別に補正される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】デジタル無線用ＬＳＩ
は今後、無線データのマルチメディア対応に伴い高精度
・広帯域化が求められている。しかしながら従来技術で
は位相振幅整合器において可変減衰器により信号が減衰
しＳＮ比が劣化するか、またはゲインコントロールアン
プにより信号に歪みが入る等、の問題があった。本発明
は以上のような点に鑑みて成されたものであり、その目
的はポリフェーズフィルタに位相振幅補正機能を持たせ
ることで、高性能で広帯域なイメージ抑圧が可能なデジ
タル受信機を提供することにある。
は今後、無線データのマルチメディア対応に伴い高精度
・広帯域化が求められている。しかしながら従来技術で
は位相振幅整合器において可変減衰器により信号が減衰
しＳＮ比が劣化するか、またはゲインコントロールアン
プにより信号に歪みが入る等、の問題があった。本発明
は以上のような点に鑑みて成されたものであり、その目
的はポリフェーズフィルタに位相振幅補正機能を持たせ
ることで、高性能で広帯域なイメージ抑圧が可能なデジ
タル受信機を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、本発明においては以下の特徴を有する構成とし
た。
めに、本発明においては以下の特徴を有する構成とし
た。
【０００７】上記の課題を解決するために本発明の振幅
整合型ポリフェーズフィルタは、第１、第２、第３、及
び第４の抵抗と、第１、第２、第３、及び第４の容量と
を具備し、第１の抵抗が第１の入力端子および第１の出
力端子に接続され、第２の抵抗が第２の入力端子および
第２の出力端子に接続され、第３の抵抗が第３の入力端
子および第３の出力端子に接続され、第４の抵抗が第４
の入力端子および第４の出力端子に接続され、第１の容
量が第４の入力端子および第１の出力端子に接続され、
第２の容量が第１の入力端子および第２の出力端子に接
続され、第３の容量が第２の入力端子および第３の出力
端子に接続され、第４の容量が第３の入力端子および第
４の出力端子に接続されるポリフェーズフィルタにおい
て、第１、第２、第３、及び第４の容量の容量値が相等
しく、第１、第２、第３、及び第４の抵抗が可変抵抗に
より構成され、第１及び第３の抵抗の抵抗値が等しく、
第２及び第４の抵抗の抵抗値が等しく、かつ第２及び第
４の入力端子への差動入力信号の振幅が第１及び第３の
入力端子への差動入力信号の振幅の（１＋ε）倍大きく
位相差が９０度である場合に、第１及び第３の抵抗の抵
抗値を振幅誤差のない場合の抵抗値の（１＋ε）分の１
倍に、第２及び第４の抵抗の抵抗値を振幅誤差のない場
合の抵抗値の（１＋ε）倍にする事で振幅誤差補正を行
うことを特徴としている。
整合型ポリフェーズフィルタは、第１、第２、第３、及
び第４の抵抗と、第１、第２、第３、及び第４の容量と
を具備し、第１の抵抗が第１の入力端子および第１の出
力端子に接続され、第２の抵抗が第２の入力端子および
第２の出力端子に接続され、第３の抵抗が第３の入力端
子および第３の出力端子に接続され、第４の抵抗が第４
の入力端子および第４の出力端子に接続され、第１の容
量が第４の入力端子および第１の出力端子に接続され、
第２の容量が第１の入力端子および第２の出力端子に接
続され、第３の容量が第２の入力端子および第３の出力
端子に接続され、第４の容量が第３の入力端子および第
４の出力端子に接続されるポリフェーズフィルタにおい
て、第１、第２、第３、及び第４の容量の容量値が相等
しく、第１、第２、第３、及び第４の抵抗が可変抵抗に
より構成され、第１及び第３の抵抗の抵抗値が等しく、
第２及び第４の抵抗の抵抗値が等しく、かつ第２及び第
４の入力端子への差動入力信号の振幅が第１及び第３の
入力端子への差動入力信号の振幅の（１＋ε）倍大きく
位相差が９０度である場合に、第１及び第３の抵抗の抵
抗値を振幅誤差のない場合の抵抗値の（１＋ε）分の１
倍に、第２及び第４の抵抗の抵抗値を振幅誤差のない場
合の抵抗値の（１＋ε）倍にする事で振幅誤差補正を行
うことを特徴としている。
【０００８】また本発明の振幅整合型ポリフェーズフィ
ルタは、第１、第２、第３、及び第４の抵抗と、第１、
第２、第３、及び第４の容量とを具備し、第１の抵抗が
第１の入力端子および第１の出力端子に接続され、第２
の抵抗が第２の入力端子および第２の出力端子に接続さ
れ、第３の抵抗が第３の入力端子及び第３の出力端子に
接続され、第４の抵抗が第４の入力端子および第４の出
力端子に接続され、第１の容量が第４の入力端子および
第１の出力端子に接続され、第２の容量が第１の入力端
子および第２の出力端子に接続され、第３の容量が第２
の入力端子および第３の出力端子に接続され、第４の容
量が第３の入力端子および第４の出力端子に接続される
ポリフェーズフィルタにおいて、第１、第２、第３、及
び第４の抵抗の抵抗値が相等しく、第１、第２、第３、
及び第４の容量が可変容量により構成され、第１及び第
３の容量の容量値が等しく、第２及び第４の容量の容量
値が等しく、かつ第２及び第４の入力端子への差動入力
信号の振幅が第１及び第３の入力端子への差動入力信号
の振幅の（１＋ε）倍大きく位相差が９０度である場合
に、第１及び第３の容量の容量値を振幅誤差のない場合
の容量値の（１＋ε）分の１倍に、第２及び第４の容量
の容量値を振幅誤差のない場合の容量値の（１＋ε）借
にする事で振幅誤差補正を行うことを特徴としている。
ルタは、第１、第２、第３、及び第４の抵抗と、第１、
第２、第３、及び第４の容量とを具備し、第１の抵抗が
第１の入力端子および第１の出力端子に接続され、第２
の抵抗が第２の入力端子および第２の出力端子に接続さ
れ、第３の抵抗が第３の入力端子及び第３の出力端子に
接続され、第４の抵抗が第４の入力端子および第４の出
力端子に接続され、第１の容量が第４の入力端子および
第１の出力端子に接続され、第２の容量が第１の入力端
子および第２の出力端子に接続され、第３の容量が第２
の入力端子および第３の出力端子に接続され、第４の容
量が第３の入力端子および第４の出力端子に接続される
ポリフェーズフィルタにおいて、第１、第２、第３、及
び第４の抵抗の抵抗値が相等しく、第１、第２、第３、
及び第４の容量が可変容量により構成され、第１及び第
３の容量の容量値が等しく、第２及び第４の容量の容量
値が等しく、かつ第２及び第４の入力端子への差動入力
信号の振幅が第１及び第３の入力端子への差動入力信号
の振幅の（１＋ε）倍大きく位相差が９０度である場合
に、第１及び第３の容量の容量値を振幅誤差のない場合
の容量値の（１＋ε）分の１倍に、第２及び第４の容量
の容量値を振幅誤差のない場合の容量値の（１＋ε）借
にする事で振幅誤差補正を行うことを特徴としている。
【０００９】また本発明の第１の広帯域な位相振幅整合
型ポリフェーズフィルタは、本発明による第１の振幅整
合型ポリフェーズフィルタと、第１の多段ポリフェーズ
フィルタと、第１及び第２の制御回路と、第１及び第２
の可変移相器と、第１及び第２の減算器とを具備し、第
１の振幅整合型ポリフェーズフィルタの第１および第３
の入力端子と第１の可変移相器の第１および第２の出力
端子がそれぞれ接続され、第１の振幅整合型ポリフェー
ズフィルタの第２および第４の入力端子と第２の可変移
相器の第１および第２の出力端子がそれぞれ接続され、
第１の振幅整合型ポリフェーズフィルタの第１、第２、
第３、及び第４の出力端子が、第１の多段ポリフェーズ
フィルタの第１、第２、第３、及び第４の入力端子にそ
れぞれ接続され、第１の減算器により、第１の多段ポリ
フェーズフィルタの第１の出力端子信号から第２の出力
端子信号が減算され、第２の減算器により、第１の多段
ポリフェーズフィルタの第３の出力端子信号から第４の
出力端子信号が減算され、第１の制御回路が、第１及び
第２の可変移相器の出力を入力として取り込み、信号間
の位相差が９０度になるように第１及び第２の可変移相
器に対して制御信号を送出し、第２の制御回路が、第１
及び第２の減算器の出力を入力として取り込み、イメー
ジ信号電力が最小になるように前記第１の振幅整合型ポ
リフェーズフィルタに対して制御することを特徴として
いる。
型ポリフェーズフィルタは、本発明による第１の振幅整
合型ポリフェーズフィルタと、第１の多段ポリフェーズ
フィルタと、第１及び第２の制御回路と、第１及び第２
の可変移相器と、第１及び第２の減算器とを具備し、第
１の振幅整合型ポリフェーズフィルタの第１および第３
の入力端子と第１の可変移相器の第１および第２の出力
端子がそれぞれ接続され、第１の振幅整合型ポリフェー
ズフィルタの第２および第４の入力端子と第２の可変移
相器の第１および第２の出力端子がそれぞれ接続され、
第１の振幅整合型ポリフェーズフィルタの第１、第２、
第３、及び第４の出力端子が、第１の多段ポリフェーズ
フィルタの第１、第２、第３、及び第４の入力端子にそ
れぞれ接続され、第１の減算器により、第１の多段ポリ
フェーズフィルタの第１の出力端子信号から第２の出力
端子信号が減算され、第２の減算器により、第１の多段
ポリフェーズフィルタの第３の出力端子信号から第４の
出力端子信号が減算され、第１の制御回路が、第１及び
第２の可変移相器の出力を入力として取り込み、信号間
の位相差が９０度になるように第１及び第２の可変移相
器に対して制御信号を送出し、第２の制御回路が、第１
及び第２の減算器の出力を入力として取り込み、イメー
ジ信号電力が最小になるように前記第１の振幅整合型ポ
リフェーズフィルタに対して制御することを特徴として
いる。
【００１０】また本発明の位相振幅整合型ポリフェーズ
フィルタは、本発明による第１、第２及び第３の振幅整
合型ポリフェーズフィルタと、第１、第２、第３、第
４、第５及び第６の加算器と、第１及び第２の減算器を
具備し、第１の振幅整合型ポリフェーズフィルタの第
１、第２、第３、及び第４の入力端子と、第２の振幅整
合型ポリフェーズフィルタの第１、第４、第３、及び第
２の入力端子とがそれぞれ接続され、第１の振幅整合型
ポリフェーズフィルタの第１の出力と、第２の振幅整合
型ポリフェーズフィルタの第１の出力が第１の加算器に
入力され、第１の振幅整合型ポリフェーズフィルタの第
２の出力と、第２の振幅整合型ポリフェーズフィルタの
第４の出力が第２の加算器に入力され、第１の振幅整合
型ポリフェーズフィルタの第３の出力と、第２の振幅整
合型ポリフェーズフィルタの第３の出力が第３の加算器
に入力され、第１の振幅整合型ポリフェーズフィルタの
第４の出力と、第２の振幅整合型ポリフェーズフィルタ
の第２の出力が第４の加算器に入力され、第５の加算器
により第１及び第２の加算器の出力信号が加算され、第
１の減算器により第２の加算器の出力信号から第１の加
算器の出力信号が減算され、第６の加算器により第３及
び第４の加算器の出力信号が加算され、第２の減算器に
より第４の加算器の出力信号から第３の加算器の出力信
号が減算され、第５及び第６の加算器の出力端子および
第１及び第２の減算器の出力端子が、第３の振幅整合型
ポリフェーズフィルタの第１、第３、第２、及び第４の
入力端子にそれぞれ接続されており、前記第１の振幅整
合型ポリフェーズフィルタの第２及び第４の入力端子へ
の差動入力信号の振幅が第１及び第３の入力端子への差
動入力信号の振幅のα（＝１＋ε）倍大きく位相差が
（９０−θ）度である場合に、第１及び第２の振幅整合
型ポリフェーズフィルタにおいて振幅がα倍異なった場
合の振幅誤差の補正を行い、第３の振幅整合型ポリフェ
ーズフィルタにおいて振幅がｔａｎ｛４５°−（θ−ｔ
ａｎ-1α＋ｔａｎ-1α-1）／２}倍異なった場合の振幅
誤差補正を行うことで位相と振幅の両方を補正すること
を特徴としている。
フィルタは、本発明による第１、第２及び第３の振幅整
合型ポリフェーズフィルタと、第１、第２、第３、第
４、第５及び第６の加算器と、第１及び第２の減算器を
具備し、第１の振幅整合型ポリフェーズフィルタの第
１、第２、第３、及び第４の入力端子と、第２の振幅整
合型ポリフェーズフィルタの第１、第４、第３、及び第
２の入力端子とがそれぞれ接続され、第１の振幅整合型
ポリフェーズフィルタの第１の出力と、第２の振幅整合
型ポリフェーズフィルタの第１の出力が第１の加算器に
入力され、第１の振幅整合型ポリフェーズフィルタの第
２の出力と、第２の振幅整合型ポリフェーズフィルタの
第４の出力が第２の加算器に入力され、第１の振幅整合
型ポリフェーズフィルタの第３の出力と、第２の振幅整
合型ポリフェーズフィルタの第３の出力が第３の加算器
に入力され、第１の振幅整合型ポリフェーズフィルタの
第４の出力と、第２の振幅整合型ポリフェーズフィルタ
の第２の出力が第４の加算器に入力され、第５の加算器
により第１及び第２の加算器の出力信号が加算され、第
１の減算器により第２の加算器の出力信号から第１の加
算器の出力信号が減算され、第６の加算器により第３及
び第４の加算器の出力信号が加算され、第２の減算器に
より第４の加算器の出力信号から第３の加算器の出力信
号が減算され、第５及び第６の加算器の出力端子および
第１及び第２の減算器の出力端子が、第３の振幅整合型
ポリフェーズフィルタの第１、第３、第２、及び第４の
入力端子にそれぞれ接続されており、前記第１の振幅整
合型ポリフェーズフィルタの第２及び第４の入力端子へ
の差動入力信号の振幅が第１及び第３の入力端子への差
動入力信号の振幅のα（＝１＋ε）倍大きく位相差が
（９０−θ）度である場合に、第１及び第２の振幅整合
型ポリフェーズフィルタにおいて振幅がα倍異なった場
合の振幅誤差の補正を行い、第３の振幅整合型ポリフェ
ーズフィルタにおいて振幅がｔａｎ｛４５°−（θ−ｔ
ａｎ-1α＋ｔａｎ-1α-1）／２}倍異なった場合の振幅
誤差補正を行うことで位相と振幅の両方を補正すること
を特徴としている。
【００１１】また本発明の位相振幅整合型ポリフェーズ
フィルタは、本発明による第１、第２及び第３の振幅整
合型ポリフェーズフィルタと、第１、第２、第３、第
４、第５及び第６の加算器と第１及び第２の減算器を具
備し、第１の振幅整合型ポリフェーズフィルタの第１、
第２、第３、及び第４の入力端子と、第２の振幅整合型
ポリフェーズフィルタの第３、第２、第１、及び第４の
入力端子とがそれぞれ接続され、第１の振幅整合型ポリ
フェーズフィルタの第１の出力と、第２の振幅整合型ポ
リフェーズフィルタの第１の出力が第１の加算器に入力
され、第１の振幅整合型ポリフェーズフィルタの第２の
出力と、第２の振幅整合型ポリフェーズフィルタの第４
の出力が第２の加算器に入力され、第１の振幅整合型ポ
リフェーズフィルタの第３の出力と、第２の振幅整合型
ポリフェーズフィルタの第３の出力が第３の加算器に入
力され、第１の振幅整合型ポリフェーズフィルタの第４
の出力と、第２の振幅整合型ポリフェーズフィルタの第
２の出力が第４の加算器に入力され、第５の加算器によ
り第１及び第２の加算器の出力信号が加算され、第１の
減算器により第２加算器の出力信号から第１の加算器の
出力信号が減算され、第６の加算器により第３及び第４
の加算器の出力信号が加算され、第２の減算器により第
４加算器の出力信号から第３の加算器の出力信号が減算
され、第５及び第６の加算器の出力端子および第１及び
第２の減算器の出力端子が、第３の振幅整合型ポリフェ
ーズフィルタの第１、第３、第２、及び第４の入力端子
にそれぞれ接続されており、前記第１の振幅整合型ポリ
フェーズフィルタの第２及び第４の入力端子への差動入
力信号の振幅が第１及び第３の入力端子への差動入力信
号の振幅のα（＝１＋ε）倍大きく位相差が（９０−
θ）度である場合に、第１及び第２の振幅整合型ポリフ
ェーズフィルタにおいて振幅がα倍異なった場合の振幅
誤差の補正を行い、第３の振幅整合型ポリフェーズフィ
ルタにおいて振幅がｔａｎ｛４５°−（θ＋ｔａｎ-1α
−ｔａｎ-1α-1）／２｝倍異なった場合の振幅誤差補正
を行うことで位相と振幅の両方を補正することを特徴と
している。
フィルタは、本発明による第１、第２及び第３の振幅整
合型ポリフェーズフィルタと、第１、第２、第３、第
４、第５及び第６の加算器と第１及び第２の減算器を具
備し、第１の振幅整合型ポリフェーズフィルタの第１、
第２、第３、及び第４の入力端子と、第２の振幅整合型
ポリフェーズフィルタの第３、第２、第１、及び第４の
入力端子とがそれぞれ接続され、第１の振幅整合型ポリ
フェーズフィルタの第１の出力と、第２の振幅整合型ポ
リフェーズフィルタの第１の出力が第１の加算器に入力
され、第１の振幅整合型ポリフェーズフィルタの第２の
出力と、第２の振幅整合型ポリフェーズフィルタの第４
の出力が第２の加算器に入力され、第１の振幅整合型ポ
リフェーズフィルタの第３の出力と、第２の振幅整合型
ポリフェーズフィルタの第３の出力が第３の加算器に入
力され、第１の振幅整合型ポリフェーズフィルタの第４
の出力と、第２の振幅整合型ポリフェーズフィルタの第
２の出力が第４の加算器に入力され、第５の加算器によ
り第１及び第２の加算器の出力信号が加算され、第１の
減算器により第２加算器の出力信号から第１の加算器の
出力信号が減算され、第６の加算器により第３及び第４
の加算器の出力信号が加算され、第２の減算器により第
４加算器の出力信号から第３の加算器の出力信号が減算
され、第５及び第６の加算器の出力端子および第１及び
第２の減算器の出力端子が、第３の振幅整合型ポリフェ
ーズフィルタの第１、第３、第２、及び第４の入力端子
にそれぞれ接続されており、前記第１の振幅整合型ポリ
フェーズフィルタの第２及び第４の入力端子への差動入
力信号の振幅が第１及び第３の入力端子への差動入力信
号の振幅のα（＝１＋ε）倍大きく位相差が（９０−
θ）度である場合に、第１及び第２の振幅整合型ポリフ
ェーズフィルタにおいて振幅がα倍異なった場合の振幅
誤差の補正を行い、第３の振幅整合型ポリフェーズフィ
ルタにおいて振幅がｔａｎ｛４５°−（θ＋ｔａｎ-1α
−ｔａｎ-1α-1）／２｝倍異なった場合の振幅誤差補正
を行うことで位相と振幅の両方を補正することを特徴と
している。
【００１２】また本発明の第２の広帯域な位相振幅整合
型ポリフェーズフィルタは、本発明による第１の位相振
幅整合型ポリフェーズフィルタと、第１の多段ポリフェ
ーズフィルタと、第１及び第２の制御回路と、第１及び
第２の可変移相器と、第３及び第４の減算器とを具備
し、第１の位相振幅整合型ポリフェーズフィルタの構成
要素である第１の振幅整合型ポリフェーズフィルタの第
１および第３の入力端子と第１の可変移相器の第１およ
び第２の出力端子がそれぞれ接続され、前記第１の振幅
整合型ポリフェーズフィルタの第２および第４の入力端
子と第２の可変移相器の第１および第２の出力端子がそ
れぞれ接続され、第１の位相振幅整合型ポリフェーズフ
ィルタの構成要素である第３の振幅整合型ポリフェーズ
フィルタの第１、第２、第３、及び第４の出力端子が、
第１の多段ポリフェーズフィルタの第１、第２、第３、
及び第４の入力端子にそれぞれ接続され、第３の減算器
により、第１の多段ポリフェーズフィルタの第１の出力
端子信号から第２の出力端子信号が減算され、第４の減
算器により、第１の多段ポリフェーズフィルタの第３の
出力端子信号から第４の出力端子信号が減算され、第１
の制御回路が、第１の位相振幅整合型ポリフェーズフィ
ルタの構成要素である第５及び第６の加算器の出力、並
びに第１及び第２の減算器の出力を入力として取り込
み、信号間の位相差が９０度になるように第１及び第２
の振幅整合型ポリフェーズフィルタに対して制御信号を
送出し、第２の制御回路が、第３及び第４の減算器の出
力を入力として取り込み、イメージ信号電力が最小にな
るように前記第１及び第２の可変移相器、並びに第３の
振幅整合型ポリフェーズフィルタに対して制御信号をす
ることを特徴としている。
型ポリフェーズフィルタは、本発明による第１の位相振
幅整合型ポリフェーズフィルタと、第１の多段ポリフェ
ーズフィルタと、第１及び第２の制御回路と、第１及び
第２の可変移相器と、第３及び第４の減算器とを具備
し、第１の位相振幅整合型ポリフェーズフィルタの構成
要素である第１の振幅整合型ポリフェーズフィルタの第
１および第３の入力端子と第１の可変移相器の第１およ
び第２の出力端子がそれぞれ接続され、前記第１の振幅
整合型ポリフェーズフィルタの第２および第４の入力端
子と第２の可変移相器の第１および第２の出力端子がそ
れぞれ接続され、第１の位相振幅整合型ポリフェーズフ
ィルタの構成要素である第３の振幅整合型ポリフェーズ
フィルタの第１、第２、第３、及び第４の出力端子が、
第１の多段ポリフェーズフィルタの第１、第２、第３、
及び第４の入力端子にそれぞれ接続され、第３の減算器
により、第１の多段ポリフェーズフィルタの第１の出力
端子信号から第２の出力端子信号が減算され、第４の減
算器により、第１の多段ポリフェーズフィルタの第３の
出力端子信号から第４の出力端子信号が減算され、第１
の制御回路が、第１の位相振幅整合型ポリフェーズフィ
ルタの構成要素である第５及び第６の加算器の出力、並
びに第１及び第２の減算器の出力を入力として取り込
み、信号間の位相差が９０度になるように第１及び第２
の振幅整合型ポリフェーズフィルタに対して制御信号を
送出し、第２の制御回路が、第３及び第４の減算器の出
力を入力として取り込み、イメージ信号電力が最小にな
るように前記第１及び第２の可変移相器、並びに第３の
振幅整合型ポリフェーズフィルタに対して制御信号をす
ることを特徴としている。
【００１３】また本発明の第３の広帯域な位相振幅整合
型ポリフェーズフィルタは、前記第１の広帯域な位相振
幅整合型ポリフェーズフィルタにおいて、第１の振幅整
合型ポリフェーズフィルタ、並びに第１及び第２の可変
移相器の時定数をイメージ信号の中心周波数に対して設
定していることを特徴としている。
型ポリフェーズフィルタは、前記第１の広帯域な位相振
幅整合型ポリフェーズフィルタにおいて、第１の振幅整
合型ポリフェーズフィルタ、並びに第１及び第２の可変
移相器の時定数をイメージ信号の中心周波数に対して設
定していることを特徴としている。
【００１４】また本発明の第４の広帯域な位相振幅整合
型ポリフェーズフィルタは、前記第２の広帯域な位相振
幅整合型ポリフェーズフィルタにおいて、前記第１、第
２及び第３の振幅整合型ポリフェーズフィルタ、並びに
第１及び第２の可変移相器の時定数をイメージ信号の中
心周波数に対して設定していることを特徴としている。
型ポリフェーズフィルタは、前記第２の広帯域な位相振
幅整合型ポリフェーズフィルタにおいて、前記第１、第
２及び第３の振幅整合型ポリフェーズフィルタ、並びに
第１及び第２の可変移相器の時定数をイメージ信号の中
心周波数に対して設定していることを特徴としている。
【００１５】また本発明の第５の広帯域な位相振幅整合
型ポリフェーズフィルタは、前記第１または第２または
第３または第４の広帯域な位相振幅整合型ポリフェーズ
フィルタと、第１及び第２のバッファと、第１の反転バ
ッファと、第１及び第２のスイッチとを具備し、ＩＦ信
号の同相成分側が第１のバッファを経由して前記広帯域
な位相振幅整合型ポリフェーズフィルタに入力され、前
記ポリフェーズフィルタのパラメータ設定時に、希望信
号のみが存在する状態で第１及び第２のスイッチにより
ＩＦ信号の直交成分側が第１の反転バッファを経由して
前記広帯域な位相振幅整合型ポリフェーズフィルタに入
力されされることで擬似的にイメージ信号を作成し、通
常便用時に、第１及び第２のスイッチによりＩＦ信号の
直交成分側が第２のバッファを経由して前記広帯域な位
相振幅整合型ポリフェーズフィルタに入力されることを
特徴としている。
型ポリフェーズフィルタは、前記第１または第２または
第３または第４の広帯域な位相振幅整合型ポリフェーズ
フィルタと、第１及び第２のバッファと、第１の反転バ
ッファと、第１及び第２のスイッチとを具備し、ＩＦ信
号の同相成分側が第１のバッファを経由して前記広帯域
な位相振幅整合型ポリフェーズフィルタに入力され、前
記ポリフェーズフィルタのパラメータ設定時に、希望信
号のみが存在する状態で第１及び第２のスイッチにより
ＩＦ信号の直交成分側が第１の反転バッファを経由して
前記広帯域な位相振幅整合型ポリフェーズフィルタに入
力されされることで擬似的にイメージ信号を作成し、通
常便用時に、第１及び第２のスイッチによりＩＦ信号の
直交成分側が第２のバッファを経由して前記広帯域な位
相振幅整合型ポリフェーズフィルタに入力されることを
特徴としている。
【００１６】
【発明の実施の形態】（第１の実施の形態）図１（ａ）
は本発明の第１の実施の形態の位相振幅整合型ポリフェ
ーズフィルタを用いたイメージ抑圧回路の構成図であ
る。受信したＲＦ信号は２つの経路に分岐され、一方は
局部発振回路ＶLOで発振された内部信号と乗算器１６に
より乗算され、他の一方は移相器９により位相差が９０
度シフトされた内部信号と他の乗算器１６’により乗算
された後に、それぞれの乗算結果に対応した位置に配置
されたローパスフィルタ１０を経てＩＦ信号が取り出さ
れる。その後、これら２つのＩＦ信号は位相振幅整合型
ポリフェーズフィルタ１７に入力することでイメージ信
号が除去され、希望するＩＦ信号のみが出力される。
は本発明の第１の実施の形態の位相振幅整合型ポリフェ
ーズフィルタを用いたイメージ抑圧回路の構成図であ
る。受信したＲＦ信号は２つの経路に分岐され、一方は
局部発振回路ＶLOで発振された内部信号と乗算器１６に
より乗算され、他の一方は移相器９により位相差が９０
度シフトされた内部信号と他の乗算器１６’により乗算
された後に、それぞれの乗算結果に対応した位置に配置
されたローパスフィルタ１０を経てＩＦ信号が取り出さ
れる。その後、これら２つのＩＦ信号は位相振幅整合型
ポリフェーズフィルタ１７に入力することでイメージ信
号が除去され、希望するＩＦ信号のみが出力される。
【００１７】図２に本発明による第１の実施の形態とし
ての位相振幅整合型ポリフェーズフィルタの回路構成を
示す。ＩチャネルＱチャネル２つのＩＦ信号間の相対誤
差がε、位相差が（９０−θ）度であった場合、まず可
変移相器Ａ２１および可変移相器Ｂ２２によって位相差
を９０度に補正する。図３にこれら二つの可変移相器の
回路構成を示す。可変移相器２１および２２により角周
波数ω0の信号が ψ＝２ｔａｎ-1（１／ω0Ｒ0Ｃ0） だけ位相がシフトされるため可変抵抗の抵抗値を調整す
ることで位相を補正できる。２つのＩＦ信号間の位相差
が（９０−θ）度であった場合、可変移相器Ａ２１、Ｂ
２１の移相量ψＡ、ψＢをψＢ−ψＡ＝θとすることで
位相差を９０度に補正できる。ＩＦ信号が帯域を持って
いる場合には、その帯域内での位相誤差を最小にするた
め、ＩＦ信号帯域の中心周波数に対して ψＡ＝９０°−（θ／２）、 ψＢ＝９０°＋（θ／２） とすることで位相差を９０度に補正する。図２中の制御
回路Ａ２３は二つの可変移相器からの出力を入力として
取り込み、入力信号がｃｏｓ（ω0ｔ）及び、（１＋
ε）ｓｉｎ（ω0ｔ−φ）である場合、以下のようにそ
の積をとり、 ｃｏｓ（ω0ｔ）・（１＋ε）ｓｉｎ（ω0ｔ−φ）＝１
／２（１＋ε）｛ｓｉｎ（２ω0ｔ−φ）−ｓｉｎφ｝ その直流成分を取り出すことによって −１／２（１＋ε）ｓｉｎφ≒−１／２ｓｉｎφ のように位相のずれφを検出し、φがゼロになるように
可変移相器Ａ２１および２に対して制御信号を送出す
る。
ての位相振幅整合型ポリフェーズフィルタの回路構成を
示す。ＩチャネルＱチャネル２つのＩＦ信号間の相対誤
差がε、位相差が（９０−θ）度であった場合、まず可
変移相器Ａ２１および可変移相器Ｂ２２によって位相差
を９０度に補正する。図３にこれら二つの可変移相器の
回路構成を示す。可変移相器２１および２２により角周
波数ω0の信号が ψ＝２ｔａｎ-1（１／ω0Ｒ0Ｃ0） だけ位相がシフトされるため可変抵抗の抵抗値を調整す
ることで位相を補正できる。２つのＩＦ信号間の位相差
が（９０−θ）度であった場合、可変移相器Ａ２１、Ｂ
２１の移相量ψＡ、ψＢをψＢ−ψＡ＝θとすることで
位相差を９０度に補正できる。ＩＦ信号が帯域を持って
いる場合には、その帯域内での位相誤差を最小にするた
め、ＩＦ信号帯域の中心周波数に対して ψＡ＝９０°−（θ／２）、 ψＢ＝９０°＋（θ／２） とすることで位相差を９０度に補正する。図２中の制御
回路Ａ２３は二つの可変移相器からの出力を入力として
取り込み、入力信号がｃｏｓ（ω0ｔ）及び、（１＋
ε）ｓｉｎ（ω0ｔ−φ）である場合、以下のようにそ
の積をとり、 ｃｏｓ（ω0ｔ）・（１＋ε）ｓｉｎ（ω0ｔ−φ）＝１
／２（１＋ε）｛ｓｉｎ（２ω0ｔ−φ）−ｓｉｎφ｝ その直流成分を取り出すことによって −１／２（１＋ε）ｓｉｎφ≒−１／２ｓｉｎφ のように位相のずれφを検出し、φがゼロになるように
可変移相器Ａ２１および２に対して制御信号を送出す
る。
【００１８】位相差が９０度に補正されたＩＦ信号は、
振幅整合型ポリフェーズフィルタ２５によって振幅補正
が行われる。図４に本発明による第１の実施の形態に用
いられる振幅整合型ポリフェーズフィルタ２５の回路構
成を示す。このポリフェーズフィルタには４つの入力端
子があり、図４に示すように、上から第１と第３の端
子、及び第２と第４端子にＩチャネル及びＱチャネルの
差動ＩＦ信号をそれぞれ入力する。２つのＩＦ信号間の
信号振幅に相対誤差εが存在した場合に、ポリフェーズ
フィルタを構成する抵抗を可変にし、 ω0Ｃ0Ｒ0＝１／（１＋ε）、 ω0Ｃ0Ｒ’0＝１＋ε と設定することで角周波数ω0のイメージ信号が完全に
抑圧される。
振幅整合型ポリフェーズフィルタ２５によって振幅補正
が行われる。図４に本発明による第１の実施の形態に用
いられる振幅整合型ポリフェーズフィルタ２５の回路構
成を示す。このポリフェーズフィルタには４つの入力端
子があり、図４に示すように、上から第１と第３の端
子、及び第２と第４端子にＩチャネル及びＱチャネルの
差動ＩＦ信号をそれぞれ入力する。２つのＩＦ信号間の
信号振幅に相対誤差εが存在した場合に、ポリフェーズ
フィルタを構成する抵抗を可変にし、 ω0Ｃ0Ｒ0＝１／（１＋ε）、 ω0Ｃ0Ｒ’0＝１＋ε と設定することで角周波数ω0のイメージ信号が完全に
抑圧される。
【００１９】広帯域なイメージ信号を抑圧するため、図
２の位相振幅整合型ポリフェーズフィルタでは、振幅整
合型ポリフェーズフィルタ２５からの出力を多段のポリ
フェーズフィルタ２６に入力している。図５に多段のポ
リフェーズフィルタ２６の回路構成を示す。ポリフェー
ズフィルタの各段の時定数ＣiＲiは、周波数の対数軸上
で等間隔になるように設定する。たとえば２５〜６４Ｍ
Ｈｚ帯域のイメージ信号を抑圧する場合、可変移相器２
１、２２及び振幅整合型ポリフェーズフィルタ２５の時
定数を帯域の中心周波数４０ＭＨｚに対して設定し、多
段のポリフェーズフィルタ２６の時定数をそれぞれ２
５．６ＭＨｚ，３２ＭＨｚ，５０ＭＨｚ，６２．５ＭＨ
ｚに対して設定する。
２の位相振幅整合型ポリフェーズフィルタでは、振幅整
合型ポリフェーズフィルタ２５からの出力を多段のポリ
フェーズフィルタ２６に入力している。図５に多段のポ
リフェーズフィルタ２６の回路構成を示す。ポリフェー
ズフィルタの各段の時定数ＣiＲiは、周波数の対数軸上
で等間隔になるように設定する。たとえば２５〜６４Ｍ
Ｈｚ帯域のイメージ信号を抑圧する場合、可変移相器２
１、２２及び振幅整合型ポリフェーズフィルタ２５の時
定数を帯域の中心周波数４０ＭＨｚに対して設定し、多
段のポリフェーズフィルタ２６の時定数をそれぞれ２
５．６ＭＨｚ，３２ＭＨｚ，５０ＭＨｚ，６２．５ＭＨ
ｚに対して設定する。
【００２０】図２中の制御回路Ｂ２４は多段ポリフェー
ズフィルタ２６の出力を入力として取り込み、その信号
電力が最小になるように振幅整合型ポリフェーズフィル
タ２５に対して制御信号を送出する。
ズフィルタ２６の出力を入力として取り込み、その信号
電力が最小になるように振幅整合型ポリフェーズフィル
タ２５に対して制御信号を送出する。
【００２１】図６に回路シミュレータＨＳＰＩＣＥによ
る図２の位相振幅整合型ポリフェーズフィルタのイメー
ジ抑圧特性のシミュレーション結果を示す。可変移相器
２１、２２及び振幅整合型ポリフェーズフィルタ２５の
時定数を帯域の中心周波数４０ＭＨｚに対して設定し、
多段のポリフェーズフィルタ２６の時定数を１段目から
順に５０ＭＨｚ，３２ＭＨｚ，２５．６ＭＨｚ，６２．
５ＭＨｚに対して設定している。また相対振幅誤差およ
び位相のずれをそれぞれε＝０．０３、θ＝３°とし
た。
る図２の位相振幅整合型ポリフェーズフィルタのイメー
ジ抑圧特性のシミュレーション結果を示す。可変移相器
２１、２２及び振幅整合型ポリフェーズフィルタ２５の
時定数を帯域の中心周波数４０ＭＨｚに対して設定し、
多段のポリフェーズフィルタ２６の時定数を１段目から
順に５０ＭＨｚ，３２ＭＨｚ，２５．６ＭＨｚ，６２．
５ＭＨｚに対して設定している。また相対振幅誤差およ
び位相のずれをそれぞれε＝０．０３、θ＝３°とし
た。
【００２２】（ａ）は、希望信号の信号電力であり周波
数にほとんど依存していない。
数にほとんど依存していない。
【００２３】（ｂ）は位相振幅誤差補正を行わない時の
イメージ信号電力特性である。２５〜６４ＭＨｚのイメ
ージ信号に対してイメージ抑圧比は３０ｄＢ程度であ
る。
イメージ信号電力特性である。２５〜６４ＭＨｚのイメ
ージ信号に対してイメージ抑圧比は３０ｄＢ程度であ
る。
【００２４】（ｃ）は、第１の実施の形態で記載した位
相振幅整合型ポリフェーズフィルタにおいて、イメージ
信号電力が最小になるように可変移相器２１、２２及び
振幅整合型ポリフェーズフィルタ２５のパラメータを調
整した場合のイメージ信号電力特性である。２５〜４５
ＭＨｚの低周波域および中心周波数付近で５５ｄＢ以
上、それ以外の４５〜６４ＭＨｚの信号に対しては約４
５〜５５ｄＢのイメージ抑圧が達成される。またイメー
ジ信号の周波数がその中心（４０ＭＨｚ）から離れるに
従って徐々にイメージ抑圧比が劣化しており、特に高周
波領域でイメージ抑圧特性が劣化していることがわか
る。
相振幅整合型ポリフェーズフィルタにおいて、イメージ
信号電力が最小になるように可変移相器２１、２２及び
振幅整合型ポリフェーズフィルタ２５のパラメータを調
整した場合のイメージ信号電力特性である。２５〜４５
ＭＨｚの低周波域および中心周波数付近で５５ｄＢ以
上、それ以外の４５〜６４ＭＨｚの信号に対しては約４
５〜５５ｄＢのイメージ抑圧が達成される。またイメー
ジ信号の周波数がその中心（４０ＭＨｚ）から離れるに
従って徐々にイメージ抑圧比が劣化しており、特に高周
波領域でイメージ抑圧特性が劣化していることがわか
る。
【００２５】ところで、イメージ抑圧比を向上させるた
めに、イメージ信号に対して本発明による振幅整合型ポ
リフェーズフィルタ２６及び可変移相器２１および２２
のパラメータを最適値に設定する必要がある。従って本
実施の形態では、ＩＦ信号の同相成分がバッファ１８を
経由して位相振幅整合型ポリフェーズフィルタ１７に入
力され、ＩＦ信号の直交成分の位相振幅整合型ポリフェ
ーズフィルタ１７ヘの入力が反転バッファ１９を経由す
るかバッファ２０を経由するかがスイッチにより切り替
えできるようになっている。図１（ｂ）に示したよう
に、希望信号のみが存在する状態でＩＦ信号の直交成分
側を反転バッファ１９により反転することで擬似的にイ
メージ信号を作成し、位相振幅整合型ポリフェーズフィ
ルタ１７のパラメータを決定する。通常使用時には、前
記パラメータを固定したまま図１（ａ）に示したように
直交成分側の入力を元に戻してイメージ抑圧処理を行
う。
めに、イメージ信号に対して本発明による振幅整合型ポ
リフェーズフィルタ２６及び可変移相器２１および２２
のパラメータを最適値に設定する必要がある。従って本
実施の形態では、ＩＦ信号の同相成分がバッファ１８を
経由して位相振幅整合型ポリフェーズフィルタ１７に入
力され、ＩＦ信号の直交成分の位相振幅整合型ポリフェ
ーズフィルタ１７ヘの入力が反転バッファ１９を経由す
るかバッファ２０を経由するかがスイッチにより切り替
えできるようになっている。図１（ｂ）に示したよう
に、希望信号のみが存在する状態でＩＦ信号の直交成分
側を反転バッファ１９により反転することで擬似的にイ
メージ信号を作成し、位相振幅整合型ポリフェーズフィ
ルタ１７のパラメータを決定する。通常使用時には、前
記パラメータを固定したまま図１（ａ）に示したように
直交成分側の入力を元に戻してイメージ抑圧処理を行
う。
【００２６】なお、上記バッファ１８〜２０としては差
動アンプが使用されるが、ＩチャネルおよびＱチャネル
間のゲインを一致させたまま位相反転を行う位相反転増
幅器であれば特に種類を問うものでないことは云うまで
もない。
動アンプが使用されるが、ＩチャネルおよびＱチャネル
間のゲインを一致させたまま位相反転を行う位相反転増
幅器であれば特に種類を問うものでないことは云うまで
もない。
【００２７】（第２の実施の形態）図７は第２の実施の
形態の振幅整合型ポリフェーズフィルタである。本発明
による第１の実施の形態の位相振幅整合型ポリフェーズ
フィルタ２５に用いることができる。２つのＩＦ信号間
の信号振幅に相対誤差εが存在した場合に、ポリフェー
ズフィルタを構成する容量を可変にし、 ω0Ｃ0Ｒ0＝１／（１＋ε）、 ω0Ｃ’0Ｒ0＝１＋ε と設定することで角周波数ω0のイメージ信号が完全に
抑圧される。
形態の振幅整合型ポリフェーズフィルタである。本発明
による第１の実施の形態の位相振幅整合型ポリフェーズ
フィルタ２５に用いることができる。２つのＩＦ信号間
の信号振幅に相対誤差εが存在した場合に、ポリフェー
ズフィルタを構成する容量を可変にし、 ω0Ｃ0Ｒ0＝１／（１＋ε）、 ω0Ｃ’0Ｒ0＝１＋ε と設定することで角周波数ω0のイメージ信号が完全に
抑圧される。
【００２８】（第３の実施の形態）図８は本発明による
第３の実施の形態の位相振幅整合型ポリフェーズフィル
タである。以下に、ＩＦ信号間の相対誤差がεであり、
位相差が（９０−θ）度であった場合の、本実施の形態
における位相および振幅整合手順を記述する。
第３の実施の形態の位相振幅整合型ポリフェーズフィル
タである。以下に、ＩＦ信号間の相対誤差がεであり、
位相差が（９０−θ）度であった場合の、本実施の形態
における位相および振幅整合手順を記述する。
【００２９】まず、制御回路Ｃ２８が振幅整合型ポリフ
ェーズフィルタＣ２９への入力信号を入力として取り込
み、第１の実施の形態と同様に入力信号の位相差の９０
度からのずれを検出し、位相差の９０度からのずれがゼ
ロになるように振幅整合型ポリフェーズフィルタＡ３０
およびＢ３１に対して制御信号を送出する。この時、振
幅整合型ポリフェーズフィルタＡ３０およびＢ３１は、
第１及び第２の実施の形態に記載の相対振幅誤差εに対
する補正を行った場合と同じパラメータ設定になる（具
体的にはω0Ｃ0Ｒ0＝１／（１＋ε）、ω0Ｃ0Ｒ’0＝１
＋ε）。例えば可変移相器２１および２２における移相
量が等しい場合、可変移相器２１及び２２の出力端子に
おける角周波数ω0のイメージ信号は、それぞれｅｘｐ
（ｊω0ｔ）、−αｊ＊ｅｘｐ｛ｊ（ω0ｔ＋θ）｝（た
だしα＝１＋ε）と表される。よって振幅整合型ポリフ
ェーズフィルタ３０及び３１で相対振幅誤差εに対する
前記補正を行った場合、加算器３２、３３、３４および
３５の出力信号は、それぞれａ1＊ｅｘｐ（ｊω0ｔ）、
ａ2＊ｅｘｐ（ｊω0ｔ）、ａ3＊ｅｘｐ（ｊω
0ｔ）、 ａ4＊ｅｘｐ（ｊω0ｔ） ただし、ａ1＝２α／（α十ｊ）、ａ2＝−２ｊα＊ｅｘ
ｐ（ｊθ）／（１＋ｊα） ａ3＝−ａ1，ａ4＝
−ａ2となる。したがって、加算器３２、３３、３４お
よび３５の出力では９０度からの位相のずれが、−θ＋
ｔａｎ-1α−ｔａｎ-1α-1で、振幅誤差のないＩＦ信号
が得られる。この後、加算と減算により位相のずれが振
幅誤差に変換されるため、振幅整合型ポリフェーズフィ
ルタＣ２９には、位相差が完全に９０度で、Ｉチャネル
信号とＱチャネル信号の振幅の比が ｔａｎ｛４５0−（θ−ｔａｎ-1α＋ｔａｎ-1α-1）／２｝ ≒αｔａｎ（４５0−θ／２） （１） のＩＦ信号が入力される。
ェーズフィルタＣ２９への入力信号を入力として取り込
み、第１の実施の形態と同様に入力信号の位相差の９０
度からのずれを検出し、位相差の９０度からのずれがゼ
ロになるように振幅整合型ポリフェーズフィルタＡ３０
およびＢ３１に対して制御信号を送出する。この時、振
幅整合型ポリフェーズフィルタＡ３０およびＢ３１は、
第１及び第２の実施の形態に記載の相対振幅誤差εに対
する補正を行った場合と同じパラメータ設定になる（具
体的にはω0Ｃ0Ｒ0＝１／（１＋ε）、ω0Ｃ0Ｒ’0＝１
＋ε）。例えば可変移相器２１および２２における移相
量が等しい場合、可変移相器２１及び２２の出力端子に
おける角周波数ω0のイメージ信号は、それぞれｅｘｐ
（ｊω0ｔ）、−αｊ＊ｅｘｐ｛ｊ（ω0ｔ＋θ）｝（た
だしα＝１＋ε）と表される。よって振幅整合型ポリフ
ェーズフィルタ３０及び３１で相対振幅誤差εに対する
前記補正を行った場合、加算器３２、３３、３４および
３５の出力信号は、それぞれａ1＊ｅｘｐ（ｊω0ｔ）、
ａ2＊ｅｘｐ（ｊω0ｔ）、ａ3＊ｅｘｐ（ｊω
0ｔ）、 ａ4＊ｅｘｐ（ｊω0ｔ） ただし、ａ1＝２α／（α十ｊ）、ａ2＝−２ｊα＊ｅｘ
ｐ（ｊθ）／（１＋ｊα） ａ3＝−ａ1，ａ4＝
−ａ2となる。したがって、加算器３２、３３、３４お
よび３５の出力では９０度からの位相のずれが、−θ＋
ｔａｎ-1α−ｔａｎ-1α-1で、振幅誤差のないＩＦ信号
が得られる。この後、加算と減算により位相のずれが振
幅誤差に変換されるため、振幅整合型ポリフェーズフィ
ルタＣ２９には、位相差が完全に９０度で、Ｉチャネル
信号とＱチャネル信号の振幅の比が ｔａｎ｛４５0−（θ−ｔａｎ-1α＋ｔａｎ-1α-1）／２｝ ≒αｔａｎ（４５0−θ／２） （１） のＩＦ信号が入力される。
【００３０】位相差が完全に９０度に補正された角周波
数ω0のイメージ信号は、振幅整合型ポリフェーズフィ
ルタＣ２９において式（１）で表される振幅誤差が補正
され、角周波数ω0のイメージ信号が完全に抑圧され
る。
数ω0のイメージ信号は、振幅整合型ポリフェーズフィ
ルタＣ２９において式（１）で表される振幅誤差が補正
され、角周波数ω0のイメージ信号が完全に抑圧され
る。
【００３１】また図８の位相振幅整合型ポリフェーズフ
ィルタにおいても広帯域なイメージ信号を抑圧するため
振幅整合型ポリフェーズフィルタＣ２９からの出力を多
段のポリフェーズブイルタ２６に入力している。
ィルタにおいても広帯域なイメージ信号を抑圧するため
振幅整合型ポリフェーズフィルタＣ２９からの出力を多
段のポリフェーズブイルタ２６に入力している。
【００３２】制御回路Ｄ３６は多段ポリフェーズフィル
タ２６の出力を入力として取り込み、その信号電力が最
小になるように振幅整合型ポリフェーズフィルタＣ２９
および可変移相器２１及び２２に対して制御信号を送出
する。
タ２６の出力を入力として取り込み、その信号電力が最
小になるように振幅整合型ポリフェーズフィルタＣ２９
および可変移相器２１及び２２に対して制御信号を送出
する。
【００３３】図９に回路シミュレータＨＳＰＩＣＥによ
る図８の位相振幅整合型ポリフェーズフィルタのイメー
ジ抑圧特性のシミュレーション結果を示す。可変移相器
２１、、２２及び振幅整合型ポリフェーズフィルタ３
０、３１、２９の時定数を帯域の中心周波数４０ＭＨｚ
に対して設定し、多段のポリフェーズフィルタ２６の時
定数を１段目から順に５０ＭＨｚ，３２ＭＨｚ，２５．
６ＭＨｚ、６２．５ＭＨｚに対して設定している。また
相対振幅誤差および位相のずれをそれぞれε＝０．０
３、θ＝３°とした。図９のデータに対して（ａ）は、
希望信号の信号電力であり、周波数が高くなるにつれて
僅かに減衰している。
る図８の位相振幅整合型ポリフェーズフィルタのイメー
ジ抑圧特性のシミュレーション結果を示す。可変移相器
２１、、２２及び振幅整合型ポリフェーズフィルタ３
０、３１、２９の時定数を帯域の中心周波数４０ＭＨｚ
に対して設定し、多段のポリフェーズフィルタ２６の時
定数を１段目から順に５０ＭＨｚ，３２ＭＨｚ，２５．
６ＭＨｚ、６２．５ＭＨｚに対して設定している。また
相対振幅誤差および位相のずれをそれぞれε＝０．０
３、θ＝３°とした。図９のデータに対して（ａ）は、
希望信号の信号電力であり、周波数が高くなるにつれて
僅かに減衰している。
【００３４】（ｂ）は位相振幅誤差補正を行わない時の
イメージ信号電力特性である。２５〜６４ＭＨｚのイメ
ージ信号に対してイメージ抑圧比は３０ｄＢ程度であ
る。（ｃ）は、第３の実施の形態で記載した位相振幅整
合型ポリフェーズフィルタにおいて、イメージ信号電力
が最小になるように振幅整合型ポリフェーズフィルタＣ
２９のパラメータのみを調整した場合のイメージ信号電
力特性である。この時、可変移相器２１及び２２の移相
量は共に９０度である。３５〜４５ＭＨｚの中心周波数
付近で５０ｄＢ、それ以外の２５〜６４ＭＨｚの信号に
対しては約４０ｄＢのイメージ抑圧が達成される。また
イメージ信号の周波数がその中心（４０ＭＨｚ）から離
れるに従って徐々にイメージ抑圧比が劣化していること
がわかる。
イメージ信号電力特性である。２５〜６４ＭＨｚのイメ
ージ信号に対してイメージ抑圧比は３０ｄＢ程度であ
る。（ｃ）は、第３の実施の形態で記載した位相振幅整
合型ポリフェーズフィルタにおいて、イメージ信号電力
が最小になるように振幅整合型ポリフェーズフィルタＣ
２９のパラメータのみを調整した場合のイメージ信号電
力特性である。この時、可変移相器２１及び２２の移相
量は共に９０度である。３５〜４５ＭＨｚの中心周波数
付近で５０ｄＢ、それ以外の２５〜６４ＭＨｚの信号に
対しては約４０ｄＢのイメージ抑圧が達成される。また
イメージ信号の周波数がその中心（４０ＭＨｚ）から離
れるに従って徐々にイメージ抑圧比が劣化していること
がわかる。
【００３５】（ｄ）は、第３の実施の形態で記載した位
相振幅整合型ポリフェーズフィルタにおいて、広帯域な
イメージ信号電力が最小になるように可変移相器２１、
２２の移相量、及び振幅整合型ポリフェーズフィルタＣ
２９のパラメータを調整した場合のイメージ信号電力特
性である。この時、可変移相器２１及び２２の移相量を
それぞれψＡ、ψＢとすると、 θ−ψＡ＋ψＢ＝−ｔａｎ-1α＋ｔａｎ-1α-1 が成り立っており、振幅整合型ポリフェーズフィルタＣ
２９ではα2の振幅誤差に対する補正が行われている。
３５〜４６ＭＨｚの中心周波数付近で７５ｄＢ、それ以
外の２５〜６４ＭＨｚの信号に対しては約５０ｄＢのイ
メージ抑圧が達成されている。またイメージ信号の周波
数がその中心（４０ＭＨｚ）から離れるに従って徐々に
イメージ抑圧比が劣化していることがわかる。
相振幅整合型ポリフェーズフィルタにおいて、広帯域な
イメージ信号電力が最小になるように可変移相器２１、
２２の移相量、及び振幅整合型ポリフェーズフィルタＣ
２９のパラメータを調整した場合のイメージ信号電力特
性である。この時、可変移相器２１及び２２の移相量を
それぞれψＡ、ψＢとすると、 θ−ψＡ＋ψＢ＝−ｔａｎ-1α＋ｔａｎ-1α-1 が成り立っており、振幅整合型ポリフェーズフィルタＣ
２９ではα2の振幅誤差に対する補正が行われている。
３５〜４６ＭＨｚの中心周波数付近で７５ｄＢ、それ以
外の２５〜６４ＭＨｚの信号に対しては約５０ｄＢのイ
メージ抑圧が達成されている。またイメージ信号の周波
数がその中心（４０ＭＨｚ）から離れるに従って徐々に
イメージ抑圧比が劣化していることがわかる。
【００３６】（第４の実施の形態）図１０は本発明によ
る第４の実施の形態の位相振幅整合型ポリフェーズフィ
ルタである。前記第３の実施の形態の位相振幅整合型ポ
リフェーズフィルタとの違いは、振幅整合型ポリフェー
ズフィルタＢ３１への入力が反転していることのみであ
る。以下に、ＩＦ信号間の相対誤差がεであり、位相差
が（９０−θ）度であった場合の、本実施の形態におけ
る位相および振幅整合手順を記述する。
る第４の実施の形態の位相振幅整合型ポリフェーズフィ
ルタである。前記第３の実施の形態の位相振幅整合型ポ
リフェーズフィルタとの違いは、振幅整合型ポリフェー
ズフィルタＢ３１への入力が反転していることのみであ
る。以下に、ＩＦ信号間の相対誤差がεであり、位相差
が（９０−θ）度であった場合の、本実施の形態におけ
る位相および振幅整合手順を記述する。
【００３７】まず、制御回路Ｃ２８が振幅整合型ポリフ
ェーズフィルタＣ２９への入力信号を入力として取り込
み、第１の実施の形態と同様に入力信号の位相差の９０
度からのずれを検出し、位相差の９０度からのずれがゼ
ロになるように振幅整合型ポリフェーズフィルタＡ３０
およびＢ３１に対して制御信号を送出する。この時、振
幅整合型ポリフェーズフィルタＡ３０及びＢ３１は、第
１及び第２の実施の形態に記載の相対振幅誤差εに対す
る補正を行った場合と同じパラメータ設定になる（具体
的にはω0Ｃ0Ｒ0＝１／（１＋ε）、ω0Ｃ0Ｒ’0＝１＋
ε）。例えば可変移相器Ａ２１及びＢ２２における移相
量が等しい場合、可変移相器２１及び２２の出力端子に
おける角周波数ω0のイメージ信号は、それぞれ ｅｘｐ（ｊω0ｔ）、−αｊ＊ｅｘｐ｛ｊ（ω0ｔ＋
θ）｝（ただしα＝１＋ε）と表される。よって振幅整
合型ポリフェーズフィルタＡ３０及びＢ３１で相対振幅
誤差εに対する前記補正を行った場合、加算器３２、３
３、３４および３５の出力信号は、それぞれａ1＊ｅｘ
ｐ（ｊω0ｔ）、ａ2＊ｅｘｐ（ｊω0ｔ）、ａ3＊ｅｘｐ
（ｊω0ｔ）、ａ4＊ｅｘｐ（ｊω0ｔ） ただし、 ａ1＝−２ｊα＊ｅｘｐ（ｊθ）／（α＋
ｊ）、ａ2＝２ｊα／（１＋ｊα）、ａ3＝−ａ1、
ａ4＝−ａ2となる。したがって、加算器３２、３
３、３４および３５の出力では９０度からの位相のずれ
が、−θ−ｔａｎ-1α＋ｔａｎ-1α-1で、振幅誤差のな
いＩＦ信号が得られる。この後、加算と減算により位相
のずれが振幅誤差に変換されるため、振幅整合型ポリフ
ェーズフィルタＣ２９には、位相差が完全に９０度で、
Ｉチャネル信号とＱチャネル信号の振幅の比が ｔａｎ｛４５°−（θ＋ｔａｎ-1α−ｔａｎ-1α-1）／２｝ ≒α-1ｔａｎ（４５°−θ／２） （２） のＩＦ信号が入力される。
ェーズフィルタＣ２９への入力信号を入力として取り込
み、第１の実施の形態と同様に入力信号の位相差の９０
度からのずれを検出し、位相差の９０度からのずれがゼ
ロになるように振幅整合型ポリフェーズフィルタＡ３０
およびＢ３１に対して制御信号を送出する。この時、振
幅整合型ポリフェーズフィルタＡ３０及びＢ３１は、第
１及び第２の実施の形態に記載の相対振幅誤差εに対す
る補正を行った場合と同じパラメータ設定になる（具体
的にはω0Ｃ0Ｒ0＝１／（１＋ε）、ω0Ｃ0Ｒ’0＝１＋
ε）。例えば可変移相器Ａ２１及びＢ２２における移相
量が等しい場合、可変移相器２１及び２２の出力端子に
おける角周波数ω0のイメージ信号は、それぞれ ｅｘｐ（ｊω0ｔ）、−αｊ＊ｅｘｐ｛ｊ（ω0ｔ＋
θ）｝（ただしα＝１＋ε）と表される。よって振幅整
合型ポリフェーズフィルタＡ３０及びＢ３１で相対振幅
誤差εに対する前記補正を行った場合、加算器３２、３
３、３４および３５の出力信号は、それぞれａ1＊ｅｘ
ｐ（ｊω0ｔ）、ａ2＊ｅｘｐ（ｊω0ｔ）、ａ3＊ｅｘｐ
（ｊω0ｔ）、ａ4＊ｅｘｐ（ｊω0ｔ） ただし、 ａ1＝−２ｊα＊ｅｘｐ（ｊθ）／（α＋
ｊ）、ａ2＝２ｊα／（１＋ｊα）、ａ3＝−ａ1、
ａ4＝−ａ2となる。したがって、加算器３２、３
３、３４および３５の出力では９０度からの位相のずれ
が、−θ−ｔａｎ-1α＋ｔａｎ-1α-1で、振幅誤差のな
いＩＦ信号が得られる。この後、加算と減算により位相
のずれが振幅誤差に変換されるため、振幅整合型ポリフ
ェーズフィルタＣ２９には、位相差が完全に９０度で、
Ｉチャネル信号とＱチャネル信号の振幅の比が ｔａｎ｛４５°−（θ＋ｔａｎ-1α−ｔａｎ-1α-1）／２｝ ≒α-1ｔａｎ（４５°−θ／２） （２） のＩＦ信号が入力される。
【００３８】位相差が完全に９０度に補正された角周波
数ω0のイメージ信号は、振幅整合型ポリフェーズフィ
ルタＣ２９において式（２）で表される振幅誤差が補正
され、角周波数ω0のイメージ信号が完全に抑圧され
る。また図１０の位相振幅整合型ポリフェーズフィルタ
においても広帯域なイメージ信号を抑圧するため振幅整
合型ポリフェーズフィルタＣ２９からの出力を多段のポ
リフェーズフィルタに入力している。制御回路Ｄ３６は
多段ポリフェーズフィルタ２６からの出力を入力として
取り込み、その信号電力が最小になるように振幅整合型
ポリフェーズフィルタＣ２９および可変移相器２１及び
２２に対して制御信号を送出する。この時、可変移相器
２１及び２２の移相量をそれぞれψＡ、ψＢとすると、 θ−ψＡ＋ψＢ＝ｔａｎ-1α−ｔａｎ-1α−１ が成り立っており、振幅整合型ポリフェーズフィルタＣ
２９ではα−２の振幅誤差に対する補正が行われる。
数ω0のイメージ信号は、振幅整合型ポリフェーズフィ
ルタＣ２９において式（２）で表される振幅誤差が補正
され、角周波数ω0のイメージ信号が完全に抑圧され
る。また図１０の位相振幅整合型ポリフェーズフィルタ
においても広帯域なイメージ信号を抑圧するため振幅整
合型ポリフェーズフィルタＣ２９からの出力を多段のポ
リフェーズフィルタに入力している。制御回路Ｄ３６は
多段ポリフェーズフィルタ２６からの出力を入力として
取り込み、その信号電力が最小になるように振幅整合型
ポリフェーズフィルタＣ２９および可変移相器２１及び
２２に対して制御信号を送出する。この時、可変移相器
２１及び２２の移相量をそれぞれψＡ、ψＢとすると、 θ−ψＡ＋ψＢ＝ｔａｎ-1α−ｔａｎ-1α−１ が成り立っており、振幅整合型ポリフェーズフィルタＣ
２９ではα−２の振幅誤差に対する補正が行われる。
【００３９】
【発明の効果】以上説明したように、位相振幅補正機能
を持ったポリフェーズフィルタにより、高性能で広帯域
なイメージ抑圧が可能になる。
を持ったポリフェーズフィルタにより、高性能で広帯域
なイメージ抑圧が可能になる。
【図１】本発明の第１の実施の形態の位相振幅整合型ポ
リフェーズフィルタを用いたデジタル無線機の受信部に
おけるイメージ抑圧回路構成図。
リフェーズフィルタを用いたデジタル無線機の受信部に
おけるイメージ抑圧回路構成図。
【図２】本発明の第１の実施の形態に用いられる第１の
位相振幅整合型ポリフェーズフィルタの構成図。
位相振幅整合型ポリフェーズフィルタの構成図。
【図３】本発明の第１の実施の形態の位相振幅整合型ポ
リフェーズフィルタに用いられる可変移相器の回路構成
図。
リフェーズフィルタに用いられる可変移相器の回路構成
図。
【図４】本発明の第１の実施の形態の位相振幅整合型ポ
リフェーズフィルタに用いられる第１の振幅整合型ポリ
フェーズフィルタの回路構成図。
リフェーズフィルタに用いられる第１の振幅整合型ポリ
フェーズフィルタの回路構成図。
【図５】本発明の第１の実施の形態の位相振幅整合型ポ
リフェーズフィルタに用いられる多段ポリフェーズフィ
ルタの回路構成図。
リフェーズフィルタに用いられる多段ポリフェーズフィ
ルタの回路構成図。
【図６】回路シミュレータＨＳＰＩＣＥによる本発明の
第１の実筋の形態の位相振幅整合型ポリフェーズフィル
タのＩＦ周波数特性図。
第１の実筋の形態の位相振幅整合型ポリフェーズフィル
タのＩＦ周波数特性図。
【図７】本発明の第１の実施の形態の位相振幅整合型ポ
リフェーズフィルタに用いられる第２の振幅整合型ポリ
フェーズフィルタの回路構成図。
リフェーズフィルタに用いられる第２の振幅整合型ポリ
フェーズフィルタの回路構成図。
【図８】本発明の第３の実施の形態の位相振幅整合型ポ
リフェーズフィルタの構成図。
リフェーズフィルタの構成図。
【図９】回路シミュレータＨＳＰＩＣＥによる本発明の
第３の実施の形態の位相振幅整合型ポリフェーズフィル
タのＩＦ周波数特性図。
第３の実施の形態の位相振幅整合型ポリフェーズフィル
タのＩＦ周波数特性図。
【図１０】本発明の第４の実施の形態の位相振幅整合型
ポリフェーズフィルタの構成図。
ポリフェーズフィルタの構成図。
【図１１】従来技術によるポリフェーズフィルタを用い
たデジタル無線機の受信部におけるイメージ抑圧回路構
成図。
たデジタル無線機の受信部におけるイメージ抑圧回路構
成図。
【図１２】従来技術によるポリフェーズフィルタの回路
構成図。
構成図。
【図１３】デジタル無線機の受信部における従来技術の
ポリフェーズフィルタを用いたイメージ抑圧回路構成
図。
ポリフェーズフィルタを用いたイメージ抑圧回路構成
図。
【図１４】従来技術における位相振幅整合器の構成図。
１〜４：抵抗 ５〜８：容量
９ ：π／２移相器 １０：ローパスフィ
ルタ（ＬＰＦ） １１：位相振幅整合器 １２：ポリフェーズ
フィルタ １３：可変移相器 １４：ゲインコント
ロールアンプ １５：可変減衰器 １６、１６’：乗算
器 １７：位相振幅整合型ポリフェーズフィルタ １８〜２０：バッファ ２１：可変移相器Ａ ２２：可変移相器Ｂ ２３：制御回路Ａ ２４：制御回路Ｂ ２５：振幅整合型ポリフェーズフィルタ ２６：多段のポリフェーズフィルタ ２７：可変抵抗器 ２８：制御回路Ｃ ２９：振幅整合型ポリフェーズフィルタＣ ３０：振幅整合型ポリフェーズフィルタＡ ３１：振幅整合型ポリフェーズフィルタＢ ３２〜３５：加算器 ３６：制御回路Ｄ
ルタ（ＬＰＦ） １１：位相振幅整合器 １２：ポリフェーズ
フィルタ １３：可変移相器 １４：ゲインコント
ロールアンプ １５：可変減衰器 １６、１６’：乗算
器 １７：位相振幅整合型ポリフェーズフィルタ １８〜２０：バッファ ２１：可変移相器Ａ ２２：可変移相器Ｂ ２３：制御回路Ａ ２４：制御回路Ｂ ２５：振幅整合型ポリフェーズフィルタ ２６：多段のポリフェーズフィルタ ２７：可変抵抗器 ２８：制御回路Ｃ ２９：振幅整合型ポリフェーズフィルタＣ ３０：振幅整合型ポリフェーズフィルタＡ ３１：振幅整合型ポリフェーズフィルタＢ ３２〜３５：加算器 ３６：制御回路Ｄ
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フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04L 27/00 - 27/30
H03H 7/18 - 7/21
H03H 1/00 - 3/00
H03H 5/00 - 7/13
H04B 1/10 - 1/14
Claims (9)
- 【請求項１】第１から第４までの４個の抵抗と、第１か
ら第４までの４個の容量とを具備し、第１の抵抗の一端
が第１の入力端子に、他端が第１の出力端子にそれぞれ
接続され、第２の抵抗の一端が第２の入力端子に、他端
が第２の出力端子にそれぞれ接続され、第３の抵抗の一
端が第３の入力端子に、他端が第３の出力端子にそれぞ
れ接続され、第４の抵抗の一端が第４の入力端子に、他
端が第４の出力端子にそれぞれ接続され、第１の容量の
一端が第４の入力端子に、他端が第１の出力端子にそれ
ぞれ接続され、第２の容量の一端が第１の入力端子に、
他端が第２の出力端子にそれぞれ接続され、第３の容量
の一端が第２の入力端子に、他端が第３の出力端子にそ
れぞれ接続され、第４の容量の一端が第３の入力端子
に、他端が第４の出力端子にそれぞれ接続されるポリフ
ェーズフィルタにおいて、第１、第２、第３、及び第４
の容量の容量値が相等しく、第１、第２、第３、及び第
４の抵抗が可変抵抗により構成され、第１及び第３の抵
抗の抵抗値が等しく、第２及び第４の抵抗の抵抗値が等
しく、かつ第２及び第４の入力端子への差動入力信号の
振幅が、振幅誤差をεとして第１及び第３の入力端子へ
の差動入力信号の振幅の（１＋ε）倍大きく位相差が９
０度である場合に、第１及び第３の抵抗の抵抗値を振幅
誤差のない場合の抵抗値の（１＋ε）分の１倍に、第２
及び第４の抵抗の抵抗値を振幅誤差のない場合の抵抗値
の（１＋ε）倍にする事で振幅誤差補正を行うことを特
徴とする振幅整合型ポリフェーズフィルタ。 - 【請求項２】第１から第４までの４個の抵抗と、第１か
ら第４までの４個の容量とを具備し、第１の抵抗の一端
が第１の入力端子に、他端が第１の出力端子にそれぞれ
接続され、第２の抵抗の一端が第２の入力端子に、他端
が第２の出力端子にそれぞれ接続され、第３の抵抗の一
端が第３の入力端子に、他端が第３の出力端子にそれぞ
れ接続され、第４の抵抗の一端が第４の入力端子に、他
端が第４の出力端子にそれぞれ接続され、第１の容量の
一端が第４の入力端子に、他端が第１の出力端子にそれ
ぞれ接続され、第２の容量の一端が第１の入力端子に、
他端が第２の出力端子にそれぞれ接続され、第３の容量
の一端が第２の入力端子に、他端が第３の出力端子にそ
れぞれ接続され、第４の容量の一端が第３の入力端子
に、他端が第４の出力端子にそれぞれ接続されるポリフ
ェーズフィルタにおいて、第１、第２、第３、及び第４
の抵抗の抵抗値が相等しく、第１、第２、第３、及び第
４の容量が可変容量により構成され、第１及び第３の容
量の容量値が等しく、第２及び第４の容量の容量値が等
しく、かつ第２及び第４の入力端子への差動入力信号の
振幅が第１及び第３の入力端子への差動入力信号の振幅
の（１＋ε）倍大きく、位相差が９０度である場合に、
第１及び第３の容量の容量値を振幅誤差のない場合の容
量値の（１＋ε）分の１倍に、第２及び第４の容量の容
量値を振幅誤差のない場合の容量値の（１＋ε）倍にす
る事で振幅誤差補正を行うことを特徴とする振幅整合型
ポリフェーズフィルタ。 - 【請求項３】請求項１または請求項２に記載の第１の振
幅整合型ポリフェーズフィルタと、第１の多段ポリフェ
ーズフィルタと、第１及び第２の制御回路と、第１及び
第２の可変移相器と、第１及び第２の減算器とを具備
し、第１の振幅整合型ポリフェーズフィルタの第１およ
び第３の入力端子と第１の可変移相器の第１および第２
の出力端子がそれぞれ接続され、第１の振幅整合型ポリ
フェーズフィルタの第２および第４の入力端子と第２の
可変移相器の第１および第２の出力端子がそれぞれ接続
され、第１の振幅整合型ポリフェーズフィルタの第１、
第２、第３、及び第４の出力端子が、第１の多段ポリフ
ェーズフィルタの第１、第２、第３、及び第４の入力端
子にそれぞれ接続され、第１の減算器により、第１の多
段ポリフェーズフィルタの第１の出力端子信号から第２
の出力端子信号が減算され、第２の減算器により、第１
の多段ポリフェーズフィルタの第３の出力端子信号から
第４の出力端子信号が減算され、第１の制御回路が、第
１及び第２の可変移相器の出力を入力として取り込み、
信号間の位相差が９０度になるように第１及び第２の可
変移相器に対して制御信号を送出し、第２の制御回路
が、第１及び第２の減算器の出力を入力として取り込
み、イメージ信号電力が最小になるように前記第１の振
幅整合型ポリフェーズフィルタに対して制御をすること
を特徴とする広帯域な位相振幅整合型ポリフェーズフィ
ルタ。 - 【請求項４】請求項１または請求項２に記載の第１、第
２及び第３の振幅整合型ボリフエーズフィルタと、第
１、第２、第３、第４、第５及び第６の加算器と、第１
及び第２の減算器を具備し、第１の振幅整合型ポリフェ
ーズフィルタの第１、第２、第３、及び第４の入力端子
と、第２の振幅整合型ポリフェーズフィルタの第１、第
４、第３、及び第２の入力端子とがそれぞれ接続され、
第１の振幅整合型ポリフェーズフィルタの第１の出力
と、第２の振幅整合型ポリフェーズフィルタの第１の出
力が第１の加算器に入力され、第１の振幅整合型ポリフ
ェーズフィルタの第２の出力と、第２の振幅整合型ポリ
フェーズフィルタの第４の出力が第２の加算器に入力さ
れ、第１の振幅整合型ポリフェーズフィルタの第３の出
力と、第２の振幅整合型ポリフェーズフィルタの第３の
出力が第３の加算器に入力され、第１の振幅整合型ポリ
フェーズフィルタの第４の出力と、第２の振幅整合型ポ
リフェーズフィルタの第２の出力が第４の加算器に入力
され、第５の加算器により第１及び第２の加算器の出力
信号が加算され、第１の減算器により第２加算器の出力
信号から第１の加算器の出力信号が減算され、第６の加
算器により第３及び第４の加算器の出力信号が加算さ
れ、第２の減算器により第４の加算器の出力信号から第
３の加算器の出力信号が減算され、第５及び第６の加算
器の出力端子および第１及び第２の減算器の出力端子
が、第３の振幅整合型ポリフェーズフィルタの第１、第
３、第２、及び第４の入力端子にそれぞれ接続されてお
り、前記第１の振幅整合型ポリフェーズフィルタの第２
及び第４の入力端子への差動入力信号の振幅が第１及び
第３の入力端子への差動入力信号の振幅のα（＝１＋
ε）倍大きく、位相差が（９０−θ）度である場合に、
第１及び第２の振幅整合型ポリフェーズフィルタにおい
て請求項１または請求項２に記載の振幅がα倍異なった
場合の振幅誤差の補正を行い、第３の振幅整合型ポリフ
ェーズフィルタにおいて請求項１または請求項２に記載
の振幅がｔａｎ｛４５°−（θ−ｔａｎ-1α＋ｔａｎ-1
α-1）／２}倍異なった場合の振幅誤差補正を行うこと
で位相と振幅の両方を補正することを特徴とする位相振
幅整合型ポリフェーズフィルタ。 - 【請求項５】請求項１および請求項２のいずれかに記載
の第１、第２及び第３の振幅整合型ポリフェーズフィル
タと、第１、第２、第３、第４、第５及び第６の加算器
と第１及び第２の減算器を具備し、第１の振幅整合型ポ
リフェーズフィルタの第１、第２、第３、及び第４の入
力端子と、第２の振幅整合型ポリフェーズフィルタの第
３、第２、第１、及び第４の入力端子とがそれぞれ接続
され、第１の振幅整合型ポリフェーズフィルタの第１の
出力と、第２の振幅整合型ポリフェーズフィルタの第１
の出力が第１の加算器に入力され、第１の振幅整合型ポ
リフェーズフィルタの第２の出力と、第２の振幅整合型
ポリフェーズフィルタの第４の出力が第２の加算器に入
力され、第１の振幅整合型ポリフェーズフィルタの第３
の出力と、第２の振幅整合型ポリフェーズフィルタの第
３の出力が第３の加算器に入力され、第１の振幅整合型
ポリフェーズフィルタの第４の出力と、第２の振幅整合
型ポリフェーズフィルタの第２の出力が第４の加算器に
入力され、第５の加算器により第１及び第２の加算器の
出力信号が加算され、第１の減算器により第２の加算器
の出力信号から第１の加算器の出力信号が減算され、第
６の加算器により第３及び第４の加算器の出力信号が加
算され、第２の減算器により第４加算器の出力信号から
第３の加算器の出力信号が減算され、第５及び第６の加
算器の出力端子および第１及び第２の減算器の出力端子
が、第３の振幅整合型ポリフェーズフィルタの第１、第
３、第２、及び第４の入力端子にそれぞれ接続されてお
り、前記第１の振幅整合型ポリフェーズフィルタの第２
及び第４の入力端子への差動入力信号の振幅が第１及び
第３の入力端子への差動入力信号の振幅のα（＝１＋
ε）倍大きく、位相差が（９０−θ）度である場合に、
第１及び第２の振幅整合型ポリフェーズフィルタにおい
て請求項１または請求項２に記載の振幅がα倍異なった
場合の振幅誤差の補正を行い、第３の振幅整合型ポリフ
ェーズフィルタにおいて請求項１または請求項２に記載
の振幅がｔａｎ｛４５°−（θ＋ｔａｎ-1α−ｔａｎ-1
α-1）／２}倍異なった場合の振幅誤差補正を行うこと
で位相と振幅の両方を補正することを特徴とする位相振
幅整合型ポリフェーズフィルタ。 - 【請求項６】請求項４または請求項５に記載の第１の位
相振幅整合型ポリフェーズフィルタと、第１の多段ポリ
フェーズフィルタと、第１及び第２の制御回路と、第１
及び第２の可変移相器と、第３及び第４の減算器とを具
備し、第１の位相振幅整合型ポリフェーズフィルタの構
成要素である第１の振幅整合型ポリフェーズフィルタの
第１および第３の入力端子と第１の可変移相器の第１お
よび第２の出力端子がそれぞれ接続され、前記第１の振
幅整合型ポリフェーズフィルタの第２および第４の人力
端子と第２の可変移相器の第１および第２の出力端子が
それぞれ接続され、第１の位相振幅整合型ポリフェーズ
フィルタの構成要素である第３の振幅整合型ポリフェー
ズフィルタの第１、第２、第３、及び第４の出力端子
が、第１の多段ポリフェーズフィルタの第１、第２、第
３、及び第４の入力端子にそれぞれ接続され、第３の減
算器により、第１の多段ポリフェーズフィルタの第１の
出力端子信号から第２の出力端子信号が減算され、第４
の減算器により、第１の多段ポリフェーズフィルタの第
３の出力端子信号から第４の出力端子信号が減算され、
第１の制御回路が、第１の位相振幅整合型ポリフェーズ
フィルタの構成要素である第５及び第６の加算器の出
力、並びに第１及び第２の減算器の出力を入力として取
り込み、信号間の位相差が９０度になるように第１及び
第２の振幅整合型ボリフェーズフィルタに対して制御信
号を送出し、第２の制御回路が、第３及び第４の減算器
の出力を入力として取り込み、イメージ信号電力が最小
になるように前記第１及び第２の可変移相器、並びに第
３の振幅整合型ポリフェーズフィルタに対して制御信号
をすることを特徴とする広帯域な位相振幅整合型ポリフ
ェーズフィルタ。 - 【請求項７】請求項３に記載の広帯域な位相振幅整合型
ポリフェーズフィルタにおいて、前記第１の振幅整合型
ポリフェーズフィルタ、及び第１及び第２の可変移相器
の時定数をイメージ信号の中心周波数に対して設定して
いることを特徴とする請求項３に記載の広帯域な位相振
幅整合型ポリフェーズフィルタ。 - 【請求項８】請求項４乃至請求項６のいずれかに記載の
広帯域位相振幅整合型ポリフェーズフィルタにおいて、
前記第１、第２及び第３の振幅整合型ポリフェーズフィ
ルタ、並びに第１及び第２の可変移相器の時定数をイメ
ージ信号の中心周波数に対して設定していることを特徴
とする請求項６に記載の広帯域な位相振幅整合型ポリフ
ェーズフィルタ。 - 【請求項９】請求項３、請求項６、請求項７または請求
項８のいずれかに記載の広帯域位相振幅整合型ポリフェ
ーズフィルタと、第１及び第２のバッファと、第１の反
転バッファと、第１及び第２のスイッチとを具備し、Ｉ
Ｆ信号の同相成分側が第１のバッファを経由して前記広
帯域な位相振幅整合型ポリフェーズフィルタに入力さ
れ、前記ポリフェーズフィルタのパラメータ設定時に、
希望信号のみが存在する状態で第１及び第２のスイッチ
によりＩＦ信号の直交成分側が第１の反転バッファを経
由して前記広帯域な位相振幅整合型ポリフェーズフィル
タに入力されされることで擬似的にイメージ信号を作成
し、通常使用時に、第１及び第２のスイッチによりＩＦ
信号の直交成分側が第２のバッファを経由して前記広帯
域な位相振幅整合型ポリフェーズフィルタに人力される
ことを特徴とするイメージ抑圧型受信機。
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| JP21079999A JP3492560B2 (ja) | 1999-07-26 | 1999-07-26 | 振幅整合型ポリフェーズフィルタおよび位相振幅整合型ポリフェーズフィルタならびにイメージ抑圧型受信機 |
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- 1999-07-26 JP JP21079999A patent/JP3492560B2/ja not_active Expired - Fee Related
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